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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2024129343
(43)【公開日】2024-09-27
(54)【発明の名称】ダイバーシチ受信装置及びダイバーシチ受信方法
(51)【国際特許分類】
H04B 7/08 20060101AFI20240919BHJP
H04L 27/18 20060101ALI20240919BHJP
【ＦＩ】
H04B7/08 480
H04B7/08 372A
H04L27/18 C
【審査請求】未請求
【請求項の数】7
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2023038485
(22)【出願日】2023-03-13
(71)【出願人】
【識別番号】000006611
【氏名又は名称】株式会社富士通ゼネラル
(74)【代理人】
【識別番号】100103850
【弁理士】
【氏名又は名称】田中 秀▲てつ▼
(74)【代理人】
【識別番号】100066980
【弁理士】
【氏名又は名称】森 哲也
(72)【発明者】
【氏名】宇野 一貴
(72)【発明者】
【氏名】向口 昂寿
(57)【要約】
【課題】少ない演算量で、フェージング環境下で同相化精度の改善を図り、ランダムノイズの環境下において同相化精度を劣化させないダイバーシチ受信装置を提供する。
【解決手段】ダイバーシチ受信装置は、第１のブランチ及び第２のブランチと、第１の位相補償部と、第２の位相補償部と、ブランチ合成部とを備える。第１のブランチ及び第２のブランチは、差動位相偏移変調された信号を受信し、受信信号を出力する。第１の位相補償部は、第１のブランチに設けられ、受信信号に含まれるフェージング位相歪を補償する。第２の位相補償部は、第２のブランチに設けられ、受信信号に含まれるフェージング位相歪を補償する。ブランチ合成部は、第１の位相補償部の出力信号と第２の位相補償部の出力信号との位相差を算出し、同じ位相差がＮ回連続したとき、当該位相差に基づいて第１の位相補償部の出力信号と第２の位相補償部の出力信号との位相差を補正して合成する。
【選択図】図１
【解決手段】ダイバーシチ受信装置は、第１のブランチ及び第２のブランチと、第１の位相補償部と、第２の位相補償部と、ブランチ合成部とを備える。第１のブランチ及び第２のブランチは、差動位相偏移変調された信号を受信し、受信信号を出力する。第１の位相補償部は、第１のブランチに設けられ、受信信号に含まれるフェージング位相歪を補償する。第２の位相補償部は、第２のブランチに設けられ、受信信号に含まれるフェージング位相歪を補償する。ブランチ合成部は、第１の位相補償部の出力信号と第２の位相補償部の出力信号との位相差を算出し、同じ位相差がＮ回連続したとき、当該位相差に基づいて第１の位相補償部の出力信号と第２の位相補償部の出力信号との位相差を補正して合成する。
【選択図】図１
【特許請求の範囲】
【請求項1】
差動位相偏移変調された信号を受信し、受信信号を出力する第１のブランチ及び第２のブランチと、
前記第１のブランチに設けられ、前記受信信号に含まれるフェージング位相歪を補償する第１の位相補償部と、
前記第２のブランチに設けられ、前記受信信号に含まれるフェージング位相歪を補償する第２の位相補償部と、
前記第１の位相補償部の出力信号と前記第２の位相補償部の出力信号との位相差を算出し、同じ位相差がＮ（Ｎは整数）回連続したとき、当該位相差に基づいて前記第１の位相補償部の出力信号と前記第２の位相補償部の出力信号との位相差を補正して合成するブランチ合成部と、を具備するダイバーシチ受信装置。
前記第１のブランチに設けられ、前記受信信号に含まれるフェージング位相歪を補償する第１の位相補償部と、
前記第２のブランチに設けられ、前記受信信号に含まれるフェージング位相歪を補償する第２の位相補償部と、
前記第１の位相補償部の出力信号と前記第２の位相補償部の出力信号との位相差を算出し、同じ位相差がＮ（Ｎは整数）回連続したとき、当該位相差に基づいて前記第１の位相補償部の出力信号と前記第２の位相補償部の出力信号との位相差を補正して合成するブランチ合成部と、を具備するダイバーシチ受信装置。
【請求項2】
前記ブランチ合成部は、
前記第１の位相補償部の出力信号と前記第２の位相補償部の出力信号とを比較してブランチ間の位相差を算出する算出部と、
前記算出部による算出結果に基づいて、同じ位相差が前記Ｎ（Ｎは整数）回連続したとき、当該位相差に相当する位相補正量で前記第２の位相補償部の出力信号の位相を補正する補正部と、
前記第１の位相補償部の出力信号と前記補正部の出力信号とを合成する合成処理部と、
を有する請求項１に記載のダイバーシチ受信装置。
前記第１の位相補償部の出力信号と前記第２の位相補償部の出力信号とを比較してブランチ間の位相差を算出する算出部と、
前記算出部による算出結果に基づいて、同じ位相差が前記Ｎ（Ｎは整数）回連続したとき、当該位相差に相当する位相補正量で前記第２の位相補償部の出力信号の位相を補正する補正部と、
前記第１の位相補償部の出力信号と前記補正部の出力信号とを合成する合成処理部と、
を有する請求項１に記載のダイバーシチ受信装置。
【請求項3】
前記補正部は、
前記第２の位相補償部の出力信号の位相を、記憶された第１の位相補正量で補正する位相補正部と、
前記算出部による算出結果に基づいて、同じ位相差が前記Ｎ（Ｎは整数）回連続するか否かを判定し、前記同じ位相差が前記Ｎ（Ｎは整数）回連続した場合に、当該位相差に相当する第２の位相補正量を求めて、前記位相補正部に記憶された前記第１の位相補正量を前記第２の位相補正量に更新する位相補正量決定部と、
を有する請求項２に記載のダイバーシチ受信装置。
前記第２の位相補償部の出力信号の位相を、記憶された第１の位相補正量で補正する位相補正部と、
前記算出部による算出結果に基づいて、同じ位相差が前記Ｎ（Ｎは整数）回連続するか否かを判定し、前記同じ位相差が前記Ｎ（Ｎは整数）回連続した場合に、当該位相差に相当する第２の位相補正量を求めて、前記位相補正部に記憶された前記第１の位相補正量を前記第２の位相補正量に更新する位相補正量決定部と、
を有する請求項２に記載のダイバーシチ受信装置。
【請求項4】
前記第１のブランチ及び前記第２のブランチは、差動４位相偏移変調信号を受信し、
前記ブランチ合成部は、前記位相差として、９０°単位のブランチ間の象限ずれを検出する、請求項１に記載のダイバーシチ受信装置。
前記ブランチ合成部は、前記位相差として、９０°単位のブランチ間の象限ずれを検出する、請求項１に記載のダイバーシチ受信装置。
【請求項5】
前記位相補正量決定部は、通信システムの移動局に適用される場合に、第１の値として前記Ｎが２以上に設定され、同じ位相差が前記第１の値の回数以上連続するか否かを判定する、請求項３に記載のダイバーシチ受信装置。
【請求項6】
前記位相補正量決定部は、通信システムの固定局に適用される場合に、前記Ｎが前記通信システムの移動局に適用される場合に設定される第１の値より大きな第２の値に設定される、請求項３に記載のダイバーシチ受信装置。
【請求項7】
差動位相偏移変調された信号を第１のブランチ及び第２のブランチによりそれぞれ受信することと、
第１のブランチから出力される受信信号に含まれるフェージング位相歪を第１の位相補償部で補償することと、
第２のブランチから出力される受信信号に含まれるフェージング位相歪を第２の位相補償部で補償することと、
前記第１の位相補償部の出力信号と前記第２の位相補償部の出力信号とを比較してブランチ間の位相差を算出することと、
同じ位相差がＮ（Ｎは整数）回連続するか否かを判定することと、
前記同じ位相差が前記Ｎ（Ｎは整数）回連続した場合に、当該位相差に相当する位相補正量で、前記第１の位相補償部の出力信号及び前記第２の位相補償部の出力信号のいずれか一方の位相を補正することと、
を具備するダイバーシチ受信方法。
第１のブランチから出力される受信信号に含まれるフェージング位相歪を第１の位相補償部で補償することと、
第２のブランチから出力される受信信号に含まれるフェージング位相歪を第２の位相補償部で補償することと、
前記第１の位相補償部の出力信号と前記第２の位相補償部の出力信号とを比較してブランチ間の位相差を算出することと、
同じ位相差がＮ（Ｎは整数）回連続するか否かを判定することと、
前記同じ位相差が前記Ｎ（Ｎは整数）回連続した場合に、当該位相差に相当する位相補正量で、前記第１の位相補償部の出力信号及び前記第２の位相補償部の出力信号のいずれか一方の位相を補正することと、
を具備するダイバーシチ受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、ダイバーシチ受信装置及びダイバーシチ受信方法に関する。
【背景技術】
【0002】
デジタル無線回線を使用する通信システムにおいては、フェージングによる伝送品質の著しい劣化を改善するために、ダイバーシチ受信装置が用いられる。このダイバーシチ受信装置の一つに、合成型ダイバーシチ受信装置がある。合成型ダイバーシチ受信装置は、受信品質を改善するために、複数のアンテナを用いて、例えば送信側で差動４位相偏移変調（ＤＱＰＳＫ）信号を受信し、各アンテナの受信経路であるブランチ間で各受信信号を同相化して合成する。そして、合成信号のシンボル間で差動復号を行うことにより、受信信号を復調する。
【0003】
特許文献１に記載の合成型ダイバーシチ受信装置は、位相歪補償後の任意の１つのブランチ（ブランチＡ）を基準とし、他のブランチ（ブランチＢ）の信号を２π／Ｍ（Ｍ＝４）ずつ位相回転させたレプリカを生成する。そして、連続する２シンボル間で基準となるブランチＡの信号とこのレプリカの信号点距離の自乗和を計算し、信号点距離が最小となるものを選択することで同相化し、該当するブランチＡの信号とブランチＢの信号を合成する。この合成型ダイバーシチ受信装置では、位相歪補償後に補償しきれないブランチ毎に独立な位相不確定性が、連続する２シンボル間で変化しないと仮定している。この仮定のもとで、上記のブランチ間の信号点距離の自乗和が最小となるものを最も確からしい受信信号と判定し、それらを合成する。
特許文献１によれば、合成型ダイバーシチ受信装置の同相化精度を改善し、伝送品質を向上することができる。
特許文献１によれば、合成型ダイバーシチ受信装置の同相化精度を改善し、伝送品質を向上することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0004】
【特許文献1】特公平７－１１８６７１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0005】
ところで、受信装置内部の熱雑音の影響といったランダムノイズの環境下において、上記の仮定が成立しないため、上記特許文献１では同相化精度を向上させる効果が得られない、または同相化精度が劣化しかえって伝送品質が低下する可能性がある。
また、上記特許文献１では、シンボル毎に同相化するための複数回の演算が必要となり、受信装置に相応の演算能力が必要となる。
また、上記特許文献１では、シンボル毎に同相化するための複数回の演算が必要となり、受信装置に相応の演算能力が必要となる。
【0006】
本発明は、このような従来の未解決の問題に着目してなされたものであり、少ない演算量で、フェージング環境下で同相化精度の改善を図り、且つ、ランダムノイズの環境下において同相化精度を劣化させないダイバーシチ受信装置及びダイバーシチ受信方法を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【0007】
上記目的を達成するために、本発明の一態様によれば、差動位相偏移変調された信号を受信し、受信信号を出力する第１のブランチ及び第２のブランチと、第１のブランチに設けられ、受信信号に含まれるフェージング位相歪を補償する第１の位相補償部と、第２のブランチに設けられ、受信信号に含まれるフェージング位相歪を補償する第２の位相補償部と、第１の位相補償部の出力信号と第２の位相補償部の出力信号との位相差を算出し、同じ位相差がＮ（Ｎは整数）回連続したとき、当該位相差に基づいて第１の位相補償部の出力信号と第２の位相補償部の出力信号との位相差を補正して合成するブランチ合成部と、を具備するダイバーシチ受信装置、が提供される。
【0008】
また、本発明の他の態様によれば、差動位相偏移変調された信号を第１のブランチ及び第２のブランチによりそれぞれ受信することと、第１のブランチから出力される受信信号に含まれるフェージング位相歪を第１の位相補償部で補償することと、第２のブランチから出力される受信信号に含まれるフェージング位相歪を第２の位相補償部で補償することと、第１の位相補償部の出力信号と第２の位相補償部の出力信号とを比較してブランチ間の位相差を算出することと、同じ位相差がＮ（Ｎは整数）回連続するか否かを判定することと、同じ位相差がＮ（Ｎは整数）回連続した場合に、当該位相差に相当する位相補正量で、第１の位相補償部の出力信号及び第２の位相補償部の出力信号のいずれか一方の位相を補正することと、を具備するダイバーシチ受信方法が提供される。
【発明の効果】
【0009】
本発明の一態様によれば、少ない演算量で、フェージング環境下で同相化精度の改善を図り、且つ、ランダムノイズの環境下において同相化精度を劣化させないダイバーシチ受信装置及びダイバーシチ受信方法を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【0010】
【図1】本発明の第１の実施形態に係る合成型ダイバーシチ受信装置の構成を示すブロック図である。
【図3】本発明の第１の実施形態に係る合成型ダイバーシチ受信装置が適用される通信システムの一例を示す図である。
【図4】通信システムの送信装置の構成を示すブロック図である。
【図5】π／４シフトＱＰＳＫの信号空間ダイアグラムを示す図である。
【図6】受信波を合成する基本的な方法を説明するための図である。
【図7】２アンテナ構成の受信ダイバーシチ時の３シンボル時間分の様子を示す図である。
【図8】位相不確定性の除去を行う場合のブランチ合成の例を示す図である。
【図9】比較例の合成型ダイバーシチ受信装置の処理概念を示す図である。
【図10】本第１の実施形態に係る合成型ダイバーシチ受信装置のブランチ合成部１３による制御処理手順を示すフローチャートである。
【図11】本第１の実施形態において、２シンボル連続で同じ位相差を検出した場合のタイミングチャートである。
【図12】本第１の実施形態において、２シンボル連続で同じ位相差を検出しない場合のタイミングチャートである。
【図13】本発明の第２の実施形態に係る合成型ダイバーシチ受信装置が適用される通信システムの一例を示す図である。
【図14】本第２の実施形態に係る合成型ダイバーシチ受信装置のブランチ合成部による制御処理手順を示すフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【0011】
次に、図面を参照して、本発明の実施の形態を説明する。以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。ただし、図面は模式的なものである。
また、以下に示す実施の形態は、本発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、本発明の技術的思想は、構成部品の構造、配置等を下記のものに特定するものでない。本発明の技術的思想は、特許請求の範囲に記載された請求項が規定する技術的範囲内において、種々の変更を加えることができる。
また、以下に示す実施の形態は、本発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、本発明の技術的思想は、構成部品の構造、配置等を下記のものに特定するものでない。本発明の技術的思想は、特許請求の範囲に記載された請求項が規定する技術的範囲内において、種々の変更を加えることができる。
【0012】
＜第１の実施形態＞
図１は、本発明の第１の実施形態に係るダイバーシチ受信装置の構成を示すブロック図である。第１の実施形態に係る合成型ダイバーシチ受信装置１は、例えば、第１のアンテナ１１１及び第２のアンテナ１２１の２個のアンテナを用いている。第１のアンテナ１１１及び第２のアンテナ１２１は、通信システムの送信装置（後述する）から送信される、例えば差動位相偏移変調（ＤＰＳＫ）で変調された信号を受信して受信信号を出力する。以下では、変調方式として差動４位相偏移変調（ＤＱＰＳＫ）であるπ／４シフトＱＰＳＫを例にして説明する。
図１は、本発明の第１の実施形態に係るダイバーシチ受信装置の構成を示すブロック図である。第１の実施形態に係る合成型ダイバーシチ受信装置１は、例えば、第１のアンテナ１１１及び第２のアンテナ１２１の２個のアンテナを用いている。第１のアンテナ１１１及び第２のアンテナ１２１は、通信システムの送信装置（後述する）から送信される、例えば差動位相偏移変調（ＤＰＳＫ）で変調された信号を受信して受信信号を出力する。以下では、変調方式として差動４位相偏移変調（ＤＱＰＳＫ）であるπ／４シフトＱＰＳＫを例にして説明する。
【0013】
第１のアンテナ１１１からの受信信号は、第１のダウンコンバータ１１２により無線周波数（ＲＦ）帯からベースバンド帯に周波数変換され、ベースバンド信号となる。このベースバンド信号は、第１のローパスフィルタ（ＬＰＦ）１１３によりノイズ成分が除去され、第１のアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換部１１４によってデジタル信号に変換された後、第１の位相補償部１１５に入力される。
【0014】
第１の位相補償部１１５は、入力される受信信号に含まれるフェージング位相歪を補償する。補償後の受信信号は、検波後シンボルとしてブランチ合成部１３に入力される。なお、第１のアンテナ１１１、第１のダウンコンバータ１１２、第１のＬＰＦ１１３、第１のＡ／Ｄ変換部１１４及び第１の位相補償部１１５は、第１のブランチ＃１を構成する。
【0015】
一方、第２のアンテナ１２１からの受信信号は、第２のダウンコンバータ１２２によりＲＦ帯からベースバンド帯に周波数変換され、ベースバンド信号となる。このベースバンド信号は、第２のＬＰＦ１２３によりノイズ成分が除去され、第２のＡ／Ｄ変換部１２４によってデジタル信号に変換された後、第２の位相補償部１２５に入力される。
【0016】
第２の位相補償部１２５は、入力される受信信号に含まれるフェージング位相歪を補償する。補償後の受信信号は、検波後シンボルとしてブランチ合成部１３に入力される。なお、第２のアンテナ１２１、第２のダウンコンバータ１２２、第２のＬＰＦ１２３、第２のＡ／Ｄ変換部１２４及び第２の位相補償部１２５は、第２のブランチ＃２を構成する。
【0017】
ブランチ合成部１３は、第１の位相補償部１１５の出力信号と第２の位相補償部１２５の出力信号との位相差を算出し、同じ位相差が例えば２回（２シンボル）連続したとき、当該位相差をブランチ間の位相差として第１の位相補償部１１５の出力信号と第２の位相補償部１２５の出力信号との位相差を補正（同相化）して合成する。
【0018】
ブランチ合成部１３の出力信号は、差動復号部１４で差動復号処理が施され、これによって復号データが得られる。この復号データは、後段の回路（図示せず）で位相π／４シフトＱＰＳＫに応じたデマッピングがなされる。
【0019】
図２は、上記ブランチ合成部１３の内部の構成を示すブロック図である。ここでは、第２のブランチ＃２に位相補正部１３１が設けられている。位相補正部１３１には、第１の位相補正量を記憶したメモリ１３１１が備えられている。このメモリ１３１１は、情報を更新可能な例えば不揮発性のメモリである。位相補正部１３１は、第２の位相補償部１２５の出力信号の位相を、メモリ１３１１で記憶された第１の位相補正量で補正する。
【0020】
また、ブランチ合成部１３は、ブランチ間位相差算出部１３２と、ブランチ間位相補正量決定部１３３と、合成処理部１３４とを備えている。ブランチ間位相差算出部１３２は、第１の位相補償部１１５の出力信号と第２の位相補償部１２５の出力信号とを比較することで、第１のブランチ＃１と第２のブランチ＃２との間の位相差を算出する。
【0021】
ブランチ間位相補正量決定部１３３は、ブランチ間位相差算出部１３２による算出結果に基づいて、同じ位相差が２回連続するか否かを判定し、同じ位相差が２回連続した場合に、当該位相差に相当する第２の位相補正量を求める。位相補正部１３１は、ブランチ間位相補正量決定部１３３が求めた第２の位相補正量が入力されると、メモリ１３１１に記憶された第１の位相補正量を第２の位相補正量に更新する。
合成処理部１３４は、第１の位相補償部１１５の出力信号と位相補正部１３１の出力信号とを合成する。
合成処理部１３４は、第１の位相補償部１１５の出力信号と位相補正部１３１の出力信号とを合成する。
【0022】
（通信システムの構成）
図３は、本発明の第１の実施形態に係る合成型ダイバーシチ受信装置１が適用される通信システムの一例を示している。通信システムは、合成型ダイバーシチ受信装置１と、送信装置２とを備えている。送信装置２は、π／４シフトＱＰＳＫ信号を、サービスエリアに向け送信する。一方、合成型ダイバーシチ受信装置１は、通信システムの移動局に適用される。つまり、合成型ダイバーシチ受信装置１は、車両ＲＳに搭載されるか、又はユーザが携帯することにより使用される。
図３は、本発明の第１の実施形態に係る合成型ダイバーシチ受信装置１が適用される通信システムの一例を示している。通信システムは、合成型ダイバーシチ受信装置１と、送信装置２とを備えている。送信装置２は、π／４シフトＱＰＳＫ信号を、サービスエリアに向け送信する。一方、合成型ダイバーシチ受信装置１は、通信システムの移動局に適用される。つまり、合成型ダイバーシチ受信装置１は、車両ＲＳに搭載されるか、又はユーザが携帯することにより使用される。
【0023】
合成型ダイバーシチ受信装置１は、上記サービスエリア内において送信装置２から到来するπ／４シフトＱＰＳＫ信号を受信して復号する。
【0024】
（送信装置の構成）
図４は、上記通信システムの送信装置の構成を示すブロック図である。送信装置２は、シリアル／パラレル（Ｓ／Ｐ）変換部２１と、差動符号化部２２と、直交変調部２３とを備えている。ここで、差動符号化とは、デジタル通信における符号化方式であり、デジタル変調して送ろうとするデジタルデータを、そのまま振幅・周波数・位相に対応させるのではなく、連続したデジタルデータの隣符号との変化（差分）を振幅・周波数・位相に対応させる方式である。主に位相偏移変調(PSK(Phase Shift Keying))で使用され、差動符号化方式を用いたＰＳＫ方式を差動位相偏移変調(DPSK(Differential Phase Shift Keying))と呼ぶ。
図４は、上記通信システムの送信装置の構成を示すブロック図である。送信装置２は、シリアル／パラレル（Ｓ／Ｐ）変換部２１と、差動符号化部２２と、直交変調部２３とを備えている。ここで、差動符号化とは、デジタル通信における符号化方式であり、デジタル変調して送ろうとするデジタルデータを、そのまま振幅・周波数・位相に対応させるのではなく、連続したデジタルデータの隣符号との変化（差分）を振幅・周波数・位相に対応させる方式である。主に位相偏移変調(PSK(Phase Shift Keying))で使用され、差動符号化方式を用いたＰＳＫ方式を差動位相偏移変調(DPSK(Differential Phase Shift Keying))と呼ぶ。
【0025】
図４において、入力されたシリアルデータはＳ／Ｐ変換部２１でパラレルデータに変換された後、差動符号化部２２でπ／４シフトＱＰＳＫのＩ／Ｑの位相マッピング処理を受ける。差動符号化部２２は、入力されたパラレルデータに従って１つ前のシンボルの位相を回転させて現在のシンボルのデータであるＩ成分（同相成分）、Ｑ成分（直交成分）の２つのデータを出力する。これらのＩ成分とＱ成分は、直交変調部２３に入力され、直交変調されて出力される。
【0026】
（π／４シフトＱＰＳＫ信号の生成方法）
上記π／４シフトＱＰＳＫ信号の生成方法（差動符号化の方法）について、具体的に説明する。
まず、シリアルの２値データ信号列ａｎを、送信するバイナリデータの先頭ビットから２ビット毎にシリアル／パラレル（Ｓ／Ｐ）変換部２１により２ビットパラレルデータ(Ｘｋ，Ｙｋ)に変換する。シリアル入力の２値データ信号列ａｎから２ビットパラレルデータ(Ｘｋ ，Ｙｋ )への割り付けはＸｋ=ａｎ、Ｙｋ=ａｎ＋１である（ｎ＝０，１，２，・・・）。
上記π／４シフトＱＰＳＫ信号の生成方法（差動符号化の方法）について、具体的に説明する。
まず、シリアルの２値データ信号列ａｎを、送信するバイナリデータの先頭ビットから２ビット毎にシリアル／パラレル（Ｓ／Ｐ）変換部２１により２ビットパラレルデータ(Ｘｋ，Ｙｋ)に変換する。シリアル入力の２値データ信号列ａｎから２ビットパラレルデータ(Ｘｋ ，Ｙｋ )への割り付けはＸｋ=ａｎ、Ｙｋ=ａｎ＋１である（ｎ＝０，１，２，・・・）。
【0027】
１つ前のシンボルをＳ（ｎ－１）とし、これに２ビットのパラレルデータ(Ｘｋ，Ｙｋ)が加わったときの現在のシンボルをＳ（ｎ）とする。また、１つ前のシンボルＳ（ｎ－１）の直交する２つの成分をＩｋ－１、Ｑｋ－１とし、現在のシンボルＳ（ｎ）の直交する２つの成分をＩｋ、Ｑｋとする。１つ前のシンボルＳ（ｎ－１）から現在のシンボルＳ（ｎ）への変換は、加えられる２ビットのパラレルデータ（Ｘｋ，Ｙｋ）に応じた位相ΔΦだけ１つ前のシンボルＳ（ｎ－１）の位相を回転させる操作となる。この操作は、下式及び図５（ａ）によるものとする。
【数1】
【0028】
π／４シフトＱＰＳＫの信号空間ダイアグラムは、図５（ｂ）に示すとおり、正八角形と、正八角形の各々の頂点とその頂点の対角線上にある頂点の両隣の２つの頂点を結ぶ対角線で表される。信号点の遷移は１つの頂点を例にすると、その頂点から正八角形の辺上を移動して両隣の頂点に至る２つの経路と、その頂点から上記の対角線上を移動してその頂点の対角線上にある頂点の両隣の２つの頂点に至る２つの経路を合わせて４つの状態に遷移する。
【0029】
図５（ａ）、（ｂ）を用いて１つ前のシンボルＳ（ｎ－１）から現在のシンボルＳ（ｎ）への変換について具体的に説明する。図５（ａ）に示すように、加えられた２ビットのパラレルデータ（Ｘｋ，Ｙｋ）に応じて１つ前のシンボルＳ（ｎ－１）を回転させる位相ΔΦが決められている。例えば、図５（ｂ）に示す１つ前のシンボルＳ（ｎ－１）に２ビットのパラレルデータ（１，１）が加えられると、図５（ａ）に示すように、その際のシンボルを回転させる位相ΔΦは－３π／４となり、図５（ｂ）のダイアグラム上では現在のシンボルＳ（ｎ）１に遷移する。同様に、加えられる２ビットのパラレルデータが（０，１）、（０，０）、（１，０）の場合も、それぞれに対応する位相ΔΦで１つ前のシンボルＳ（ｎ－１）が回転されて現在のシンボルＳ（ｎ）２～Ｓ（ｎ）４に遷移する。
【0030】
（受信ダイバーシチの仕組み）
合成型ダイバーシチ受信装置１において、複数の相関の低い受信波が得られた後、これらの受信波を合成(以下、ブランチ合成と呼ぶ)する基本的な方法として、図６（ａ）に示す選択合成法、図６（ｂ）に示す等利得合成法、図６（ｃ）に示す最大比合成法がある。
合成型ダイバーシチ受信装置１において、複数の相関の低い受信波が得られた後、これらの受信波を合成(以下、ブランチ合成と呼ぶ)する基本的な方法として、図６（ａ）に示す選択合成法、図６（ｂ）に示す等利得合成法、図６（ｃ）に示す最大比合成法がある。
【0031】
選択合成法は、複数の受信波の内、最大の信号対雑音比（SNR: Signal to Noise Ratio）を有する受信波を選択する方法である。しかしながら、すべての受信波を用いて合成すれば、ＳＮＲをより改善することができる。等利得合成法と最大比合成法は、この種の合成を行う。
【0032】
等利得合成法は、すべての受信波の位相が同位相になるよう位相調整して合成する。このように合成すれば、受信波は互いに打ち消し合うことなく、ＳＮＲを選択合成法よりも増加させることができる。
【0033】
最大比合成法は、すべての受信波の位相が同位相になるよう位相調整した後、合成波のＳＮＲが最大となるように、各受信波にその包絡線を乗算して合成する。
本第１の実施形態で対象とするブランチ合成方法は、「等利得合成法」と、「最大比合成法」となる。
本第１の実施形態で対象とするブランチ合成方法は、「等利得合成法」と、「最大比合成法」となる。
【0034】
（位相不確定性の除去）
等利得合成法、最大比合成法においては、すべての受信波の位相が同位相になるよう位相調整して合成する必要があるが、実際には伝搬路の影響(例えばフェージング)や外来ノイズ、合成型ダイバーシチ受信装置１の内部のノイズの影響を受け、位相を完全に同位相に調整するのは困難である。受信ダイバーシチでは復調されて得られた信号には送信信号に対して受信ブランチ毎に独立に位相不確定性（送信信号位相と復調出力位相との一意には決まらないずれ）が生じる。これは、フェージングや合成型ダイバーシチ受信装置１の内部のノイズ（熱雑音等）による位相変動がブランチ間で相関がなく、ブランチ毎に独立しているからである。
等利得合成法、最大比合成法においては、すべての受信波の位相が同位相になるよう位相調整して合成する必要があるが、実際には伝搬路の影響(例えばフェージング)や外来ノイズ、合成型ダイバーシチ受信装置１の内部のノイズの影響を受け、位相を完全に同位相に調整するのは困難である。受信ダイバーシチでは復調されて得られた信号には送信信号に対して受信ブランチ毎に独立に位相不確定性（送信信号位相と復調出力位相との一意には決まらないずれ）が生じる。これは、フェージングや合成型ダイバーシチ受信装置１の内部のノイズ（熱雑音等）による位相変動がブランチ間で相関がなく、ブランチ毎に独立しているからである。
【0035】
位相不確定性の除去について、その処理概念について説明する。
図７は、２アンテナ構成の受信ダイバーシチ時の３シンボル時間分の様子を示す。図７（ａ）は、第１の受信ブランチ＃１の復調後の受信シンボルを示す。図７（ｂ）は、第２の受信ブランチ＃２の復調後の受信シンボルを示す。図７（ｃ）は、ブランチ合成後の復調シンボルＳ(ｎ)、Ｓ(ｎ＋１)、Ｓ(ｎ＋２)の３シンボル時間分の様子を示す。図７は復調後の受信ブランチ毎に独立の位相不確定性があり、その結果ブランチ間の位相がπ(１８０°)ずれている場合の例を示している。図７（ｃ）に示すように、位相不確定性の除去を行わない(ブランチ間の位相のずれを補正しない)場合、そのままブランチ合成をしてしまうと、双方に逆位相で打ち消し合うことになり、正しくデータを復元できなくなる可能性がある。
図７は、２アンテナ構成の受信ダイバーシチ時の３シンボル時間分の様子を示す。図７（ａ）は、第１の受信ブランチ＃１の復調後の受信シンボルを示す。図７（ｂ）は、第２の受信ブランチ＃２の復調後の受信シンボルを示す。図７（ｃ）は、ブランチ合成後の復調シンボルＳ(ｎ)、Ｓ(ｎ＋１)、Ｓ(ｎ＋２)の３シンボル時間分の様子を示す。図７は復調後の受信ブランチ毎に独立の位相不確定性があり、その結果ブランチ間の位相がπ(１８０°)ずれている場合の例を示している。図７（ｃ）に示すように、位相不確定性の除去を行わない(ブランチ間の位相のずれを補正しない)場合、そのままブランチ合成をしてしまうと、双方に逆位相で打ち消し合うことになり、正しくデータを復元できなくなる可能性がある。
【0036】
図８は、位相不確定性の除去を行う(ブランチ間の位相のずれを補正する)場合のブランチ合成の例である。図８（ａ）は、第１の受信ブランチ＃１の復調後の受信シンボルを示す。図８（ｂ）は、第２の受信ブランチ＃２の復調後の受信シンボルを示す。図８（ｃ）は、ブランチ合成後の復調シンボルＳ(ｎ)、Ｓ(ｎ＋１)、Ｓ(ｎ＋２)の３シンボル時間分の様子を示す。
【0037】
第１のブランチ＃１を基準として第２のブランチ＃２の位相を補正している。ブランチ間の位相合わせ(以降、同相化と呼ぶ)を行う合成を行うことでブランチ合成の利得を得ることができる。
【0038】
＜実施形態の比較例＞
比較例の技術をπ／４シフトＱＰＳＫ、２ブランチの受信ダイバーシチを例にとって説明する。
比較例の合成型ダイバーシチ受信装置では、位相歪補償後に補償しきれないブランチ毎に独立な位相不確定性が、連続する２シンボル間で変化しないと仮定している。この仮定のもとで、上記のブランチ間の信号点距離の自乗和が最小となるものを最も確からしい受信信号と判定し、それらを合成する。
比較例の技術をπ／４シフトＱＰＳＫ、２ブランチの受信ダイバーシチを例にとって説明する。
比較例の合成型ダイバーシチ受信装置では、位相歪補償後に補償しきれないブランチ毎に独立な位相不確定性が、連続する２シンボル間で変化しないと仮定している。この仮定のもとで、上記のブランチ間の信号点距離の自乗和が最小となるものを最も確からしい受信信号と判定し、それらを合成する。
【0039】
その処理概念図を図９に示す。図９においてａｍ－１、ａｍ(×印の位置)が基準となるブランチＡの復調後の受信シンボルを表し、ｂｍ－１、ｂｍ(×印の位置)がもう一方のブランチＢの復調後の受信シンボルを表す。なお、ｍは、０，１，２，・・・といった整数を表す。図９（ａ）はｍ－１シンボル目の受信シンボル、図９（ｂ）はｍシンボル目の受信シンボルである。また、－ｊ・ｂｍ－１、－ｂｍ－１、ｊ・ｂｍ－１、及び、－ｊ・ｂｍ、－ｂｍ、ｊ・ｂｍ(〇印の位置)がブランチＢの復調後の受信シンボルを２π／Ｍ（Ｍ＝４）ずつ位相回転したレプリカのシンボル位置となる。そして、図９（ｃ）に示すように、連続するシンボル間でブランチＡとブランチＢとの信号点間距離の自乗和を計算する。ブランチ間信号点距離ｄ１～ｄ４は、下式のように求められる。
ｄ１＝｜ａｍ－１－ｂｍ－１｜２＋｜ａｍ－ｂｍ｜２
ｄ２＝｜ａｍ－１－ｊ・ｂｍ－１｜２＋｜ａｍ－ｊ・ｂｍ｜２
ｄ３＝｜ａｍ－１＋ｂｍ－１｜２＋｜ａｍ＋ｂｍ｜２
ｄ４＝｜ａｍ－１＋ｊ・ｂｍ－１｜２＋｜ａｍ＋ｊ・ｂｍ｜２
図９（ｃ）の例の場合、基準ブランチＡと、もう一方のブランチＢのレプリカを含む、連続する２シンボルでのブランチ間信号点距離ｄ１～ｄ４のうちｄ４が最も小さくなるため、ブランチＡとブランチＢ間でπ／２の位相差が生じていると判定して、－ｊ・ｂｍ－１、－ｊ・ｂｍをブランチＢの正のシンボルとしてブランチＡとブランチＢのブランチ合成(複素加算、ベクトル加算)を実施する。
ｄ１＝｜ａｍ－１－ｂｍ－１｜２＋｜ａｍ－ｂｍ｜２
ｄ２＝｜ａｍ－１－ｊ・ｂｍ－１｜２＋｜ａｍ－ｊ・ｂｍ｜２
ｄ３＝｜ａｍ－１＋ｂｍ－１｜２＋｜ａｍ＋ｂｍ｜２
ｄ４＝｜ａｍ－１＋ｊ・ｂｍ－１｜２＋｜ａｍ＋ｊ・ｂｍ｜２
図９（ｃ）の例の場合、基準ブランチＡと、もう一方のブランチＢのレプリカを含む、連続する２シンボルでのブランチ間信号点距離ｄ１～ｄ４のうちｄ４が最も小さくなるため、ブランチＡとブランチＢ間でπ／２の位相差が生じていると判定して、－ｊ・ｂｍ－１、－ｊ・ｂｍをブランチＢの正のシンボルとしてブランチＡとブランチＢのブランチ合成(複素加算、ベクトル加算)を実施する。
【0040】
比較例において１シンボル毎にブランチ間信号点距離の自乗和が最小となるものを都度選択せず、連続する２シンボル間のブランチ間信号点距離の自乗和を計算する理由は、π／４シフトＱＰＳＫ信号が隣接するシンボルの位相の変化に情報を乗せるため、１シンボル長の間に基準のブランチ(上記のブランチＡ)に対してフェージングによる急激な位相変動があった場合には、結果としてダイバーシチ合成後の信号の位相変化が送信信号の位相変化に一致しなくなる場合が生じるためである。これを避けるために、位相の不確定性によるずれを連続する２シンボル間から検出している。
【0041】
しかし、比較例では、すべてのシンボルタイミングで現シンボルと１つ前のシンボル同士でブランチ間の信号点間距離の自乗和を計算する必要がある。例えば、π／４シフトＱＰＳＫの場合、毎シンボル、基準のブランチ（ブランチＡ）に対し、もう一方のブランチ（ブランチＢ）の各レプリカとの距離の自乗和を計４回計算する必要がある。
【0042】
＜第１の実施形態の解決手段＞
そこで、本第１の実施形態では、少ない演算量で、フェージング環境下で同相化精度の改善を図り、且つ、ランダムノイズの環境下において同相化精度を劣化させないダイバーシチ受信方法を提供する。
そこで、本第１の実施形態では、少ない演算量で、フェージング環境下で同相化精度の改善を図り、且つ、ランダムノイズの環境下において同相化精度を劣化させないダイバーシチ受信方法を提供する。
【0043】
図１０は、本第１の実施形態に係る合成型ダイバーシチ受信装置１のブランチ合成部１３による制御処理手順を示すフローチャートである。図１１は、２シンボル連続で同じ位相差を検出した場合のタイミングチャートを示す。ここでは、例として通信システムにおいて後述する固定局に比べてフェージングの影響による時間的な位相変動が大きい移動局に合成型ダイバーシチ受信装置１を適用することを想定して、位相補正量を更新するか否かを判定するためのＮの値を「２」に設定する。
【0044】
図１１（ａ）は、第１のブランチ＃１の位相補償部１１５から出力される検波後シンボルを示す。図１１（ａ）に示す検波後シンボルは、ａｎ，ａｎ＋１，ａｎ＋２，ａｎ＋３，ａｎ＋４の順に出力される。図１１（ｂ）は、第２のブランチ＃２の位相補償部１２５から出力される検波後シンボルを示す。図１１（ｂ）に示す検波後シンボルは、ｂｎ，ｂｎ＋１，ｂｎ＋２，ｂｎ＋３，ｂｎ＋４の順に出力される。
図１１（ｃ）は、ブランチ間位相差算出部１３２により算出される第１のブランチ＃１と第２のブランチ＃２との位相差を示す。図１１（ｄ）は、ブランチ間位相補正量決定部１３３により判定され位相補正部１３１のメモリ１３１１に記憶される第１のブランチ＃１と第２のブランチ＃２との位相差を示す。図１１（ｅ）は、位相補正部１３１で位相を補正される第２のブランチ＃２の検波後シンボルを示す。図１１（ｆ）は、ブランチ合成部１３の合成処理部１３４の出力を示す。図１１（ｇ）は、差動復号部１４の出力を示す。
図１１（ｃ）は、ブランチ間位相差算出部１３２により算出される第１のブランチ＃１と第２のブランチ＃２との位相差を示す。図１１（ｄ）は、ブランチ間位相補正量決定部１３３により判定され位相補正部１３１のメモリ１３１１に記憶される第１のブランチ＃１と第２のブランチ＃２との位相差を示す。図１１（ｅ）は、位相補正部１３１で位相を補正される第２のブランチ＃２の検波後シンボルを示す。図１１（ｆ）は、ブランチ合成部１３の合成処理部１３４の出力を示す。図１１（ｇ）は、差動復号部１４の出力を示す。
【0045】
ブランチ合成部１３は、制御処理を開始すると、第１の位相補償部１１５の出力信号（図１１（ａ））と第２の位相補償部１２５の出力信号（図１１（ｂ））とを比較して、第１のブランチ＃１と第２のブランチ＃２との間の位相差（図１１（ｃ））を算出する（ステップＳＴ１３ａ）。具合的には、ブランチ合成部１３は、９０°，１８０°，２７０°といった９０°単位の第１のブランチ＃１と第２のブランチ＃２との間の象限ずれを算出する。
【0046】
そして、ブランチ合成部１３は、同じ位相差が２シンボル連続するか否かを判定する（ステップＳＴ１３ｂ）。例えば、第１のブランチ＃１の検波後シンボルａｎ＋２，ａｎ＋３及び第２のブランチ＃２の検波後シンボルｂｎ＋２，ｂｎ＋３の時に、同じ位相差（θ１）が２シンボル連続したと判定した場合に（ステップＳＴ１３ｂ：Ｙｅｓ）、ブランチ合成部１３は当該位相差θ１に相当する第２の位相補正量θ１’を算出し、位相補正部１３１のメモリ１３１１に記憶された第１の位相補正量θ０’を第２の位相補正量θ１’に更新する（ステップＳＴ１３ｃ、図１１（ｄ））。
【0047】
そして、ブランチ合成部１３は、第２の位相補償部１２５から出力される検波後シンボルｂｎ＋３，ｂｎ＋４の位相を、第２の位相補正量θ１’で補正して検波後シンボルｂｎ＋３’，ｂｎ＋４’を得て（ステップＳＴ１３ｄ、図１１（ｅ））、第１の位相補償部１１５から出力される検波後シンボルａｎ＋３，ａｎ＋４と、位相補正部１３１から出力される検波後シンボルｂｎ＋３’，ｂｎ＋４’とを合成し（ステップＳＴ１３ｅ、図１１（ｆ））、合成信号を差動復号部１４に出力する。差動復号部１４は、１シンボル前の検波後シンボルｂｎ＋２’と検波後シンボルａｎ＋３とを差動復号処理し、続いて検波後シンボルｂｎ＋３’と検波後シンボルａｎ＋４とを差動復号処理する（図１１（ｇ））。
【0048】
図１２は、２シンボル連続で同じ位相差を検出しない場合のタイミングチャートを示す。図１２（ａ）は、第１のブランチ＃１の位相補償部１１５から出力される検波後シンボルを示す。図１２（ａ）に示す検波後シンボルは、ａｎ，ａｎ＋１，ａｎ＋２，ａｎ＋３，ａｎ＋４の順に出力される。図１２（ｂ）は、第２のブランチ＃２の位相補償部１２５から出力される検波後シンボルを示す。図１２（ｂ）に示す検波後シンボルは、ｂｎ，ｂｎ＋１，ｂｎ＋２，ｂｎ＋３，ｂｎ＋４の順に出力される。
図１２（ｃ）は、ブランチ間位相差算出部１３２により算出される第１のブランチ＃１と第２のブランチ＃２との位相差を示す。図１２（ｄ）は、ブランチ間位相補正量決定部１３３により判定され位相補正部１３１のメモリ１３１１に記憶される第１のブランチ＃１と第２のブランチ＃２との位相差を示す。図１２（ｅ）は、位相補正部１３１で位相を補正される第２のブランチ＃２の検波後シンボルを示す。図１２（ｆ）は、ブランチ合成部１３の合成処理部１３４の出力を示す。図１２（ｇ）は、差動復号部１４の出力を示す。
図１２（ｃ）は、ブランチ間位相差算出部１３２により算出される第１のブランチ＃１と第２のブランチ＃２との位相差を示す。図１２（ｄ）は、ブランチ間位相補正量決定部１３３により判定され位相補正部１３１のメモリ１３１１に記憶される第１のブランチ＃１と第２のブランチ＃２との位相差を示す。図１２（ｅ）は、位相補正部１３１で位相を補正される第２のブランチ＃２の検波後シンボルを示す。図１２（ｆ）は、ブランチ合成部１３の合成処理部１３４の出力を示す。図１２（ｇ）は、差動復号部１４の出力を示す。
【0049】
図１２（ｃ）に示すように、第１のブランチ＃１の検波後シンボルａｎ＋２及び第２のブランチ＃２の検波後シンボルｂｎ＋２の時に、ノイズ（熱雑音環境）の影響で突発的に第１のブランチ＃１と第２のブランチ＃２との間の位相差θ０が位相差θ１に変化した場合（ステップＳＴ１３ｂ：Ｎｏ）、ブランチ合成部１３は位相補正部１３１のメモリ１３１１に記憶された第１の位相補正量θ０’を第２の位相補正量θ１’に更新することなく、第２の位相補償部１２５から出力される検波後シンボルｂｎ＋３，ｂｎ＋４の位相を、第１の位相補正量θ０’で補正して検波後シンボルｂｎ＋３’，ｂｎ＋４’を得て（図１２（ｅ））、第１の位相補償部１１５から出力される検波後シンボルａｎ＋３，ａｎ＋４と、位相補正部１３１から出力される検波後シンボルｂｎ＋３’，ｂｎ＋４’とを合成し（図１２（ｆ））、合成信号を差動復号部１４に出力する。差動復号部１４は、１シンボル前の検波後シンボルｂｎ＋２’と検波後シンボルａｎ＋３とを差動復号処理し、続いて検波後シンボルｂｎ＋３’と検波後シンボルａｎ＋４とを差動復号処理する（図１２（ｇ））。
【0050】
＜第１の実施形態による作用効果＞
以上のように第１の実施形態によれば、位相補償後の第１の位相補償部１１５の出力信号と第２の位相補償部１２５の出力信号との位相差を算出し、同じ位相差が２シンボル連続した場合に、位相差を第１のブランチ＃１と第２のブランチ＃２との間のずれ量として補正するため、フェージング環境において緩やかに変動する位相変動（定常的な位相のずれ量）を検出することが可能となる。
以上のように第１の実施形態によれば、位相補償後の第１の位相補償部１１５の出力信号と第２の位相補償部１２５の出力信号との位相差を算出し、同じ位相差が２シンボル連続した場合に、位相差を第１のブランチ＃１と第２のブランチ＃２との間のずれ量として補正するため、フェージング環境において緩やかに変動する位相変動（定常的な位相のずれ量）を検出することが可能となる。
【0051】
また、第１の実施形態によれば、合成型ダイバーシチ受信装置１の内部の熱雑音の影響といったランダムノイズの影響下で、例えば特定の１シンボルａｎ＋２，ｂｎ＋２においてのみ第１のブランチ＃１と第２のブランチ＃２との間の位相差が生じた場合には、それを第１のブランチ＃１と第２のブランチ＃２との間の定常的な位相差として検出せず誤った同相化が行われないようにすることができる。これにより、ランダムノイズの環境下において同相化精度を劣化させずに済む。
【0052】
また、第１の実施形態によれば、シンボル単位では、第１のブランチ＃１と第２のブランチ＃２との間の位相差を判定する。具体的には、ブランチ合成部１３は、第１のブランチ＃１と第２のブランチ＃２との間の位相差として、９０°単位のブランチ間の象限ずれを検出するのみのため、シンボル毎に同相化するための複数回の演算が不要となり、比較例（特許文献１）の技術に比べて大幅に演算量を削減することが可能となる。
【0053】
さらに、第１の実施形態によれば、位相補償後の第１の位相補償部１１５の出力信号と第２の位相補償部１２５の出力信号との位相差を算出し、同じ位相差が２シンボル連続するか否かを判定するようにしている。このため、同じ位相差が２シンボル連続しない場合には、ランダムノイズの影響と判断して、第２の位相補償部１２５の出力信号の位相を、位相補正部１３１のメモリ１３１１に記憶された第１の位相補正量で補正し、一方、同じ位相差が２シンボル連続した場合には、フェージング環境における位相変動と判断して、位相差に相当する第２の位相補正量を求めて、第２の位相補償部１２５の出力信号の位相を、第２の位相補正量で補正するというように、合成型ダイバーシチ受信装置１の周囲の環境ごとに適切な第１のブランチ＃１と第２のブランチ＃２との間の位相差を補正することができる。
【0054】
＜第２の実施形態＞
図１３は、本発明の第２の実施形態に係るダイバーシチ受信装置が適用される通信システムの一例を示している。この通信システムは、主として固定局向けの通信を行うものである。送信装置２Ａから出力されたπ／４シフトＱＰＳＫ信号は、サービスエリアに向け送信される。一方、合成型ダイバーシチ受信装置１Ａは、通信システムにおける固定局に適用される。つまり、合成型ダイバーシチ受信装置１Ａは、例えば、ビルや家屋内に固定的に設置される。
図１３は、本発明の第２の実施形態に係るダイバーシチ受信装置が適用される通信システムの一例を示している。この通信システムは、主として固定局向けの通信を行うものである。送信装置２Ａから出力されたπ／４シフトＱＰＳＫ信号は、サービスエリアに向け送信される。一方、合成型ダイバーシチ受信装置１Ａは、通信システムにおける固定局に適用される。つまり、合成型ダイバーシチ受信装置１Ａは、例えば、ビルや家屋内に固定的に設置される。
【0055】
合成型ダイバーシチ受信装置１Ａは、上記サービスエリア内において送信装置２Ａから到来するπ／４シフトＱＰＳＫ信号を受信して復号する。なお、送信装置２Ａは、広範囲でサービスエリアをカバーできるように、建物の屋上やトンネルの入り口付近に設置される。また、合成型ダイバーシチ受信装置１Ａの内部構成は、上記第１の実施形態に係る合成型ダイバーシチ受信装置１の内部構成と同一のものとする。
【0056】
＜第２の実施形態の解決手段＞
図１４は、本第２の実施形態に係る合成型ダイバーシチ受信装置１Ａのブランチ合成部１３による制御処理手順を示すフローチャートである。ここでは、例として通信システムにおいて移動局に比べてフェージングの影響による時間的な位相変動が小さい固定局に合成型ダイバーシチ受信装置１Ａを適用することを想定して、位相補正量を更新するか否かを判定するためのＮの値を、移動局に設定する値より大きい「４」に設定する。
図１４は、本第２の実施形態に係る合成型ダイバーシチ受信装置１Ａのブランチ合成部１３による制御処理手順を示すフローチャートである。ここでは、例として通信システムにおいて移動局に比べてフェージングの影響による時間的な位相変動が小さい固定局に合成型ダイバーシチ受信装置１Ａを適用することを想定して、位相補正量を更新するか否かを判定するためのＮの値を、移動局に設定する値より大きい「４」に設定する。
【0057】
ブランチ合成部１３は、制御処理を開始すると、第１の位相補償部１１５の出力信号と第２の位相補償部１２５の出力信号とを比較して、第１のブランチ＃１と第２のブランチ＃２との間の位相差を算出する（ステップＳＴ１７ａ）。
【0058】
そして、ブランチ合成部１３は、同じ位相差が４シンボル連続するか否かを判定する（ステップＳＴ１７ｂ）。ここで、同じ位相差が４シンボル連続したと判定した場合に（ステップＳＴ１７ｂ：Ｙｅｓ）、当該位相差に相当する第２の位相補正量を算出し、位相補正部１３１のメモリ１３１１に記憶された第１の位相補正量を第２の位相補正量に更新する（ステップＳＴ１７ｃ）。
【0059】
そして、ブランチ合成部１３は、第２の位相補償部１２５の出力信号の位相を、第２の位相補正量で補正し（ステップＳＴ１７ｄ）、第１の位相補償部１１５の出力信号と位相補正部１３１の出力信号とを合成し（ステップＳＴ１７ｅ）、合成信号を差動復号部１４に出力する。
【0060】
一方、ノイズ（熱雑音環境）の影響で突発的に第１のブランチ＃１と第２のブランチ＃２との間の位相差が変化した場合（ステップＳＴ１７ｂ：Ｎｏ）、ブランチ合成部１３は位相補正部１３１のメモリ１３１１に記憶された第１の位相補正量を第２の位相補正量に更新することなく、第２の位相補償部１２５の出力信号の位相を、第１の位相補正量で補正し、第１の位相補償部１１５の出力信号と位相補正部１３１の出力信号とを合成し、合成信号を差動復号部１４に出力する。
【0061】
＜第２の実施形態による作用効果＞
以上のように第２の実施形態によれば、通信システムの固定局に適用される場合に、Ｎを移動局に適用される場合の値（２シンボル）より大きな値（４シンボル）に設定することにより、固定環境のフェージングの影響下においても、緩やかに変動する位相変動（定常的な位相のずれ量）を検出することが可能となる。すなわち、受信局（受信装置）側がフェージングの影響による時間的な位相変動が大きい場合は、位相補正量を更新するか否かを判定するためのＮの値を小さく（例えばＮ＝２）設定し、受信局（受信装置）側がフェージングの影響による時間的な位相変動が小さい場合は、位相補正量を更新するか否かを判定するためのＮの値を大きく（例えばＮ＝４）設定すればよい。つまり、適用される通信システムの受信局ごとに位相変動の大きさに合わせて適切にＮを設定することができる。このように位相変動の大きさに合わせて同相化に用いるブランチ間位相差の更新周期（Ｎの値）を変えることで、同相化の精度を向上できる。
以上のように第２の実施形態によれば、通信システムの固定局に適用される場合に、Ｎを移動局に適用される場合の値（２シンボル）より大きな値（４シンボル）に設定することにより、固定環境のフェージングの影響下においても、緩やかに変動する位相変動（定常的な位相のずれ量）を検出することが可能となる。すなわち、受信局（受信装置）側がフェージングの影響による時間的な位相変動が大きい場合は、位相補正量を更新するか否かを判定するためのＮの値を小さく（例えばＮ＝２）設定し、受信局（受信装置）側がフェージングの影響による時間的な位相変動が小さい場合は、位相補正量を更新するか否かを判定するためのＮの値を大きく（例えばＮ＝４）設定すればよい。つまり、適用される通信システムの受信局ごとに位相変動の大きさに合わせて適切にＮを設定することができる。このように位相変動の大きさに合わせて同相化に用いるブランチ間位相差の更新周期（Ｎの値）を変えることで、同相化の精度を向上できる。
【0062】
＜その他の実施形態＞
上記のように、本発明は第１及び第２の実施形態によって記載したが、この開示の一部をなす論述及び図面は本発明を限定するものであると理解すべきではない。上記の第１及び第２の実施形態が開示する技術内容の趣旨を理解すれば、当業者には様々な代替実施形態、実施例及び運用技術が本発明に含まれ得ることが明らかとなろう。また、第１及び第２の実施形態がそれぞれ開示する構成を、矛盾の生じない範囲で適宜組み合わせることができる。例えば、複数の異なる実施形態がそれぞれ開示する構成を組み合わせてもよく、同一の実施形態の複数の異なる変形例がそれぞれ開示する構成を組み合わせてもよい。
例えば、各実施形態では、π／４シフトＱＰＳＫ信号を受信する例について説明したが、例えば差動２位相偏移変調（ＤＢＰＳＫ）信号や差動８位相偏移変調（Ｄ８ＰＳＫ）信号など、種々の差動位相偏移変調信号を受信することが可能である。
上記のように、本発明は第１及び第２の実施形態によって記載したが、この開示の一部をなす論述及び図面は本発明を限定するものであると理解すべきではない。上記の第１及び第２の実施形態が開示する技術内容の趣旨を理解すれば、当業者には様々な代替実施形態、実施例及び運用技術が本発明に含まれ得ることが明らかとなろう。また、第１及び第２の実施形態がそれぞれ開示する構成を、矛盾の生じない範囲で適宜組み合わせることができる。例えば、複数の異なる実施形態がそれぞれ開示する構成を組み合わせてもよく、同一の実施形態の複数の異なる変形例がそれぞれ開示する構成を組み合わせてもよい。
例えば、各実施形態では、π／４シフトＱＰＳＫ信号を受信する例について説明したが、例えば差動２位相偏移変調（ＤＢＰＳＫ）信号や差動８位相偏移変調（Ｄ８ＰＳＫ）信号など、種々の差動位相偏移変調信号を受信することが可能である。
【符号の説明】
【0063】
１，１Ａ 合成型ダイバーシチ受信装置
２，２Ａ 送信装置
１３ ブランチ合成部
１４ 差動復号部
２１ Ｓ／Ｐ変換部
２２ 差動符号化部
２３ 直交変調部
１１１ 第１のアンテナ
１１２ 第１のダウンコンバータ
１１３ 第１のＬＰＦ
１１４ 第１のＡ／Ｄ変換部
１１５ 第１の位相補償部
１２１ 第２のアンテナ
１２２ 第２のダウンコンバータ
１２３ 第２のＬＰＦ
１２４ 第２のＡ／Ｄ変換部
１２５ 第２の位相補償部
１３１ 位相補正部
１３２ ブランチ間位相差算出部
１３３ ブランチ間位相補正量決定部
１３４ 合成処理部
１３１１ メモリ
２，２Ａ 送信装置
１３ ブランチ合成部
１４ 差動復号部
２１ Ｓ／Ｐ変換部
２２ 差動符号化部
２３ 直交変調部
１１１ 第１のアンテナ
１１２ 第１のダウンコンバータ
１１３ 第１のＬＰＦ
１１４ 第１のＡ／Ｄ変換部
１１５ 第１の位相補償部
１２１ 第２のアンテナ
１２２ 第２のダウンコンバータ
１２３ 第２のＬＰＦ
１２４ 第２のＡ／Ｄ変換部
１２５ 第２の位相補償部
１３１ 位相補正部
１３２ ブランチ間位相差算出部
１３３ ブランチ間位相補正量決定部
１３４ 合成処理部
１３１１ メモリ
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】