特開 2024-142372 信号処理装置および信号処理方法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2024142372

(43)【公開日】2024-10-11

(54)【発明の名称】信号処理装置および信号処理方法

(51)【国際特許分類】

   H04L 27/26 20060101AFI20241003BHJP

【ＦＩ】

H04L27/26 410

【審査請求】未請求

【請求項の数】4

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2023054489

(22)【出願日】2023-03-30

(71)【出願人】

【識別番号】000000295

【氏名又は名称】沖電気工業株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110001461

【氏名又は名称】弁理士法人きさ特許商標事務所

(72)【発明者】

【氏名】安田 浩史

(57)【要約】

【課題】伝送される信号へのドップラー効果による影響が大きくなっても、ドップラー補正の処理精度の低下を抑制できる信号処理装置および信号処理方法を得る。
【解決手段】受信信号の自己相関係数を求める自己相関処理部と、自己相関係数のピーク位置を検出するピーク位置検出部と、ピーク位置の間隔と標準シンボル長とに基づいて受信信号の伸縮率を求める算出部と、伸縮率に基づいて受信信号を補正する補正部と、を備える。
【選択図】図３

【特許請求の範囲】

【請求項1】

受信信号の自己相関係数を求める自己相関処理部と、
前記自己相関係数のピーク位置を検出するピーク位置検出部と、
前記ピーク位置の間隔と標準シンボル長とに基づいて前記受信信号の伸縮率を求める算出部と、
前記伸縮率に基づいて前記受信信号を補正する補正部と、
を備える信号処理装置。

【請求項2】

前記自己相関処理部は、
前記受信信号に対して畳み込み積分を行って前記自己相関係数を求める、
請求項１に記載の信号処理装置。

【請求項3】

前記自己相関処理部は、
少なくとも前記受信信号に周期的に挿入された信号とドップラー効果なしの場合のシンボルとを含むデータ範囲を前記受信信号から抜き出し、抜き出した前記データ範囲についてシフト量をゼロから前記周期的に挿入された信号の長さおよび前記標準シンボル長の合計の長さを超える範囲まで段階的に増加させた複数のデータを前記畳み込み積分に用いる、
請求項２に記載の信号処理装置。

【請求項4】

信号処理装置による信号処理方法であって、
受信信号の自己相関係数を求めるステップと、
前記自己相関係数のピーク位置を検出するステップと、
前記ピーク位置の間隔と標準シンボル長とに基づいて前記受信信号の伸縮率を求めるステップと、
前記伸縮率に基づいて前記受信信号を補正するステップと、
を有する信号処理方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、音波または電波による無線通信を行う信号処理装置および信号処理方法に関する。

【背景技術】

【0002】

無線伝送波の変調および復調に、直交周波数分割多重（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ（ＯＦＤＭ））方式が広く用いられている。従来、ＯＦＤＭ変調を用いた通信装置の一例として、位置変動に起因するドップラー効果による性能低下の防止機能を有する水中超音波通信装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

【0003】

特許文献１に開示された通信装置は、送受波器間の位置変動に伴って受波信号が時間的に伸び縮みする割合である伸び縮み比率を検知する伸び縮み比率検知部と、受波信号を伸び縮み比率に応じてリサンプリング変換するリサンプリング部とを有する。伸び縮み比率検知部は、時間方向に周期的にスキャッタードパイロット（ＳＰ）が挿入されたサブキャリアを含むＯＦＤＭ信号を時間領域から周波数領域に変換し、ＳＰを用いてチャネル伝達関数を求め、チャネル伝達関数を逆高速フーリエ変換することで遅延プロファイルを求める。伸び縮み比率検知部は、遅延プロファイルをドップラー効果や反射等なしで伝搬した場合と比較することで、受波信号の伸び縮みを検知する。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【特許文献1】特許第６７０７７３７号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

ドップラー効果が大きくなると、サブキャリア周波数におけるサブキャリアの電力スペクトルの値が最大値からずれて減少する。この状況はＳＰを含むサブキャリアにも発生する。そのため、従来の通信装置において、ＳＰを含むサブキャリアの電力スペクトルが小さくなるとＳＮ比が低下してしまう。その結果、ドップラー効果による波形の伸び縮み比率の推定精度が悪化し、受信信号へのドップラー効果による影響を低減するドップラー補正の処理精度が低下するという問題があった。

【0006】

本発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、伝送される信号へのドップラー効果による影響が大きくなっても、ドップラー補正の処理精度の低下を抑制できる信号処理装置および信号処理方法を得るものである。

【課題を解決するための手段】

【0007】

本発明に係る信号処理装置は、受信信号の自己相関係数を求める自己相関処理部と、前記自己相関係数のピーク位置を検出するピーク位置検出部と、前記ピーク位置の間隔と標準シンボル長とに基づいて前記受信信号の伸縮率を求める算出部と、前記伸縮率に基づいて前記受信信号を補正する補正部と、を備えるものである。

【0008】

本発明に係る信号処理方法は、信号処理装置による信号処理方法であって、受信信号の自己相関係数を求めるステップと、前記自己相関係数のピーク位置を検出するステップと、前記ピーク位置の間隔と標準シンボル長とに基づいて前記受信信号の伸縮率を求めるステップと、前記伸縮率に基づいて前記受信信号を補正するステップと、を有するものである。

【発明の効果】

【0009】

本発明によれば、ドップラー効果によって周波数のずれたサブキャリアの情報を用いないで、自己相関係数のピーク値の間隔からドップラー効果に起因する受信信号の伸縮率が検出される。そのため、サブキャリアの電力スペクトルが予定される周波数からずれてＳＮ比が低下しても、受信信号の波形の伸縮率の推定精度が低下することを抑制し、ドップラー補正の処理精度が低下することを抑制できる。

【図面の簡単な説明】

【0010】

【図1】実施の形態１に係る信号処理装置が送波装置および受波装置である場合の一例を示す図である。

【図2】実施の形態１に係る信号処理装置が送波装置である場合の一構成例を示すブロック図である。

【図3】実施の形態１に係る信号処理装置が受波装置である場合の一構成例を示すブロック図である。

【図4】比較例の信号処理装置が送波装置および受波装置である場合の一例を示す図である。

【図5】図４に示した比較例の送波装置の構成を示すブロック図である。

【図6】図５に示したＳＰ・ＣＰ挿入処理部による処理後のデータ構造の一例を示す図である。

【図7】図５に示したＧＩ挿入処理部によるＧＩの挿入方法を表す図である。

【図8】図５に示したプリアンブル挿入処理部から出力されるベースバンド信号の全体構造を表す図である。

【図9】図４に示した比較例の受波装置の構成を示すブロック図である。

【図10】図９に示したデータ先頭検出処理部の動作を説明するための図である。

【図11】図９に示した伸縮率検出処理部の動作を説明するための図である。

【図12】図９に示したリサンプリング部による処理を説明するための図である。

【図13】ドップラー効果によってサブキャリアの電力スペクトルが変位する様子を模式的に示す図である。

【図14】実施の形態１に係る受波装置の要部の動作手順を示すフローチャートである。

【図15】実施の形態１に係る受波装置における二次変調処理前のデータ構造の一例を示す図である。

【図16】図３に示した自己相関処理部の動作を説明するための図である。

【発明を実施するための形態】

【0011】

本発明は、音波または電波による無線通信において、媒体中のキャリアの伝搬速度に対して送波側と受波側との間の相対速度が速く、強いドップラー効果が生じている場合でも、受信した信号からドップラー効果による影響を適正に除去するものである。具体的には、本発明の信号処理装置は、自己相関を応用したドップラー補償方法によって、受信信号を適正に補正するものである。以下に、本発明の信号処理装置の実施の形態を説明する。

【0012】

実施の形態１．
本実施の形態１においては、本発明の信号処理装置が無線通信で伝送する信号がマルチキャリア方式で伝送される信号、例えば、ＯＦＤＭ信号の場合で説明する。

【0013】

（本実施の形態１の信号処理装置の概要）
図１は、実施の形態１に係る信号処理装置が送波装置および受波装置である場合の一例を示す図である。本実施の形態１の信号処理装置は、送信したいデータを無線信号波に変調して送波する送波装置１、または、送波装置１から無線信号波を受波し、無線信号波をデータに復調する受波装置２である。送波装置１から伝送路３を介して受波装置２に無線信号が伝搬する。伝送路３は、水または空気に形成される無線伝送路である。本実施の形態１の信号処理装置について、無線信号を送波する側の装置と無線信号を受波する側の装置とに分けて説明するが、信号処理装置は、送波装置１および受波装置２が一体になった構成であってもよい。

【0014】

送波装置１と受波装置２との間の相対運動で生じたドップラー効果によって伝送路３において信号波が歪んでも、受波装置２は、信号波の歪みを推定し、信号波の歪みを補正して、ドップラー効果による影響がない信号波に正しく復調する。

【0015】

図２は、実施の形態１に係る信号処理装置が送波装置である場合の一構成例を示すブロック図である。送波装置１は、ＯＦＤＭ変調処理部１１と、アップコンバート処理部１２と、デジタル／アナログ変換処理部１３と、送波器１４とを有する。ＯＦＤＭ変調処理部１１は、一次変調処理部３１と、ＣＰ挿入処理部３２と、二次変調処理部３３と、ＧＩ挿入処理部３４と、プリアンブル挿入処理部３５とを有する。

【0016】

図３は、実施の形態１に係る信号処理装置が受波装置である場合の一構成例を示すブロック図である。受波装置２は、受波器２１と、アナログ／デジタル変換処理部２２と、ダウンコンバート処理部２３と、ＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）２４と、データ先頭検出処理部２５と、伸縮率検出処理部２６と、リサンプリング部２７と、ＯＦＤＭ復調処理部２８とを有する。伸縮率検出処理部２６は、自己相関処理部４１と、ピーク位置検出部４２と、遅延時間検出処理部４３とを有する。

【0017】

ここで、図１に示した送波装置１および受波装置２の構成について詳しく説明する前に、本実施の形態１の信号処理装置の特徴をより理解しやすくするために、比較例の信号処理装置について説明する。

【0018】

（比較例の信号処理装置の構成）
図４は、比較例の信号処理装置が送波装置および受波装置である場合の一例を示す図である。比較例の信号処理装置は、送信したいデータを無線信号波に変調して送波する送波装置１０１、または、送波装置１０１から無線信号波を受波し、無線信号波をデータに復調する受波装置１０２である。送波装置１０１から伝送路１０３を介して受波装置１０２に無線信号が伝搬する。

【0019】

図５は、図４に示した比較例の送波装置の構成を示すブロック図である。図５において、図２に示した構成と同等な構成に同一の符号を付している。送波装置１は、ＯＦＤＭ変調処理部１１１と、アップコンバート処理部１２と、デジタル／アナログ変換処理部１３と、送波器１４とを有する。

【0020】

ＯＦＤＭ変調処理部１１１は、入力されたデジタルデータを信号波形に変換する。アップコンバート処理部１２は、ＯＦＤＭ変調処理部１１１から入力される信号波形の周波数を無線信号の伝送周波数までアップコンバートする。デジタル／アナログ変換処理部１３は、アップコンバート処理部１２から入力されるデジタル波形をアナログ波形の信号に変換する。送波器１４は、デジタル／アナログ変換処理部１３から入力されるアナログ波形の信号を無線信号波として受波装置１０２に送信する。

【0021】

ＯＦＤＭ変調処理部１１１は、一次変調処理部３１と、ＳＰ・ＣＰ挿入処理部１３２と、二次変調処理部３３と、ＧＩ挿入処理部３４と、プリアンブル挿入処理部３５とを有する。一次変調処理部３１、ＳＰ・ＣＰ挿入処理部１３２、二次変調処理部３３、ＧＩ挿入処理部３４およびプリアンブル挿入処理部３５の各構成を、詳しく説明する。

【0022】

一次変調処理部３１は、「０」および「１」の情報で表されるデジタルデータを信号波形の位相・振幅データに変換する。式（１）は、２進数で表される「１００１」のデジタルデータを位相φと振幅ａとに変換した例である。

【0023】

【数1】

【0024】

デジタルデータ「１００１」と同様にして、式（２）は、０番目のデジタルデータ「０１０１」を位相φ_０と振幅ａ_０に変換し、ｎ番目のデジタルデータ「１０００」を位相φ_ｎと振幅ａ_ｎとに変換した例を示す。一次変調処理部３１は、連続するデジタルデータ「０１０１・・・１０００・・・」を、式（２）に示すように、連続する、位相φと振幅ａとのデータ列に変換する。

【0025】

【数2】

【0026】

ＳＰ・ＣＰ挿入処理部１３２は、一次変調処理部３１によって位相と振幅とに変換されたデータ列に対して周期的に、ＳＰおよびコンティニュアスパイロット（ＣＰ）と称される既知値の振幅および位相のデータを挿入する。ＳＰおよびＣＰは、受波装置１０２において、ドップラー効果の推定処理、相殺処理および位相補償処理に用いられる。

【0027】

図６は、図５に示したＳＰ・ＣＰ挿入処理部による処理後のデータ構造の一例を示す図である。図６の縦軸は周波数であり、横軸は時間である。図６において、白丸印は伝送されるデータを表し、黒丸印はＳＰを表し、白三角印はＣＰを表す。

【0028】

図６に示すように、周期的にＳＰとＣＰとが挿入されたデータ列は、時間軸の左から右に過去から未来、周波数軸の下から上に低周波数から高周波数の順序で並べられる。この図で示している周波数は、二次変調処理部３３で使われる、アップコンバート前の周波数で、図６の横一列のデータの組は、無線信号のうち、ある決まった周波数帯域を使って伝送される。この横一列のデータの組は、「サブキャリア」と称される。図６は、（８Ｎ＋１）個のサブキャリアを用いるデータ構造の例を示し、ＳＰもＣＰも含まないデータのみからなるサブキャリア５１と、ＳＰとＣＰを含み、データを含まないサブキャリア５２とからなる。

【0029】

図６において、（８Ｎ＋１）個のサブキャリアによって送波装置１０１から同時に送信される縦一列のデータの組は、「シンボル」と称される。図６に示すデータ構造は、データとＣＰとを含む複数のシンボルの間に、４周期ごとにデータとＳＰを含むシンボル５４が現れる。図６においては、符号５３は、データとＣＰとを含むシンボルの一例を示す。縦一列のデータの組の番号を示す欄５５において、データとＳＰを含むシンボル５４が現れる番号を太字で示す。

【0030】

二次変調処理部３３は、図６に示されたＳＰとＣＰを挿入したデータの全体をデジタル波形に変換する。図６において、ある時刻のシンボルをＡ’_ｎ＝ａ’_ｎｅ^ｊφ’ｎ（ｎ＝－４Ｎ，・・・，０，・・・，４Ｎ）とする。ここで、「 ’」は一次変調で得たデータＡ_ｎ＝ａ_ｎｅ^ｊφｎにパイロットデータ（ＣＰ、ＳＰ）を挿入して得た新しいデータ列であることを意味する。つまり、Ｐ_１，Ａ_１，Ａ_２，Ａ_３，Ｐ_２，Ａ_４，Ａ_５，Ａ_６，Ｐ_３，・・・→Ａ’_１，Ａ’_２，Ａ’_３，Ａ’_４，Ａ’_５，Ａ’_６，Ａ’_７，Ａ’_８，Ａ’_９，・・・（Ｐ_ｎはパイロットデータを意味する）とする。二次変調処理後のデジタル波形は、式（３）で表される。

【0031】

【数3】

【0032】

ここで、δｆ_０をサブキャリア間の周波数間隔とし、ｆ_ｎ＝ｎδｆ_０をサブキャリア周波数とする。ＯＦＤＭにおけるサンプリング周波数ｆ_ｓ≡（８Ｎ＋１）δｆ_０周波数によって、サンプリング時間間隔をΔｔ＝１／ｆ_ｓと書くと、ｔ_ｋ＝ｋΔｔは離散化時刻である。式（３）は、シンボルデータＡ’_ｎに対するＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）になっている。

【0033】

ＧＩ挿入処理部３４は、式（３）に示す二次変調処理後の信号波形に対して、信号伝送でマルチパスに対処するためのガードインターバル（ＧＩ）を挿入する。

【0034】

図７は、図５に示したＧＩ挿入処理部によるＧＩの挿入方法を表す図である。ＧＩ挿入処理部３４は、式（３）に示した二次変調処理後の１シンボル相当の波形５６に対して、その後端の一部５７をコピーして、シンボル波形５６とシンボル波形５６に先行するシンボル波形５６’との間に、ＧＩ５８を挿入する。これにより、例えば、コピーした波形データを表す離散値の個数をｍとすると、遅延時間Ｔ＝ｍΔｔまでのマルチパスの影響を除去して、正しいデータ伝送を行うことができる。

【0035】

図８は、図５に示したプリアンブル挿入処理部から出力されるベースバンド信号の全体構造を表す図である。プリアンブル挿入処理部３５は、元のシンボル波形６１にＧＩ６２を挿入したシンボル波形データ６３を、図６に示した構造にしたがって、（４Ｍ＋１）個結合した信号部分６４に対して、プリアンブル６５を結合する。プリアンブルは、受波装置１０２において、データの先頭位置を検出するために用いられる既知の波形である。

【0036】

アップコンバート処理部１２は、ベースバンド波形Ｂ’_ｋにプリアンブルおよびＧＩを挿入して生成されたシンボルデータＢ’’_ｋを、式（４）によって、キャリア周波数ｆ_ｃにアップコンバートする。式（４）において、Ｗ_ｋは、アップコンバート後の信号波形である。

【0037】

【数4】

【0038】

デジタル／アナログ変換処理部１３は、アップコンバート後の離散的なデジタル波形Ｗ_ｋを連続的なアナログ波形Ｗ（ｔ）に変換する。送波器１４は、アナログ波形Ｗ（ｔ）を無線信号波に変換して受波装置１０２に送信する。

【0039】

図９は、図４に示した比較例の受波装置の構成を示すブロック図である。図９において、図３に示した構成と同等な構成に同一の符号を付している。

【0040】

受波装置１０２は、受波器２１と、アナログ／デジタル変換処理部２２と、ダウンコンバート処理部２３と、ＬＰＦ２４と、データ先頭検出処理部２５と、伸縮率検出処理部１２６と、リサンプリング部２７と、ＯＦＤＭ復調処理部２８とを有する。

【0041】

アナログ／デジタル変換処理部２２は、受波器２１が受信したアナログ波の無線信号波をデジタル波形データに変換する。ダウンコンバート処理部２３は、デジタル波形データをベースバンドにダウンコンバートする。ＬＰＦ２４は、ダウンコンバート処理部２３から入力されるベースバンド波形から高調波を除去する。

【0042】

データ先頭検出処理部２５は、データの開始位置を決定する。伸縮率検出処理部１２６は、データの開始位置を基準として、ドップラー効果の影響で生じた伸縮率を検出する。リサンプリング部２７は、ＳＰが除去された信号波形に対して、その伸縮率を相殺する。ＯＦＤＭ復調処理部２８は、リサンプリング部２７によってリサンプリング処理が行われた信号波形をデジタルデータに復調する。

【0043】

ダウンコンバート処理部２３は、式（５）に示すように、デジタル波形データをキャリア周波数からベースバンド周波数にダウンコンバートする。

【0044】

【数5】

【0045】

ここで、「^～」の記号は、ドップラー効果の影響による変調を含む、受波装置１０２の信号波形であることを表す。なお、文書中においては、表記の制約上、「^～」の記号をパラメータの表記の後に記載する。ドップラー効果がない場合、ダウンコンバート処理は、式（６）に示すようになる。

【0046】

【数6】

【0047】

受波装置１０２においてダウンコンバートして得られたデータは、送波装置１０１のアップコンバート処理部１２によるアップコンバート処理前のデータと、ｆ_ｃの高調波の差しかない。ｆ_ｃの高調波はＬＰＦ２４によって除去され、式（５）に示す処理によって、最終的に送波装置１０１と同じシンボルデータＢ’’_ｋのみが復調される。

【0048】

図１０は、図９に示したデータ先頭検出処理部の動作を説明するための図である。図１０において、ベースバンド波形７１とプリアンブルのサンプル波形７２との相関をグラフ７３に示す。サンプル波形７２は、送波装置１０１が保持するプリアンブル６５と波形は同じだが、受波装置１０２が保持するものである。データ先頭検出処理部２５は、ピーク位置７４からプリアンブルのサンプル波形７２の長さ分ずれた位置をデータの開始位置７５とする。

【0049】

ここで、受波装置１０２のベースバンド波形７１をＢ’’_ｋ ^～とし、プリアンブルのサンプル波形７２をＰ_ｋ（ｋ＝０，・・・，Ｎ_ｐ－１）とすると、これらの相関関数Ｓ_ｎは、式（７）で表される。

【0050】

【数7】

【0051】

相関関数は、ベースバンド波形内のプリアンブルとサンプルプリアンブルの波形がちょうど重なる位置７４でピークを持つ。プリアンブルを除いたデータの開始位置は、そこからプリアンブル長Ｎ_ｐ後方で、サンプリング間隔をδｔとすると、開始位置までの時間差Ｔ_ｐ＝Ｎ_ｐδｔの位置がデータの開始位置７５となる。

【0052】

図９に示した伸縮率検出処理部１２６の構成を説明する。伸縮率検出処理部１２６は、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）処理部１４１と、ＳＰ抽出処理部１４２と、ＩＦＦＴ処理部１４３と、ピーク位置検出部１４４と、遅延時間検出処理部１４５とを有する。ＦＦＴ処理部１４１、ＳＰ抽出処理部１４２、ＩＦＦＴ処理部１４３、ピーク位置検出部１４４および遅延時間検出処理部１４５の各構成について、説明する。

【0053】

ＦＦＴ処理部１４１は、データ先頭検出処理部２５で検出されたデータの開始位置がｋ＝０になるように、ｋをシフトしたＢ’’_ｋ ^～を用いて、式（８）に示す処理を行う。Ｃ’_ｍ ^～は、図６のシンボルに相当するデータだが、ドップラー効果の影響を含んでいる。

【0054】

【数8】

【0055】

ＳＰ抽出処理部１４２は、式（９）に示すように、ＳＰに相当するデータを抽出する。

【0056】

【数9】

【0057】

また、ＳＰ抽出処理部１４２は、Ｃ’_－４Ｎ ^～～Ｃ’_４Ｎ ^～からＳＰに相当するデータを４つ飛びに（２Ｎ＋１）個のデータを抽出して、名前と番号を振り直してＳ_ｒ ^～（ｒ＝－Ｎ～＋Ｎ）とする操作を行い、同時に、式（１０）に示すように、４つ飛びから外れた６Ｎ個のデータを抽出して、同様の名前と番号とを振り直す。

【数10】

【0058】

式（１０）に示すＳ’_ｒ’ ^～（ｒ＝１～６Ｎ）は、ＳＰを除去した後のベースバンド波形であり、図９中のデータ伝送経路１４６によって、リサンプリング部２７に出力される。

【0059】

リサンプリング部２７は、抽出されたＳＰの値Ｓ_ｒ ^～を、伝送前のＳＰの値Ｓ_ｒ（ｒ＝－Ｎ，・・・，Ｎ）で除算したｓ_ｒ ^～＝Ｓ_ｒ ^～／Ｓ_ｒと、式（９）でＳＰ以外のデータを除外したことによる不足に０パディング、つまり、式（１１）に示すように処理する。ＩＦＦＴ処理部１４３は、ＩＦＦＴ処理することで、式（１２）のインパルス応答Ｉ_ｎが得られる。

【0060】

【数11】

【0061】

【数12】

【0062】

式（１２）に示すインパルス応答を用いて、各シンボルの伸縮率を算出する方法を、図１１を参照して説明する。図１１は、図９に示した伸縮率検出処理部の動作を説明するための図である。ドップラー効果を含まない信号波８１については、式（１２）に示すインパルス応答Ｉ_ｎの絶対値｜Ｉ_ｎ｜のグラフ８２に現れるＧＩ＋シンボル毎の鋭いピーク８３の間隔８４は、Ｔ_ｄ＝Ｔ_ｇ＋Ｔ_ｕとなる。ここで、Ｔ_ｇはＧＩの信号長であり、Ｔ_ｕはシンボルの信号長である。

【0063】

一方、ドップラー効果を含む信号波１８１のインパルス応答の絶対値｜Ｉ_ｎ ^～｜のグラフ１８２に現れるＧＩ＋シンボル毎の鋭いピーク１８３の間隔１８４は、ドップラー効果による伸縮率βによって、Ｔ_ｄ’＝β（Ｔ_ｇ＋Ｔ_ｕ）となる。遅延時間検出処理部１４５は、間隔８４と間隔１８４との比から伸縮率β＝Ｔ_ｄ’／Ｔ_ｄを算出する。

【0064】

リサンプリング部２７は、ＳＰ抽出処理部１４２からデータ伝送経路１４６で出力された、ＳＰを除去したベースバンド波形Ｓ’_ｒ ^～を、遅延時間検出処理部１４５から出力されたβを用いて時間方向にβ^－１倍することで、送波装置１０１におけるベースバンド波形と比較してドップラー伸縮のない状態に戻す。

【0065】

図１２は、図９に示したリサンプリング部による処理を説明するための図である。図１２は、一定の時間刻みでサンプリングされた波形９１を波形９２のように補間して、時間方向にβ^－１倍して得た波形９３を、再び同じ時間刻みでサンプリングした波形９４を出力する。図１２は、時間方向の長さＴをβ^－１Ｔとすることで、波形９２が波形９３に補正されることを表している。

【0066】

（比較例の信号処理装置の課題）
次に、図４～図１２を参照して説明した比較例の信号処理装置の課題について、説明する。媒体中のキャリアの伝搬速度に対して送波器１４と受波器２１との間の相対速度が速く、送波装置１０１から受波装置１０２への無線信号波がドップラー効果によってβ倍に伸縮する場合、周波数はｆ→ｆ／βに変化する。このときの周波数ｆの変位は、式（１３）で表される。

【0067】

【数13】

【0068】

比較例の受波装置１０２は、上述した構成および動作によって、式（１３）に示す周波数ｆの変位を検出して補償する。しかしながら、伸縮率検出処理部１２６において、ＳＰ抽出処理部１４２がＳＰを抽出する際、ＳＰの属するサブキャリア周波数に式（１３）の変位が生じているにもかかわらず、変位が生じていることが考慮されていない。そのため、ＳＰを待ち受けているサブキャリア周波数から実際にＳＰが含まれる周波数が大きく外れてしまった場合、伸縮率検出処理部１２６は、ＳＰの情報をそのサブキャリアから取得することができず、ピーク位置検出部１４４が適正に動作できない。受波装置１０２がＳＰの情報を取得するためには、周波数のずれが十分小さくなければならず、ＳＰの情報を取得可能な、送波装置１０１と受波装置１０２との間の相対速度は制約される。

【0069】

ドップラー効果による周波数変位Δｆがサブキャリア間隔δｆ_０の半分を超えないという条件を仮定すると、サブキャリアｎの周波数変位は、式（１４）で表される。

【0070】

【数14】

【0071】

ここで、ｆ_ｎ＝ｎδｆ_０を用いると、式（１４）の不等号式を式（１５）に書き換えることができる。

【0072】

【数15】

【0073】

δβを微小と仮定してβ^－１→１＋δβと置くと、δβ＜（１／２ｎ）の条件が得られる。この条件は、すべてのサブキャリアについて成立する必要がある。一例として、式（１６）は、サブキャリアｎがｎ＝１６１の場合であるが、比較例の受波装置１０２の伸縮率検出処理部１２６が機能するための条件である。

【数16】

【0074】

水中音速を１５００［ｍ／ｓ］とすると、式（１６）は、４．７［ｍ／ｓ］程度の相対速度に相当する。つまり、比較例の受波装置１０２の伸縮率検出処理部１２６が機能するのは、送波器１４と受波器２１との間の相対速度が４．７［ｍ／ｓ］程度に制約される。

【0075】

図１３は、ドップラー効果によってサブキャリアの電力スペクトルが変位する様子を模式的に示す図である。図１３の縦軸は電力スペクトルであり、横軸は周波数である。図１３において、ドップラー効果のない状態で周波数ｎδｆ_０３０１のサブキャリアｎの電力スペクトルを太い破線で示し、その隣接サブキャリアの電力スペクトルを細い破線で示す。

【0076】

ドップラー効果のない状態でのサブキャリアｎの電力スペクトルの最大値３０２は、ドップラー効果によって周波数が変位する。変位量３０４は、式（１３）で与えられる。図１３において、変位後のサブキャリアｎの電力スペクトルを太い実線で示し、その隣接サブキャリアの電力スペクトルを細い実線で表している。

【0077】

ドップラー効果が大きくなると、サブキャリア周波数３０１におけるサブキャリアｎの電力スペクトルは、最大値からずれて図１３に示す電力量３１０だけ減少する。この状況は、全てのサブキャリアで同様である。このため、比較例においては、ＳＰを含むサブキャリアの電力スペクトルが小さくなると、ＳＮ比が低下する。その結果、ドップラー効果による波形の伸縮率βの推定精度が悪くなり、ドップラー補正の処理精度が低下するという問題があった。

【0078】

（本実施の形態１の信号処理装置の構成の詳細）
この問題を、本実施の形態１の信号処理装置が解決することを説明する。はじめに、図１に示した送波装置１の構成について、図２および図５を参照しながら、比較例の送波装置１０１との違いを説明する。

【0079】

本実施の形態１における送波装置１は、ＳＰを利用しないため、図５に示した送波装置１０１のＳＰ・ＣＰ挿入処理部１３２が、図２に示すＣＰ挿入処理部３２に置き換えられた構成である。ＣＰ挿入処理部３２は、一次変調処理部３１において位相と振幅とに変換されたデータ列に対して周期的にＣＰを挿入する。図５に示したＳＰ・ＣＰ挿入処理部１３２が図２に示したＣＰ挿入処理部３２に置き換えられたことにより、図５に示したＯＦＤＭ変調処理部１１１が図２に示したＯＦＤＭ変調処理部１１となる。

【0080】

ＣＰ挿入処理部３２による処理後のデータは、ＳＰ・ＣＰ挿入処理部１３２による処理後のデータよりも、ＳＰの分だけデータが少なくなる。なお、アップコンバート処理部１２、デジタル／アナログ変換処理部１３および送波器１４の構成は、図５を参照して説明した構成と同様になるため、その詳細な説明を省略する。

【0081】

次に、図１に示した受波装置２の構成について、図３および図９を参照しながら、比較例の受波装置１０２との違いを説明する。

【0082】

本実施の形態１における受波装置２は、図９に示した伸縮率検出処理部１２６が図３に示した伸縮率検出処理部２６に置き換えられた構成である。伸縮率検出処理部１２６にデータ先頭検出処理部２５から入力されるデータにＳＰが含まれているが、伸縮率検出処理部２６にデータ先頭検出処理部２５から入力されるデータにＳＰが含まれていないという違いがある。つまり、伸縮率検出処理部２６の処理前のデータは、伸縮率検出処理部１２６の処理前のデータと比べて、ＳＰの数だけデータが少ない。伸縮率検出処理部１２６はＳＰを用いて処理を行うが、伸縮率検出処理部２６はＳＰを用いない処理を行う。そのため、伸縮率検出処理部２６と伸縮率検出処理部１２６とは処理内容が異なる。

【0083】

図３に示したように、伸縮率検出処理部２６は、自己相関処理部４１、ピーク位置検出部４２および遅延時間検出処理部４３を有する。自己相関処理部４１は、伸縮率検出処理部１２６に含まれるＦＦＴ処理部１４１、ＳＰ抽出処理部１４２およびＩＦＦＴ処理部１４３が置き換わったものである。自己相関処理部４１は、受信信号の自己相関係数を求める。図９に示したＩＦＦＴ処理部１４３が、抽出されたＳＰについてのインパルス応答を出力するのに対し、自己相関処理部４１は、ベースバンド波形の畳み込み演算結果を出力する。

【0084】

ピーク位置検出部４２は、ピーク位置検出部１４４が置き換わったものである。ピーク位置検出部４２は、自己相関係数のピーク位置を検出する。図９に示したピーク位置検出部１４４がＳＰについてのインパルス応答のピーク位置情報を出力するのに対し、ピーク位置検出部４２は、自己相関係数のピーク位置情報を出力する。

【0085】

遅延時間検出処理部４３は、遅延時間検出処理部１４５が置き換わったものである。遅延時間検出処理部４３は、ピーク位置の間隔とドップラー効果なしのときのシンボル長である標準シンボル長とに基づいて、受信信号の伸縮率を求める算出部として機能する。図９に示した遅延時間検出処理部１４５がＳＰについてのインパルス応答のピーク位置情報による伸縮率の算出結果を出力するのに対し、遅延時間検出処理部４３は、自己相関係数のピーク位置情報による伸縮率の算出結果を出力する。

【0086】

リサンプリング部２７は、データ先頭検出処理部２５からデータ伝送経路４５を介して入力されるベースバンド波形を、遅延時間検出処理部４３から入力される伸縮率にしたがって、ドップラー効果を相殺するように伸縮する。その結果、データ先頭検出処理部２５から出力されるベースバンド波形は、送波側のベースバンド波形と比較して、ドップラー伸縮のない状態に戻される。リサンプリング部２７は、遅延時間検出処理部４３から出力される伸縮率に基づいて受信信号を補正する補正部として機能する。

【0087】

なお、受波器２１、アナログ／デジタル変換処理部２２、ダウンコンバート処理部２３、ＬＰＦ２４と、データ先頭検出処理部２５、リサンプリング部２７およびＯＦＤＭ復調処理部２８の構成は、図９を参照して説明した構成と同様になるため、その詳細な説明を省略する。

【0088】

（本実施の形態１の信号処理装置の動作）
本実施の形態１の信号処理装置の動作を説明する。ここでは、本実施の形態１の信号処理装置が受波装置２の場合について説明する。図１４は、実施の形態１に係る受波装置の要部の動作手順を示すフローチャートである。

【0089】

図１５は、実施の形態１に係る受波装置における二次変調処理前のデータ構造の一例を示す図である。図１５の縦軸は周波数であり、横軸は時間である。図１５において、白丸印は伝送されるデータを表し、白三角印はＣＰを表す。図１５に示すデータは、図３に示した伸縮率検出処理部２６に入力されるものであるが、比較例の場合の図６に示したデータ構造と異なり、ＳＰを含んでいない。ＳＰは比較例の受波装置１０２において伸縮率検出処理で用いられていたが、本実施の形態１においては、比較例の方法とは異なる方法で伸縮率を検出するため、ＳＰが不要になる。

【0090】

図１６は、図３に示した自己相関処理部の動作を説明するための図である。図１６は、自己相関処理部４１がダウンコンバートされた信号波形４０１からドップラー伸縮率βを求めるまでの処理を表している。

【0091】

図１４に示すステップＳ１において、自己相関処理部４１は、受信信号の自己相関係数を求める。ステップＳ１の処理を、図１６を参照して説明する。自己相関処理部４１は、データ先頭検出処理部２５からダウンコンバートされた信号波形４０１を受け取ると、プリアンブルを除いたＮサンプルのデータ範囲４１０を用いて、畳み込み積分を行って自己相関係数を算出する。ここで、Ｎサンプルは、ＯＦＤＭシンボルデータ４０２とそのシンボルデータの後端部４０３をコピーしたＧＩ４０４とがデータ範囲４１０に含まれるように十分大きな値を用いる。自己相関係数Ｊ_ｔは、式（１７）に示すように、Ｎサンプルのデータ範囲４１０から抜き出したデータ４１１と、抜き出したデータ４１１をＴだけシフトしたデータ４１１’とを用いて求められる。具体的には、データ４１１についてシフト量Ｔをゼロから範囲Ｒｇまで段階的に増加させた複数のデータ４１１’を用いて自己相関係数Ｊ_ｔが求められる。シフト量Ｔの範囲Ｒｇは、自己相関係数のピークが検出できる範囲であればよい。例えば、シフト量Ｔの範囲Ｒｇは、周期的に挿入された信号であるＧＩの長さおよび標準シンボル長の合計の長さを超える範囲であればよいが、自己相関係数のピークをノイズと明確に区別して検出するためには、周期的に挿入された信号であるＧＩの長さおよび標準シンボル長の合計より十分に長い範囲であるとよい。図１６に示す範囲Ｒｇは一例である。

【0092】

【数17】

【0093】

式（１７）において、Ｂ’’_ｎ ^～はデータ４１１に含まれる波形データであり、β’’_{［ｎ－Ｔ］} ^～はデータ４１１をＴだけずらした波形データ（式中の［ｎ－Ｔ］は、基数をＴとした剰余を意味する）である。シフトによって生じたデータの不足部分については、シフト前のデータ４１１に対して、時間的に未来にあたる部分４１２にゼロパディングを行いシフト後のデータ４１１’に対して、時間的に過去にあたる部分４１２’にゼロパディングを行う。ここまでが、自己相関処理部４１による動作である。

【0094】

図１６に示す、自己相関係数Ｊ_Ｔのグラフ４２１において、シフトなし（Ｔ＝０）のときのピーク４２２と、シンボルの後端部４２４とそれに対応するＧＩ４２５とが重なる位置でピーク４２３とが現れる。シフト量ＴをＴ＝０から段階的に増加させてピーク４２３が現れるまで畳み込み積分が行われる。図１４に示したステップＳ２において、ピーク位置検出部４２は、自己相関係数のピーク位置を検出する。具体的には、ピーク位置検出部４２は、図１６に示したピーク４２２およびピーク４２３の位置を検出する。

【0095】

図１４に示したステップＳ３において、遅延時間検出処理部４３は、受信信号の伸縮率を求める。具体的には、遅延時間検出処理部４３は、ピーク位置検出部４２によって検出されたピーク４２２およびピーク４２３の位置に基づいて、ドップラー効果による波形の伸縮率βを求める。Ｔ_ｕをドップラー効果なしのときの標準シンボル長とすると、ピーク４２３のピーク位置はＴ＝βＴ_ｕとなり、β＝Ｔ／Ｔ_ｕがドップラー効果による波形伸縮率である。図１４に示したステップＳ４において、伸縮率βに基づいて受信信号を補正する。具体的には、リサンプリング部２７は、図９に示したように、一定の時間刻みでサンプリングされた波形９１を波形９２のように補間し、時間方向にβ^－１倍して得た波形９３を、再び同じ時間刻みでサンプリングした波形９４を生成する。

【0096】

本実施の形態１の信号処理装置は、受信信号の自己相関係数を求める自己相関処理部４１と、自己相関係数のピーク位置を検出するピーク位置検出部４２と、ピーク位置の間隔と標準シンボル長とに基づいて前記受信信号の伸縮率を求める算出部と、前記伸縮率に基づいて前記受信信号を補正する補正部とを備える。本実施の形態１において、算出部は遅延時間検出処理部４３であり、補正部はリサンプリング部２７である。

【0097】

本実施の形態１によれば、ドップラー効果によって周波数のずれたサブキャリアの情報を用いないで、自己相関係数のピーク値の間隔からドップラー効果に起因する、受信信号の伸縮率が検出される。そのため、サブキャリアの電力スペクトルが予定される周波数からずれてＳＮ比が低下しても、受信信号の波形の伸縮率βの推定精度が低下することを抑制し、ドップラー補正の処理精度が低下することを抑制できる。

【0098】

（本実施の形態の利用形態）
本実施の形態１は、無線伝送波の変調および復調の方式にＯＦＤＭ信号を用いる場合で説明したが、ＯＦＤＭ信号の場合に限らない。本実施の形態１において、通信処理装置間で伝送される信号は、マルチパス対策のＧＩを備え、自己相関においてＧＩとＧＩをコピーした元のシンボル波形との間でピークが生じる信号波形であればよく、ＯＦＤＭ信号に限定されない。

【0099】

また、本実施の形態１において、シンボル長の伸縮の検出にＧＩのように元信号の一部をコピーしたものを使用したが、ＧＩを使用する場合に限らない。例えば、既知の信号波形をシンボルとシンボルの間に常に挿入することで自己相関係数にピークを生じさせ、これらのピークの間隔によってシンボル長の伸縮を検出してもよい。

【符号の説明】

【0100】

１ 送波装置
２ 受波装置
３ 伝送路
１１ ＯＦＤＭ変調処理部
１２ アップコンバート処理部
１３ デジタル／アナログ変換処理部
１４ 送波器
２１ 受波器
２２ アナログ／デジタル変換処理部
２３ ダウンコンバート処理部
２４ ＬＰＦ
２５ データ先頭検出処理部
２６ 伸縮率検出処理部
２７ リサンプリング部
２８ ＯＦＤＭ復調処理部
３１ 一次変調処理部
３２ ＣＰ挿入処理部
３３ 二次変調処理部
３４ ＧＩ挿入処理部
３５ プリアンブル挿入処理部
４１ 自己相関処理部
４２ ピーク位置検出部
４３ 遅延時間検出処理部
４５ データ伝送経路
１０１ 送波装置
１０２ 受波装置
１０３ 伝送路
１１１ ＯＦＤＭ変調処理部
１２６ 伸縮率検出処理部
１３２ ＳＰ・ＣＰ挿入処理部
１４１ ＦＦＴ処理部
１４２ ＳＰ抽出処理部
１４３ ＩＦＦＴ処理部
１４４ ピーク位置検出部
１４５ 遅延時間検出処理部
１４６ データ伝送経路

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】