特開 2024-132640 共振器及びバンドパスフィルタ

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2024132640

(43)【公開日】2024-10-01

(54)【発明の名称】共振器及びバンドパスフィルタ

(51)【国際特許分類】

   H01P 1/203 20060101AFI20240920BHJP

【ＦＩ】

H01P1/203

【審査請求】未請求

【請求項の数】4

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2023043489

(22)【出願日】2023-03-17

(71)【出願人】

【識別番号】504133110

【氏名又は名称】国立大学法人電気通信大学

(74)【代理人】

【識別番号】110000925

【氏名又は名称】弁理士法人信友国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】塩竹 明人

(72)【発明者】

【氏名】成田 剛

(72)【発明者】

【氏名】小野 哲

【テーマコード（参考）】

5J006

【Ｆターム（参考）】

5J006HB03

5J006HB12

5J006JA01

5J006LA02

(57)【要約】

【課題】従来、負性抵抗を利用した共振器において高い無負荷Ｑ値を実現することができなかった。
【解決手段】本発明の一態様の共振器５０は、誘電体基板ＰＷＢと、誘電体基板ＰＷＢに共振周波数の電磁波の半波長に基づく長さの導体箔で形成された導体線路５１と、導体線路５１の一端に接続された、該共振周波数を含む帯域において負の抵抗成分を持つ負性抵抗Ｒnegativeと、導体線路５１の他端に接続された抵抗器Ｒと、を備える。
【選択図】図５

【特許請求の範囲】

【請求項1】

誘電体基板と、
前記誘電体基板に共振周波数の電磁波の半波長に基づく長さの導体箔で形成された導体線路と、
前記導体線路の一端に接続された、前記共振周波数を含む帯域において負の抵抗成分を持つ負性抵抗と、
前記導体線路の他端に接続された抵抗器と、を備える
共振器。

【請求項2】

前記抵抗器は、前記導体線路に対して前記負性抵抗が接続された端部と反対側の端部に接続されている
請求項１に記載の共振器。

【請求項3】

第１の共振器と第２の共振器が連結して電磁界的に接続されたバンドパスフィルタであって、
前記第１の共振器と前記第２の共振器の各々は、
誘電体基板と、
前記誘電体基板に共振周波数の電磁波の半波長に基づく長さの導体箔で形成された導体線路と、
前記導体線路の一端に接続された、前記共振周波数を含む帯域において負の抵抗成分を持つ負性抵抗と、
前記導体線路の他端に接続された抵抗器と、を備える
バンドパスフィルタ。

【請求項4】

前記第１の共振器の前記導体線路と前記第２の共振器の前記導体線路との間は、予め設定された隙間が設けられている
請求項３に記載のバンドパスフィルタ。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、共振器及びバンドパスフィルタに関する。

【背景技術】

【0002】

無線通信分野で用いるバンドパスフィルタであって、受信機に内蔵されるバンドパスフィルタは、金属、誘電体などの材料を用いた平面回路構造又は積層回路構造により実現される。そのバンドパスフィルタの中でも、銅箔と誘電体材料により実現されるマイクロストリップ型バンドパスフィルタがある。プリント配線板は、板状の誘電体材料（誘電体基板）の上下に銅箔などの導電性材料を貼り合わせた部材であり、バンドパスフィルタは、このプリント配線板の片面をパターン加工することで構成することができる。

【0003】

プリント配線板は、銅箔と誘電体材料による損失によりバンドパスフィルタの挿入損失が高くなる傾向にある。バンドパスフィルタの改善にはバンドパスフィルタ自体を冷却し、損失の原因となる銅箔の抵抗率、誘電体基板の誘電損失を表すｔａｎδを下げることが考えられる。しかし、バンドパスフィルタの無負荷Ｑ値は材料によって決まるため、いったん材料が決まると、設計者でも無負荷Ｑ値を大きく改善することは実質的に不可能であった。

【0004】

無負荷Ｑ値は、バンドパスフィルタを構成する共振器の性能を表す指標である。無負荷Ｑ値が高いほどバンドパスフィルタの挿入損失が低くなり（良い方向）、低いほど挿入損失が高くなる（悪い方向）。したがって、バンドパスフィルタの性能向上のためには、共振器の無負荷Ｑ値をいかに高くできるかが重要となる。

【0005】

バイポーラトランジスタや電界効果トランジスタは、直流の電気エネルギーを印加することで交流信号を増幅する増幅器や、交流信号を発振する発振器として動作させることができる。特に、バイポーラトランジスタや電界効果トランジスタを発振器として動作させる際には、抵抗値がマイナスとなる負性抵抗を回路で実現し、空気中の雑音に起因する発振源の微弱な信号をある周波数のみを正帰還させることが必要になる。

【0006】

バンドパスフィルタの損失の原因となる銅箔の抵抗率、誘電体基板のｔａｎδなどは正の値を持つ抵抗として考えることができ、この正の抵抗を、負の抵抗値を持つ負性抵抗で打ち消すことができれば、理想的にはバンドパスフィルタの無負荷Ｑ値が無限大となる。なお、負性抵抗として動作する回路はバイポーラトランジスタ及び電界効果トランジスタを用いた能動素子と抵抗、インダクタ、キャパシタの受動素子により実現される。

【0007】

負性抵抗を利用した共振器の無負荷Ｑ値の改善は過去にもなされている（例えば、特許文献１を参照）。特許文献１に記載の技術は、共振器の片端部に負性抵抗回路を接続し、共振器の形状や負性抵抗の接続方法を工夫することで無負荷Ｑ値が最も高くなるように調整している。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0008】

【特許文献1】特開昭６２－８６９０４号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0009】

ところで、ベースとなる共振器の形状などにより共振器ごとに必要な負性抵抗は異なる。このため、負性抵抗を接続した場合でも、共振器の銅箔の抵抗率、誘電体基板のｔａｎδなどに起因する正の抵抗成分を打ち消すことができないことがある。つまり、従来の負性抵抗を利用した共振器では、負性抵抗の効果は必ずしも有効ではなく、共振器の無負荷Ｑ値が高くならない場合がある。

【0010】

例えば、従来の負性抵抗のみを共振器に接続する方法では、共振器の無負荷Ｑ値は数百ほどである。このような共振器の無負荷Ｑ値を高くする場合には、負性抵抗の抵抗値がマイナス数ｋΩほど必要となるため、負性抵抗回路の実現が困難である。

【0011】

本発明は上記の状況に鑑みてなされたものであり、本発明の目的は、負性抵抗を利用した共振器において高い無負荷Ｑ値を実現することにある。

【課題を解決するための手段】

【0012】

上記課題を解決するために、本発明の一態様の共振器は、誘電体基板と、該誘電体基板に共振周波数の電磁波の半波長に基づく長さの導体箔で形成された導体線路と、該導体線路の一端に接続された、該共振周波数を含む帯域において負の抵抗成分を持つ負性抵抗と、該導体線路の他端に接続された抵抗器と、を備える。

【発明の効果】

【0013】

本発明の少なくとも一態様によれば、共振器を構成する導体線路に負性抵抗と抵抗器を接続することで、負性抵抗を利用した共振器において高い無負荷Ｑ値を実現することができる。
上記した以外の課題、構成及び効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。

【図面の簡単な説明】

【0014】

【図1】本発明の第１の実施形態に係る共振回路の等価回路の例を示す図である。

【図2】本発明の第１の実施形態において負性抵抗を実現する回路の例を示す図である。

【図3】図２に示した負性抵抗を実現する回路の電磁界シミュレーションモデルの例を示す図である。

【図4】図３に示した負性抵抗を実現する回路の電磁界シミュレーションモデルの周波数応答の例を示すグラフである。

【図5】本発明の第１の実施形態におけるマイクロストリップ線路を用いて実現した共振器の原理を示す図である。

【図6】本発明の第１の実施形態に係る、負性抵抗と抵抗器を用いた共振器の電磁界シミュレーションモデルの例を示す図である。

【図7】負性抵抗及び抵抗器のいずれも接続していない共振器の電磁界シミュレーションモデルの例を示す図である。

【図8】負性抵抗のみを接続した共振器の電磁界シミュレーションモデルの例を示す図である。

【図9】抵抗器のみを接続した共振器の電磁界シミュレーションモデルの例を示す図である。

【図10】図６～図９に示した各共振器の電磁界シミュレーションモデルの周波数応答の例を示すグラフである。

【図11】図１０の各電磁界シミュレーションモデルの周波数応答より求めた無負荷Ｑ値の例を示す図である。

【図12】本発明の第２の実施形態に係る、負性抵抗と抵抗器を接続した共振器を用いた２段ＢＰＦの電磁界シミュレーションモデルの例を示す図である。

【図13】負性抵抗及び抵抗器のいずれも接続していない共振器を用いた２段ＢＰＦの電磁界シミュレーションモデルの例を示す図である。

【図14】負性抵抗のみを接続した共振器を用いた２段ＢＰＦの電磁界シミュレーションモデルの例を示す図である。

【図15】抵抗器のみを接続した共振器を用いた２段ＢＰＦの電磁界シミュレーションモデルの例を示す図である。

【図16】図１２～図１５に示した各２段ＢＰＦの電磁界シミュレーションモデルの通過特性（Ｓ２１）の例を示すグラフである。

【発明を実施するための形態】

【0015】

以下、本発明を実施するための形態（以下、「実施形態」と称する）の例について、添付図面を参照して説明する。本明細書及び添付図面において、同一の構成要素又は実質的に同一の機能を有する構成要素には同一の符号を付して重複する説明を省略する。

【0016】

＜第１の実施形態＞
［共振回路の構成］
まず、本発明の第１の実施形態に係る共振回路について説明する。
図１は、本発明の第１の実施形態に係る共振回路の等価回路の例を示す図である。図１に示すように、本実施形態に係る共振器１０は、共振回路単体１と、負性抵抗Ｒnegativeと、抵抗器Ｒとから構成される。

【0017】

共振回路単体１は、一般的な共振回路であり、一例としてインダクタＬ、キャパシタＣ、及び共振回路単体１の寄生抵抗Ｒ_０が並列に接続された並列共振回路である。共振回路単体１には、負性抵抗Ｒnegativeと抵抗器Ｒが並列に接続されている。負性抵抗Ｒnegativeは、電流－電圧の関係においてある周波数（ここでは共振周波数を含む帯域）で抵抗値が負となる特性を有する抵抗である。一般的に、負性抵抗は能動素子を含む回路として構成される。

【0018】

共振器１０を構成する互いに並列に接続された各素子の一端側は、入力端子に接続され、他端側はグランドに接続されている。以降、本明細書において、本発明の共振回路という場合は、共振回路単体１に負性抵抗Ｒnegativeと抵抗器Ｒを接続した回路を指すものとする。共振回路単体１を「共振回路単体」と呼ぶことがある。また、共振回路の電磁界シミュレーションモデル、又はプリント配線板に実装したものを「共振器」と呼ぶ。ただし、共振回路単体１は並列共振回路に限らず、直列共振回路であってもよい。

【0019】

図１に示した共振器で無負荷Ｑ値が無限大となるのは共振回路の寄生抵抗Ｒ_０、装荷している抵抗器Ｒ、及び負性抵抗Ｒnegativeを並列合成した抵抗値が０となる場合である。数式で表すと、式（１）のように表すことができる。

【0020】

【数1】

【0021】

［負性抵抗を実現する回路］
図２は、本実施形態において共振回路に使用する負性抵抗Ｒnegativeを実現する回路の例を示す図である。図２に示すように、負性抵抗Ｒnegativeを実現する回路は、トランジスタＴｒ１、インダクタＬ１、キャパシタＣ１～Ｃ７、抵抗器Ｒ１～Ｒ４、及び直流電源Ｅを含む。トランジスタＴｒ１には、スイッチング素子としてバイポーラトランジスタを用いているが電界効果トランジスタであってもよい。

【0022】

トランジスタＴｒ１のベースは、キャパシタＣ１を介して、信号が入出力される入出力Ｐｏｒｔ１と接続されている。キャパシタＣ１とトランジスタＴｒ１のベースとの接続点は、抵抗器Ｒ２を介してグランドに接続されている。トランジスタＴｒ１のベースは、直列接続されたキャパシタＣ２とキャパシタＣ４を介して、グランドに接続されている。さらに、トランジスタＴｒ１のベースは、直列接続されたキャパシタＣ３とキャパシタＣ５を介して、グランドに接続されている。

【0023】

トランジスタＴｒ１のコレクタと直流電源Ｅの正極は、インダクタＬ１を介して接続されている。インダクタＬ１と直流電源Ｅの正極との接続点は、抵抗器Ｒ１を介して、キャパシタＣ１とトランジスタＴｒ１のベースとの接続点と接続されている。

【0024】

直流電源Ｅの正極は、キャパシタＣ６を介してグランドに接続されているとともに、キャパシタＣ７を介してグランドに接続されている。キャパシタＣ６，Ｃ７はデカップリングコンデンサであり、直流電源電圧が変動することを避ける目的で接続されている。直流電源Ｅの負極はグランドに接続されている。

【0025】

トランジスタＴｒ１のエミッタは、抵抗器Ｒ３を介して、グランドに接続されている。トランジスタＴｒ１のエミッタと抵抗器Ｒ３との接続点は、キャパシタＣ２とキャパシタＣ４の接続点と接続されている。さらに、トランジスタＴｒ１のエミッタは、抵抗器Ｒ４を介して、グランドに接続されている。トランジスタＴｒ１のエミッタと抵抗器Ｒ４との接続点は、キャパシタＣ３とキャパシタＣ５の接続点と接続されている。

【0026】

［負性抵抗を実現する回路の電磁界シミュレーションモデル］
図３は、図２に示した負性抵抗を実現する回路の電磁界シミュレーションモデルの例を示す図である。本実施形態では、電磁界シミュレーションモデルの作成にＳＰＩＣＥ（Simulation Program with Integrated Circuit Emphasis）を使用しているが、他の電磁界シミュレータ（シミュレーションソフトウェア）を用いてもよい。

【0027】

プリント配線基板ＰＷＢは、裏面に導体箔（図５Ｂのグランド面導体５４）を形成した板状の誘電体基板である。図３に示すように、本願の発明者らは電磁界シミュレータを用いて、プリント配線板ＰＷＢ上に、トランジスタＴｒ１、インダクタＬ１、キャパシタＣ１～Ｃ７、抵抗器Ｒ１～Ｒ４、及び直流電源Ｅを配置し、負性抵抗Ｒnegativeを実現する回路のモデルを作成した。直流電源Ｅは、例えば直流４．５Ｖの定電圧を供給する電源である。抵抗器Ｒ１～Ｒ４にはチップ型の抵抗器（チップ抵抗器）、キャパシタＣ１～Ｃ７にはチップ型のキャパシタ（チップコンデンサ）を用いている。

【0028】

図３では、プリント配線板ＰＷＢ上において、マイクロストリップ線路３１にトランジスタＴｒ１のベース、抵抗器Ｒ１，Ｒ２の一端、及びキャパシタＣ１～Ｃ３の一端がそれぞれ接続されている。抵抗器Ｒ２の他端は、ビアを介してグランドに接続される。キャパシタＣ１の他端は、マイクロストリップ線路３６を介して入出力Ｐｏｒｔ１と接続されている。マイクロストリップ線路３６は、ＳＰＩＣＥで電磁界シミュレーションモデルを作成するために入力した５０Ω伝送線路であるが、実際のプリント配線板ＰＷＢに実装する際には削除することができる。

【0029】

また、プリント配線板ＰＷＢ上において、マイクロストリップ線路３２にトランジスタＴｒ１のコレクタ、及びインダクタＬ１の一端が接続されている。インダクタＬ１の他端はマイクロストリップ線路３３と接続している。さらに、マイクロストリップ線路３３には、抵抗器Ｒ１、及びキャパシタＣ６，Ｃ７の一端がそれぞれ接続されている。キャパシタＣ６，Ｃ７の他端は、ビアを介してグランドに接続される。マイクロストリップ線路３３とマイクロストリップ線路３１は、抵抗器Ｒ１を介して接続されている。

【0030】

また、マイクロストリップ線路３４にトランジスタＴｒ１のエミッタ、抵抗器Ｒ３の一端、及びキャパシタＣ２，Ｃ４の一端がそれぞれ接続されている。抵抗器Ｒ３とキャパシタＣ４の他端は、ビアを介してグランドに接続される。マイクロストリップ線路３４とマイクロストリップ線路３１は、キャパシタＣ２を介して接続されている。

【0031】

また、マイクロストリップ線路３５にトランジスタＴｒ１のエミッタ、抵抗器Ｒ４の一端、及びキャパシタＣ３，Ｃ５の一端がそれぞれ接続されている。抵抗器Ｒ４とキャパシタＣ５の他端は、ビアを介してグランドに接続される。マイクロストリップ線路３５とマイクロストリップ線路３１は、キャパシタＣ３を介して接続されている。

【0032】

なお、上述した負性抵抗Ｒnegativeを実現する回路の構成は一例であって、この例に限られない。また、トランジスタＴｒ１にバイポーラトランジスタを用いたが、ＧＨｚ帯で動作可能なトランジスタであればバイポーラトランジスタに限らず、電界効果トランジスタでもよい。

【0033】

［負性抵抗を実現する回路の電磁界シミュレーションモデルの周波数応答］
図４は、図３に示した負性抵抗Ｒnegativeを実現する回路の電磁界シミュレーションモデルの周波数応答の例を示すグラフである。グラフの縦軸はインピーダンス（Ω）を示し、横軸は周波数（ＭＨｚ）を示す。図４には、負性抵抗Ｒnegativeの実部Ｒｅと虚部Ｉｍに分けてそれぞれの特性の例が示されている。実部がマイナス値をとるときの周波数の範囲が、負性抵抗Ｒnegativeが負性抵抗としてふるまう範囲である。

【0034】

図４では、周波数が約１０００ＭＨｚから約５０００ＭＨｚの間で、負性抵抗Ｒnegativeのインピーダンスの実部が負の値をとる。例えば、データ点ｍ１では周波数が２４００［ＭＨｚ］（＝２．４ＧＨｚ）のときインピーダンスの実部Ｒｅが－９５．７［Ω］、データ点ｍ２では周波数が２３００［ＭＨｚ］のときインピーダンスの実部Ｒｅが－９３．５３［Ω］、データ点ｍ３では周波数が２５００［ＭＨｚ］のときインピーダンスの実部Ｒｅが－９７．７３［Ω］である。なお、データ点ｍ４では周波数が２４００［ＭＨｚ］のときインピーダンスの虚部Ｉｍが－１４１．６［Ω］である。

【0035】

以降、図４に示した負性抵抗の周波数応答を、共振器又は電磁界シミュレーションモデルにおける負性抵抗Ｒnegativeの特性として用いる。

【0036】

［マイクロストリップ線路を用いて実現した共振器］
図５は、本実施形態におけるマイクロストリップ線路を用いて実現した共振器の原理を示す図であって、図５Ａは共振器の上面図、図５Ｂは共振器のＡ－Ａ´線での断面図である。

【0037】

図５Ａに示す共振器５０は、電磁波の半波長（λ／２）で共振するマイクロストリップ線路構造の半波長共振器である。共振器５０は、プリント配線板ＰＷＢにマイクロストリップ線路を形成することで実現される。プリント配線板ＰＷＢの表面にマイクロストリップ線路５１～５３が形成され、プリント配線板ＰＷＢの裏面にグランド面導体５４が全体的に形成されている。マイクロストリップ線路５１～５３及びグランド面導体５４には、伝送導体として銅箔を用いることができる。以下の説明においてグランドと記載した場合は、グランド面導体５４のことを指している。

【0038】

プリント配線板ＰＷＢ上に形成されたマイクロストリップ線路５１の一方の端部は、負性抵抗Ｒnegativeを介してグランドに接続されている。また、マイクロストリップ線路５１のもう一方の端部は、抵抗器Ｒを介してグランドに接続されている。負性抵抗Ｒnegativeとマイクロストリップ線路５１の一方の端部とは、入出力Ｐｏｒｔ１（図３）を介してマイクロストリップ線路５１の一方の端部と接続される。

【0039】

プリント配線板ＰＷＢ上のマイクロストリップ線路５１は、共振回路の構成要素となる寄生抵抗Ｒ_０と、インダクタンス成分（図１のインダクタＬに相当）を含む。また、マイクロストリップ線路５１とプリント配線板ＰＷＢのグランドとの間に、キャパシタンス成分（図１のキャパシタＣ）が発生する。目的の動作周波数（例えば２．４ＧＨｚ）によって、共振器５０を構成するマイクロストリップ線路５１の長さ（≒λ/２）が決まってくる。マイクロストリップ線路５１の幅は、負性抵抗Ｒnegativeを実現する回路の特性（例えば、周波数特性）に応じて設定される。

【0040】

マイクロストリップ線路５２，５３は、マイクロストリップ線路５１（共振器単体）に対して交流信号（高周波信号）を伝送するための給電線である。図５の例では、マイクロストリップ線路５２は、マイクロストリップ線路５１の下方に形成され、マイクロストリップ線路５３は、マイクロストリップ線路５１の上方に形成されている。マイクロストリップ線路５２，５３は、共振器の無負荷Ｑ値だけが見えるように、入出力給電線の影響をできるだけ小さくするように配置される。

【0041】

さらに、マイクロストリップ線路５２，５３（給電線）は、それぞれの先端部分がマイクロストリップ線路５１（共振器単体）に対して所定の距離離れていることで、電磁界的に結合（ギャップ結合）して電気エネルギーを伝搬している。ギャップ結合では、給電線と共振器単体が対面する導体面積が広いほど電磁界結合が強くなるが、その対面する面積は設計上、調整しやすい。ギャップ結合は、給電線と共振器単体間に導体がないため、給電線から高周波信号と直流電圧が入力された場合であっても、直流電圧を遮断し、高周波信号のみを共振器本体に励振させることができる。本実施形態では、マイクロストリップ線路５１（共振器単体）とマイクロストリップ線路５２，５３（給電線）を予め求めた距離離して配置することで、共振器単体に給電線が直接接続している場合（後述するタップ結合）や所定の距離離れていない場合と比較して、共振器単体としてより良好な特性が得られた。

【0042】

例えば、入力信号をマイクロストリップ線路５２からマイクロストリップ線路５１（共振器単体）へ入力した場合は、出力信号はマイクロストリップ線路５３に出力される。入力信号は共振器５０の効果により、共振器５０（特にマイクロストリップ線路５１）の形状によって決まる一部の周波数の信号のみが出力される。なお、入力信号をマイクロストリップ線路５３から入力し、出力信号をマイクロストリップ線路５２から出力した場合も同様の特性となる。

【0043】

このようなマイクロストリップ線路構造により、入力側の給電線（マイクロストリップ線路５２又は５３）から励振された電磁波の中で、共振器単体（マイクロストリップ線路５１）の長さ方向において電界の腹と節と腹が入る（λ／２）条件となったとき、共振現象が起こる。そして、共振周波数の信号が低損失状態で出力側の給電線（マイクロストリップ線路５３又は５２）に伝送される。

【0044】

例えば、入力側のマイクロストリップ線路５２にアンテナ等から信号の入力があり、出力側のマイクロストリップ線路５３に受信回路が接続されている場合、マイクロストリップ線路５１で共振周波数（一例では２．４ＧＨｚ）のみの電気信号を通すため、２．４ＧＨｚの信号のみが受信回路で受信される。

【0045】

［負性抵抗と抵抗器を用いた共振器］
図６は、本実施形態に係る、負性抵抗Ｒnegativeと抵抗器Ｒを用いた共振器の電磁界シミュレーションモデルの例を示す図である。図６Ａは共振器の上面図、図６Ｂは共振器の要部の拡大図である。図６に示す電磁界シミュレーションモデル（共振器６０）は、図５のマイクロストリップ線路構造の共振器５０（半波長共振器）を、電磁界シミュレータを用いてモデル化したものである。この電磁界シミュレーションモデルの作成には、ＳＰＩＣＥ及びタッチストーンファイルが使用される。

【0046】

プリント配線板ＰＷＢ上に配置されたマイクロストリップ線路６１の一方の端部に負性抵抗Ｒnegativeが接続され、もう一方の端部に抵抗器Ｒが接続されている。マイクロストリップ線路６１は、図５のマイクロストリップ線路５１に相当し、動作周波数の信号（電磁波）のほぼ半波長（λ／２）に調整された長さＬを持つ。

【0047】

マイクロストリップ線路６２とマイクロストリップ線路６３は、マイクロストリップ線路６１に対して垂直に接続されている。マイクロストリップ線路６２，６３は、マイクロストリップ線路６１（共振器単体）に対する給電線であり、図５Ａのマイクロストリップ線路５２，５３に相当する。

【0048】

共振器６０は、入出力ポート６４に入力された信号を、マイクロストリップ線路６２を介してマイクロストリップ線路６１（共振器単体）に入力する。そして、共振器６０は、マイクロストリップ線路６１から取り出された信号を、マイクロストリップ線路６３を介して入出力ポート６５に出力する。そして、入出力ポート６５から出力された信号は、入出力ポート６５と接続した外部の処理回路に送られて所定の信号処理が行われる。

【0049】

負性抵抗Ｒnegativeは、１ポート回路（図２参照）なので、ＳＰＩＣＥでは、負性抵抗Ｒnegativeがマイクロストリップ線路６１の上に配置されているような表現となっている。ここでは、負性抵抗Ｒnegativeの一端（Ｐｏｒｔ１）がマイクロストリップ線路６１と接続され、負性抵抗Ｒnegativeの他端は接地されている。

【0050】

ＳＰＩＣＥにおいて、負性抵抗Ｒnegativeは、いわゆるタッチストーンファイルとして設定される。負性抵抗Ｒnegativeのタッチストーンファイルに、負性抵抗Ｒnegativeの周波数応答（例えば、図３に示した回路の電磁界シミュレーションモデルと、図４の周波数応答）のデータが登録されており、負性抵抗Ｒnegativeが接続されていることと等価になっている。

【0051】

抵抗器Ｒは、一方のポート端子で共振器単体としてのマイクロストリップ線路６１と接続され、他方のポート端子でビアを通じてプリント配線板ＰＷＢの裏面のグランド面導体５４（図５Ｂ）に接続されている。電磁界シミュレータには、抵抗器Ｒの周波数特性のデータが入力されている。抵抗器Ｒとして用いるチップ抵抗器のサイズは、一例として“１６０８”である。すなわち、“１６０８”という数字は、チップ抵抗器の長さ（長辺の寸法）が１．６ｍｍ、幅（短辺の寸法）が０．８ｍｍであることを意味している。

【0052】

さらに、本実施形態に係る共振器６０の効果を検証するために、負性抵抗Ｒnegative及び抵抗器Ｒの有無による共振器の電磁界シミュレーションモデルを作成し、それらの特性の変化も確認した。図７に負性抵抗Ｒnegative及び抵抗器Ｒを接続していない場合、図８に負性抵抗Ｒnegativeのみを接続した場合、図９に抵抗器Ｒのみを接続した場合の電磁界シミュレーションモデルの例を示す。ここでは、負性抵抗Ｒnegativeの特性として、図３及び図４で示した負性抵抗Ｒnegativeを実現する回路の電磁界シミュレーション結果（周波数応答）を用いている。

【0053】

［負性抵抗及び抵抗器のいずれも接続していない共振器］
図７は、負性抵抗Ｒnegative及び抵抗器Ｒのいずれも接続していない共振器の電磁界シミュレーションモデルの例を示す図である。電磁界シミュレーションモデルとして示した図７の共振器７０は、図６の共振器６０と比較すると、マイクロストリップ線路６１に負性抵抗Ｒnegativeと抵抗器Ｒのいずれも接続されていない構成になっている。

【0054】

［負性抵抗のみを接続した共振器］
図８は、負性抵抗Ｒnegativeのみを接続した共振器の電磁界シミュレーションモデルの例を示す図である。電磁界シミュレーションモデルとして示した図８の共振器８０は、図６の共振器６０と比較すると、マイクロストリップ線路６１の端部に負性抵抗Ｒnegativeのみが接続されている構成になっている。

【0055】

［抵抗器のみを接続した共振器］
図９は、抵抗器Ｒのみを接続した共振器の電磁界シミュレーションモデルの例を示す図である。電磁界シミュレーションモデルとして示した図９の共振器９０は、図６の共振器６０と比較すると、マイクロストリップ線路６１の端部に抵抗器Ｒのみが接続されている構成になっている。

【0056】

［各共振器の電磁界シミュレーションモデルの周波数応答］
図１０は、図６～図９に示した各共振器の電磁界シミュレーションモデルの周波数応答の例を示すグラフである。グラフの縦軸は信号ゲイン（マグニチュード：ｄＢ）を示し、横軸は周波数（ＧＨｚ）を示す。信号ゲインは、共振器の入力信号に対する出力信号のゲインである。

【0057】

図１０に示すように、本実施形態による負性抵抗Ｒnegativeと抵抗器Ｒを接続した共振器６０では、２．４ＧＨｚ付近（図１０では２．４ＧＨｚの僅かに下側）で、信号ゲインが急激に変化してピークを示している。他の構成の共振器７０～９０では、本実施形態による共振器６０の場合と比較すると、信号ゲインの変化が小さい。また、共振器７０～９０では、本実施形態による共振器６０と比較して、信号ゲインが極大となる周波数が２．４ＧＨｚ付近から離れている。

【0058】

［無負荷Ｑ値の計算結果］
図１１は、図１０の各共振器の電磁界シミュレーションモデルの周波数応答より求めた無負荷Ｑ値の例を示す図である。図１１に示す無負荷Ｑ値は、図６～図９に示したマイクロストリップ線路６１の幅方向の寸法をさまざまに変更したときに得られた、共振器６０～９０の無負荷Ｑ値の一例である。

【0059】

本実施形態に係る負性抵抗Ｒnegativeと抵抗器Ｒを接続した共振器６０の無負荷Ｑ値は“１０５３６”であった。共振器６０は、プリント配線板ＰＷＢ上に実現されるが、共振器単体の無負荷Ｑ値が数１００程度（図１１）ある場合であっても、－１００Ω程度（図４）の負性抵抗Ｒnegativeに加えて抵抗器Ｒを設けることによって、高い無負荷Ｑ値を実現することができる。

【0060】

一方、負性抵抗Ｒnegative及び抵抗器Ｒが接続されていない共振器７０（共振器単体のみ）の無負荷Ｑ値は“２００”であった。また、負性抵抗Ｒnegativeのみを接続した共振器８０の無負荷Ｑ値は“５７．２”であり、抵抗器Ｒのみを接続した共振器９０の無負荷Ｑ値は“４８．５”であった。図１１に示す無負荷Ｑ値の計算結果から、本実施形態に係る無負荷Ｑ値は、負性抵抗Ｒnegativeと抵抗器Ｒを接続した共振器６０の無負荷Ｑ値が最も高いことが分かった。

【0061】

以上のとおり、本実施形態に係る共振器（例えば、共振器６０）は、誘電体基板と、この誘電体基板に導体箔で形成された導体線路と、この導体線路の一端に接続された負性抵抗と、導体線路の他端に接続された抵抗器と、を備える。すでに説明したように、導体線路の長さは、共振周波数の電磁波の半波長の長さであり、負性抵抗は共振周波数を含む帯域において負の抵抗成分を持つ抵抗である。

【0062】

本願の発明者らは、共振器単体（例えば、マイクロストリップ線路６１）の一端に負性抵抗回路（例えば、負性抵抗Ｒnegative）を接続し、それに加えてあえてチップ抵抗器などの抵抗器Ｒを他端に接続する構成を発明した。そして、このような構成とすることで、発明者らは、共振器単体の抵抗成分（寄生抵抗Ｒ_０）と、負性抵抗Ｒnegativeによる負の抵抗成分と、抵抗器Ｒの抵抗成分とをバランスさせ、共振器の無負荷Ｑ値が大きく改善することを見出した。

【0063】

そして、発明者らは、実際にその方法を適用した共振器の設計において高い無負荷Ｑ値が得られる共振器（例えば、共振器６０）を作成した。さらに、発明者らは、その共振器を用いてバンドパスフィルタを設計すると、バンドパスフィルタの通過損失（挿入損失）が改善できることを確認した。本実施形態の共振器を用いたバンドパスフィルタについては、第２の実施形態で説明する。

【0064】

本実施形態に係る共振器について、動作周波数が２．４ＧＨｚである場合を例に説明したが、この例に限られない。バイポーラトランジスタや電界効果トランジスタのトランジション周波数ｆ_Ｔ、負性抵抗回路を構成する集中定数チップ素子の抵抗器、インダクタ、キャパシタの動作周波数が設計仕様に対して十分に高いものであれば、本実施形態は、他の周波数帯へ横展開することができる。

【0065】

また、本発明による技術は、トランジスタ、及び集中定数チップ素子の動作周波数に問題がなければ、１０ＧＨｚを超える場合でも十分に適用できる。また、本実施形態に用いられた集中定数チップ素子は、プリント配線板やその他の誘電体基板上に構成した集中定数素子にも代替可能であり、動作周波数が高い場合にも高い無負荷Ｑ値を実現できる可能性がある。

【0066】

＜第２の実施形態＞
第２の実施形態は、第１の実施形態に係る共振器（図６）を用いてバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）を構成した例である。バンドパスフィルタは、２つ以上の共振器を連結して構成することができる。すなわち、２つ以上の共振器を用いることで通過帯域において安定した通過特性を持つバンドパスフィルタを実現することができる。第２の実施形態では、第１の実施形態に係る共振器を２個連結させてバンドパスフィルタ（以下「２段ＢＰＦ」と呼ぶ）を構成した例について説明する。なお、本実施形態では、２個の共振器を連結してバンドパスフィルタを構成したが、３個以上の共振器を連結させてもよい。

【0067】

［負性抵抗と抵抗器を接続した共振器を用いた２段ＢＰＦ］
図１２は、本実施形態に係る、負性抵抗Ｒnegativeと抵抗器Ｒを接続した共振器を用いた２段ＢＰＦの電磁界シミュレーションモデルの例を示す図である。図１２Ａは２段ＢＰＦの上面図、図１２Ｂは２段ＢＰＦの要部の拡大図である。電磁界シミュレーションモデルの作成には、第１の実施形態と同様に、ＳＰＩＣＥ及びタッチストーンファイルが使用される。

【0068】

図１２に示すように、２段ＢＰＦ１２００は、共振器１２０１と共振器１２０２を連結して構成される。共振器１２０１及び共振器１２０２の各々は、第１の実施形態で説明した負性抵抗Ｒnegativeと抵抗器Ｒが接続された共振器６０と同等の共振器である。共振器１２０１を１段目の共振器、共振器１２０２を２段目の共振器とする。

【0069】

共振器１２０１は、プリント配線板ＰＷＢ上に、マイクロストリップ線路１２１１と、給電線としてのマイクロストリップ線路１２２と、マイクロストリップ線路１２１１の一端に接続された負性抵抗Ｒnegative１と、マイクロストリップ線路１２１１の他端に接続された抵抗器Ｒ１とを備える。

【0070】

マイクロストリップ線路１２２は、マイクロストリップ線路１２１１の共振器１２０２が配置された側とは反対側に接続される。負性抵抗Ｒnegative１と抵抗器Ｒ１は、ビアを通じて裏面のグランド面導体５４（図５Ｂ）に接地されている。

【0071】

共振器１２０２は、プリント配線板ＰＷＢ上に、マイクロストリップ線路１２１２と、給電線としてのマイクロストリップ線路１２３と、マイクロストリップ線路１２１２の一端に接続された負性抵抗Ｒnegative２と、マイクロストリップ線路１２１２の他端に接続された抵抗器Ｒ２とを備える。

【0072】

マイクロストリップ線路１２３は、マイクロストリップ線路１２１２の共振器１２０１が配置された側とは反対側に接続される。第１の実施形態と同様に、負性抵抗Ｒnegative２と抵抗器Ｒ２は、ビアを通じてプリント配線板ＰＷＢの裏面のグランド面導体５４に接続されている。

【0073】

共振器１２０１のマイクロストリップ線路１２１１と共振器１２０２のマイクロストリップ線路１２１２のサイズ（形状）は、共振器６０（図６）のマイクロストリップ線路６１と同等である。同様に、負性抵抗Ｒnegative１と負性抵抗Ｒnegative２は、共振器６０の負性抵抗Ｒnegativeと同等である。さらに、抵抗器Ｒ１と抵抗器Ｒ２は、共振器６０の抵抗器Ｒと同等である。

【0074】

以下では、負性抵抗Ｒnegative１と負性抵抗Ｒnegative２を特に区別しない場合は「負性抵抗Ｒnegative」と記載する。また、抵抗器Ｒ１と抵抗器Ｒ２を特に区別しない場合には「抵抗Ｒ」と記載する。

【0075】

共振器１２０１は、入出力ポート１２４に入力された信号を、マイクロストリップ線路１２２を介してマイクロストリップ線路１２１１に入力する。そして、共振器１２０１は、マイクロストリップ線路１２１１から取り出された目的の動作周波数の信号を、隙間Ｇを利用して共振器１２０２のマイクロストリップ線路１２１２に伝達する。さらに、共振器１２０２は、マイクロストリップ線路１２１２から取り出された目的の動作周波数の信号を、マイクロストリップ線路１２３を介して入出力ポート１２５に出力する。

【0076】

このように、２段ＢＰＦ１２００において、信号を左側のマイクロストリップ線路１２２に入力し、右側のマイクロストリップ線路１２３に出力することで、バンドパスフィルタの特性（例えば、２．４ＧＨｚの信号のみ通過）が得られる。なお、右側のマイクロストリップ線路１２３を入力にして、左側のマイクロストリップ線路１２２を出力としても特性は同じとなる。

【0077】

さらに、本実施形態に係る２段ＢＰＦ１２００の効果を検証するために、負性抵抗Ｒnegative及び抵抗器Ｒの有無による２段ＢＰＦの電磁界シミュレーションモデルを作成し、それらの特性の変化も確認した。図１３に負性抵抗Ｒnegative及び抵抗器Ｒを接続していない場合、図１４に負性抵抗Ｒnegativeのみを接続した場合、図１５に抵抗器Ｒのみを接続した場合の電磁界シミュレーションモデルの例を示す。ここでは、負性抵抗Ｒnegative１及びＲnegative２の特性として、第１の実施形態（図３及び図４）で示した負性抵抗Ｒnegativeを実現する回路の電磁界シミュレーション結果（周波数応答）を用いている。

【0078】

共振器１２０１と共振器１２０２の間には、所定の隙間Ｇが存在する。この隙間Ｇによりキャパシタンス成分やインダクタンス成分が発生し、共振器１２０１と共振器１２０２が電磁界的に接続される。なお、１段目の共振器１２０１と２段目の共振器１２０２の間を何らかの回路素子や導体箔を用いて導通させる構成も考えられるが、２つの共振器１２０１，１２０２を隙間Ｇによって電磁界的に接続した方が、２段ＢＰＦの特性がより良好なものとなることが分かった。

【0079】

ところで、図５～図９に示した共振器単体（例えば、共振器５０，６０）では、中央のマイクロストリップ線路（例えば、マイクロストリップ線路５１，６１）と、給電線となるマイクロストリップ線路（マイクロストリップ線路５２～５３，６２～６３）との間は、ギャップ結合されている。これに対して、２段ＢＰＦ１２００を構成する共振器１２０１，１２０２では、中央のマイクロストリップ線路１２１１，１２１２と、給電線となるマイクロストリップ線路１２２，１２３との間は、導体（インダクタでも可）によって直接接続されている。このような接続形態は、タップ結合と呼ばれる。

【0080】

本発明では、マイクロストリップ線路構造の共振器及びバンドパスフィルタの設計において、共振器単体と給電線をどのような形態で結合するかは、制約条件に応じて設計者が適宜選択することができる。例えば、制約条件としては、設計仕様や回路サイズ（例えば、共振器単体となるマイクロストリップ線路の形状等）、選定できる共振器（無負荷Ｑ値がどの程度実現可能か）などの条件が挙げられる。本実施形態の２段ＢＰＦ１２００では、図１２に示すように、マイクロストリップ線路１２１１，１２１２（共振器単体）にマイクロストリップ線路１２２，１２３（給電線）を直接接続（タップ結合）することで、ギャップ結合とした場合よりもバンドパスフィルタとしてより良好な特性が得られた。

【0081】

［負性抵抗と抵抗器のいずれも接続していない共振器を用いた２段ＢＰＦ］
図１３は、負性抵抗Ｒnegative及び抵抗器Ｒのいずれも接続していない共振器（共振器単体）を用いた２段ＢＰＦの電磁界シミュレーションモデルの例を示す図である。
電磁界シミュレーションモデルとして示した２段ＢＰＦ１３００は、共振器１３０１と共振器１３０２を連結して構成されている。共振器１３０１及び共振器１３０２には、マイクロストリップ線路１２１１，１２１２に負性抵抗Ｒnegativeと抵抗器Ｒのいずれも接続されていない。

【0082】

［負性抵抗のみを接続した共振器を用いた２段ＢＰＦ］
図１４は、負性抵抗Ｒnegativeのみを接続した共振器を用いた２段ＢＰＦの電磁界シミュレーションモデルの例を示す図である。
電磁界シミュレーションモデルとして示した２段ＢＰＦ１４００は、共振器１４０１と共振器１４０２が連結して構成されている。共振器１４０１及び共振器１４０２ではそれぞれ、マイクロストリップ線路１２１１，１２１２に負性抵抗Ｒnegativeのみが接続されている。

【0083】

［抵抗器のみを接続した共振器を用いた２段ＢＰＦ］
図１５は、抵抗器Ｒのみを接続した共振器を用いた２段ＢＰＦの電磁界シミュレーションモデルの例を示す図である。
電磁界シミュレーションモデルとして示した２段ＢＰＦ１５００は、共振器１５０１と共振器１５０２を連結して構成されている。共振器１５０１及び共振器１５０２ではそれぞれ、マイクロストリップ線路１２１１，１２１２に抵抗器Ｒのみが接続されている。

【0084】

［各共振器の電磁界シミュレーションモデルの通過特性］
図１６は、図１２～図１５に示した各２段ＢＰＦの電磁界シミュレーションモデルの通過特性（Ｓ２１）の例を示すグラフである。グラフの縦軸は信号ゲイン（マグニチュード：ｄＢ）を示し、横軸は周波数（ＧＨｚ）を示す。

【0085】

図１６に示すように、２段ＢＰＦの通過特性（Ｓ２１）の最大値は、本実施形態による負性抵抗Ｒnegativeと抵抗器Ｒが接続された共振器を用いた２段ＢＰＦ１２００の場合で、０．３９０ｄＢである。

【0086】

また、共振器単体を用いた２段ＢＰＦ１３００の場合で－１．３６９ｄＢ、負性抵抗Ｒnegativeのみを用いた２段ＢＰＦ１４００の場合で７．８１６ｄＢ、抵抗器Ｒのみを用いた２段ＢＰＦ１５００の場合で－４．９９５ｄＢであった。

【0087】

負性抵抗Ｒnegativeと抵抗器Ｒを用いた２段ＢＰＦ１２００の場合では、例えば目標の動作周波数である２．４ＧＨｚで通過損失がなく、信号ゲインがゼロに近い値（例えば、０．３９０ｄＢ）となっている。

【0088】

一方、共振器単体を用いた２段ＢＰＦ１３００の場合では、２．４ＧＨｚの前後で信号ゲインが０ｄＢを下回っており、通過損失（挿入損失）による減衰が生じている。

【0089】

また、負性抵抗Ｒnegativeのみを用いた２段ＢＰＦ１４００の場合には、２．４ＧＨｚの前後で信号ゲインが０ｄＢを上回っているので増幅作用が生じている。また、この場合、２．３ＧＨｚから２．４ＧＨｚにかけて信号ゲインに２つのピークが存在しており、２段ＢＰＦ１４００の通過特性に揺らぎが生じていることが確認できる。

【0090】

また、抵抗器Ｒのみを用いた２段ＢＰＦ１５００の場合では、２．４ＧＨｚの前後で信号ゲインが０ｄＢを大きく下回っており、通過損失が大きい。一般に、バンドパスフィルタを構成する共振器の段数が多くなるほど通過損失が増え、逆に負性抵抗のみの場合では増幅作用が生じることもある。

【0091】

本実施形態に係る２段ＢＰＦ１２００（図１２参照）では、通過損失をほぼ０ｄＢに抑えられており、２段ＢＰＦ１２００に入力された信号のレベルを変えることなくそのまま出力することができる。

【0092】

上述したとおり、本実施形態に係るバンドパスフィルタ（例えば、２段ＢＰＦ１２００）は、第１の共振器（例えば、共振器１２０１）と第２の共振器（例えば、共振器１２０２）が連結して電磁界的に接続されたバンドパスフィルタである。第１の共振器と第２の共振器の各々は、誘電体基板と、この誘電体基板に導体箔で形成された導体線路と、この導体線路の一端に接続された負性抵抗と、導体線路の他端に接続された抵抗器と、を備える。すでに説明したように、導体線路の長さは、共振周波数の電磁波の半波長の長さであり、負性抵抗は共振周波数を含む帯域において負の抵抗成分を持つ抵抗である。

【0093】

このように、本願の発明者らは、第１の実施形態に係る共振器（例えば、共振器６０）を２個連結してバンドパスフィルタ（例えば、２段ＢＰＦ１２００）を設計すると、バンドパスフィルタの通過損失（挿入損失）が改善できることを見出した。

【0094】

以上、本実施形態に係る２段ＢＰＦについて、動作周波数が２．４ＧＨｚである場合を例に説明した。既述のとおり、第１の実施形態に係る共振器は、負性抵抗回路を構成する能動素子や集中定数チップ素子の抵抗器、インダクタ、キャパシタなどを適切に選定することで、２．４ＧＨｚ以外の他の周波数帯への横展開は十分に可能である。したがって、本実施形態に係る２段ＢＰＦも、他の周波数帯への横展開は十分に可能である。

【0095】

ＳＡＷ（Surface Acoustic Waveguide）フィルタは、ＳＡＷ共振子によりバンドパスフィルタを構成することができる。ＳＡＷ共振子は無負荷Ｑ値が数千となることから、低挿入損失のバンドパスフィルタが実現されている。ＳＡＷフィルタは圧電効果をバンドパスフィルタに利用するが、ＳＡＷ共振子を実現する金属電極間の距離がバントパスフィルタの動作周波数を決めるため、現状のＳＡＷフィルタの製造に用いている半導体装置では動作周波数に限界がある。

【0096】

その周波数はおおよそ５ＧＨｚまでと言われており、５ＧＨｚ以上ではＢＡＷ（Bulk Acoustic Waveguide）フィルタ、ＦＢＡＲ（Film Bulk Acoustic Resonator）が有効である。例えば、電子技術情報「https://forum.digikey.com/t/saw-baw/7119」には、ＳＡＷフィルタは２．７ＧＨｚ以下の周波数範囲で使用でき、ＢＡＷフィルタは１．５ＧＨｚから６ＧＨｚまでの範囲で使用できること、及び、それぞれ高い無負荷Ｑ値を実現されていることが記載されている。

【0097】

このように、これらの技術も、現状はおおよそ１０ＧＨｚ未満までの動作周波数となる。例えば、下記論文１，２においても、ＳＡＷフィルタにおいて無負荷Ｑ値が約３５００、ＢＡＷ（ＦＢＡＷ）において約３５００（ａｔ５ＧＨｚ）の例が記載されている。論文２では、Ｆｉｇ．２１に示された周波数が３．５ＧＨｚ以下であるので、対象バンドは１０ＧＨｚ未満と推測できる。

【0098】

（論文１）
A. Hagelauer et al., IEEE Journal of Microwaves, “From Microwave Acoustic Filters to Millimeter-Wave Operation and New Applications”, JANUARY 2023， Vol. 3， No. 1， p. 484－508
（論文２）
C. C. W. Ruppel, IEEE Transactions on Ultrasonics, Ferroelectrics, and Frequency Control, "Acoustic Wave Filter Technology-A Review," 2017, Vol. 64, No. 9, p. 1390-1400

【0099】

例えば、衛星通信に使用される１２ＧＨｚ帯や２８ＧＨｚ帯等においては、ＳＡＷフィルタやＢＡＷフィルタを使用することができない。しかし、本実施形態に係る２段ＢＰＦによれば、動作周波数に合わせて、負性抵抗回路を構成する能動素子及び受動素子を適切に選定することで、これら１２ＧＨｚ帯や２８ＧＨｚ帯等の高い周波数帯であっても、バンドパスフィルタを構成することができる。また、本実施形態では、ＳＡＷやＢＡＷと同等以上の無負荷Ｑ値（例えば、図１１の例では１０５３６）を実現することができる。

【0100】

なお、上述した２段ＢＰＦ１２００では、連結する２つの共振器１２０１，１２０２の共振周波数は同一であることを想定して説明したが、この例に限られない。２つの共振器１２０１，１２０２の共振周波数を所定値だけずらしてもよい。例えば、プリント配線板ＰＷＢを用いて２段ＢＰＦを構成する場合、入力側給電線（例えば、マイクロストリップ線路１２２）と第２の共振器（例えば、マイクロストリップ線路１２１２）の間、第１の共振器（例えば、マイクロストリップ線路１２１１）と出力側給電線（例えば、マイクロストリップ線路１２３）の間、入力側給電線（例えば、マイクロストリップ線路１２２）と出力側給電線（例えば、マイクロストリップ線路１２３）の間が、電磁界的に結合する場合がある。そして、２段ＢＰＦに対するそれらの電磁界的な結合の影響が無視できないような場合には、共振器１２０１，１２０２の共振周波数をわずかにずらすことで、バンドパスフィルタとしての特性の改善が期待できる。

【0101】

また、上述した第１の実施形態では、負性抵抗Ｒnegativeと抵抗器Ｒを共振器単体（マイクロストリップ線路５１，６１）の両端部に離して接続する構成について説明したが、この例に限られない。例えば、共振器の無負荷Ｑ値が向上する限りにおいて、負性抵抗Ｒnegativeと抵抗器Ｒをそれぞれ共振器単体となるマイクロストリップ線路５１，６１の任意の位置に接続する構成、又は、マイクロストリップ線路５１，６１の一方の端部側で両者を近くに接続する構成としてもよい。

【0102】

ただし、共振器（マイクロストリップ線路５１，６１）の片端に負性抵抗Ｒnegative、他端に抵抗器Ｒを接続した構成は、当該共振器を複数使用して２段ＢＰＦを実現する際に有利である。図１２に示したように、複数の共振器を横に並べてバンドパスフィルタを構成する。端部以外の場所に負性抵抗Ｒnegativeと抵抗器Ｒがあると、バンドパスフィルタを構成する際に、負性抵抗Ｒnegativeと抵抗器Ｒが位置的に邪魔になって、近い間隔で共振器を横に並べることができなくなる。そのために、所望するバンドパスフィルタの特性が得られない可能性がある。そこで、共振器の両端に負性抵抗Ｒnegativeと抵抗器Ｒを接続することによって、このような問題が解消されて、所望するバンドパスフィルタの特性を得ることができる。

【0103】

＜変形例＞
上述した各実施形態において、共振器及び２段ＢＰＦをマイクロストリップ線路構造（分布定数回路）で実現した例について説明したが、本発明の共振器及び２段ＢＰＦはマイクロストリップ線路構造に限定されない。すなわち、本発明の共振器及び２段ＢＰＦは、表裏面に導体箔が形成された誘電体基板の内部に線状の導体箔を形成した構造を持つストリップ線路構造にも適用可能である。この場合は、図１に共振回路の等価回路を示したように、ストリップ線路構造の共振回路の寄生抵抗Ｒ０、装荷している抵抗器Ｒの抵抗、及び負性抵抗Ｒnegativeを並列合成した抵抗値が０となるように、抵抗器Ｒの抵抗成分と負性抵抗Ｒnegativeの抵抗成分を設計すればよい。

【0104】

また、本発明の共振器は、図１に共振回路の等価回路を示したように、集中定数回路（いわゆる集中定数素子で構成される電気回路）を用いて実現することも可能である。また、共振回路は、並列共振回路のみならず直列共振回路であってもよい。直列共振回路の場合、共振器で高い無負荷Ｑ値を実現するために、共振回路の寄生抵抗Ｒ_０、装荷している抵抗器Ｒ、及び負性抵抗Ｒnegativeを直列合成した抵抗値が０となるように設計すればよい。

【0105】

以上説明した各実施形態や各種変形例はあくまで一例であり、発明の特徴が損なわれない限り、本発明はこれらの実施形態や変形例に限定されるものではない。また、上述した種々の実施形態や変形例は、本発明を分かりやすく説明するためにその構成を詳細かつ具体的に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成要素を備えるものに限定されない。本発明の技術的思想の範囲内で考えられるその他の態様も本発明の範囲内に含まれる。

【0106】

図面において示す各構成要素の位置、大きさ、形状、範囲などは、発明の理解を容易にするため、実際の位置、大きさ、形状、範囲などを表していない場合がある。このため、本発明は、必ずしも、図面に開示された位置、大きさ、形状、範囲などに限定されない。

【0107】

また、本明細書においては、「直交」や「垂直」などの用語を使用したが、各々の用語は、厳密な「直交」及び「垂直」のみを意味する用語ではなく、厳格な意味での「直交」及び「垂直」を含み、さらにその機能を発揮し得る範囲にある「略直交」及び「略垂直」の意味をも含むものである。

【符号の説明】

【0108】

１…共振回路単体、１０…共振器、５０…共振器、５１～５３…マイクロストリップ線路、５４…グランド面導体、６０…共振器、６１～６３…マイクロストリップ線路、１２２～１２３…マイクロストリップ線路、１２００…２段ＢＰＦ、１２０１，１２０２…共振器、１２１１，１２１２…マイクロストリップ線路、Ｃ…キャパシタ、Ｌ…インダクタ、ＰＷＢ…プリント配線板、Ｒnegative…負性抵抗、Ｒ…抵抗器、Ｒ_０…寄生抵抗

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】