(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2024129512
(43)【公開日】2024-09-27
(54)【発明の名称】３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ
(51)【国際特許分類】
H02M 3/28 20060101AFI20240919BHJP
【ＦＩ】
H02M3/28 Q
H02M3/28 H
【審査請求】未請求
【請求項の数】9
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2023038762
(22)【出願日】2023-03-13
(71)【出願人】
【識別番号】000004606
【氏名又は名称】ニチコン株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】110000475
【氏名又は名称】弁理士法人みのり特許事務所
(72)【発明者】
【氏名】山口 雅史
【テーマコード（参考）】
5H730
【Ｆターム（参考）】
5H730AS08
5H730BB27
5H730BB61
5H730DD03
5H730DD04
5H730DD16
5H730EE04
5H730EE07
5H730EE13
5H730FG00
5H730FG07
(57)【要約】
【課題】素子および回路を追加することなく、広範囲の出力電圧に対応することが可能な３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】トランス部１０と、１次側スイッチング回路１１と、１次側共振回路１２と、２次側スイッチング回路１３と、制御部１５Ａとを備える３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａであって、制御部１５Ａは、１次側スイッチング回路１１の駆動周波数が所定の第１周波数以下の場合、２次側スイッチング回路１３を短絡状態にするブースト期間を生じさせるブースト制御を行い、第１の共振期間内にスイッチング素子Ｑ８をオンさせてブースト期間を生じさせ、第２の共振期間内にスイッチング素子Ｑ１０をオンさせてブースト期間を生じさせ、第３の共振期間内にスイッチング素子Ｑ１２をオンさせてブースト期間を生じさせることを特徴とする。
【選択図】図１
【解決手段】トランス部１０と、１次側スイッチング回路１１と、１次側共振回路１２と、２次側スイッチング回路１３と、制御部１５Ａとを備える３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａであって、制御部１５Ａは、１次側スイッチング回路１１の駆動周波数が所定の第１周波数以下の場合、２次側スイッチング回路１３を短絡状態にするブースト期間を生じさせるブースト制御を行い、第１の共振期間内にスイッチング素子Ｑ８をオンさせてブースト期間を生じさせ、第２の共振期間内にスイッチング素子Ｑ１０をオンさせてブースト期間を生じさせ、第３の共振期間内にスイッチング素子Ｑ１２をオンさせてブースト期間を生じさせることを特徴とする。
【選択図】図１
【特許請求の範囲】
【請求項1】
第１トランス回路、第２トランス回路および第３トランス回路を含み、各トランス回路が１次側コイルおよび２次側コイルを含むトランス部と、
並列接続された第１レグ、第２レグおよび第３レグを含み、各レグが直列接続された上アームおよび下アームを含み、各アームが並列接続されたスイッチング素子、逆接ダイオードおよび部分共振コンデンサを含む１次側スイッチング回路と、
前記第１レグおよび前記第１トランス回路の前記１次側コイルに接続される第１共振回路、前記第２レグおよび前記第２トランス回路の前記１次側コイルに接続される第２共振回路、前記第３レグおよび前記第３トランス回路の前記１次側コイルに接続される第３共振回路を含み、各共振回路が共振コイルおよび共振コンデンサを含む１次側共振回路と、
並列接続された第４レグ、第５レグおよび第６レグを含み、各レグが並列接続されたスイッチング素子、逆接ダイオードおよび部分共振コンデンサを含む２次側スイッチング回路と、
前記１次側スイッチング回路および前記２次側スイッチング回路を制御する制御部と、
を備え、前記１次側スイッチング回路から前記２次側スイッチング回路への順方向電力伝送を行う３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記制御部は、
前記１次側スイッチング回路の駆動周波数が第１周波数よりも高い場合、または前記１次側スイッチング回路の入力電圧が第１入力電圧以上の場合、前記２次側スイッチング回路の出力に応じて前記駆動周波数を制御する周波数変調制御を行い、
前記入力電圧が前記第１入力電圧より低く、かつ前記駆動周波数が前記第１周波数以下の場合、前記２次側スイッチング回路を短絡状態にするブースト期間を生じさせるブースト制御を行い、
前記ブースト制御時の前記制御部は、
前記第１共振回路と前記第２共振回路に共振電流が流れる期間内、前記第２共振回路と前記第３共振回路に共振電流が流れる期間内、および前記第３共振回路と前記第１共振回路に共振電流が流れる期間内に、前記２次側スイッチング回路のいずれかの前記スイッチング素子をオンさせて前記ブースト期間を生じさせる
ことを特徴とする３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
並列接続された第１レグ、第２レグおよび第３レグを含み、各レグが直列接続された上アームおよび下アームを含み、各アームが並列接続されたスイッチング素子、逆接ダイオードおよび部分共振コンデンサを含む１次側スイッチング回路と、
前記第１レグおよび前記第１トランス回路の前記１次側コイルに接続される第１共振回路、前記第２レグおよび前記第２トランス回路の前記１次側コイルに接続される第２共振回路、前記第３レグおよび前記第３トランス回路の前記１次側コイルに接続される第３共振回路を含み、各共振回路が共振コイルおよび共振コンデンサを含む１次側共振回路と、
並列接続された第４レグ、第５レグおよび第６レグを含み、各レグが並列接続されたスイッチング素子、逆接ダイオードおよび部分共振コンデンサを含む２次側スイッチング回路と、
前記１次側スイッチング回路および前記２次側スイッチング回路を制御する制御部と、
を備え、前記１次側スイッチング回路から前記２次側スイッチング回路への順方向電力伝送を行う３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記制御部は、
前記１次側スイッチング回路の駆動周波数が第１周波数よりも高い場合、または前記１次側スイッチング回路の入力電圧が第１入力電圧以上の場合、前記２次側スイッチング回路の出力に応じて前記駆動周波数を制御する周波数変調制御を行い、
前記入力電圧が前記第１入力電圧より低く、かつ前記駆動周波数が前記第１周波数以下の場合、前記２次側スイッチング回路を短絡状態にするブースト期間を生じさせるブースト制御を行い、
前記ブースト制御時の前記制御部は、
前記第１共振回路と前記第２共振回路に共振電流が流れる期間内、前記第２共振回路と前記第３共振回路に共振電流が流れる期間内、および前記第３共振回路と前記第１共振回路に共振電流が流れる期間内に、前記２次側スイッチング回路のいずれかの前記スイッチング素子をオンさせて前記ブースト期間を生じさせる
ことを特徴とする３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項2】
前記トランス部は、
前記第１トランス回路の前記２次側コイルが前記第４レグに接続され、
前記第２トランス回路の前記２次側コイルが前記第５レグに接続され、
前記第３トランス回路の前記２次側コイルが前記第６レグに接続されており、
前記２次側スイッチング回路は、
前記第４レグ、前記第５レグおよび前記第６レグの各レグが直列接続された上アームおよび下アームを含み、各アームが並列接続された前記スイッチング素子、前記逆接ダイオードおよび前記部分共振コンデンサを含み
前記ブースト制御時の前記制御部は、
前記第１共振回路と前記第２共振回路に共振電流が流れる期間内に、前記第４レグの前記下アームの前記スイッチング素子または前記第５レグの前記上アームの前記スイッチング素子をオンさせて前記ブースト期間を生じさせ、
前記第２共振回路と前記第３共振回路に共振電流が流れる期間内に、前記第５レグの前記下アームの前記スイッチング素子または前記第６レグの前記上アームの前記スイッチング素子をオンさせて前記ブースト期間を生じさせ、
前記第３共振回路と前記第１共振回路に共振電流が流れる期間内に、前記第６レグの前記下アームの前記スイッチング素子または前記第４レグの前記上アームの前記スイッチング素子をオンさせて前記ブースト期間を生じさせる
ことを特徴とする請求項１に記載の３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
前記第１トランス回路の前記２次側コイルが前記第４レグに接続され、
前記第２トランス回路の前記２次側コイルが前記第５レグに接続され、
前記第３トランス回路の前記２次側コイルが前記第６レグに接続されており、
前記２次側スイッチング回路は、
前記第４レグ、前記第５レグおよび前記第６レグの各レグが直列接続された上アームおよび下アームを含み、各アームが並列接続された前記スイッチング素子、前記逆接ダイオードおよび前記部分共振コンデンサを含み
前記ブースト制御時の前記制御部は、
前記第１共振回路と前記第２共振回路に共振電流が流れる期間内に、前記第４レグの前記下アームの前記スイッチング素子または前記第５レグの前記上アームの前記スイッチング素子をオンさせて前記ブースト期間を生じさせ、
前記第２共振回路と前記第３共振回路に共振電流が流れる期間内に、前記第５レグの前記下アームの前記スイッチング素子または前記第６レグの前記上アームの前記スイッチング素子をオンさせて前記ブースト期間を生じさせ、
前記第３共振回路と前記第１共振回路に共振電流が流れる期間内に、前記第６レグの前記下アームの前記スイッチング素子または前記第４レグの前記上アームの前記スイッチング素子をオンさせて前記ブースト期間を生じさせる
ことを特徴とする請求項１に記載の３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項3】
前記ブースト制御時の前記制御部は、
前記駆動周波数と前記第１周波数との差分に周波数ブースト変換ゲインを乗じてブースト量を算出し、前記ブースト量に基づいて前記ブースト期間の長さを決定する
ことを特徴とする請求項１に記載の３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
前記駆動周波数と前記第１周波数との差分に周波数ブースト変換ゲインを乗じてブースト量を算出し、前記ブースト量に基づいて前記ブースト期間の長さを決定する
ことを特徴とする請求項１に記載の３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項4】
前記ブースト制御時の前記制御部は、
前記２次側スイッチング回路の出力値と所定の目標値との差分に出力ブースト変換ゲインを乗じてブースト量を算出し、前記ブースト量に基づいて前記ブースト期間の長さを決定する
ことを特徴とする請求項１に記載の３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
前記２次側スイッチング回路の出力値と所定の目標値との差分に出力ブースト変換ゲインを乗じてブースト量を算出し、前記ブースト量に基づいて前記ブースト期間の長さを決定する
ことを特徴とする請求項１に記載の３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項5】
前記ブースト制御時の前記制御部は、
前記共振電流が流れる期間が開始するタイミングで前記ブースト期間を開始させる
ことを特徴とする請求項１に記載の３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
前記共振電流が流れる期間が開始するタイミングで前記ブースト期間を開始させる
ことを特徴とする請求項１に記載の３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項6】
前記２次側スイッチング回路は、
前記第４レグ、前記第５レグおよび前記第６レグの各レグが直列接続された上アームおよび下アームを含み、各アームが並列接続された前記スイッチング素子、前記逆接ダイオードおよび前記部分共振コンデンサを含み、
前記制御部は、
前記２次側スイッチング回路に対して、前記各アームのいずれかの前記スイッチング素子をオンさせて同期整流期間を生じさせる同期整流制御を行い、
前記ブースト制御かつ前記同期整流制御時の前記制御部は、
前記共振電流が流れる期間が開始するタイミングで前記ブースト期間を開始させ、かつ前記ブースト期間が終了するタイミングで前記同期整流期間を開始させる
ことを特徴とする請求項１に記載の３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
前記第４レグ、前記第５レグおよび前記第６レグの各レグが直列接続された上アームおよび下アームを含み、各アームが並列接続された前記スイッチング素子、前記逆接ダイオードおよび前記部分共振コンデンサを含み、
前記制御部は、
前記２次側スイッチング回路に対して、前記各アームのいずれかの前記スイッチング素子をオンさせて同期整流期間を生じさせる同期整流制御を行い、
前記ブースト制御かつ前記同期整流制御時の前記制御部は、
前記共振電流が流れる期間が開始するタイミングで前記ブースト期間を開始させ、かつ前記ブースト期間が終了するタイミングで前記同期整流期間を開始させる
ことを特徴とする請求項１に記載の３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項7】
前記制御部は、
前記１次側スイッチング回路の前記入力電圧が低いと前記前記ブースト期間が長くなるように、前記前記ブースト期間の最大値を前記入力電圧によって可変させる
ことを特徴とする請求項１に記載の３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
前記１次側スイッチング回路の前記入力電圧が低いと前記前記ブースト期間が長くなるように、前記前記ブースト期間の最大値を前記入力電圧によって可変させる
ことを特徴とする請求項１に記載の３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項8】
前記２次側スイッチング回路は、
前記第４レグ、前記第５レグおよび前記第６レグの各レグが直列接続された上アームおよび下アームを含み、
前記第４レグの前記下アームおよび前記第５レグの前記上アームのうち、一方が並列接続された前記スイッチング素子、前記逆接ダイオードおよび前記部分共振コンデンサで構成され、他方がダイオードのみで構成され、
前記第５レグの前記下アームおよび前記第６レグの前記上アームのうち、一方が並列接続された前記スイッチング素子、前記逆接ダイオードおよび前記部分共振コンデンサで構成され、他方がダイオードのみで構成され、
前記第６レグの前記下アームおよび前記第４レグの前記上アームのうち、一方が並列接続された前記スイッチング素子、前記逆接ダイオードおよび前記部分共振コンデンサで構成され、他方がダイオードのみで構成され、
前記ブースト制御時の前記制御部は、
前記第１共振回路と前記第２共振回路に共振電流が流れる期間内に、前記第４レグの前記下アームの前記スイッチング素子または前記第５レグの前記上アームの前記スイッチング素子をオンさせて前記ブースト期間を生じさせ、
前記第２共振回路と前記第３共振回路に共振電流が流れる期間内に、前記第５レグの前記下アームの前記スイッチング素子または前記第６レグの前記上アームの前記スイッチング素子をオンさせて前記ブースト期間を生じさせ、
前記第３共振回路と前記第１共振回路に共振電流が流れる期間内に、前記第６レグの前記下アームの前記スイッチング素子または前記第４レグの前記上アームの前記スイッチング素子をオンさせて前記ブースト期間を生じさせる
ことを特徴とする請求項１に記載の３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
前記第４レグ、前記第５レグおよび前記第６レグの各レグが直列接続された上アームおよび下アームを含み、
前記第４レグの前記下アームおよび前記第５レグの前記上アームのうち、一方が並列接続された前記スイッチング素子、前記逆接ダイオードおよび前記部分共振コンデンサで構成され、他方がダイオードのみで構成され、
前記第５レグの前記下アームおよび前記第６レグの前記上アームのうち、一方が並列接続された前記スイッチング素子、前記逆接ダイオードおよび前記部分共振コンデンサで構成され、他方がダイオードのみで構成され、
前記第６レグの前記下アームおよび前記第４レグの前記上アームのうち、一方が並列接続された前記スイッチング素子、前記逆接ダイオードおよび前記部分共振コンデンサで構成され、他方がダイオードのみで構成され、
前記ブースト制御時の前記制御部は、
前記第１共振回路と前記第２共振回路に共振電流が流れる期間内に、前記第４レグの前記下アームの前記スイッチング素子または前記第５レグの前記上アームの前記スイッチング素子をオンさせて前記ブースト期間を生じさせ、
前記第２共振回路と前記第３共振回路に共振電流が流れる期間内に、前記第５レグの前記下アームの前記スイッチング素子または前記第６レグの前記上アームの前記スイッチング素子をオンさせて前記ブースト期間を生じさせ、
前記第３共振回路と前記第１共振回路に共振電流が流れる期間内に、前記第６レグの前記下アームの前記スイッチング素子または前記第４レグの前記上アームの前記スイッチング素子をオンさせて前記ブースト期間を生じさせる
ことを特徴とする請求項１に記載の３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項9】
前記第４レグおよび前記第１トランス回路の前記２次側コイルに接続される第４共振回路、前記第５レグおよび前記第２トランス回路の前記２次側コイルに接続される第５共振回路、前記第６レグおよび前記第３トランス回路の前記２次側コイルに接続される第６共振回路を含み、各共振回路が共振コイルおよび共振コンデンサを含む２次側共振回路をさらに備え、
前記２次側スイッチング回路は、
前記第４レグ、前記第５レグおよび前記第６レグの各レグが直列接続された上アームおよび下アームを含み、各アームが並列接続された前記スイッチング素子、前記逆接ダイオードおよび前記部分共振コンデンサを含み、
前記制御部は、前記２次側スイッチング回路から前記１次側スイッチング回路への逆方向電力伝送を行わせる時に、
前記２次側スイッチング回路の駆動周波数が第２周波数よりも高い場合、または前記２次側スイッチング回路の入力電圧が第２入力電圧以上の場合、前記１次側スイッチング回路の出力に応じて前記駆動周波数を制御する周波数変調制御を行い、
前記入力電圧が前記第２入力電圧より低く、かつ前記駆動周波数が前記第２周波数以下の場合、前記１次側スイッチング回路を短絡状態にするブースト期間を生じさせるブースト制御を行い、
前記ブースト制御時の前記制御部は、
前記第４共振回路と前記第５共振回路に共振電流が流れる期間内、前記第５共振回路と前記第６共振回路に共振電流が流れる期間内、および前記第６共振回路と前記第４共振回路に共振電流が流れる期間内に、前記１次側スイッチング回路のいずれかの前記スイッチング素子をオンさせて前記ブースト期間を生じさせる
ことを特徴とする請求項１に記載の３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
前記２次側スイッチング回路は、
前記第４レグ、前記第５レグおよび前記第６レグの各レグが直列接続された上アームおよび下アームを含み、各アームが並列接続された前記スイッチング素子、前記逆接ダイオードおよび前記部分共振コンデンサを含み、
前記制御部は、前記２次側スイッチング回路から前記１次側スイッチング回路への逆方向電力伝送を行わせる時に、
前記２次側スイッチング回路の駆動周波数が第２周波数よりも高い場合、または前記２次側スイッチング回路の入力電圧が第２入力電圧以上の場合、前記１次側スイッチング回路の出力に応じて前記駆動周波数を制御する周波数変調制御を行い、
前記入力電圧が前記第２入力電圧より低く、かつ前記駆動周波数が前記第２周波数以下の場合、前記１次側スイッチング回路を短絡状態にするブースト期間を生じさせるブースト制御を行い、
前記ブースト制御時の前記制御部は、
前記第４共振回路と前記第５共振回路に共振電流が流れる期間内、前記第５共振回路と前記第６共振回路に共振電流が流れる期間内、および前記第６共振回路と前記第４共振回路に共振電流が流れる期間内に、前記１次側スイッチング回路のいずれかの前記スイッチング素子をオンさせて前記ブースト期間を生じさせる
ことを特徴とする請求項１に記載の３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【0002】
電気自動車の長距離走行に合わせて電気自動車のバッテリーの大容量化が進んでおり、そのため、充電装置（急速充電器）の充電容量も数１０［ｋＷ］から２００［ｋＷ］程度の大容量化が求められている。また、電気自動車のバッテリーを非常用電源として使用するＶ２Ｇシステムの開発も進んでいる。充電装置やＶ２Ｇシステムにおいて使用される電源装置は、例えば、ＰＦＣ（ＡＣ／ＤＣコンバータ）とＤＣ／ＤＣコンバータで構成されるか、または双方向インバータと双方向ＤＣ／ＤＣコンバータで構成されることが一般的である。ＤＣ／ＤＣコンバータや双方向ＤＣ／ＤＣコンバータには、小型化、高効率化、低コスト化、大容量化等の要望から、近年、ＣＬＬＣ／ＬＬＣ方式の３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータが採用されている。
【0003】
３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータは、ハーフブリッジ構成または単相フルブリッジ構成のＣＬＬＣ／ＬＬＣ方式の電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータを３相駆動としたもので、大電力化が可能であり、自律平衡機能による低リップル出力が可能という特徴がある。しかしながら、３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータは、ハーフブリッジ構成または単相フルブリッジ構成のＣＬＬＣ／ＬＬＣ方式の電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータと同様に、出力電圧範囲が狭いという問題がある。特に双方向の電力伝送を行うＣＬＬＣ方式の場合、降圧動作はバースト（間欠）制御や位相シフト制御などの制御を工夫することで、追加回路なしに電力を絞ることが可能であるが、昇圧動作は付加回路が必要になる等、問題が多い。
【0004】
特許文献１では、昇圧回路を直列接続したＣＬＬＣ方式の３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータが開示されている。しかしながら、３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータに昇圧回路を直列に接続すると、昇圧回路を構成する複数のスイッチング素子および昇圧用コイルによって、部品点数の増加による高コスト化、装置全体（またはシステム全体）の大型化、スイッチング素子のスイッチング損失と昇圧用コイルの鉄損および銅損による電力変換効率の低下を招くことになる。
【0005】
特許文献２には、単相フルブリッジ構成で、トランスの２次側巻線に直列にＬＣ共振回路を設け、昇圧動作として２次側スイッチング回路を短絡させてブースト動作を行わせる電圧電流型ＤＣ／ＤＣコンバータが開示されている。特許文献２に記載の電圧電流型ＤＣ／ＤＣコンバータでは、トランスの巻線比と出力電圧によって、２次側スイッチング回路を短絡させる期間（短絡スイッチのオンデューティ）を制御することで、昇圧回路を設けることなく昇圧動作が可能となる。しかしながら、上記の制御（ブースト制御）を、そのまま電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータに適用することはできない。電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータは、スイッチング素子の駆動周波数を制御する周波数変調制御を行うため（駆動周波数によって出力が変わるので）、例えば、ブースト制御時の駆動周波数をどう制御するかを考慮する必要がある。まして、３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの場合は、駆動側の共振電流経路が同時に２系統存在し、１次側スイッチング回路のスイッチング素子がオンしていても共振電流が流れ続けるわけではないので、制御はより複雑になる。そのため、３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータでブースト制御を行う場合、例えば、どのタイミングで、どの経路で、２次側スイッチング回路を短絡させるかが問題となる。
【0006】
特許文献３には、２次側から１次側への電力伝送を行う場合に、１次側スイッチング回路を短絡させてブースト動作を行わせる単相フルブリッジ構成のＤＣ／ＤＣコンバータが開示されている。特許文献３に記載のＤＣ／ＤＣコンバータは、２次側が電圧型の回路構成であるため、特許文献２に記載の電圧電流型ＤＣ／ＤＣコンバータと同様に、上記の制御（ブースト制御）を、そのまま電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータに適用することはできない。特に、３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの場合は、上記のとおり、どのタイミングで、どの経路で、ブースト動作を行わせるかが問題となる。
【0007】
特許文献４には、トランスの２次巻線に流れる電流の臨界を検出して１次側スイッチング回路（ハーフブリッジ構成）のスイッチング素子をオンさせ、当該オンタイミングに合わせて２次側スイッチング回路（ブリッジ整流回路）のスイッチング素子を所定時間オンさせることで、２次側スイッチング回路を短絡させるコンバータが開示されている。特許文献４に記載のコンバータは、上記の制御により、上記の所定時間に２次側スイッチング回路が昇圧動作を行うため、出力電圧を高くすることができる。しかしながら、上記の制御を電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータに適用すると、１次側スイッチング回路のスイッチング周期が短縮されて１次側スイッチング回路の駆動周波数が増加してしまう。その結果、電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータでは、昇圧動作による出力電圧の上昇と駆動周波数の増加による出力電圧の低下とが同時に起こる。そのため、２次側スイッチング回路を短絡させる時間が同じでも、駆動周波数が共振周波数に近い比較的低い値の場合は、出力電圧の上昇が優位となり大きな出力を得ることができるが、駆動周波数が共振周波数よりも離れた比較的高い値の場合は、出力電圧の低下が優位となり小さな出力となってしまう。このように、特許文献４に記載の制御を電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータに適用した場合、制御特性が駆動周波数によって変わるという問題が生じる。さらに、３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータに適用した場合は、上記の問題に加えて、どのタイミングで、どの経路で、２次側スイッチング回路を短絡させるかが問題となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0008】
【特許文献1】中国特許第１１４１５７１５９号明細書
【特許文献2】特開２００５－２２４０１２号公報
【特許文献3】特開２０１４－１８０１６７号公報
【特許文献4】特開２０２１－１１２００３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0009】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであって、その課題とするところは、素子および回路を追加することなく、広範囲の出力電圧に対応することが可能な３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【0010】
上記課題を解決するために、本発明に係る３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータは、
第１トランス回路、第２トランス回路および第３トランス回路を含み、各トランス回路が１次側コイルおよび２次側コイルを含むトランス部と、
並列接続された第１レグ、第２レグおよび第３レグを含み、各レグが直列接続された上アームおよび下アームを含み、各アームが並列接続されたスイッチング素子、逆接ダイオードおよび部分共振コンデンサを含む１次側スイッチング回路と、
前記第１レグおよび前記第１トランス回路の前記１次側コイルに接続される第１共振回路、前記第２レグおよび前記第２トランス回路の前記１次側コイルに接続される第２共振回路、前記第３レグおよび前記第３トランス回路の前記１次側コイルに接続される第３共振回路を含み、各共振回路が共振コイルおよび共振コンデンサを含む１次側共振回路と、
並列接続された第４レグ、第５レグおよび第６レグを含み、各レグが並列接続されたスイッチング素子、逆接ダイオードおよび部分共振コンデンサを含む２次側スイッチング回路と、
前記１次側スイッチング回路および前記２次側スイッチング回路を制御する制御部と、
を備え、前記１次側スイッチング回路から前記２次側スイッチング回路への順方向電力伝送を行う３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記制御部は、
前記１次側スイッチング回路の駆動周波数が第１周波数よりも高い場合、または前記１次側スイッチング回路の入力電圧が第１入力電圧以上の場合、前記２次側スイッチング回路の出力に応じて前記駆動周波数を制御する周波数変調制御を行い、
前記入力電圧が前記第１入力電圧より低く、かつ前記駆動周波数が前記第１周波数以下の場合、前記２次側スイッチング回路を短絡状態にするブースト期間を生じさせるブースト制御を行い、
前記ブースト制御時の前記制御部は、
前記第１共振回路と前記第２共振回路に共振電流が流れる期間内、前記第２共振回路と前記第３共振回路に共振電流が流れる期間内、および前記第３共振回路と前記第１共振回路に共振電流が流れる期間内に、前記２次側スイッチング回路のいずれかの前記スイッチング素子をオンさせて前記ブースト期間を生じさせることを特徴とする。
第１トランス回路、第２トランス回路および第３トランス回路を含み、各トランス回路が１次側コイルおよび２次側コイルを含むトランス部と、
並列接続された第１レグ、第２レグおよび第３レグを含み、各レグが直列接続された上アームおよび下アームを含み、各アームが並列接続されたスイッチング素子、逆接ダイオードおよび部分共振コンデンサを含む１次側スイッチング回路と、
前記第１レグおよび前記第１トランス回路の前記１次側コイルに接続される第１共振回路、前記第２レグおよび前記第２トランス回路の前記１次側コイルに接続される第２共振回路、前記第３レグおよび前記第３トランス回路の前記１次側コイルに接続される第３共振回路を含み、各共振回路が共振コイルおよび共振コンデンサを含む１次側共振回路と、
並列接続された第４レグ、第５レグおよび第６レグを含み、各レグが並列接続されたスイッチング素子、逆接ダイオードおよび部分共振コンデンサを含む２次側スイッチング回路と、
前記１次側スイッチング回路および前記２次側スイッチング回路を制御する制御部と、
を備え、前記１次側スイッチング回路から前記２次側スイッチング回路への順方向電力伝送を行う３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記制御部は、
前記１次側スイッチング回路の駆動周波数が第１周波数よりも高い場合、または前記１次側スイッチング回路の入力電圧が第１入力電圧以上の場合、前記２次側スイッチング回路の出力に応じて前記駆動周波数を制御する周波数変調制御を行い、
前記入力電圧が前記第１入力電圧より低く、かつ前記駆動周波数が前記第１周波数以下の場合、前記２次側スイッチング回路を短絡状態にするブースト期間を生じさせるブースト制御を行い、
前記ブースト制御時の前記制御部は、
前記第１共振回路と前記第２共振回路に共振電流が流れる期間内、前記第２共振回路と前記第３共振回路に共振電流が流れる期間内、および前記第３共振回路と前記第１共振回路に共振電流が流れる期間内に、前記２次側スイッチング回路のいずれかの前記スイッチング素子をオンさせて前記ブースト期間を生じさせることを特徴とする。
【0011】
この構成では、入力電圧が所定の第１入力電圧より低く、かつ駆動周波数が所定の第１周波数以下の場合にブースト制御を行うことで、ブースト期間に、共振回路に大きな共振電流を流して共振コイルに短期間に大きなエネルギーを蓄え、そのエネルギーを負荷電流として放出することができるので、入力電圧が低い場合でも高い出力電圧を得ることができる。すなわち、この構成によれば、昇圧動作を行うための素子および回路を追加することなく、広範囲の出力電圧に対応することができる。
【0012】
前記３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記トランス部は、
前記第１トランス回路の前記２次側コイルが前記第４レグに接続され、
前記第２トランス回路の前記２次側コイルが前記第５レグに接続され、
前記第３トランス回路の前記２次側コイルが前記第６レグに接続されており、
前記２次側スイッチング回路は、
前記第４レグ、前記第５レグおよび前記第６レグの各レグが直列接続された上アームおよび下アームを含み、各アームが並列接続された前記スイッチング素子、前記逆接ダイオードおよび前記部分共振コンデンサを含み
前記ブースト制御時の前記制御部は、
前記第１共振回路と前記第２共振回路に共振電流が流れる期間内に、前記第４レグの前記下アームの前記スイッチング素子または前記第５レグの前記上アームの前記スイッチング素子をオンさせて前記ブースト期間を生じさせ、
前記第２共振回路と前記第３共振回路に共振電流が流れる期間内に、前記第５レグの前記下アームの前記スイッチング素子または前記第６レグの前記上アームの前記スイッチング素子をオンさせて前記ブースト期間を生じさせ、
前記第３共振回路と前記第１共振回路に共振電流が流れる期間内に、前記第６レグの前記下アームの前記スイッチング素子または前記第４レグの前記上アームの前記スイッチング素子をオンさせて前記ブースト期間を生じさせるよう構成できる。
前記トランス部は、
前記第１トランス回路の前記２次側コイルが前記第４レグに接続され、
前記第２トランス回路の前記２次側コイルが前記第５レグに接続され、
前記第３トランス回路の前記２次側コイルが前記第６レグに接続されており、
前記２次側スイッチング回路は、
前記第４レグ、前記第５レグおよび前記第６レグの各レグが直列接続された上アームおよび下アームを含み、各アームが並列接続された前記スイッチング素子、前記逆接ダイオードおよび前記部分共振コンデンサを含み
前記ブースト制御時の前記制御部は、
前記第１共振回路と前記第２共振回路に共振電流が流れる期間内に、前記第４レグの前記下アームの前記スイッチング素子または前記第５レグの前記上アームの前記スイッチング素子をオンさせて前記ブースト期間を生じさせ、
前記第２共振回路と前記第３共振回路に共振電流が流れる期間内に、前記第５レグの前記下アームの前記スイッチング素子または前記第６レグの前記上アームの前記スイッチング素子をオンさせて前記ブースト期間を生じさせ、
前記第３共振回路と前記第１共振回路に共振電流が流れる期間内に、前記第６レグの前記下アームの前記スイッチング素子または前記第４レグの前記上アームの前記スイッチング素子をオンさせて前記ブースト期間を生じさせるよう構成できる。
【0013】
前記３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記ブースト制御時の前記制御部は、
前記駆動周波数と前記第１周波数との差分に周波数ブースト変換ゲインを乗じてブースト量を算出し、前記ブースト量に基づいて前記ブースト期間の長さを決定するよう構成できる。
前記ブースト制御時の前記制御部は、
前記駆動周波数と前記第１周波数との差分に周波数ブースト変換ゲインを乗じてブースト量を算出し、前記ブースト量に基づいて前記ブースト期間の長さを決定するよう構成できる。
【0014】
前記３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記ブースト制御時の前記制御部は、
前記２次側スイッチング回路の出力値と所定の目標値との差分に出力ブースト変換ゲインを乗じてブースト量を算出し、前記ブースト量に基づいて前記ブースト期間の長さを決定するよう構成できる。
前記ブースト制御時の前記制御部は、
前記２次側スイッチング回路の出力値と所定の目標値との差分に出力ブースト変換ゲインを乗じてブースト量を算出し、前記ブースト量に基づいて前記ブースト期間の長さを決定するよう構成できる。
【0015】
前記３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記ブースト制御時の前記制御部は、
前記共振電流が流れる期間が開始するタイミングで前記ブースト期間を開始させるよう構成できる。
前記ブースト制御時の前記制御部は、
前記共振電流が流れる期間が開始するタイミングで前記ブースト期間を開始させるよう構成できる。
【0016】
前記３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記２次側スイッチング回路は、
前記第４レグ、前記第５レグおよび前記第６レグの各レグが直列接続された上アームおよび下アームを含み、各アームが並列接続された前記スイッチング素子、前記逆接ダイオードおよび前記部分共振コンデンサを含み、
前記制御部は、
前記２次側スイッチング回路に対して、前記各アームのいずれかの前記スイッチング素子をオンさせて同期整流期間を生じさせる同期整流制御を行い、
前記ブースト制御かつ前記同期整流制御時の前記制御部は、
前記共振電流が流れる期間が開始するタイミングで前記ブースト期間を開始させ、かつ前記ブースト期間が終了するタイミングで前記同期整流期間を開始させるよう構成できる。
前記２次側スイッチング回路は、
前記第４レグ、前記第５レグおよび前記第６レグの各レグが直列接続された上アームおよび下アームを含み、各アームが並列接続された前記スイッチング素子、前記逆接ダイオードおよび前記部分共振コンデンサを含み、
前記制御部は、
前記２次側スイッチング回路に対して、前記各アームのいずれかの前記スイッチング素子をオンさせて同期整流期間を生じさせる同期整流制御を行い、
前記ブースト制御かつ前記同期整流制御時の前記制御部は、
前記共振電流が流れる期間が開始するタイミングで前記ブースト期間を開始させ、かつ前記ブースト期間が終了するタイミングで前記同期整流期間を開始させるよう構成できる。
【0017】
前記３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記制御部は、
前記１次側スイッチング回路の前記入力電圧が低いと前記前記ブースト期間が長くなるように、前記前記ブースト期間の最大値を前記入力電圧によって可変させるよう構成できる。
前記制御部は、
前記１次側スイッチング回路の前記入力電圧が低いと前記前記ブースト期間が長くなるように、前記前記ブースト期間の最大値を前記入力電圧によって可変させるよう構成できる。
【0018】
前記３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記２次側スイッチング回路は、
前記第４レグ、前記第５レグおよび前記第６レグの各レグが直列接続された上アームおよび下アームを含み、
前記第４レグの前記下アームおよび前記第５レグの前記上アームのうち、一方が並列接続された前記スイッチング素子、前記逆接ダイオードおよび前記部分共振コンデンサで構成され、他方がダイオードのみで構成され、
前記第５レグの前記下アームおよび前記第６レグの前記上アームのうち、一方が並列接続された前記スイッチング素子、前記逆接ダイオードおよび前記部分共振コンデンサで構成され、他方がダイオードのみで構成され、
前記第６レグの前記下アームおよび前記第４レグの前記上アームのうち、一方が並列接続された前記スイッチング素子、前記逆接ダイオードおよび前記部分共振コンデンサで構成され、他方がダイオードのみで構成され、
前記ブースト制御時の前記制御部は、
前記第１共振回路と前記第２共振回路に共振電流が流れる期間内に、前記第４レグの前記下アームの前記スイッチング素子または前記第５レグの前記上アームの前記スイッチング素子をオンさせて前記ブースト期間を生じさせ、
前記第２共振回路と前記第３共振回路に共振電流が流れる期間内に、前記第５レグの前記下アームの前記スイッチング素子または前記第６レグの前記上アームの前記スイッチング素子をオンさせて前記ブースト期間を生じさせ、
前記第３共振回路と前記第１共振回路に共振電流が流れる期間内に、前記第６レグの前記下アームの前記スイッチング素子または前記第４レグの前記上アームの前記スイッチング素子をオンさせて前記ブースト期間を生じさせるよう構成できる。
前記２次側スイッチング回路は、
前記第４レグ、前記第５レグおよび前記第６レグの各レグが直列接続された上アームおよび下アームを含み、
前記第４レグの前記下アームおよび前記第５レグの前記上アームのうち、一方が並列接続された前記スイッチング素子、前記逆接ダイオードおよび前記部分共振コンデンサで構成され、他方がダイオードのみで構成され、
前記第５レグの前記下アームおよび前記第６レグの前記上アームのうち、一方が並列接続された前記スイッチング素子、前記逆接ダイオードおよび前記部分共振コンデンサで構成され、他方がダイオードのみで構成され、
前記第６レグの前記下アームおよび前記第４レグの前記上アームのうち、一方が並列接続された前記スイッチング素子、前記逆接ダイオードおよび前記部分共振コンデンサで構成され、他方がダイオードのみで構成され、
前記ブースト制御時の前記制御部は、
前記第１共振回路と前記第２共振回路に共振電流が流れる期間内に、前記第４レグの前記下アームの前記スイッチング素子または前記第５レグの前記上アームの前記スイッチング素子をオンさせて前記ブースト期間を生じさせ、
前記第２共振回路と前記第３共振回路に共振電流が流れる期間内に、前記第５レグの前記下アームの前記スイッチング素子または前記第６レグの前記上アームの前記スイッチング素子をオンさせて前記ブースト期間を生じさせ、
前記第３共振回路と前記第１共振回路に共振電流が流れる期間内に、前記第６レグの前記下アームの前記スイッチング素子または前記第４レグの前記上アームの前記スイッチング素子をオンさせて前記ブースト期間を生じさせるよう構成できる。
【0019】
前記３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記第４レグおよび前記第１トランス回路の前記２次側コイルに接続される第４共振回路、前記第５レグおよび前記第２トランス回路の前記２次側コイルに接続される第５共振回路、前記第６レグおよび前記第３トランス回路の前記２次側コイルに接続される第６共振回路を含み、各共振回路が共振コイルおよび共振コンデンサを含む２次側共振回路をさらに備え、
前記２次側スイッチング回路は、
前記第４レグ、前記第５レグおよび前記第６レグの各レグが直列接続された上アームおよび下アームを含み、各アームが並列接続された前記スイッチング素子、前記逆接ダイオードおよび前記部分共振コンデンサを含み、
前記制御部は、前記２次側スイッチング回路から前記１次側スイッチング回路への逆方向電力伝送を行わせる時に、
前記２次側スイッチング回路の駆動周波数が第２周波数よりも高い場合、または前記２次側スイッチング回路の入力電圧が第２入力電圧以上の場合、前記１次側スイッチング回路の出力に応じて前記駆動周波数を制御する周波数変調制御を行い、
前記入力電圧が前記第２入力電圧より低く、かつ前記駆動周波数が前記第２周波数以下の場合、前記１次側スイッチング回路を短絡状態にするブースト期間を生じさせるブースト制御を行い、
前記ブースト制御時の前記制御部は、
前記第４共振回路と前記第５共振回路に共振電流が流れる期間内、前記第５共振回路と前記第６共振回路に共振電流が流れる期間内、および前記第６共振回路と前記第４共振回路に共振電流が流れる期間内に、前記１次側スイッチング回路のいずれかの前記スイッチング素子をオンさせて前記ブースト期間を生じさせるよう構成できる。
前記第４レグおよび前記第１トランス回路の前記２次側コイルに接続される第４共振回路、前記第５レグおよび前記第２トランス回路の前記２次側コイルに接続される第５共振回路、前記第６レグおよび前記第３トランス回路の前記２次側コイルに接続される第６共振回路を含み、各共振回路が共振コイルおよび共振コンデンサを含む２次側共振回路をさらに備え、
前記２次側スイッチング回路は、
前記第４レグ、前記第５レグおよび前記第６レグの各レグが直列接続された上アームおよび下アームを含み、各アームが並列接続された前記スイッチング素子、前記逆接ダイオードおよび前記部分共振コンデンサを含み、
前記制御部は、前記２次側スイッチング回路から前記１次側スイッチング回路への逆方向電力伝送を行わせる時に、
前記２次側スイッチング回路の駆動周波数が第２周波数よりも高い場合、または前記２次側スイッチング回路の入力電圧が第２入力電圧以上の場合、前記１次側スイッチング回路の出力に応じて前記駆動周波数を制御する周波数変調制御を行い、
前記入力電圧が前記第２入力電圧より低く、かつ前記駆動周波数が前記第２周波数以下の場合、前記１次側スイッチング回路を短絡状態にするブースト期間を生じさせるブースト制御を行い、
前記ブースト制御時の前記制御部は、
前記第４共振回路と前記第５共振回路に共振電流が流れる期間内、前記第５共振回路と前記第６共振回路に共振電流が流れる期間内、および前記第６共振回路と前記第４共振回路に共振電流が流れる期間内に、前記１次側スイッチング回路のいずれかの前記スイッチング素子をオンさせて前記ブースト期間を生じさせるよう構成できる。
【発明の効果】
【0020】
本発明によれば、素子および回路を追加することなく、広範囲の出力電圧に対応することが可能な３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【0021】
【図1】第１実施形態に係る３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路図の例である。
【図2】第１実施形態の駆動周波数とブースト量との関係を示す図である。
【図3】第１実施形態の周波数ブースト変換制御ブロックを示す図である。
【図4】第１実施形態に係る３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの制御フロー図の例である。
【図5】第１実施形態のダイオード整流制御時の制御タイミングを示す図の例である。
【図9】第１実施形態のダイオード整流制御かつブースト制御時の制御タイミングを示す図の例である。
【図13】第１実施形態の同期整流制御時の制御タイミングを示す図の例である。
【図17】第１実施形態の同期整流制御かつブースト制御時の制御タイミングを示す図の例である。
【図21】第２実施形態に係る３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路図の例である。
【図22】第２実施形態の出力電圧ブースト変換制御ブロックを示す図である。
【図23】第２実施形態に係る３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの制御フロー図の例である。
【図24】第３実施形態に係る３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路図の例である。
【発明を実施するための形態】
【0022】
以下、添付図面を参照して、本発明に係る３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの実施形態について説明する。
【0023】
［第１実施形態］
図１に、本発明の第１実施形態に係る３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａ（以下、ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａ）を示す。ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａは、ＣＬＬＣ方式の３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータであり、１次側回路から２次側回路への順方向電力伝送と、２次側回路から１次側回路への逆方向電力伝送とを行う。
図１に、本発明の第１実施形態に係る３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａ（以下、ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａ）を示す。ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａは、ＣＬＬＣ方式の３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータであり、１次側回路から２次側回路への順方向電力伝送と、２次側回路から１次側回路への逆方向電力伝送とを行う。
【0024】
ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａは、端子Ｔ１～Ｔ４を備え、端子Ｔ１、Ｔ２に交流電圧を直流電圧に変換するための双方向インバータの直流側端子が接続され、端子Ｔ３、Ｔ４に負荷（例えば、電気自動車のバッテリー）が接続される。例えば、端子Ｔ１、Ｔ２側から端子Ｔ３、Ｔ４側への順方向電力伝送時の場合、端子Ｔ１、Ｔ２には直流電圧Ｖ１が入力され、端子Ｔ３、Ｔ４からは直流電圧Ｖ２や負荷に供給する直流電流が出力される。
【0025】
ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａは、トランス部１０と、１次側スイッチング回路１１、１次側共振回路１２およびコンデンサＣｏ１を含む１次側回路と、２次側スイッチング回路１３、２次側共振回路１４およびコンデンサＣｏ２を含む２次側回路と、制御部１５Ａと、１次側スイッチング回路１１および２次側スイッチング回路１３の各駆動回路（図示せず）と検出回路（図示せず）とを備える。検出回路は、制御部１５Ａの制御に必要な電圧値および電流値等を検出するものであり、例えば、各種センサおよびＡＤ変換器で構成される。
【0026】
トランス部１０（本発明の「トランス部」に相当）は、高周波絶縁トランスで構成され、第１相のトランス回路Ｔｒ１と、第２相のトランス回路Ｔｒ２と、第３相のトランス回路Ｔｒ３とを含み、各相のトランス回路は１次側コイル（巻線）と２次側コイル（巻線）を有する。トランス回路Ｔｒ１～Ｔｒ３の１次側コイルは、１次側共振回路１２を介して１次側スイッチング回路１１に接続され、トランス回路Ｔｒ１～Ｔｒ３の２次側コイルは、２次側共振回路１４を介して２次側スイッチング回路１３に接続される。各相のトランス回路Ｔｒ１～Ｔｒ３を１個または複数のトランスで構成してもよいし、３相を有する１つの３相トランスあるいは複数の相を有する複数のトランスでトランス部１０を構成してもよい。なお、トランス回路Ｔｒ１～Ｔｒ３の１次側の各励磁コイルは、各トランス回路の１次側コイルに含まれるものとし、トランス回路Ｔｒ１～Ｔｒ３の２次側の各励磁コイルは、各トランス回路の２次側コイルに含まれるものとして、励磁コイルの図示は省略している。
【0027】
１次側スイッチング回路１１は、並列接続された第１相の第１レグ、第２相の第２レグおよび第３相の第３レグを含み、各レグが直列接続された上アームおよび下アームを含む。第１レグの上アームはスイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１、コンデンサＣ１を含む。同様に、第１レグの下アームはスイッチング素子Ｑ２、ダイオードＤ２、コンデンサＣ２を含み、第２レグの上アームはスイッチング素子Ｑ３、ダイオードＤ３、コンデンサＣ３を含み、第２レグの下アームはスイッチング素子Ｑ４、ダイオードＤ４、コンデンサＣ４を含み、第３レグの上アームはスイッチング素子Ｑ５、ダイオードＤ５、コンデンサＣ５を含み、第３レグの下アームはスイッチング素子Ｑ６、ダイオードＤ６、コンデンサＣ６を含む。ダイオードＤ１～Ｄ６は順方向電力伝送時の還流用または逆方向電力伝送時の整流用の逆接ダイオードであり、コンデンサＣ１～Ｃ６はソフトスイッチング用の部分共振コンデンサである。
【0028】
スイッチング素子Ｑ１は、例えば、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）、ＳｉＣ（炭化ケイ素）やＧａＮ（窒化ガリウム）を使用したＭＯＳＦＥＴ（金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ）等の、高周波でスイッチングが可能な電力用半導体スイッチング素子を用いることができる。スイッチング素子Ｑ２～Ｑ６および後述するスイッチング素子Ｑ７～Ｑ１２についても同様である。
【0029】
ダイオードＤ１は、スイッチング素子Ｑ１の電流路に逆方向に並列接続される。ダイオードＤ１は、スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオードでもよいし、スイッチング素子Ｑ１とは独立した外付けダイオードでもよいし、その両方でもよい。ダイオードＤ２～Ｄ６および後述するダイオードＤ７～Ｄ１２についても同様である。
【0030】
コンデンサＣ１は、スイッチング素子Ｑ１の電流路およびダイオードＤ１に並列接続される。コンデンサＣ１は、スイッチング素子Ｑ１の寄生コンデンサでもよいし、スイッチング素子Ｑ１とは独立した外付けコンデンサでもよいし、その両方でもよい。コンデンサＣ２～Ｃ６および後述するコンデンサＣ７～Ｃ１２についても同様である。
【0031】
１次側共振回路１２は、共振コイルＬｒ１および共振コンデンサＣｒ１を含む第１共振回路と、共振コイルＬｒ２および共振コンデンサＣｒ２を含む第２共振回路と、共振コイルＬｒ３および共振コンデンサＣｒ３を含む第３共振回路とを備える。共振コイルＬｒ１は、一端が第１レグのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の接続点Ｘ１に接続され、他端がトランス回路Ｔｒ１の１次側コイルを経由して、共振コンデンサＣｒ１の一端に接続される。共振コイルＬｒ２は、一端が第２レグのスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４の接続点Ｘ２に接続され、他端がトランス回路Ｔｒ２の１次側コイルを経由して、共振コンデンサＣｒ２の一端に接続される。共振コイルＬｒ３は、一端が第３レグのスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６の接続点Ｘ３に接続され、他端がトランス回路Ｔｒ３の１次側コイルを経由して、共振コンデンサＣｒ３の一端に接続される。共振コンデンサＣｒ１～Ｃｒ３の他端は、相互に接続されて中性点Ｙ１を構成する。なお、本発明の「共振コイル」は、本発明の「トランス部」とは独立したコイルとしてもよいし、トランス部に含まれる漏れインダクタンスで構成してもよく、その両方でもよい。すなわち、共振コイルＬｒ１はトランス部１０のトランス回路Ｔｒ１の１次側漏れインダクタンスを利用してもよく、トランス回路Ｔｒ１とは別のリアクトルとしてもよいし、両者の組み合わせでもよい。共振コイルＬｒ２、Ｌｒ３についても同様である。
【0032】
共振コイルＬｒ１と共振コンデンサＣｒ１とは、互いの位置を入れ替えてもよいし、トランス回路Ｔｒ１の１次側コイルの一端側または他端側に両方配置してもよい。共振コイルＬｒ２と共振コンデンサＣｒ２、共振コイルＬｒ３と共振コンデンサＣｒ３についても同様である。なお、トランス部１０の１次側はＹ結線としているが、平衡結線であればΔ結線でもよく、２次側もＹ結線としているが、Δ結線でもよい。
【0033】
コンデンサＣｏ１は、順方向電力伝送時の入力電圧リップル除去を兼ねた逆方向電力伝送時の出力リップル除去用のコンデンサであり、端子Ｔ１、Ｔ２間に接続される。
【0034】
２次側スイッチング回路１３は、１次側スイッチング回路１１と同じ構成であり、並列接続された第１相の第４レグ、第２相の第５レグおよび第３相の第６レグを含み、各レグが直列接続された上アームおよび下アームを含む。各レグの上アームはスイッチング素子Ｑ７、Ｑ９、Ｑ１１、ダイオードＤ７、Ｄ９、Ｄ１１、コンデンサＣ７、Ｃ９、Ｃ１１を含む。同様に、各レグの下アームはスイッチング素子Ｑ８、Ｑ１０、Ｑ１２、ダイオードＤ８、Ｄ１０、Ｄ１２、コンデンサＣ８、Ｃ１０、Ｃ１２を含む。ダイオードＤ７～Ｄ１２は逆方向電力伝送時の還流用または順方向電力伝送時の整流用の逆接ダイオードであり、コンデンサＣ７～Ｃ１２はソフトスイッチング用の部分共振コンデンサである。
【0035】
２次側共振回路１４は、１次側共振回路１２と同じ構成であり、共振コイルＬｒ４および共振コンデンサＣｒ４を含む第４共振回路と、共振コイルＬｒ５および共振コンデンサＣｒ５を含む第５共振回路と、共振コイルＬｒ６および共振コンデンサＣｒ６を含む第６共振回路とを備える。共振コイルＬｒ４は、一端が第４レグのスイッチング素子Ｑ７、Ｑ８の接続点Ｘ４に接続され、他端がトランス回路Ｔｒ１の２次側コイルを経由して、共振コンデンサＣｒ４の一端に接続される。共振コイルＬｒ５は、一端が第５レグのスイッチング素子Ｑ９、Ｑ１０の接続点Ｘ５に接続され、他端がトランス回路Ｔｒ２の２次側コイルを経由して、共振コンデンサＣｒ５の一端に接続される。共振コイルＬｒ６は、一端が第６レグのスイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２の接続点Ｘ６に接続され、他端がトランス回路Ｔｒ３の２次側コイルを経由して、共振コンデンサＣｒ６の一端に接続される。共振コンデンサＣｒ４～Ｃｒ６の他端は、相互に接続されて中性点Ｙ２を構成する。なお、共振コイルＬｒ４はトランス回路Ｔｒ１の２次側漏れインダクタンスを利用してもよく、トランス回路Ｔｒ１とは別のリアクトルとしてもよいし、両者の組み合わせでもよい。共振コイルＬｒ５、Ｌｒ６についても同様である。
【0036】
コンデンサＣｏ２は、逆方向電力伝送時の入力電圧リップル除去を兼ねた順方向電力伝送時の出力リップル除去用のコンデンサであり、端子Ｔ３、Ｔ４間に接続される。
【0037】
制御部１５Ａは、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ１２をオン／オフさせるための各種制御を行う処理部と、メモリ等で構成された記憶部とを含む。制御部１５Ａは、マイクロコントローラやＤＳＰ等を使用したデジタル回路で構成されていてもよいし、アナログ回路で構成されていてもよいし、デジタル回路とアナログ回路とを組み合わせた回路で構成されていてもよい。
【0038】
順方向電力伝送時の制御部１５Ａは、１次側スイッチング回路１１のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の駆動周波数が予め設定した周波数（本発明の「第１周波数」に相当）よりも高い場合、または入力電圧Ｖ１があらかじめ設定した入力電圧（本発明の「第１入力電圧」に相当）以上の場合、１次側スイッチング回路１１に対して周波数変調制御を行い、２次側スイッチング回路１３に対してダイオード整流制御または同期整流制御を行う。１次側スイッチング回路１１の入力電圧Ｖ１が第１入力電圧より低く、駆動周波数が第１周波数以下の場合、制御部１５Ａは、ブースト制御（本実施形態では、「周波数ブースト変換制御」と称する）を行う。
【0039】
なお、第１周波数は、１次側スイッチング回路１１の入力電圧Ｖ１が低く、駆動周波数を低下させる周波数変調制御を行っても通常使用する駆動周波数の範囲では目標とする出力電圧に到達できない場合に、周波数ブースト変換制御を開始する閾値となる駆動周波数である。ここで通常使用する駆動周波数の範囲とは、トランス回路Ｔｒ１～Ｔｒ３の１次側の励磁コイルと共振コイルＬｒ１～Ｌｒ３のインダクタンスおよび共振コンデンサＣｒ１～Ｃｒ３のキャパシタンスで決まる共振周波数よりも大きな周波数範囲のことである。
【0040】
周波数ブースト変換制御は、順方向電力伝送時の駆動側であるスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の駆動周波数に基づいて制御量であるブースト量を算出し、１次側共振回路１２に共振電流が流れる期間内において、１次側スイッチング回路１１のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のオンタイミングに合わせてブースト制御を開始し、当該ブースト量に対応したブースト期間だけ２次側スイッチング回路１３を短絡させる制御である。周波数ブースト変換制御では、ブースト期間に、１次側共振回路１２に大きな共振電流を流して共振コイルＬｒ１～Ｌｒ３に大きなエネルギーを蓄え、そのエネルギーを２次側スイッチング回路１３に負荷電流として放出することで、入力電圧Ｖ１が低い場合でも高い出力電圧Ｖ２を得ることができる。
【0041】
逆方向電力伝送時の制御部１５Ａは、２次側スイッチング回路１３のスイッチング素子Ｑ７～Ｑ１２の駆動周波数が予め設定した周波数（本発明の「第２周波数」に相当）よりも高い場合、または入力電圧Ｖ２があらかじめ設定した入力電圧（本発明の「第２入力電圧）に相当」）以上の場合、２次側スイッチング回路１３に対して周波数変調制御を行い、１次側スイッチング回路１１に対してダイオード整流制御または同期整流制御を行う。一方、２次側スイッチング回路１３の入力電圧Ｖ２が第２入力電圧より低く、駆動周波数が第２周波数以下の場合、制御部１５Ａは、ブースト制御（本実施形態では、周波数ブースト変換制御）を行う。
【0042】
逆方向電力伝送時の周波数ブースト変換制御については、順方向電力伝送時と同様、逆方向電力伝送時の駆動側であるスイッチング素子Ｑ７～Ｑ１２の駆動周波数に基づいて制御量であるブースト量を算出し、２次側共振回路１４に共振電流が流れる期間内において、２次側スイッチング回路１３のスイッチング素子Ｑ７～Ｑ１２のオンタイミングに合わせて、当該ブースト量に対応したブースト期間だけ１次側スイッチング回路１１を短絡させる制御を行う。
【0043】
なお、第２周波数は、２次側スイッチング回路１３の入力電圧Ｖ２が低く、駆動周波数を低下させる周波数変調制御を行っても通常使用する駆動周波数の範囲では目標とする出力電圧に到達できない場合に、周波数ブースト変換制御を開始する閾値となる駆動周波数である。
【0044】
ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａでは、１次側回路の回路構成と２次側回路の回路構成とがトランス部１０を挟んで対称であるため、制御部１５Ａは、順方向電力伝送時に１次側スイッチング回路１１に対して行う制御を、逆方向電力伝送時は２次側スイッチング回路１３に対して行い、順方向電力伝送時に２次側スイッチング回路１３に対して行う制御を、逆方向電力伝送時は１次側スイッチング回路１１に対して行う。具体的な制御内容は、順方向電力伝送時と逆方向電力伝送時とで共通するため、以下では、順方向電力伝送時についてのみ説明する。
【0045】
図２に、順方向電力伝送時における、１次側スイッチング回路１１の駆動周波数ｆ［ｋＨｚ］と周波数ブースト変換制御の制御量であるブースト量ψ［°］との関係を例示する。図２では、入力電圧Ｖ１がＶ１１（例えば、Ｖ１１＝３００［Ｖ］）の場合のブースト量ψと、入力電圧Ｖ１がＶ１２（例えば、Ｖ１２＝１５０［Ｖ］）の場合のブースト量ψとを示している。ブースト量ψは、駆動周波数ｆの周期Ｔを３６０°とした時に、１次側共振回路１２に共振電流が流れる期間内に、２次側スイッチング回路１３のスイッチング素子Ｑ７～Ｑ１２のいずれかをオンして２次側スイッチング回路１３を短絡させる期間を［°］で表した値とする。ブースト量ψは、入力電圧Ｖ１が低いＶ１２の場合の方がより大きな昇圧比が必要なため大きい値となり、入力電圧Ｖ１が高いＶ１１の場合の方がより小さい昇圧比でよいので小さい値となっている。
【0046】
駆動周波数ｆが第１周波数に相当するブースト開始駆動周波数ｆψｓ［ｋＨｚ］よりも高い場合、制御部１５Ａは、１次側スイッチング回路１１に対して周波数変調制御を行う。入力電圧Ｖ１があらかじめ定めた閾値（Ｖ１ｔｈ［Ｖ］）未満で、駆動周波数ｆがブースト開始駆動周波数ｆψｓ以下の場合、周波数変調制御だけでは駆動周波数ｆを減少させても出力値（例えば、出力電圧Ｖ２）が目標値（例えば、目標電圧値）まで上昇しないので、制御部１５Ａは、周波数ブースト変換制御を行う。ブースト開始駆動周波数ｆψｓは、トランス部１０の巻線比と、入力電圧Ｖ１および出力電圧Ｖ２と、共振コイルＬｒ１～Ｌｒ３および共振コンデンサＣｒ１～Ｃｒ３による共振定数とに基づいて算出することができる。図２では、ｆψｓ＝９０［ｋＨｚ］としている。なお、入力電圧Ｖ１がＶ１ｔｈ以上の場合は、トランス部１０の変圧比の関係で、入力電圧Ｖ１が低くても（例えば、Ｖ１＝Ｖ１ｔｈでも）周波数変調制御のみで出力値を目標値まで昇圧できるので、駆動周波数ｆがブースト開始駆動周波数ｆψｓ以下にならない。そのため、入力電圧Ｖ１がＶ１ｔｈ以上の場合は、制御部１５Ａは、１次側スイッチング回路１１に対して周波数変調制御を行う。
【0047】
駆動周波数ｆが最大ブースト駆動周波数ｆψｈ（図２では、ｆψｈ＝６７［ｋＨｚ］）よりも高い場合、駆動周波数ｆの減少に応じてブースト量ψは増加する。駆動周波数ｆが最大ブースト駆動周波数ｆψｈ以下の場合、入力電圧Ｖ１がＶ１１（３００［Ｖ］）の時のブースト量ψは最大ブースト量ψｈ（Ｖ１１）に固定（クランプ）され、入力電圧Ｖ１がＶ１２（１５０［Ｖ］）の時のブースト量ψは最大ブースト量ψｈ（Ｖ１２）に固定（クランプ）される。図２では、ψｈ（Ｖ１１）＝１５°であり、ψｈ（Ｖ１２）＝４５°である。
【0048】
なお、最大ブースト量ψｈ（Ｖ１ｘ）を設けているのは、ブースト制御により２次側スイッチング回路１３を短絡させる制御を行うと、ごく短時間に大きなエネルギーが共振コイルＬｒ１～Ｌｒ３に蓄積されるため、ブースト量ψが大きすぎることにより、過昇圧になり制御が不安定になることを防止するためである。このように、入力電圧Ｖ１の電圧値によってブースト量ψを変えることで、入力電圧Ｖ１が低くても最適な昇圧比を得ることができ、出力電圧範囲の拡大を適切に行うことができる。
【0049】
図３に、制御部１５Ａが備える周波数ブースト変換制御ブロック２０を示す。周波数ブースト変換制御ブロック２０は、第１加算部２１と、第１乗算部２２と、第１クランプ部２３とを備える。
【0050】
第１加算部２１は、入力電圧Ｖ１が第１入力電圧Ｖ１ｔｈより低い場合、駆動周波数ｆとブースト開始駆動周波数ｆψｓとを比較し、駆動周波数ｆがブースト開始駆動周波数ｆψｓ以下の場合に、駆動周波数ｆとブースト開始駆動周波数ｆψｓとの差分（ｆψｓ－ｆ）を第１乗算部２２に出力する。
【0051】
第１乗算部２２は、上記差分（ｆψｓ－ｆ）に周波数ブースト変換ゲインＫψ（Ｖ１ｘ）を乗算してブースト量ψを算出し、当該ブースト量ψを第１クランプ部２３に出力する。周波数ブースト変換ゲインＫψ（Ｖ１ｘ）は、その時の入力電圧Ｖ１（図２では、Ｖ１＝Ｖ１１またはＶ１２）によって決まる値である。なお、周波数ブースト変換ゲインＫψ（Ｖ１ｘ）は、入力電圧Ｖ１が低い方がより高い昇圧比（大きなブースト量ψ）を得る必要があるので、より大きな値とすることが好ましい。図２の例では、Ｋψ（Ｖ１１）＜Ｋψ（Ｖ１２）となる。
【0052】
第１クランプ部２３は、ブースト量ψの下限を０°とし上限を最大ブースト量ψｈ（Ｖ１ｘ）として、ブースト量ψ（ψ＝（ｆψｓ－ｆ）×Ｋψ（Ｖ１ｘ）≦ψｈ（Ｖ１ｘ））を出力する。最大ブースト量ψｈ（Ｖ１ｘ）は、その時の入力電圧Ｖ１（図２では、ψｈ（Ｖ１ｘ）＝ψｈ（Ｖ１１）またはψｈ（Ｖ１２））によって決まる値である。なお、最大ブースト量ψｈ（Ｖ１ｘ）は、入力電圧Ｖ１が低い方がより高い昇圧比（大きなブースト量ψ）を得る必要があるので、より大きな値とすることが好ましい。図２の例では、ψｈ（Ｖ１１）＜ψｈ（Ｖ１２）となる。
【0053】
制御部１５Ａは、第１クランプ部２３から出力されたブースト量ψに基づいて、周波数ブースト変換制御を行う。制御部１５Ａが出力を上昇させる場合、制御部１５Ａは、駆動周波数ｆが制御量なので、駆動周波数ｆを減少するように制御する。そのため、第１加算部２１から出力される差分（ｆψｓ－ｆ）は増加する。ブースト量ψが最大ブースト量ψｈ（Ｖ１ｘ）に達するまでは、駆動周波数ｆの減少に伴ってブースト量ψは一様に増加するため、ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａの出力は上昇する。なお、図２および図３では、入力電圧Ｖ１によって周波数ブースト変換ゲインＫψ（Ｖ１ｘ）および最大ブースト量ψｈ（Ｖ１ｘ）を変えているが、さらに、ブースト開始駆動周波数ｆψｓを入力電圧Ｖ１によって変えてもよい。例えば、入力電圧Ｖ１が低い場合は、ブースト開始駆動周波数ｆψｓを高く設定し、より高い駆動周波数ｆから周波数ブースト変換制御を開始するようにしてもよい。図２の例では、ｆψｓ（Ｖ１１）＜ｆψｓ（Ｖ１２）となる。そのようにすることにより、あまり高い周波数ブースト変換ゲインＫψ（Ｖ１ｘ）を用いずに高いブースト量ψを得ることができ、より安定したブースト制御を行うことができる。
【0054】
図４に、順方向電力伝送時において制御部１５Ａが実行する制御処理のフロー図の例を示す。
【0055】
制御処理を開始した制御部１５Ａは、まず、周波数変調制御を開始する。制御部１５Ａは、検出回路からＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａの入出力情報（例えば、入力電圧Ｖ１、端子Ｔ１に入力される入力電流、出力電圧Ｖ２、端子Ｔ３から出力される出力電流）を取得する（Ｓ１０１）。
【0056】
入出力情報を取得した制御部１５Ａは、入力電圧Ｖ１と予め定めた閾値Ｖ１ｔｈ［Ｖ］とを比較し、入力電圧Ｖ１が閾値Ｖ１ｔｈ未満かどうかを判定する（Ｓ１０２）。入力電圧Ｖ１が閾値Ｖ１ｔｈ未満の場合（Ｓ１０２でＹＥＳ）、制御部１５Ａは、記憶部に記憶された制御パラメータを読み出し（Ｓ１０３）、ステップＳ１０４に移行する。制御パラメータには、周波数ブースト変換制御の制御パラメータであるブースト開始駆動周波数ｆψｓ、周波数ブースト変換ゲインＫψ（Ｖ１ｘ）、最大ブースト量ψｈ（Ｖ１ｘ）等が含まれる。なお、制御パラメータのうちの固定パラメータは、起動時に一度読み込むだけでよい。入力電圧Ｖ１が閾値Ｖ１ｔｈ以上の場合（Ｓ１０２でＮＯ）、制御部１５Ａは、ステップＳ１０４に移行する。
【0057】
ステップＳ１０４に移行した制御部１５Ａは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａの出力値（例えば、出力電力値）と目標値（例えば、目標電力値）とを比較し、両者の差分に基づいてスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の駆動周波数ｆを決定する。制御部１５Ａは、出力値が目標値よりも小さい場合は駆動周波数ｆを減少させ、出力値が目標値よりも大きい場合は駆動周波数ｆを増加させる。目標値は、例えば、制御部１５Ａで予め設定した値としてもよいし、ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａの入出力条件から決まる値としてもよいし、外部の装置から入力される値としてもよい。目標値は、時々刻々と変化してもよい。
【0058】
次いで、制御部１５Ａは、ステップＳ１０４で決定した駆動周波数ｆとブースト開始駆動周波数ｆψｓとを比較し、駆動周波数ｆがブースト開始駆動周波数ｆψｓ以下かどうかを判定する（Ｓ１０５）。駆動周波数ｆがブースト開始駆動周波数ｆψｓよりも高い場合（Ｓ１０５でＮＯ）、制御部１５Ａは、駆動周波数ｆをステップＳ１０４で決定した値に設定して、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６を駆動周波数ｆで駆動させるとともに、２次側スイッチング回路１３に対してダイオード整流制御または同期整流制御を行い（Ｓ１０６）、ステップＳ１１１に移行する。
【0059】
駆動周波数ｆがブースト開始駆動周波数ｆψｓ以下の場合（Ｓ１０５でＹＥＳ）、制御部１５Ａは、駆動周波数ｆとブースト開始駆動周波数ｆψｓとの差分（ｆψｓ－ｆ）に周波数ブースト変換ゲインＫψ（Ｖ１ｘ）を乗算してブースト量ψを算出する（Ｓ１０７）。ステップＳ１０７の処理は、第１加算部２１および第１乗算部２２で行われる。
【0060】
ブースト量ψを算出した制御部１５Ａは、当該ブースト量ψと最大ブースト量ψｈ（Ｖ１ｘ）とを比較し、ブースト量ψが最大ブースト量ψｈ（Ｖ１ｘ）以上かどうかを判定する（Ｓ１０８）。制御部１５Ａは、ブースト量ψが最大ブースト量ψｈ（Ｖ１ｘ）以上の場合（Ｓ１０８でＹＥＳ）、ブースト量ψを最大ブースト量ψｈ（Ｖ１ｘ）に設定し（Ｓ１０９）、ステップＳ１１０に移行する。一方、ブースト量ψが最大ブースト量ψｈ（Ｖ１ｘ）未満の場合（Ｓ１０８でＮＯ）、ブースト量ψをステップＳ１０７で算出した値に設定してステップＳ１１０に移行する。
【0061】
ステップＳ１１０に移行した制御部１５Ａは、駆動周波数ｆをステップＳ１０４で決定した値に設定して、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６を駆動周波数ｆで駆動させるとともに、設定したブースト量ψに基づいて周波数ブースト変換制御を行う（Ｓ１１０）。
【0062】
次いで、制御部１５Ａは、出力値が目標値に達したかどうかを判定する（Ｓ１１１）。制御部１５Ａは、出力値が目標値に達していない場合（Ｓ１１１でＮＯ）、ステップＳ１０１以降の処理を繰り返し、出力値が目標値に達している場合（Ｓ１１１でＹＥＳ）、ステップＳ１１２に移行する。ステップＳ１１２では、制御部１５Ａは、制御処理を継続するかどうかを判定する。制御部１５Ａは、例えば、外部の装置から終了指令を受信したかどうかに基づいて、ステップＳ１１２の判定を行う。制御部１５Ａは、例えば、終了指令を受信していない場合に制御処理を継続すると判定して（Ｓ１１２でＹＥＳ）、ステップＳ１０１以降の処理を繰り返し、終了指令を受信している場合に、制御処理を継続しないと判定して（Ｓ１１２でＮＯ）、制御処理を終了させる。
【0063】
図５に、駆動周波数ｆがブースト開始駆動周波数ｆψｓよりも高い場合のＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａの制御タイミングを示す。図５では、制御部１５Ａは、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６に対して周波数変調制御を行い、スイッチング素子Ｑ７～Ｑ１２に対してダイオード整流制御を行っている。図中の１～６は制御タイミングのモードを表すものであり、当該制御時にはモード１～６が繰り返される。なお、図５ではデッドタイムの記載を省略しており、以降の図面でもデッドタイムの記載は省略する。
【0064】
周波数変調制御時の制御部１５Ａは、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を所定のデッドタイムを設けて１８０°の位相差で交互にオンオフさせ、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４を所定のデッドタイムを設けて１８０°の位相差で交互にオンオフさせ、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６を所定のデッドタイムを設けて１８０°の位相差で交互にオンオフさせる。スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のデューティは、例えば、５０％に設定される。なお、厳密には、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のオンデューティは５０％からデッドタイム分減少する。さらに、制御部１５Ａは、第１レグと第２レグ間の位相差を１２０°に固定し、第２レグと第３レグ間の位相差を１２０°に固定し、第３レグと第１レグ間の位相差を１２０°に固定した状態で、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の各駆動周波数を同一の駆動周波数ｆとし、同一の駆動周波数ｆを同時に同程度変化させることで、ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａの出力値（例えば、出力電力値）を所定の目標値（例えば、目標電力値）に近づける。制御部１５Ａは、出力値が目標値よりも小さい場合は駆動周波数ｆを減少させ、出力値が目標値よりも大きい場合は駆動周波数ｆを増加させる。
【0065】
ダイオード整流制御時の制御部１５Ａは、スイッチング素子Ｑ７～Ｑ１２を連続オフ状態にする。これにより、２次側スイッチング回路１３は、ダイオードＤ７～Ｄ１２のダイオードブリッジ回路となり、当該ダイオードブリッジ回路によるダイオード整流が行われる。
【0066】
図６～図８に、図５のモード１～６の期間における主要な電流経路図を示す。図６～図８において、実線は、１次側回路を流れる共振電流および２次側回路を流れる負荷電流を示し、破線は、１次側回路を流れる励磁電流を示し、以降の図面でも同様とする。なお、図６～図８では、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のターンオン、ターンオフ時の電流（過渡時の電流）の記載を省略しており、以降の図面でも過渡時の電流の記載は省略する。
【0067】
図６（Ａ）に示すように、モード１の期間では、スイッチング素子Ｑ１がターンオンすると、共振コイルＬｒ１と共振コンデンサＣｒ１とを含む第１共振回路および共振コイルＬｒ２と共振コンデンサＣｒ２とを含む第２共振回路に共振電流が流れ、トランス回路Ｔｒ１、Ｔｒ２を経由して２次側回路に負荷電流が流れる。共振コイルＬｒ３と共振コンデンサＣｒ３とを含む第３共振回路には、励磁電流のみ流れるため、トランス回路Ｔｒ３の２次側コイルには負荷電流が流れていない。
【0068】
図６（Ｂ）はモード２の後半期間を示す。モード２の後半期間では、１次側回路に励磁電流のみ流れる（モード１の期間に流れていた共振電流は収束している）ため、２次側回路には負荷電流が流れていない。なお、共振電流が流れる共振期間は、駆動周波数ｆ、ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａの入出力条件、負荷の条件によって異なる。
【0069】
図７（Ａ）に示すように、モード３の期間では、スイッチング素子Ｑ３がターンオンすると、第２共振回路および第３共振回路に共振電流が流れ、トランス回路Ｔｒ２、Ｔｒ３を経由して２次側回路に負荷電流が流れる。第１共振回路には、励磁電流のみ流れるため、トランス回路Ｔｒ１の２次側コイルには負荷電流が流れていない。
【0070】
図７（Ｂ）はモード４の後半期間を示す。モード４の後半期間では、１次側回路に励磁電流のみ流れる（モード３の期間に流れていた共振電流は収束している）ため、２次側回路には負荷電流が流れていない。
【0071】
図８（Ａ）に示すように、モード５の期間では、スイッチング素子Ｑ５がターンオンすると、第３共振回路および第１共振回路に共振電流が流れ、トランス回路Ｔｒ３、Ｔｒ１を経由して２次側回路に負荷電流が流れる。第２共振回路には、励磁電流のみ流れるため、トランス回路Ｔｒ２の２次側コイルには負荷電流が流れていない。
【0072】
図８（Ｂ）はモード６の後半期間を示す。モード６の後半期間では、１次側回路に励磁電流のみ流れる（モード５の期間に流れていた共振電流は収束している）ため、２次側回路には負荷電流が流れていない。
【0073】
図９に、駆動周波数ｆがブースト開始駆動周波数ｆψｓ以下の場合のＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａの制御タイミングを示す。図９では、制御部１５Ａは、ダイオード整流制御および周波数ブースト変換制御を行っている。図５との違いは、モード１－１、モード３－１およびモード５－１のブースト期間ψが存在している点である。ブースト期間ψは、ブースト量ψに対応する期間である。
【0074】
ダイオード整流制御および周波数ブースト変換制御時の制御部１５Ａは、第１共振回路および第２共振回路に共振電流が流れる共振期間が開始するタイミング（スイッチング素子Ｑ１のオンタイミング）で、第４レグのスイッチング素子Ｑ８をターンオンさせてモード１－１のブースト期間ψを生じさせ、第２共振回路および第３共振回路に共振電流が流れる共振期間が開始するタイミング（スイッチング素子Ｑ３のオンタイミング）で、第５レグのスイッチング素子Ｑ１０をターンオンさせてモード３－１のブースト期間ψを生じさせ、第３共振回路および第１共振回路に共振電流が流れる共振期間が開始するタイミング（スイッチング素子Ｑ５のオンタイミング）で、第６レグのスイッチング素子Ｑ１２をターンオンさせてモード５－１のブースト期間ψを生じさせる。
【0075】
ダイオード整流制御および周波数ブースト変換制御時の制御部１５Ａは、モード１－１のブースト期間ψが終了するタイミングでスイッチング素子Ｑ８をターンオフさせ、モード３－１のブースト期間ψが終了するタイミングでスイッチング素子Ｑ１０をターンオフさせ、モード５－１のブースト期間ψが終了するタイミングでスイッチング素子Ｑ１２をターンオフさせる。スイッチング素子Ｑ７、Ｑ９、Ｑ１１は連続オフ状態となる。
【0076】
図１０～図１２に、図９のモード１－１、１、３－１、３、５－１、５の期間における電流経路図を示す。図９のモード２、モード４、モード６の期間における電流経路は、図５のモード２、モード４、モード６の期間における電流経路と同じであるため省略する。
【0077】
図１０（Ａ）に示すように、モード１－１の期間では、スイッチング素子Ｑ１がターンオンすると第１共振回路および第２共振回路に共振電流が流れ、トランス回路Ｔｒ１、Ｔｒ２を経由して２次側回路に負荷電流が流れる。２次側回路では、スイッチング素子Ｑ８がターンオンすることにより、スイッチング素子Ｑ８とダイオードＤ１０の経路で２次側スイッチング回路１３が短絡状態となる。これにより、第１共振回路および第２共振回路では、通常の共振電流よりも大きな共振電流が流れ、共振コイルＬｒ１、Ｌｒ２に大きなエネルギーが蓄積される。図１０（Ｂ）に示すように、モード１の期間では、スイッチング素子Ｑ８がターンオフすることにより、モード１－１の期間に蓄積されたエネルギーが解放され、２次側回路では通常の負荷電流よりも大きな負荷電流が流れる。このように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａでは、モード１－１およびモード１の期間で昇圧動作が行われる。
【0078】
図１１（Ａ）に示すように、モード３－１の期間では、スイッチング素子Ｑ３がターンオンすると第２共振回路および第３共振回路に共振電流が流れ、トランス回路Ｔｒ２、Ｔｒ３を経由して２次側回路に負荷電流が流れる。２次側回路では、スイッチング素子Ｑ１０がターンオンすることにより、スイッチング素子Ｑ１０とダイオードＤ１２の経路で２次側スイッチング回路１３が短絡状態となる。これにより、第２共振回路および第３共振回路では、通常の共振電流よりも大きな共振電流が流れ、共振コイルＬｒ２、Ｌｒ３に大きなエネルギーが蓄積される。図１１（Ｂ）に示すように、モード３の期間では、スイッチング素子Ｑ１０がターンオフすることにより、モード３－１の期間に蓄積されたエネルギーが解放され、２次側回路では通常の負荷電流よりも大きな負荷電流が流れる。このように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａでは、モード３－１およびモード３の期間で昇圧動作が行われる。
【0079】
図１２（Ａ）に示すように、モード５－１の期間では、スイッチング素子Ｑ５がターンオンすると第３共振回路および第１共振回路に共振電流が流れ、トランス回路Ｔｒ３、Ｔｒ１を経由して２次側回路に負荷電流が流れる。２次側回路では、スイッチング素子Ｑ１２がターンオンすることにより、スイッチング素子Ｑ１２とダイオードＤ８の経路で２次側スイッチング回路１３が短絡状態となる。これにより、第３共振回路および第１共振回路では、通常の共振電流よりも大きな共振電流が流れ、共振コイルＬｒ３、Ｌｒ１に大きなエネルギーが蓄積される。図１２（Ｂ）に示すように、モード５の期間では、スイッチング素子Ｑ１２がターンオフすることにより、モード５－１の期間に蓄積されたエネルギーが解放され、２次側回路では通常の負荷電流よりも大きな負荷電流が流れる。このように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａでは、モード５－１およびモード５の期間で昇圧動作が行われる。
【0080】
本実施形態では、制御部１５Ａは、スイッチング素子Ｑ８のオンタイミングをスイッチング素子Ｑ１のオンタイミングに同期させることにより、共振期間が開始するタイミングでモード１－１のブースト期間ψを生じさせている。しかしながら、共振期間が開始するタイミング判断は、これに限るものではなく、制御部１５Ａは、２次側回路（例えば、トランス回路Ｔｒ１、Ｔｒ２の２次側コイル）に流れる負荷電流（第４～第６共振回路に流れる電流、または第４～第６レグに流れる電流）あるいは２次側各レグの上アームまたは下アームの電圧を検出し、当該負荷電流の立ち上がりに同期させてスイッチング素子Ｑ８をターンオンさせてもよい。また、共振期間内であれば、スイッチング素子Ｑ１のターンオンから２次側電流の位相遅れを考慮した一定時間経過後にスイッチング素子Ｑ８をターンオンさせてもよいが、モード１－１がモード１の後になると、負荷電流が増加してからスイッチング素子Ｑ８をターンオンさせることになり、負荷電流をハードスイッチングすることになることに加えて、ダイオードＤ７の逆回復期間に２次側スイッチング回路１３が短絡状態となるため、ノイズが発生するおそれがある。このため、本実施形態のように、共振期間が開始するタイミングでブースト期間ψを生じさせることが好ましい。モード３－１、モード５－１についても同様である。
【0081】
図１３に、駆動周波数ｆがブースト開始駆動周波数ｆψｓよりも高い場合のＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａの制御タイミングを示す。図１３では、制御部１５Ａは、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６に対して周波数変調制御を行い、スイッチング素子Ｑ７～Ｑ１２に対して同期整流制御を行っている。周波数変調制御は、図５の周波数変調制御と同じである。
【0082】
同期整流制御時の制御部１５Ａは、モード１の共振電流に応じて２次側回路に負荷電流が流れ始めるタイミングでスイッチング素子Ｑ７、Ｑ１０をターンオンさせ、モード３の共振電流に応じて２次側回路に負荷電流が流れ始めるタイミングでスイッチング素子Ｑ９、Ｑ１２をターンオンさせ、モード５の共振電流に応じて２次側回路に負荷電流が流れ始めるタイミングでスイッチング素子Ｑ８、Ｑ１１をターンオンさせる。制御部１５Ａは、例えば、２次側スイッチング回路１３の各レグを流れる負荷電流を検出することで、負荷電流が流れ始めるタイミングを検出する。しかしながら、これに限るものではなく、制御部１５Ａは、２次側スイッチング回路１３の各レグを流れる共振電流を検出するか、またはスイッチング素子Ｑ７～Ｑ１２の電流路の両端電圧を検出して、上記タイミングを検出してもよい。
【0083】
同期整流制御時の制御部１５Ａは、モード１の負荷電流が収束してゼロになるタイミングでスイッチング素子Ｑ７、Ｑ１０をターンオフさせ、モード３の負荷電流が収束してゼロになるタイミングでスイッチング素子Ｑ９、Ｑ１２をターンオフさせ、モード５の負荷電流が収束してゼロになるタイミングでスイッチング素子Ｑ８、Ｑ１１をターンオフさせる。制御部１５Ａは、負荷電流が流れ始めるタイミングを検出するのと同様にして、負荷電流が収束してゼロになるタイミングを検出する。
【0084】
【0085】
図１４（Ａ）に示すように、モード１の期間では、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ７、Ｑ１０がターンオンして、第１共振回路および第２共振回路に共振電流が流れ、トランス回路Ｔｒ１、Ｔｒ２を経由して２次側回路に負荷電流が流れる。第３共振回路には、励磁電流のみ流れるため、トランス回路Ｔｒ３の２次側コイルには負荷電流が流れていない。
【0086】
図１４（Ｂ）はモード２の後半期間を示す。モード２の後半期間では、スイッチング素子Ｑ７、Ｑ１０がターンオフして同期整流が終了し、１次側回路に励磁電流のみ流れる（モード１の期間に流れていた共振電流は収束している）ため、２次側回路には負荷電流が流れていない。
【0087】
図１５（Ａ）に示すように、モード３の期間では、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ９、Ｑ１２がターンオンして、第２共振回路および第３共振回路に共振電流が流れ、トランス回路Ｔｒ２、Ｔｒ３を経由して２次側回路に負荷電流が流れる。第１共振回路には、励磁電流のみ流れるため、トランス回路Ｔｒ１の２次側コイルには負荷電流が流れていない。
【0088】
図１５（Ｂ）はモード４の後半期間を示す。モード４の後半期間では、スイッチング素子Ｑ９、Ｑ１２がターンオフして同期整流が終了し、１次側回路に励磁電流のみ流れる（モード３の期間に流れていた共振電流は収束している）ため、２次側回路には負荷電流が流れていない。
【0089】
図１６（Ａ）に示すように、モード５の期間では、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ８、Ｑ１１がターンオンして、第３共振回路および第１共振回路に共振電流が流れ、トランス回路Ｔｒ３、Ｔｒ１を経由して２次側回路に負荷電流が流れる。第２共振回路には、励磁電流のみ流れるため、トランス回路Ｔｒ２の２次側コイルには負荷電流が流れていない。
【0090】
図１６（Ｂ）はモード６の後半期間を示す。モード６の後半期間では、スイッチング素子Ｑ８、Ｑ１１がターンオフして同期整流が終了し、１次側回路に励磁電流のみ流れる（モード５の期間に流れていた共振電流は収束している）ため、２次側回路には負荷電流が流れていない。
【0091】
図１７に、駆動周波数ｆがブースト開始駆動周波数ｆψｓ以下の場合のＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａの制御タイミングを示す。図１７では、制御部１５Ａは、同期整流制御および周波数ブースト変換制御を行っている。図１３との違いは、モード１－１、モード３－１およびモード５－１のブースト期間ψが存在している点である。
【0092】
同期整流制御および周波数ブースト変換制御時の制御部１５Ａは、第１共振回路および第２共振回路に共振電流が流れる共振期間が開始するタイミングで、スイッチング素子Ｑ７をオフしたままスイッチング素子Ｑ８をターンオンさせてモード１－１のブースト期間ψを生じさせ、第２共振回路および第３共振回路に共振電流が流れる共振期間が開始するタイミングで、スイッチング素子Ｑ９をオフしたままスイッチング素子Ｑ１０をターンオンさせてモード３－１のブースト期間ψを生じさせ、第３共振回路および第１共振回路に共振電流が流れる共振期間が開始するタイミングで、スイッチング素子Ｑ１１をオフしたままスイッチング素子Ｑ１２をターンオンさせてモード５－１のブースト期間ψを生じさせる。
【0093】
同期整流制御および周波数ブースト変換制御時の制御部１５Ａは、モード１－１のブースト期間ψが終了するタイミングで、スイッチング素子Ｑ８をターンオフ、スイッチング素子Ｑ７をターンオンさせて同期整流を開始させ、モード３－１のブースト期間ψが終了するタイミングで、スイッチング素子Ｑ１０をターンオフ、スイッチング素子Ｑ９をターンオンさせて同期整流を開始させ、モード５－１のブースト期間ψが終了するタイミングで、スイッチング素子Ｑ１２をターンオフ、スイッチング素子Ｑ１１をターンオンさせて同期整流を開始させる。なお、モード１－１からモード１への移行時、モード３－１からモード３への移行時、モード５－１からモード５の移行時には、オフ・オン期間の重複による負荷短絡を避けるためにデッドタイムを設けてもよい。
【0094】
図１８～図２０に、図１７のモード１－１、１、３－１、３、５－１、５の期間における電流経路図を示す。図１７のモード２、モード４、モード６の期間における電流経路は、図１３のモード２、モード４、モード６の期間における電流経路と同じであるため省略する。
【0095】
図１８（Ａ）に示すように、モード１－１の期間では、スイッチング素子Ｑ１がターンオンすると第１共振回路および第２共振回路に共振電流が流れ、トランス回路Ｔｒ１、Ｔｒ２を経由して２次側回路に負荷電流が流れる。２次側回路では、スイッチング素子Ｑ８、Ｑ１０がターンオンすることにより、スイッチング素子Ｑ８とスイッチング素子Ｑ１０（またはダイオードＤ１０）の経路で２次側スイッチング回路１３が短絡状態となる。これにより、第１共振回路および第２共振回路では、通常の共振電流よりも大きな共振電流が流れ、共振コイルＬｒ１、Ｌｒ２に大きなエネルギーが蓄積される。図１８（Ｂ）に示すように、モード１の期間では、スイッチング素子Ｑ８がターンオフ、スイッチング素子Ｑ７がターンオンすることにより、モード１－１の期間に蓄積されたエネルギーが解放され、２次側回路では通常の負荷電流よりも大きな負荷電流が流れる。このように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａでは、モード１－１およびモード１の期間で昇圧動作が行われる。
【0096】
図１９（Ａ）に示すように、モード３－１の期間では、スイッチング素子Ｑ３がターンオンすると第２共振回路および第３共振回路に共振電流が流れ、トランス回路Ｔｒ２、Ｔｒ３を経由して２次側回路に負荷電流が流れる。２次側回路では、スイッチング素子Ｑ１０、Ｑ１２がターンオンすることにより、スイッチング素子Ｑ１０とスイッチング素子Ｑ１２（またはダイオードＤ１２）の経路で２次側スイッチング回路１３が短絡状態となる。これにより、第２共振回路および第３共振回路では、通常の共振電流よりも大きな共振電流が流れ、共振コイルＬｒ２、Ｌｒ３に大きなエネルギーが蓄積される。図１９（Ｂ）に示すように、モード３の期間では、スイッチング素子Ｑ１０がターンオフ、スイッチング素子Ｑ９がターンオンすることにより、モード３－１の期間に蓄積されたエネルギーが解放され、２次側回路では通常の負荷電流よりも大きな負荷電流が流れる。このように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａでは、モード３－１およびモード３の期間で昇圧動作が行われる。
【0097】
図２０（Ａ）に示すように、モード５－１の期間では、スイッチング素子Ｑ５がターンオンすると第３共振回路および第１共振回路に共振電流が流れ、トランス回路Ｔｒ３、Ｔｒ１を経由して２次側回路に負荷電流が流れる。２次側回路では、スイッチング素子Ｑ１２、Ｑ８がターンオンすることにより、スイッチング素子Ｑ１２とスイッチング素子Ｑ８（またはダイオードＤ８）の経路で２次側スイッチング回路１３が短絡状態となる。これにより、第３共振回路および第１共振回路では、通常の共振電流よりも大きな共振電流が流れ、共振コイルＬｒ３、Ｌｒ１に大きなエネルギーが蓄積される。図２０（Ｂ）に示すように、モード５の期間では、スイッチング素子Ｑ１２がターンオフ、スイッチング素子Ｑ１１がターンオンすることにより、モード５－１の期間に蓄積されたエネルギーが解放され、２次側回路では通常の負荷電流よりも大きな負荷電流が流れる。このように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａでは、モード５－１およびモード５の期間で昇圧動作が行われる。
【0098】
本実施形態では、制御部１５Ａは、スイッチング素子Ｑ７のオンタイミングをスイッチング素子Ｑ８のオフタイミングに同期させることにより、モード１－１のブースト期間ψが終了するタイミングで、同期整流を開始させている。しかしながら、これに限るものではなく、共振期間内にブースト期間ψを生じさせるのであれば、同期整流を開始させるタイミングは適宜変更することができる。ただし、モード１－１がモード１の後になると、負荷電流が増加してからスイッチング素子Ｑ８をターンオンさせることになり、負荷電流をハードスイッチングすることになり、ノイズが発生するおそれがある。このため、本実施形態のように、ブースト期間ψが終了するタイミングで同期整流を開始させることが好ましい。モード３－１とモード３、モード５－１とモード５についても同様である。
【0099】
［第２実施形態］
図２１に、本発明の第２実施形態に係る３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ｂ（以下、ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ｂ）を示す。ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ｂは、制御部１５Ｂを除いて、第１実施形態と同じ構成である。
図２１に、本発明の第２実施形態に係る３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ｂ（以下、ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ｂ）を示す。ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ｂは、制御部１５Ｂを除いて、第１実施形態と同じ構成である。
【0100】
制御部１５Ｂは、第１実施形態の周波数ブースト変換制御ブロック２０の代わりに、図２２に示す出力電圧ブースト変換制御ブロック２０’を備える点、周波数ブースト変換制御の代わりに出力電圧ブースト変換制御を行う点を除いて、第１実施形態と同じである。
【0101】
図２２に示すように、出力電圧ブースト変換制御ブロック２０’は、第２加算部２１’と、第２乗算部２２’と、第２クランプ部２３’とを備える。
【0102】
第２加算部２１’は、出力電圧Ｖ２と目標電圧Ｖ２ｔ［Ｖ］とを比較し、入力電圧Ｖ１があらかじめ定めた閾値（Ｖ１ｔｈ）未満で、駆動周波数ｆがブースト開始駆動周波数ｆψｓ以下の場合に、出力電圧Ｖ２と目標電圧Ｖ２ｔとの差分（Ｖ２ｔ－Ｖ２）を第２乗算部２２’に出力する。
【0103】
第２乗算部２２’は、上記差分（Ｖ２ｔ－Ｖ２）に出力電圧ブースト変換ゲインＫ’ψ（Ｖ１ｘ）を乗算してブースト量ψを算出し、当該ブースト量ψを第２クランプ部２３’に出力する。出力電圧ブースト変換ゲインＫ’ψ（Ｖ１ｘ）は、第１実施形態の周波数ブースト変換ゲインＫψ（Ｖ１ｘ）と同様に、その時の入力電圧Ｖ１（例えば、Ｖ１＝Ｖ１１またはＶ１２）によって決まる値である。
【0104】
第２クランプ部２３’は、ブースト量ψの下限を０°とし上限を最大ブースト量ψｈ（Ｖ１ｘ）として、ブースト量ψ（ψ＝（Ｖ２ｔ－Ｖ２）×Ｋ’ψ（Ｖ１ｘ）≦ψｈ（Ｖ１ｘ））を出力する。最大ブースト量ψｈ（Ｖ１ｘ）は、第１実施形態と同様に、その時の入力電圧Ｖ１（例えば、ψｈ（Ｖ１ｘ）＝ψｈ（Ｖ１１）またはψｈ（Ｖ１２））によって決まる値である。
【0105】
制御部１５Ｂは、第２クランプ部２３’から出力されたブースト量ψに基づいて、出力電圧ブースト変換制御を行う。なお、本実施形態では、入力電圧Ｖ１によって出力電圧ブースト変換ゲインＫ’ψ（Ｖ１ｘ）および最大ブースト量ψｈ（Ｖ１ｘ）を変えているが、さらに、ブースト開始駆動周波数ｆψｓを入力電圧Ｖ１によって変えてもよい。
【0106】
図２３に、順方向電力伝送時において制御部１５Ｂが実行する制御処理のフロー図の例を示す。図４との違いは、ステップＳ２０３、Ｓ２０７、Ｓ２０８である。ステップＳ２０１、Ｓ２０２はステップＳ１０１、Ｓ１０２と同じであり、ステップＳ２０４～Ｓ２０６はステップＳ１０４～Ｓ１０６と同じであり、ステップＳ２０９～Ｓ２１３はステップＳ１０８～Ｓ１１２と同じである。以下、ステップＳ２０３、Ｓ２０７、Ｓ２０８についてのみ説明する。
【0107】
ステップＳ２０３では、制御部１５Ｂは、記憶部に記憶された制御パラメータを読み出す。制御パラメータには、出力電圧ブースト変換制御の制御パラメータであるブースト開始駆動周波数ｆψｓ、出力電圧ブースト変換ゲインＫ’ψ（Ｖ１ｘ）、最大ブースト量ψｈ（Ｖ１ｘ）等が含まれる。なお、制御パラメータのうちの固定パラメータは、起動時に一度読み込むだけでよい。
【0108】
ステップＳ２０７では、制御部１５Ｂは、駆動周波数ｆをブースト開始駆動周波数ｆψｓに設定する。すなわち、出力電圧ブースト変換制御は、駆動周波数ｆをブースト開始駆動周波数ｆψｓに固定する点において、周波数ブースト変換制御と異なる。
【0109】
ステップＳ２０８では、制御部１５Ｂは、出力電圧Ｖ２と目標電圧Ｖ２ｔとの差分（Ｖ２ｔ－Ｖ２）に出力電圧ブースト変換ゲインＫ’ψ（Ｖ１ｘ）を乗算してブースト量ψを算出する。すなわち、図４では、駆動周波数ｆを変化させてブースト量ψを決め、周波数ブースト変換制御を行うことで出力電圧Ｖ２をブースト制御したが、図２３では、駆動周波数ｆをブースト開始駆動周波数ｆψｓに設定し、出力電圧Ｖ２そのものでブースト量ψを決めブースト制御する点が異なる。
【0110】
本実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１Ｂによれば、第１実施形態の駆動周波数ｆに基づいてブースト量ψを算出することによる効果を除いて、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。すなわち、ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ｂでは、駆動周波数ｆがブースト開始駆動周波数ｆψｓ以下の場合にブースト制御（出力電圧ブースト変換制御）を行うことで、ブースト期間ψに、共振回路に大きな共振電流を流して共振コイルＬｒ１～Ｌｒ３に短期間に大きなエネルギーを蓄え、そのエネルギーを負荷電流として放出することができるので、入力電圧Ｖ１が低い場合でも高い出力電圧Ｖ２を得ることができる。その結果、ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ｂによれば、素子および回路を追加することなく、広範囲の出力電圧Ｖ２に対応することができる。逆方向電力伝送時も、同様の効果を得ることができる。
【0111】
［第３実施形態］
図２４に、本発明の第３実施形態に係る３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ｃ（以下、ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ｃ）を示す。ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ｃは、２次側スイッチング回路１３Ｃおよび制御部１５Ｃを備える点、２次側共振回路１４を備えていない点を除いて、第１実施形態と同じ構成である。
図２４に、本発明の第３実施形態に係る３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ｃ（以下、ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ｃ）を示す。ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ｃは、２次側スイッチング回路１３Ｃおよび制御部１５Ｃを備える点、２次側共振回路１４を備えていない点を除いて、第１実施形態と同じ構成である。
【0112】
ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ｃは、ＬＬＣ方式の３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータであり、１次側回路から２次側回路への順方向電力伝送を行い、２次側回路から１次側回路への逆方向電力伝送は行わない。ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ｃは、コンデンサＣｏ１を備えていなくてもよい。
【0113】
２次側スイッチング回路１３Ｃは、第４レグの上アームがダイオードＤ７’、第５レグの上アームがダイオードＤ９’、第６レグの上アームがダイオードＤ１１’のみで構成される点を除いて、第１実施形態の２次側スイッチング回路１３と同じである。
【0114】
制御部１５Ｃは、逆方向電力伝送時の制御を行わない点、スイッチング素子Ｑ７、Ｑ９、Ｑ１１を制御しない点を除いて、第１実施形態の制御部１５Ａと同じ構成である。
【0115】
ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ｃでは、駆動周波数ｆがブースト開始駆動周波数ｆψｓ以下の場合にブースト制御（周波数ブースト変換制御）を行うことで、ブースト期間ψに、共振回路に大きな共振電流を流して共振コイルＬｒ１～Ｌｒ３に短期間に大きなエネルギーを蓄え、そのエネルギーを負荷電流として放出することができるので、入力電圧Ｖ１が低い場合でも高い出力電圧Ｖ２を得ることができる。その結果、ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ｃによれば、素子および回路を追加することなく、広範囲の出力電圧Ｖ２に対応することができる。
【0116】
なお、本実施形態の場合は、第１実施形態で２次側スイッチング回路１３をダイオード整流した場合と同様、スイッチング素子Ｑ１のターンオンから一定時間経過後にスイッチング素子Ｑ８をターンオンさせてもよいが、モード１－１がモード１の後になると、負荷電流が増加してからスイッチング素子Ｑ８をターンオンさせることになり、ダイオードＤ７の逆回復期間に２次側スイッチング回路１３が短絡状態となるため、ノイズが発生するおそれがある。このため、第１実施形態と同様に、共振期間が開始するタイミングでブースト期間ψを生じさせることが好ましい。モード３－１、モード５－１についても同様である。
【0117】
また、制御部１５Ｃは、第２実施形態の制御部１５Ｂと同じ構成とすることも可能である。
【0118】
以上、本発明に係る３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。
【0119】
本発明に係る３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１トランス回路、第２トランス回路および第３トランス回路を含み、各トランス回路が１次側コイルおよび２次側コイルを含むトランス部と、並列接続された第１レグ、第２レグおよび第３レグを含み、各レグが直列接続された上アームおよび下アームを含み、各アームが並列接続されたスイッチング素子、逆接ダイオードおよび部分共振コンデンサを含む１次側スイッチング回路と、第１レグおよび第１トランス回路の１次側コイルに接続される第１共振回路、第２レグおよび第２トランス回路の１次側コイルに接続される第２共振回路、第３レグおよび第３トランス回路の１次側コイルに接続される第３共振回路を含み、各共振回路が共振コイルおよび共振コンデンサを含む１次側共振回路と、並列接続された第４レグ、第５レグおよび第６レグを含み、各レグが並列接続されたスイッチング素子、逆接ダイオードおよび部分共振コンデンサを含む２次側スイッチング回路と、１次側スイッチング回路および２次側スイッチング回路を制御する制御部と、を備え、１次側スイッチング回路から２次側スイッチング回路への順方向電力伝送を行う３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータであって、制御部は、１次側スイッチング回路の駆動周波数が第１周波数よりも高い場合、または１次側スイッチング回路の入力電圧が第１入力電圧以上の場合、２次側スイッチング回路の出力に応じて駆動周波数を制御する周波数変調制御を行い、入力電圧が第１入力電圧より低く、かつ駆動周波数が第１周波数以下の場合、２次側スイッチング回路を短絡状態にするブースト期間を生じさせるブースト制御を行い、ブースト制御時の制御部は、第１共振回路と第２共振回路に共振電流が流れる期間内、第２共振回路と第３共振回路に共振電流が流れる期間内、および第３共振回路と第１共振回路に共振電流が流れる期間内に、２次側スイッチング回路のいずれかのスイッチング素子をオンさせてブースト期間を生じさせるのであれば、適宜構成を変更できる。
【0120】
例えば、第１実施形態、第２実施形態では、第１トランス回路の２次側が第４レグに、第２トランス回路の２次側が第５レグに、第３トランス回路の２次側が第６レグに接続された２次側スイッチング回路なので、ブースト制御時の制御部は、第１共振回路および第２共振回路に共振電流が流れる期間内に、第４レグの下アームまたは第５レグの上アームのスイッチング素子をオンさせてブースト期間を生じさせ、第２共振回路および第３共振回路に共振電流が流れる期間内に、第５レグの下アームまたは第６レグの上アームのスイッチング素子をオンさせてブースト期間を生じさせ、第３共振回路および第１共振回路に共振電流が流れる期間内に、第６レグの下アームまたは第４レグの上アームのスイッチング素子をオンさせてブースト期間を生じさせるように構成できる。
【0121】
また、同様に第３実施形態では、第４レグ、第５レグ、第６レグの上アームをダイオードとし、下アームをスイッチング素子としたが、各レグのダイオードとスイッチング素子を適宜入れ替えることができる。例えば、第４レグの下アームおよび第５レグの上アームのうち、一方が並列接続されたスイッチング素子、逆接ダイオードおよび部分共振コンデンサで構成され、他方がダイオードのみで構成されてもよいし、第５レグの下アームおよび第６レグの上アームのうち、一方が並列接続されたスイッチング素子、逆接ダイオードおよび部分共振コンデンサで構成され、他方がダイオードのみで構成されてもよいし、第６レグの下アームおよび第４レグの上アームのうち、一方が並列接続されたスイッチング素子、逆接ダイオードおよび部分共振コンデンサで構成され、他方がダイオードのみで構成されてもよい。この場合、ブースト制御時の制御部は、第１共振回路および第２共振回路に共振電流が流れる期間内に、第４レグの下アームまたは第５レグの上アームのスイッチング素子をオンさせてブースト期間を生じさせ、第２共振回路および第３共振回路に共振電流が流れる期間内に、第５レグの下アームまたは第６レグの上アームのスイッチング素子をオンさせてブースト期間を生じさせ、第３共振回路および第１共振回路に共振電流が流れる期間内に、第６レグの下アームまたは第４レグの上アームのスイッチング素子をオンさせてブースト期間を生じさせるように構成できる。
【0122】
例えば、第１実施形態および第３実施形態では、駆動周波数ｆに基づいてブースト量ψを算出し、第２実施形態では、出力電圧Ｖ２に基づいてブースト量ψを算出しているが、出力電圧Ｖ２以外の出力（出力電流や出力電力等）に基づいてブースト量ψを算出してもよい。すなわち、ブースト制御時の制御部は、２次側回路の出力値と所定の目標値との差分に出力ブースト変換ゲインを乗じてブースト量を算出し、当該ブースト量に基づいてブースト期間の長さを決定するよう構成できる。
【符号の説明】
【0123】
１Ａ～１Ｃ ３相電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ
１０ トランス部
１１ １次側スイッチング回路
１２ １次側共振回路
１３、１３Ｃ ２次側スイッチング回路
１４ ２次側共振回路
１５Ａ～１５Ｃ 制御部
２０ 出力電圧ブースト変換制御ブロック
２０’ 周波数ブースト変換制御ブロック
２１ 第１加算部
２１’ 第２加算部
２２ 第１乗算部
２２’ 第２乗算部
２３ 第１クランプ部
２３’ 第２クランプ部
１０ トランス部
１１ １次側スイッチング回路
１２ １次側共振回路
１３、１３Ｃ ２次側スイッチング回路
１４ ２次側共振回路
１５Ａ～１５Ｃ 制御部
２０ 出力電圧ブースト変換制御ブロック
２０’ 周波数ブースト変換制御ブロック
２１ 第１加算部
２１’ 第２加算部
２２ 第１乗算部
２２’ 第２乗算部
２３ 第１クランプ部
２３’ 第２クランプ部
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【図16】
【図17】
【図18】
【図19】
【図20】
【図21】
【図22】
【図23】
【図24】