特開 2024-141219 モデル予測制御を用いたモータの制御装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2024141219

(43)【公開日】2024-10-10

(54)【発明の名称】モデル予測制御を用いたモータの制御装置

(51)【国際特許分類】

   H02P 21/00 20160101AFI20241003BHJP

   H02P 4/00 20060101ALI20241003BHJP

【ＦＩ】

H02P21/00

H02P4/00

【審査請求】未請求

【請求項の数】2

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2023052738

(22)【出願日】2023-03-29

(71)【出願人】

【識別番号】000005326

【氏名又は名称】本田技研工業株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100114775

【弁理士】

【氏名又は名称】高岡 亮一

(74)【代理人】

【識別番号】100121511

【弁理士】

【氏名又は名称】小田 直

(74)【代理人】

【識別番号】100095566

【弁理士】

【氏名又は名称】高橋 友雄

(74)【代理人】

【識別番号】100179453

【弁理士】

【氏名又は名称】會田 悠介

(74)【代理人】

【識別番号】100208580

【弁理士】

【氏名又は名称】三好 玲奈

(72)【発明者】

【氏名】伊崎 秀範

【テーマコード（参考）】

5H501

5H505

【Ｆターム（参考）】

5H501AA07

5H501BB02

5H501DD04

5H501GG05

5H501HB07

5H501HB08

5H501JJ03

5H501JJ22

5H505AA03

5H505BB02

5H505DD03

5H505DD08

5H505EE41

5H505GG04

5H505HB01

5H505JJ03

5H505JJ22

(57)【要約】

【課題】モデル予測制御を用いて、三相モータのｄ－ｑ軸上における電流を目標電流に良好に追従させることができるモータの制御装置を提供する。
【解決手段】モデル予測制御を用い、三相モータ２のｄ－ｑ軸上における電流を制御するモータの制御装置であって、三相モータ２の制御モデルを設定する制御モデル設定手段３と、ｄ－ｑ軸上への目標電流と実電流との偏差の二乗和、及びｄ－ｑ軸上への制御電圧の二乗和を含む所定の評価関数を設定する評価関数設定手段３と、設定された制御モデルに基づき、設定された評価関数が最小となるように、制御電圧を算出する制御電圧算出手段３と、偏差に基づいて積分し、算出された制御電圧に加算する積分制御手段３と、を備えている。
【選択図】図１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

モデル予測制御を用い、三相モータのｄ－ｑ軸上における電流を制御するモータの制御装置であって、
前記三相モータの制御モデルを設定する制御モデル設定手段と、
前記ｄ－ｑ軸上への目標電流と実電流との偏差の二乗和、及び前記ｄ－ｑ軸上への制御電圧の二乗和を含む所定の評価関数を設定する評価関数設定手段と、
前記設定された制御モデルに基づき、前記設定された評価関数が最小となるように、前記制御電圧を算出する制御電圧算出手段と、
前記偏差に基づいて積分し、前記算出された制御電圧に加算する積分制御手段と、
を備えていることを特徴とするモデル予測制御を用いたモータの制御装置。

【請求項2】

前記制御モデルは、下式（１）で設定され、
前記評価関数は、下式（２）で設定されていることを特徴とする請求項１に記載のモデル予測制御を用いたモータの制御装置。

【数1】

【数2】

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、モデル予測制御を用い、三相モータのｄ－ｑ軸上における電流を制御するモータの制御装置に関する。

【背景技術】

【0002】

近年、地球の気候変動への対策として、低炭素社会又は脱炭素社会の実現に向けた取り組みが活発化している。車両などにおいても、ＣＯ２排出量の削減が強く要求され、動力源の電動化が急速に進行している。また、動力源などのモータを制御する際に、モデル予測制御を用いた最適化によって制御する制御装置として、例えば特許文献１に記載されたものが知られている。

【0003】

この制御装置は、エレベータのドアを開閉するドアモータを制御するものであり、このドアモータとして、永久磁石同期モータが用いられている。この制御装置では、ドアの開閉時における速度及び加速度を含む状態方程式を予測モデルとして定義し、所定の評価関数を、所定時間ごとに、最小化する制御入力を演算する。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【特許文献1】特開２０１９－４８６９７号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

しかし、上記の制御装置では、評価関数を最小化するための演算手法として、ニュートン法や最急降下法などの反復法による数値解析手法を用いる。この演算手法では、１制御周期ごとに繰り返し計算を行う必要があるため、計算負荷が大きくなり、しかも最適な制御入力を得るまでに時間がかかってしまう。

【0006】

本発明は、以上のような課題を解決するためになされたものであり、モデル予測制御を用いて、三相モータのｄ－ｑ軸上における電流を目標電流に良好に追従させることができるモータの制御装置を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0007】

上記の目的を達成するために、請求項１に係る発明は、モデル予測制御を用い、三相モータのｄ－ｑ軸上における電流を制御するモータの制御装置であって、三相モータの制御モデルを設定する制御モデル設定手段と、ｄ－ｑ軸上への目標電流と実電流との偏差の二乗和、及びｄ－ｑ軸上への制御電圧の二乗和を含む所定の評価関数を設定する評価関数設定手段と、設定された制御モデルに基づき、設定された評価関数が最小となるように、制御電圧を算出する制御電圧算出手段と、偏差に基づいて積分し、算出された制御電圧に加算する積分制御手段と、を備えていることを特徴とする。

【0008】

この構成によれば、制御モデル設定手段により、三相モータの制御モデルが設定される。また、評価関数設定手段により、三相モータのｄ－ｑ軸上への目標電流と実電流との偏差の二乗和、及び上記ｄ－ｑ軸上への制御電圧の二乗和を含む所定の評価関数が設定される。そして、設定された制御モデルに基づき、設定された評価関数が最小となるように、制御電圧を算出する。加えて、積分制御手段により、上記偏差に基づいて積分し、算出された制御電圧に加算する。この制御電圧が制御対象に印加されることにより、定常偏差を減少させながら、三相モータのｄ－ｑ軸上における電流を目標電流に良好に追従させることができる。

【0009】

請求項２に係る発明は、請求項１に記載のモデル予測制御を用いたモータの制御装置において、制御モデルは、下式（１）で設定され、評価関数は、下式（２）で設定されていることを特徴とする。

【数1】

【数2】

【0010】

この構成によれば、式（１）の制御モデルに基づき、式（２）の評価関数Ｊが最小となる制御電圧ｖを、代数的な計算によって算出することができるので、反復法を用いる従来と異なり、計算負荷を大きくすることなく、算出時間を短縮することができる。

【図面の簡単な説明】

【0011】

【図1】本発明の一実施形態によるモータ制御装置を適用したモータ制御システムを示すブロック図である。

【図2】モータ制御システムの制御器における制御の概要を示すブロック線図である。

【図3】ｄ軸上における電流値の推移をシミュレーションした結果を示しており、（ａ）は積分器を用いた場合、（ｂ）は積分器を用いない場合を示す。

【図4】ｑ軸上における電流値の推移をシミュレーションした結果を示しており、（ａ）は積分器を用いた場合、（ｂ）は積分器を用いない場合を示す。

【発明を実施するための形態】

【0012】

以下、図面を参照しながら、本発明の好ましい実施形態を詳細に説明する。図１は、本発明の一実施形態によるモータ制御装置を適用したモータ制御システム１を示すブロック図である。このモータ制御システム１におけるモータ２は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の３つのコイルを有する三相モータであり、永久磁石を有するロータを備えている。また、この制御システム１は、制御器３、インバータスイッチングパターン生成部４及びインバータ５を備えている。なお、モータ２のＵ相、Ｖ相及びＷ相にそれぞれ対応するＵ軸、Ｖ軸及びＷ軸は、互いに１２０度ずつずれている座標系であるのに対し、ｄ軸及びｑ軸は、互いに９０度ずれ、ｄ軸がモータ２のロータの磁束方向に一致する回転座標系である。

【0013】

制御器３（制御モデル設定手段、評価関数設定手段、制御電圧算出手段、及び積分制御手段）は、後述する最適制御及び積分制御をそれぞれ実行する最適化器及び積分器を有している。この制御器３は、モータ２を制御するためのｄ－ｑ軸電流指令（目標電流）に基づき、モデル予測制御を用いて、ｄ－ｑ軸制御電圧を算出し、その算出結果を、ＵＶＷ軸制御電圧に変換して出力するものである。また、インバータスイッチングパターン生成部４は、制御器３からのＵＶＷ軸制御電圧に基づき、その制御電圧を満たすインバータスイッチングパターンを生成する。この生成されたインバータスイッチングパターンに基づき、インバータ５により、ＵＶＷ軸への制御電圧であるＵＶＷ相電圧が生成される。そして、生成されたＵＶＷ相電圧、すなわち制御器３で算出したｄ－ｑ軸制御電圧に対応する制御電圧がモータ２に印加され、ｄ－ｑ軸電流指令に応じた所定のトルクを出力するように、モータ２が制御される。

【0014】

図２は、制御器３における制御処理をブロック線図で示している。同図に示すように、制御器３では、目標値と、制御対象からのフィードバック値との偏差に基づき、最適制御による演算が行われ、所定の最適値が出力される。また、上記の偏差に基づき、積分制御による演算が行われ、所定の積分値が出力される。そして、上記の最適制御によって出力され、外乱やモデル誤差が含まれる制御値に、上記の積分制御によって出力された積分値が加算され、制御対象に入力される。上記のように、最適制御によって得られる制御値に、上記偏差に基づく積分値を加算して、制御対象に入力することにより、外乱やモデル誤差による定常偏差を減少させることができる。

【0015】

次に、モデル予測制御を用い、モータ２のｄ－ｑ軸上における電流制御について説明する。下式（１）は、制御器３において設定されたモータ２の制御モデルを示している。

【数1】

【0016】

また、下式（２）は、制御器３において設定された評価関数Ｊを示している。

【数2】

【0017】

上式（２）において、上付き＊が付されたｉ^＊は、目標電流であり、ｄ軸及びｑ軸の目標電流をまとめてベクトルで定義される。したがって、ｄ軸及びｑ軸のそれぞれの目標電流をｉ^＊ _ｄ及びｉ^＊ _ｑとすると、ｉ^＊＝（ｉ^＊ _ｄ ｉ^＊ _ｑ）^Ｔとして定義される。また、ｉは、実電流であり、上記の目標電流ベクトルｉ^＊と同様、ｄ軸及びｑ軸の実電流をまとめてベクトルで定義される。さらに、上式（２）の[]括弧内の値（ｋ、ｋ＋Ｎなど）は、離散化した制御のステップ時間である。したがって、ｉ^＊[ｋ＋Ｎ]は、ｉ^＊[ｋ]よりもＮ－１ステップ制御周期先の目標電流ベクトルを表す。さらにまた、上式（２）のｖは、制御電圧であり、上記の目標電流ｉ^＊及び実電流ｉと同様、ｄ軸及びｑ軸の制御電圧をまとめてベクトルで定義される。したがって、ｄ軸及びｑ軸のそれぞれの制御電圧をｖ_ｄ及びｖ_ｑとすると、ｖ＝（ｖ_ｄ ｖ_ｑ）^Ｔとして定義される。

【0018】

また、上式（２）のＲは目標電流ｉ^＊と実電流ｉとの偏差である電流偏差の二乗に対する重み行列であり、上式（２）のＱは制御電圧ｖの二乗に対する重み行列である。なお、^ｔＲ及び^ｔＱはそれぞれ、Ｒ及びＱの転置行列である。

【0019】

本実施形態のモータ制御システム１では、モデル予測制御による最適化によって制御電圧ｖを算出する。具体的には、上式（１）の制御モデルに基づき、上式(２)の評価関数Ｊが最小となるように、以下のように、制御電圧ｖを算出する。

【0020】

まず、上式（１）を制御周期Δｔで離散化すると、下式（３）のような漸化式になる。

【数3】

【0021】

上式（３）を簡単化のために、行列並びに電流及び電圧ベクトルを下記のように置き換えると、式（３）は下式（４）のように表される。

【数4】

【0022】

ここで、時刻ｋにおいて、Ｎステップ先までの目標電流ｉ^＊が得られていると仮定する。本制御では、Ｎステップ先までの目標値と電流の偏差を小さくし、かつ、それを少ない制御電圧で達成するように、式（２）の評価関数Ｊを設定している。

【0023】

そして、この評価関数Ｊを最小化するＮステップ先までの制御電圧ｖの列｛ｖ[ｊ]}_{j=k,k+1,・・・,k+N-1}を求める。

【0024】

評価関数Ｊの最小化の計算方法については、基本的には下に凸の二次関数の極小値を探索するのと同様である。すなわち、式（２）の評価関数Ｊは、目標電流偏差（ｉ^＊－ｉ）の二乗と、制御電圧ｖの二乗で表されているので、制御電圧ｖの大きさに計算上制限を設定しなければ、最小値と極小値は一致する。

【0025】

また、評価関数Ｊを最小化する場合、式（１）の制御モデルが式（４）で表現されていることから、Ｎステップ先から徐々に後退しながら最小化する。式（４）の制御モデルでは、１制御周期先の実電流ベクトル、すなわち実電流ベクトルｉ[ｎ]に対する実電流ベクトルｉ[ｎ＋１]は、その時刻ｎの制御電圧ベクトルｖ[ｎ]と、実電流ベクトルｉ[ｎ]にしか依存していない。そのため、それ以前の時刻（例えば時刻ｎ－１）を無視して、最小化の計算を行うことができる。

【0026】

まず、Ｎステップ先における評価関数Ｊの最小化は、以下のようになる。すなわち、時刻ｋ＋Ｎのときには、制御電圧ベクトルｖを考慮する必要がないので、評価関数Ｊは、下式（５）のようになる。

【数5】

【0027】

また、Ｎ－１ステップ先における評価関数Ｊの最小化は、以下のようになる。すなわち、時刻ｋ＋Ｎ－１での評価関数Ｊは、下式（６）のようになる。

【数6】

【0028】

この場合、時刻ｋ＋Ｎの実電流ベクトルｉを、前述した式（４）を用いて時刻ｋ＋Ｎ－１で表すと、式（６）は下式（７）のようになる。

【数7】

なお、式（７）において、「（～）」は、重み行列Ｒ又はＱの左側のベクトルと同じであることを意味しており、省略して示している。

【0029】

そして、式（７）を、時刻ｋ＋Ｎ－１の時の制御電圧ｖ[ｋ＋Ｎ－１]で最小化する。具体的には、式（７）を、制御電圧ｖ[ｋ＋Ｎ－１]で偏微分し、式（７）が値０なる制御電圧ｖ[ｋ＋Ｎ－１]を算出する。この場合、式（７）を最小化する制御電圧ｖ[ｋ＋Ｎ－１]は、下式（８）で表される。

【数8】

【0030】

上記のように、時刻ｋ＋Ｎ－１の時の制御電圧ｖ[ｋ＋Ｎ－１]は、時刻ｋ＋Ｎ－１での実電流ｉ[ｋ＋Ｎ－１]と、時刻ｋ＋Ｎでの目標電流ｉ^＊[ｋ＋Ｎ]の関数になる。上式（８）を簡単化のために、下式（９）のように表す。

【数9】

【0031】

上式（９）を、時刻ｋ＋Ｎ－１での評価関数Ｊに代入すると、下式（１０）のように表される。

【数10】

【0032】

以上のように、時刻ｋにおける評価関数Ｊを、１つ前の時刻ｋ－１における実電流ベクトルｉと、制御電圧ｖで表し、時刻ｋ－１における制御電圧ｖで最小化する。また、最小化する制御電圧ｖを、時刻ｋ－１の実電流ベクトルｉで表現することを現在の時刻まで遡って計算する。なお、この段階で導出される最適電圧は、「数値」ではなく、「関数」の状態である。

【0033】

そして、最終的には、最適制御電圧は、センサ（図示せず）で計測した現在の実電流ベクトルと、Ｎステップ先までの指令電流（目標電流）を式（９）に代入して、数値として算出する。

【0034】

以上のようにして算出される制御電圧ベクトルｖは、行列と実電流ベクトルｉの積と、定数ベクトルとの和であるので、代数的な計算によって算出することができる。そして、算出された制御電圧ベクトルｖ、すなわちｄ－ｑ軸制御電圧に対応するＵＶＷ軸制御電圧が制御器３から出力され、前述したように、モータ２が制御される。

【0035】

図３及び図４はそれぞれ、本制御によるモータ２のｄ軸及びｑ軸上における電流値の推移をシミュレーションした結果を示しており、各図（ａ）は、制御器３において積分器を用いた場合、各図（ｂ）は、比較例として、積分器を用いない場合を示している。なお、各図では、目標電流ｉ^＊を破線で示し、実電流ｉを実線で示している。

【0036】

図３に示すように、ｄ軸上における目標電流ｉ^＊ _ｄ及び実電流ｉ_ｄは、積分器を用いない同図（ｂ）の場合、定常偏差が生じるものの、積分器を用いた同図（ａ）の場合、同図（ｂ）に比べて定常偏差が減少し、実電流ｉ_ｄが目標電流ｉ^＊ _ｄに追従することがわかる。

【0037】

同様に、図４に示すように、ｑ軸上における目標電流ｉ^＊ _ｑ及び実電流ｉ_ｑは、積分器を用いない同図（ｂ）の場合、定常偏差が生じるものの、積分器を用いた同図（ａ）の場合、同図（ｂ）に比べて定常偏差が減少し、実電流ｉ_ｑが目標電流ｉ^＊ _ｑに追従することがわかる。

【0038】

以上のように、本実施形態によれば、モータ２のｄ－ｑ軸上における実電流ｉを目標電流ｉ^＊に良好に追従させることができる。また、式（１）の制御モデルに基づき、式（２）の評価関数Ｊが最小となる制御電圧ｖを、代数的な計算によって算出することができるので、反復法を用いる従来と異なり、計算負荷を大きくすることなく、算出時間を短縮することができる。

【0039】

なお、本発明は、説明した上記実施形態に限定されることなく、種々の態様で実施することができる。また、実施形態で示したモータ制御システム１や制御器３の細部の構成などは、あくまで例示であり、本発明の趣旨の範囲内で適宜、変更することができる。

【符号の説明】

【0040】

１ モータ制御システム
２ モータ（三相モータ）
３ 制御器（制御モデル設定手段、評価関数設定手段、制御電圧算出手段、及び積分制御手段）
４ インバータスイッチングパターン生成部
５ インバータ

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】