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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2024143604
(43)【公開日】2024-10-11
(54)【発明の名称】ブリッジレス力率改善コンバータ及び制御方法
(51)【国際特許分類】
H02M 7/12 20060101AFI20241003BHJP
【ＦＩ】
H02M7/12 Q
【審査請求】未請求
【請求項の数】7
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2023056368
(22)【出願日】2023-03-30
(71)【出願人】
【識別番号】000006611
【氏名又は名称】株式会社富士通ゼネラル
(74)【代理人】
【識別番号】100103850
【弁理士】
【氏名又は名称】田中 秀▲てつ▼
(74)【代理人】
【識別番号】100066980
【弁理士】
【氏名又は名称】森 哲也
(72)【発明者】
【氏名】鈴木 幹太朗
(72)【発明者】
【氏名】三浦 理恵
【テーマコード（参考）】
5H006
【Ｆターム（参考）】
5H006AA02
5H006CA01
5H006CA07
5H006CB01
5H006CB08
5H006DA02
5H006DA04
5H006DB01
5H006DC02
5H006DC05
(57)【要約】
【課題】入力電圧の極性による入力電流制御のアンバランスを防止するブリッジレス力率改善コンバータを提供する。
【解決手段】ブリッジレス力率改善コンバータは、電力変換部と、入力電圧検出部と、出力電圧検出部と、電流検出部と、制御部とを備える。電力変換部は、ブリッジ回路を有し、交流電源を直流電源に変換する。入力電圧検出部は、入力電圧を検出する。出力電圧検出部は、電力変換部の出力電圧を検出する。電流検出部は、入力電流を検出する。制御部は、制御電流生成器を有し、ブリッジ回路のスイッチング素子のオン／オフを制御する。制御電流生成器は、入力電圧が正極性の場合、第２の振幅頂点のタイミングで入力電流を検出するとともに、第３の振幅頂点のタイミングで検出した入力電流を出力し、入力電圧が負極性の場合、第１の振幅頂点のタイミングで入力電流を検出するとともに、第３の振幅頂点のタイミングで検出した入力電流を出力する。
【選択図】図１３
【解決手段】ブリッジレス力率改善コンバータは、電力変換部と、入力電圧検出部と、出力電圧検出部と、電流検出部と、制御部とを備える。電力変換部は、ブリッジ回路を有し、交流電源を直流電源に変換する。入力電圧検出部は、入力電圧を検出する。出力電圧検出部は、電力変換部の出力電圧を検出する。電流検出部は、入力電流を検出する。制御部は、制御電流生成器を有し、ブリッジ回路のスイッチング素子のオン／オフを制御する。制御電流生成器は、入力電圧が正極性の場合、第２の振幅頂点のタイミングで入力電流を検出するとともに、第３の振幅頂点のタイミングで検出した入力電流を出力し、入力電圧が負極性の場合、第１の振幅頂点のタイミングで入力電流を検出するとともに、第３の振幅頂点のタイミングで検出した入力電流を出力する。
【選択図】図１３
【特許請求の範囲】
【請求項1】
２つのダイオードと２つのスイッチング素子がブリッジ接続されたブリッジ回路、または、４つのスイッチング素子がブリッジ接続されたブリッジ回路と、リアクタと、平滑コンデンサとを有し、交流電源を直流電源に変換する電力変換部と、
前記交流電源の電圧である入力電圧を検出する入力電圧検出部と、
前記電力変換部の出力電圧を検出する出力電圧検出部と、
前記リアクタに流れる入力電流を検出する電流検出部と、
前記入力電圧検出部による検出結果、前記出力電圧検出部による検出結果、前記電流検出部による検出結果に基づいて、三角波をスイッチングキャリアとするＰＷＭ制御により前記ブリッジ回路のスイッチング素子のオン／オフを制御する制御部と
を備え、
前記制御部は、
前記電流検出部により検出される入力電流と前記スイッチングキャリアに基づいて、前記ＰＷＭ制御に用いられるＰＷＭパルスを生成するための制御電流を生成する制御電流生成器を備え、
前記制御電流生成器は、
前記スイッチングキャリアの１周期における振幅頂点を位相の順に第１の振幅頂点、第２の振幅頂点、第３の振幅頂点としたとき、
前記入力電圧が正極性の場合、前記第２の振幅頂点のタイミングで前記入力電流を検出するとともに、前記第３の振幅頂点のタイミングで前記検出した入力電流を出力し、
前記入力電圧が負極性の場合、前記第１の振幅頂点のタイミングで入力電流を検出するとともに、前記第３の振幅頂点のタイミングで前記検出した入力電流を出力する、ブリッジレス力率改善コンバータ。
前記交流電源の電圧である入力電圧を検出する入力電圧検出部と、
前記電力変換部の出力電圧を検出する出力電圧検出部と、
前記リアクタに流れる入力電流を検出する電流検出部と、
前記入力電圧検出部による検出結果、前記出力電圧検出部による検出結果、前記電流検出部による検出結果に基づいて、三角波をスイッチングキャリアとするＰＷＭ制御により前記ブリッジ回路のスイッチング素子のオン／オフを制御する制御部と
を備え、
前記制御部は、
前記電流検出部により検出される入力電流と前記スイッチングキャリアに基づいて、前記ＰＷＭ制御に用いられるＰＷＭパルスを生成するための制御電流を生成する制御電流生成器を備え、
前記制御電流生成器は、
前記スイッチングキャリアの１周期における振幅頂点を位相の順に第１の振幅頂点、第２の振幅頂点、第３の振幅頂点としたとき、
前記入力電圧が正極性の場合、前記第２の振幅頂点のタイミングで前記入力電流を検出するとともに、前記第３の振幅頂点のタイミングで前記検出した入力電流を出力し、
前記入力電圧が負極性の場合、前記第１の振幅頂点のタイミングで入力電流を検出するとともに、前記第３の振幅頂点のタイミングで前記検出した入力電流を出力する、ブリッジレス力率改善コンバータ。
【請求項2】
前記制御部は、
電圧指令値と、前記出力電圧検出部から出力される前記出力電圧とに基づいて、電流振幅指令値を生成する電圧制御部と、
前記電圧制御部から出力される前記電流振幅指令値と、前記入力電圧検出部から出力される前記入力電圧と、前記制御電流生成器から出力される制御電流とに基づいて、前記電力変換部を、前記リアクタを放電状態にするリアクタ放電モードと、前記リアクタを充電状態にするリアクタ充電モードとを交互に切り替えて繰り返し動作させるためのＰＷＭパルスを生成し、前記ＰＷＭパルスを前記ブリッジ回路のスイッチング素子に出力するパルス生成制御部と、
を有する、請求項１に記載のブリッジレス力率改善コンバータ。
電圧指令値と、前記出力電圧検出部から出力される前記出力電圧とに基づいて、電流振幅指令値を生成する電圧制御部と、
前記電圧制御部から出力される前記電流振幅指令値と、前記入力電圧検出部から出力される前記入力電圧と、前記制御電流生成器から出力される制御電流とに基づいて、前記電力変換部を、前記リアクタを放電状態にするリアクタ放電モードと、前記リアクタを充電状態にするリアクタ充電モードとを交互に切り替えて繰り返し動作させるためのＰＷＭパルスを生成し、前記ＰＷＭパルスを前記ブリッジ回路のスイッチング素子に出力するパルス生成制御部と、
を有する、請求項１に記載のブリッジレス力率改善コンバータ。
【請求項3】
前記制御電流生成器は、
前記入力電圧検出部により検出される入力電圧の極性を判定し、前記入力電圧の極性が負の場合に、前記電流検出部により検出される前記入力電流の電流位相を、前記スイッチングキャリアの半周期分遅らせる、請求項２に記載のブリッジレス力率改善コンバータ。
前記入力電圧検出部により検出される入力電圧の極性を判定し、前記入力電圧の極性が負の場合に、前記電流検出部により検出される前記入力電流の電流位相を、前記スイッチングキャリアの半周期分遅らせる、請求項２に記載のブリッジレス力率改善コンバータ。
【請求項4】
前記パルス生成制御部は、
前記電流振幅指令値と前記入力電圧の位相に基づいて電流指令値を生成する第１の演算部と、
前記電流指令値と前記制御電流生成器から出力される制御電流との差分に基づいて、前記ブリッジ回路のスイッチング素子を動作させるＰＷＭパルスを生成するためのオンデューティを生成する第２の演算部と、
前記入力電圧検出部から出力される入力電圧と、前記第２の演算部から出力される前記オンデューティとに基づいて、前記ＰＷＭパルスを生成する第３の演算部と
を備える、請求項２に記載のブリッジレス力率改善コンバータ。
前記電流振幅指令値と前記入力電圧の位相に基づいて電流指令値を生成する第１の演算部と、
前記電流指令値と前記制御電流生成器から出力される制御電流との差分に基づいて、前記ブリッジ回路のスイッチング素子を動作させるＰＷＭパルスを生成するためのオンデューティを生成する第２の演算部と、
前記入力電圧検出部から出力される入力電圧と、前記第２の演算部から出力される前記オンデューティとに基づいて、前記ＰＷＭパルスを生成する第３の演算部と
を備える、請求項２に記載のブリッジレス力率改善コンバータ。
【請求項5】
前記ブリッジ回路は、第１のダイオードと第２のダイオードが直列に接続された第１の直列回路を含むとともに、前記第１の直列回路に対し並列に接続され、下アームを構成する第１のスイッチング素子と上アームを構成する第２のスイッチング素子が直列に接続された第２の直列回路を有する、請求項１に記載のブリッジレス力率改善コンバータ。
【請求項6】
前記制御部は、
電圧指令値と、前記出力電圧検出部から出力される前記出力電圧とに基づいて、電流振幅指令値を生成する電圧制御部と、
前記電圧制御部から出力される前記電流振幅指令値と、前記入力電圧検出部から出力される前記入力電圧と、前記制御電流生成器から出力される制御電流とに基づいて、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子のいずれか一方をオン、いずれか他方をオフして、前記リアクタを放電状態にするリアクタ放電モードと、前記リアクタを充電状態にするリアクタ充電モードとを交互に切り替えて繰り返し動作させるためのＰＷＭパルスを生成し、前記ＰＷＭパルスを前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子に出力するパルス生成制御部と、
を有する、請求項５に記載のブリッジレス力率改善コンバータ。
電圧指令値と、前記出力電圧検出部から出力される前記出力電圧とに基づいて、電流振幅指令値を生成する電圧制御部と、
前記電圧制御部から出力される前記電流振幅指令値と、前記入力電圧検出部から出力される前記入力電圧と、前記制御電流生成器から出力される制御電流とに基づいて、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子のいずれか一方をオン、いずれか他方をオフして、前記リアクタを放電状態にするリアクタ放電モードと、前記リアクタを充電状態にするリアクタ充電モードとを交互に切り替えて繰り返し動作させるためのＰＷＭパルスを生成し、前記ＰＷＭパルスを前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子に出力するパルス生成制御部と、
を有する、請求項５に記載のブリッジレス力率改善コンバータ。
【請求項7】
請求項１乃至６のいずれか１つに記載のブリッジレス力率改善コンバータの制御方法であって、
制御電流生成器が、与えられるスイッチングキャリアを検出することと、
前記制御電流生成器が、入力電圧検出部により検出される入力電圧の極性を判定することと、
前記入力電圧の極性が正極性と判定した場合に、前記制御電流生成器が、前記スイッチングキャリアの１周期における振幅頂点を位相の順に第１の振幅頂点、第２の振幅頂点、第３の振幅頂点としたとき、前記第２の振幅頂点のタイミングで前記入力電流を検出することと、
前記入力電圧の極性が負極性と判定した場合に、前記制御電流生成器が、前記第１の振幅頂点のタイミングで入力電流を検出することと、
前記制御電流生成器が、前記第３の振幅頂点のタイミングで前記検出した入力電流を前記制御電流として出力することと、
を備える、ブリッジレス力率改善コンバータの制御方法。
制御電流生成器が、与えられるスイッチングキャリアを検出することと、
前記制御電流生成器が、入力電圧検出部により検出される入力電圧の極性を判定することと、
前記入力電圧の極性が正極性と判定した場合に、前記制御電流生成器が、前記スイッチングキャリアの１周期における振幅頂点を位相の順に第１の振幅頂点、第２の振幅頂点、第３の振幅頂点としたとき、前記第２の振幅頂点のタイミングで前記入力電流を検出することと、
前記入力電圧の極性が負極性と判定した場合に、前記制御電流生成器が、前記第１の振幅頂点のタイミングで入力電流を検出することと、
前記制御電流生成器が、前記第３の振幅頂点のタイミングで前記検出した入力電流を前記制御電流として出力することと、
を備える、ブリッジレス力率改善コンバータの制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、ブリッジレス力率改善コンバータ、及びブリッジレス力率改善コンバータの制御方法に関する。
【背景技術】
【0002】
従来、交流電力を直流電力に変換する電力変換装置（コンバータ）では、力率を改善するとともに、高調波電流を抑制するために、力率改善コンバータ（ＰＦＣコンバータ）が用いられる。ここで、一般的な力率改善コンバータでは、ダイオードブリッジで交流電圧を整流した後、ブーストコンバータ（昇圧型コンバータ）を用いて昇圧と力率改善を行うことが多い。
【0003】
しかし、このように整流用のダイオードブリッジを設けた場合、ダイオードブリッジ自体の損失が力率改善コンバータの高効率化の妨げとなっている。そこで、ブリッジを持たないブリッジレス力率改善コンバータが提案されている（例えば、特許文献１）。この種のブリッジレス力率改善コンバータは、２つのダイオードの直列回路と、２つのＦＥＴ（電界効果トランジスタ）等のスイッチング素子の直列回路とを有する。なお、スイッチング素子には、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ）等のスイッチング素子が用いられ、スイッチング素子はＰＷＭ（パルス幅変調）制御によりオン、オフ制御が行われる。
【0004】
ところで、力率を改善するとともに、高調波電流を抑制するためには、入力電流の制御（以下、入力電流制御ともいう）が必要となる。入力電流制御では、入力電流をフィードバックする方法が一般的であり、入力電流の基本波（電源周波数成分）を検出する必要がある。スイッチング素子がオン、オフすると、入力電流にスイッチングキャリアに起因したノイズ成分が重畳する。このため、検出タイミングを適切に設定しなければ、基本波を正確に検出することが難しくなる。基本波を検出する方法としては、スイッチングキャリアに起因するノイズ成分が重畳した電流波形と基本波の電流波形とが重なる点、つまりスイッチングキャリアの山や谷のタイミングに検出点を設定することが行われる。
【0005】
一般に、ブリッジレス力率改善コンバータでは、通常の昇圧チョッパ等とは異なり、入力電圧の極性によって入力電流の増減が異なる。例えば、特許文献１に記載のトーテムポール型のハーフブリッジを用いたブリッジレス力率改善コンバータでは、入力電圧の極性が正の時は、下アームのスイッチング素子がオンの時（リアクタ充電モード）に入力電流が増加し、上アームのスイッチング素子がオンの時（リアクタ放電モード）に入力電流が減少する。入力電圧の極性が負の時は、正の時と逆となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0006】
【特許文献1】特開２０１２－７０４９０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0007】
基本的に入力電流の検出には、検出回路やノイズフィルタ等に起因した検出遅れ時間がある。このため、スイッチングキャリアの山または谷における電流検出値と実際の電流値（実電流値と称する）との誤差、つまり基本波からの乖離が生じてしまうことになる。
【0008】
特に、特許文献１に記載のブリッジレス力率改善コンバータでは、入力電圧の極性の違いにより、スイッチングキャリアの山または谷でリアクタが充電モードであるか放電モードであるかの充放電状態が異なる。また、リアクタが充電モードであるときの電流変化の傾きが、放電モードにあるときの電流変化の傾きより大きい。このため、入力電圧が正の場合と負の場合とで同じ検出タイミングに設定して電流検出を行うと、検出遅れの影響が入力電圧の極性によって異なり、検出される入力電流の振幅が異なってしまう。入力電流制御は、入力電流の１周期の間では入力電圧の極性が異なっても同じ検出タイミングで検出される入力電流の振幅が等しいことを前提に行われるため、このような検出電流を用いると入力電圧が正の場合と負の場合とでフィードバックされる入力電流の振幅が異なってしまい、入力電流制御にアンバランスが生じる原因となる。
【0009】
本発明は、従来の未解決の問題に着目してなされたものであり、入力電圧の極性による入力電流制御のアンバランスを防止することが可能なブリッジレス力率改善コンバータ及びその制御方法を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【0010】
上記目的を達成するために、本発明の一態様によれば、２つのダイオードと２つのスイッチング素子がブリッジ接続されたブリッジ回路、または、４つのスイッチング素子がブリッジ接続されたブリッジ回路と、リアクタと、平滑コンデンサとを有し、交流電源を直流電源に変換する電力変換部と、交流電源の電圧である入力電圧を検出する入力電圧検出部と、電力変換部の出力電圧を検出する出力電圧検出部と、リアクタに流れる入力電流を検出する電流検出部と、入力電圧検出部による検出結果、出力電圧検出部による検出結果、電流検出部による検出結果に基づいて、三角波をスイッチングキャリアとするＰＷＭ制御によりブリッジ回路のスイッチング素子のオン／オフを制御する制御部とを備え、制御部は、電流検出部により検出される入力電流とスイッチングキャリアに基づいて、ＰＷＭ制御に用いられるＰＷＭパルスを生成するための制御電流を生成する制御電流生成器を備え、制御電流生成器は、スイッチングキャリアの１周期における振幅頂点を位相の順に第１の振幅頂点、第２の振幅頂点、第３の振幅頂点としたとき、入力電圧が正極性の場合、第２の振幅頂点のタイミングで入力電流を検出するとともに、第３の振幅頂点のタイミングで検出した入力電流を出力し、入力電圧が負極性の場合、第１の振幅頂点のタイミングで入力電流を検出するとともに、第３の振幅頂点のタイミングで検出した入力電流を出力する、ブリッジレス力率改善コンバータ、が提供される。
【0011】
また、本発明の他の態様によれば、請求項１乃至６のいずれか１つに記載のブリッジレス力率改善コンバータの制御方法であって、制御電流生成器が、与えられるスイッチングキャリアを検出することと、制御電流生成器が、入力電圧検出部により検出される入力電圧の極性を判定することと、入力電圧の極性が正極性と判定した場合に、制御電流生成器が、スイッチングキャリアの１周期における振幅頂点を位相の順に第１の振幅頂点、第２の振幅頂点、第３の振幅頂点としたとき、第２の振幅頂点のタイミングで入力電流を検出することと、入力電圧の極性が負極性と判定した場合に、制御電流生成器が、第１の振幅頂点のタイミングで入力電流を検出することと、制御電流生成器が、第３の振幅頂点のタイミングで前記検出した入力電流を前記制御電流として出力することと、を備える、ブリッジレス力率改善コンバータの制御方法、が提供される。
【発明の効果】
【0012】
本発明の一態様によれば、入力電圧の極性による入力電流制御のアンバランスを防止することが可能なブリッジレス力率改善コンバータ及びその制御方法を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【0013】
【図1】第１の実施形態に係るブリッジレス力率改善コンバータ（ＴＰＢＬコンバータ）の回路構成を示す図である。
【図3】力率１におけるベクトル図である。
【図4】自己誘導を説明するために示す図である。
【図5】ＴＰＢＬコンバータの簡易回路図である。
【図6】ＴＰＢＬコンバータがスイッチング動作しない時の電圧波形を示す図である。
【図7】ＴＰＢＬコンバータにおけるリアクタ充電時の経路を示す図である。
【図8】ＴＰＢＬコンバータにおけるリアクタ放電時の経路を示す図である。
【図10】制御部から出力されるＰＷＭパルスと入力電流とスイッチングキャリアとの相対関係を示す特性図である。
【図11】入力電圧極性の違いによりリアクタの充放電状態が異なる様子を説明するために示す特性図である。
【図14】制御電流生成器の動作を説明するためのＰＷＭパルスと入力電流とスイッチングキャリアとの相対関係を示す特性図である。
【図15】制御電流生成器の動作を説明するためのＰＷＭパルスと入力電流とスイッチングキャリアと電流位相との相対関係を示す特性図である。
【図16】第２の実施形態に係る制御電流生成器による制御電流の生成制御手順を示すフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【0014】
次に、図面を参照して、本発明の実施の形態を説明する。以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。ただし、図面は模式的なものである。
また、以下に示す実施の形態は、本発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、本発明の技術的思想は、構成部品の構造、配置等を下記のものに特定するものでない。本発明の技術的思想は、特許請求の範囲に記載された請求項が規定する技術的範囲内において、種々の変更を加えることができる。なお、以下に示す実施形態では、スイッチング素子を含んだ回路を例示するが、かかる例示で本発明が限定されるものではない。
また、以下に示す実施の形態は、本発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、本発明の技術的思想は、構成部品の構造、配置等を下記のものに特定するものでない。本発明の技術的思想は、特許請求の範囲に記載された請求項が規定する技術的範囲内において、種々の変更を加えることができる。なお、以下に示す実施形態では、スイッチング素子を含んだ回路を例示するが、かかる例示で本発明が限定されるものではない。
【0015】
＜第１の実施形態＞
図１は、第１の実施形態に係るブリッジレス力率改善コンバータの回路構成を示す図である。同図に示す回路は、トーテムポール方式ブリッジレス力率改善コンバータ（ＴＰＢＬコンバータ）１０である。なお、「トーテムポール方式」とは、複数のスイッチング素子が回路図において縦方向に積まれたように見えることに基づく通称である。ここで、ＴＰＢＬコンバータ１０は、各スイッチング素子が、リアクタを介して交流電源に接続されているので、スイッチングノイズの影響がリアクタによって吸収され、交流電源側へ伝達されにくいというメリットを有している。
図１は、第１の実施形態に係るブリッジレス力率改善コンバータの回路構成を示す図である。同図に示す回路は、トーテムポール方式ブリッジレス力率改善コンバータ（ＴＰＢＬコンバータ）１０である。なお、「トーテムポール方式」とは、複数のスイッチング素子が回路図において縦方向に積まれたように見えることに基づく通称である。ここで、ＴＰＢＬコンバータ１０は、各スイッチング素子が、リアクタを介して交流電源に接続されているので、スイッチングノイズの影響がリアクタによって吸収され、交流電源側へ伝達されにくいというメリットを有している。
【0016】
ＴＰＢＬコンバータ１０は、電力変換部１１と、入力電圧検出部に相当する入力電圧検出回路１２と、出力電圧検出部に相当する出力電圧検出回路１３と、電流検出部に相当する入力電流検出回路１４と、制御部１５とを含む。電力変換部１１は、交流電源１の電圧である入力電圧ＶＡＣを整流して昇圧するとともに、入力電流ＩＡＣの力率を改善し、直流の出力電圧ＶＤＣを負荷２に出力する。
【0017】
電力変換部１１は、ブリッジ回路１１１と、リアクタＬ１と、平滑コンデンサＣ１とを含む。ブリッジ回路１１１は、第１のダイオードＤ１と第２のダイオードＤ２が直列に接続された第１の直列回路と、第１のスイッチング素子Ｓ１と第２のスイッチング素子Ｓ２が直列に接続された第２の直列回路とがブリッジ接続されている。ブリッジ回路１１は、第１のダイオードＤ１と第２のダイオードＤ２の接続点が交流電源１の負側（－）に接続され、第１のスイッチング素子Ｓ１と第２のスイッチング素子Ｓ２の接続点が交流電源１の正側（＋）に接続されている。
【0018】
図１では、第１のスイッチング素子Ｓ１及び第２のスイッチング素子Ｓ２がＭＯＳＦＥＴである場合を例示しており、第１のスイッチング素子Ｓ１は第１のボディダイオードＤＳ１を含み、第２のスイッチング素子Ｓ２は第２のボディダイオードＤＳ２を含む。リアクタＬ１の一端は交流電源１の正側が接続されており、リアクタＬ１の他端は、第１のスイッチング素子Ｓ１と第２のスイッチング素子Ｓ２の接続点、つまり、第１のスイッチング素子Ｓ１のドレインと、第２のスイッチング素子Ｓ２のソースとが接続されている。また、第１のスイッチング素子Ｓ１は下アームを構成し、第２のスイッチング素子Ｓ２は上アームを構成する。また、第１のダイオードＤ１と第２のダイオードＤ２は、第１のダイオードＤ１のカソードと第２のダイオードＤ２のアノードが接続され、この接続点が交流電源１の負側に接続されている。そして、第１のスイッチング素子Ｓ１のソースと第１のダイオードＤ１のカソードが接続され、第２のスイッチング素子Ｓ２のドレインと第２のダイオードＤ２のカソードが接続されている。
【0019】
なお、ブリッジ回路１１１の後段には、平滑コンデンサＣ１が負荷２と並列に設けられている。平滑コンデンサＣ１は、ブリッジ回路１１１により整流された電圧を平滑して直流の出力電圧を出力する。
【0020】
入力電圧検出回路１２は、交流電源１の電圧である入力電圧ＶＡＣを検出する。出力電圧検出回路１３は、電力変換部１１の出力電圧ＶＤＣを検出する。入力電流検出回路１４は、リアクタＬ１と、第１のスイッチング素子Ｓ１と第２のスイッチング素子Ｓ２との接続点との間に配置され、リアクタＬ１に流れる入力電流ＩＡＣを検出する。
【0021】
制御部１５は、入力電圧検出回路１２による検出結果、出力電圧検出回路１３による検出結果、入力電流検出回路１４による検出結果に基づいて、詳細は後述するＰＷＭ制御により第１のスイッチング素子Ｓ１及び第２のスイッチング素子Ｓ２のオン／オフを制御する。
【0022】
＜ＴＰＢＬコンバータの動作＞
（入力電流の制御）
入力電流ＩＡＣの制御には、３レベル制御法が用いられる。図２は、ＴＰＢＬコンバータ１０の入力部の等価回路を示している。図３は、力率１におけるベクトル図を示している。入力部は、交流電源１とリアクタＬ１とブリッジ回路１１１を相当する。
（入力電流の制御）
入力電流ＩＡＣの制御には、３レベル制御法が用いられる。図２は、ＴＰＢＬコンバータ１０の入力部の等価回路を示している。図３は、力率１におけるベクトル図を示している。入力部は、交流電源１とリアクタＬ１とブリッジ回路１１１を相当する。
【0023】
リアクタＬの電圧降下（リアクタＬ１両端の電圧）ΔＶは、交流電源１の電源電流ＩＡＣに対しπ／２進みとなり、ｊωＬＩｓと示している。電力変換部１１の出力電圧ＶＤＣを直流電圧の指令値に追従させ、且つ力率を「１」とするためにはブリッジ回路１１１の入力電圧ＶＩＮＶを下式となるように与えることで実現できる。この入力電圧ＶＩＮＶは、下記の式１で示されるように第１のスイッチング素子Ｓ１と第２のスイッチング素子Ｓ２との接続点と、第１のダイオードＤ１と第２のダイオードＤ２との接続点との間の電圧である。
【数1】
【0024】
制御部１５は、直流電圧の指令値と検出値の偏差から入力電流指令値を算出し、入力電流指令値と検出値の偏差からリアクタＬ１の電圧降下ΔＶを求める。リアクタＬ１の電圧降下ΔＶは、定常的にはｊωＬＩｓと等しいため、下式が成り立つ。
ＶＩＮＶ＝ＶＡＣ－ΔＶ
よって、ΔＶを調整することで、力率「１」を実現した電流制御を実行する。
ＶＩＮＶ＝ＶＡＣ－ΔＶ
よって、ΔＶを調整することで、力率「１」を実現した電流制御を実行する。
【0025】
（リアクタの充放電）
リアクタＬ１には電気エネルギーを磁気エネルギーに変換することでエネルギーを蓄えることができる。リアクタＬ１には、図４に示すように、電磁誘導によって、電流の変化を妨げるような起電力（逆起電力）Ｖが発生する。これを自己誘導と呼ぶ。リアクタＬ１に流れる電流をｉ、リアクタＬ１のインダクタンスをＬとすると、逆起電力Ｖは下記の式２で与えられる。
リアクタＬ１には電気エネルギーを磁気エネルギーに変換することでエネルギーを蓄えることができる。リアクタＬ１には、図４に示すように、電磁誘導によって、電流の変化を妨げるような起電力（逆起電力）Ｖが発生する。これを自己誘導と呼ぶ。リアクタＬ１に流れる電流をｉ、リアクタＬ１のインダクタンスをＬとすると、逆起電力Ｖは下記の式２で与えられる。
【数2】
【0026】
ＴＰＢＬコンバータ１０は、簡易的には、図５に示すように描くことができる。入力電圧をＶＡＣ、ブリッジ回路１１１の入力電圧をＶＩＮＶ、負荷に供給される出力電圧をＶＤＣと示す。図６は、ＴＰＢＬコンバータ１０がスイッチング動作しない時の電圧波形を示している。図６において、縦軸は電圧（Ｖ）を示し、横軸は時間（ｓ）を示している。入力電圧ＶＡＣ（交流電圧）は実線で示され、負荷に供給される出力電圧ＶＤＣ（直流電圧）は点線で示される。
【0027】
ＴＰＢＬコンバータ１０のスイッチング動作を実施しない場合（パッシブ時）、リアクタＬ１の逆起電力は電流変化が小さいことで、ほとんど発生しない。つまり、ＶＡＣとＶＩＮＶは同等となる。そのため、二次側に電流が流れるのは、ＶＡＣがＶＤＣを超える時のみとなる。
【0028】
（リアクタ充電時）
図７は、リアクタ充電時の経路を示している。例えば、第１のスイッチング素子Ｓ１がオンの時、交流電源１はリアクタＬ１を介して短絡状態となり入力電流ＩＡＣが増加する。このため、リアクタＬ１の自己誘導により入力電流ＩＡＣを増加させないような起電力（逆起電力）Ｖが発生する。そして、入力電流ＩＡＣと逆起電力Ｖの積で示される電力がエネルギーとしてリアクタＬ１に蓄積される（リアクタ充電）。
図７は、リアクタ充電時の経路を示している。例えば、第１のスイッチング素子Ｓ１がオンの時、交流電源１はリアクタＬ１を介して短絡状態となり入力電流ＩＡＣが増加する。このため、リアクタＬ１の自己誘導により入力電流ＩＡＣを増加させないような起電力（逆起電力）Ｖが発生する。そして、入力電流ＩＡＣと逆起電力Ｖの積で示される電力がエネルギーとしてリアクタＬ１に蓄積される（リアクタ充電）。
【0029】
具体的には、入力電圧の極性が正であり、第１のスイッチング素子Ｓ１がオン、第２のスイッチング素子Ｓ２がオフとなった場合には、入力電流ＩＡＣは、リアクタＬ１、第１のスイッチング素子Ｓ１、第１のダイオードＤ１経由で交流電源１に戻る経路で流れる。一方、入力電圧の極性が負であり、第２のスイッチング素子Ｓ２がオン、第１のスイッチング素子Ｓ１がオフとなった場合には、入力電流ＩＡＣは、第２のダイオードＤ２、第２のスイッチング素子Ｓ２、リアクタＬ１経由で交流電源１に戻る経路で流れる。
【0030】
（リアクタ放電時）
図８は、リアクタ放電時の経路を示している。例えば、第１のスイッチング素子Ｓ１がオフの時、交流電源１はリアクタＬ１を介して負荷２に接続されるため、短絡時と比べて入力電流ＩＡＣは減少する。このため、リアクタＬ１の自己誘導により入力電流ＩＡＣを減少させないような起電力（逆起電力）Ｖが発生する。そして、リアクタＬ１に蓄積されたエネルギーが放出されリアクタＬ１が放電する（リアクタ放電）。この時、電力変換部１１の出力電圧ＶＤＣよりリアクタＬ１の入力側の電圧は逆起電力Ｖ分高くなるため、負荷２側へ電流を流すことができる。
図８は、リアクタ放電時の経路を示している。例えば、第１のスイッチング素子Ｓ１がオフの時、交流電源１はリアクタＬ１を介して負荷２に接続されるため、短絡時と比べて入力電流ＩＡＣは減少する。このため、リアクタＬ１の自己誘導により入力電流ＩＡＣを減少させないような起電力（逆起電力）Ｖが発生する。そして、リアクタＬ１に蓄積されたエネルギーが放出されリアクタＬ１が放電する（リアクタ放電）。この時、電力変換部１１の出力電圧ＶＤＣよりリアクタＬ１の入力側の電圧は逆起電力Ｖ分高くなるため、負荷２側へ電流を流すことができる。
【0031】
具体的には、入力電圧の極性が正であり、第２のスイッチング素子Ｓ２がオン、第１のスイッチング素子Ｓ１がオフとなった場合には、入力電流ＩＡＣは、リアクタＬ１、第２のスイッチング素子Ｓ２、負荷２、第１のダイオードＤ１経由で交流電源１に戻る経路で流れる。一方、入力電圧の極性が負であり、第１のスイッチング素子Ｓ１がオン、第２のスイッチング素子Ｓ２がオフとなった場合には、入力電流ＩＡＣは、第２のダイオードＤ２、負荷２、第１のスイッチング素子Ｓ１、リアクタＬ１経由で交流電源１に戻る経路で流れる。
【0032】
（入力電流の傾き）
入力電流ＩＡＣの傾きは充電時、放電時のそれぞれで異なる。ｄｉ１を充電時の微小時間当たりの電流変化量、ｄｉ２を放電時の微小時間当たりの電流変化量とすると電流と電圧の関係は下記の式３で表せる。
ＶｉｎはＶＡＣを全波整流した電圧を示しており、常に極性は正となる。上記の式より、ＶＤＣは常に正の値となるため、放電時に比べ充電時のほうが、傾きが大きくなることが分かる。
入力電流ＩＡＣの傾きは充電時、放電時のそれぞれで異なる。ｄｉ１を充電時の微小時間当たりの電流変化量、ｄｉ２を放電時の微小時間当たりの電流変化量とすると電流と電圧の関係は下記の式３で表せる。
【数3】
【0033】
（入力電流検出）
例えば、空調機の制御システムにおいて、一般的に電流検出は離散的な検出となる。このため、マイクロコンピュータ等で電流検出を行う際には、所望のタイミングに電流検出点を設定する必要がある。
図９は、上記図１に示す制御部１５の制御ブロック図である。制御部１５は、電圧制御部１５１と、パルス生成制御部１５２と、制御電流生成器１５３と、ゼロクロス検出器１５４と、位相推定器１５５と、スイッチングキャリア生成器１５６と、入力電圧極性判定器１５７とを備えている。電圧制御部１５１は、電圧指令値Ｖｄｃ＊と、出力電圧検出回路１３から出力される出力電圧ＶＤＣとに基づいて、電流振幅指令値Ｉａｃ＊＿ａｍｐを生成する。
例えば、空調機の制御システムにおいて、一般的に電流検出は離散的な検出となる。このため、マイクロコンピュータ等で電流検出を行う際には、所望のタイミングに電流検出点を設定する必要がある。
図９は、上記図１に示す制御部１５の制御ブロック図である。制御部１５は、電圧制御部１５１と、パルス生成制御部１５２と、制御電流生成器１５３と、ゼロクロス検出器１５４と、位相推定器１５５と、スイッチングキャリア生成器１５６と、入力電圧極性判定器１５７とを備えている。電圧制御部１５１は、電圧指令値Ｖｄｃ＊と、出力電圧検出回路１３から出力される出力電圧ＶＤＣとに基づいて、電流振幅指令値Ｉａｃ＊＿ａｍｐを生成する。
【0034】
パルス生成制御部１５２は、電圧制御部１５１から出力される電流振幅指令値Ｉａｃ＊＿ａｍｐと、入力電圧検出回路１２から出力される入力電圧ＶＡＣと、制御電流生成器１５３から出力される制御電流Ｉａｃ＿ｃｏｎｔとに基づいて、第１のスイッチング素子Ｓ１と第２のスイッチング素子Ｓ２のいずれか一方をオン、いずれか他方をオフして、リアクタＬ１を放電状態にするリアクタ放電モードと、リアクタＬ１を充電状態にするリアクタ充電モードとを交互に切り替えて繰り返し動作させるためのＰＷＭパルスを生成し、ＰＷＭパルスを第１のスイッチング素子Ｓ１及び第２のスイッチング素子Ｓ２に出力する。
【0035】
ゼロクロス検出器１５４は、入力電圧検出回路１２から出力される入力電圧ＶＡＣの状態をモニタし、電圧極性が、負から正、または、正から負へ切り替わるゼロクロスポイントを検出する処理を行い、ゼロクロス信号を出力する。位相推定器１５５は、ゼロクロス検出器１５４から出力されるゼロクロス信号をから入力電圧ＶＡＣの位相を推定し、入力電圧ＶＡＣの推定位相に対応する振幅が１の正弦波ｓｉｎθ（以下、単位正弦波ともいう）をパルス生成制御部１５２に出力する。
【0036】
スイッチングキャリア生成器１５６は、第１の振幅頂点（山）及び第２の振幅頂点（谷）が交互に連続する三角波のスイッチングキャリアを生成し、スイッチングキャリアを制御電流生成器１５３及びパルス生成制御部１５２に出力する。制御電流生成器１５３は、入力電流検出回路１４が検出する入力電流ＩＡＣと、スイッチングキャリア生成器１５６から出力されるスイッチングキャリアに基づいて、ＰＷＭ制御に用いられるＰＷＭパルスを生成するための制御電流Ｉａｃ＿ｃｏｎｔを生成する。入力電圧極性判定器１５７は、入力電圧検出回路１２から出力される入力電圧ＶＡＣの極性を判定し、極性が正の時Ｈ（ハイ）、負のときＬ（ロー）を示す入力電圧極性信号を生成し、入力電圧極性信号を制御電流生成器１５３及びパルス生成制御部１５２にそれぞれ出力する。
【0037】
また、パルス生成制御部１５２は、電流指令値生成器１５２１と、デューティ生成器１５２２と、ＰＷＭパルス生成器１５２３とを備えている。電流指令値生成器１５２１は、電圧制御部１５１から出力される電流振幅指令値Ｉａｃ＊＿ａｍｐと、位相推定器１５５から出力される単位正弦波ｓｉｎθとに基づいて、電流指令値Ｉａｃ＊を生成する。つまり、電流振幅指令値Ｉａｃ＊＿ａｍｐと単位正弦波ｓｉｎθとを乗算し、乗算結果の絶対値をとることにより電流指令値Ｉａｃ＊を生成する。デューティ生成器１５２２は、電流指令値Ｉａｃ＊と制御電流Ｉａｃ＿ｃｏｎｔとの差分に基づいて、ＰＷＭパルスを生成するためのオンデューティを与える変調信号（図９ではＤｕｔｙと記載）を生成する。ＰＷＭパルス生成器１５２３は、入力電圧検出回路１２から出力される入力電圧ＶＡＣと、オンデューティと、スイッチングキャリアとに基づいて、ＰＷＭパルスを生成する。
【0038】
図１０は、制御部１５から出力されるＰＷＭパルスと入力電流ＩＡＣとスイッチングキャリアとの相対関係を示す特性図である。図１０において、縦軸は振幅を示し、横軸は時間を示す。図１０（ａ）はＰＷＭパルス生成器１５２３から出力されるＰＷＭパルスを示し、図１０（ｂ）は入力電流検出回路１４で検出される入力電流ＩＡＣを示し、図１０（ｃ）はスイッチングキャリア生成器１５６から出力されるスイッチングキャリアを示す。また、図１０（ａ）におけるドッドで図示される期間は、第１のスイッチング素子Ｓ１（下アーム）、第２のスイッチング素子Ｓ２（上アーム）がオンとなるオンデューティの期間を表す。
【0039】
すなわち、ＰＷＭパルス生成器１５２３は、図１０（ａ）に示すように、第１のスイッチング素子Ｓ１をオンし、第２のスイッチング素子Ｓ２をオフするＰＷＭパルス（下アームＳＷパルス）を出力し、第１のスイッチング素子Ｓ１をオフし、第２のスイッチング素子Ｓ２をオンするＰＷＭパルス（上アームＳＷパルス）を出力する。また、ＰＷＭパルス生成器１５２３は、ＰＷＭパルス（上アームＳＷパルス）とＰＷＭパルス（下アームＳＷパルス）との間に適切なデットタイムＴｄを付加し、第１のスイッチング素子Ｓ１及び第２のスイッチング素子Ｓ２が同時にオンしないように制御する。
【0040】
ＴＰＢＬコンバータ１０のように高周波のスイッチングを行う場合、入力電流ＩＡＣに図１０（ｂ）に示すようなキャリア成分が重畳される。フィードバック制御による入力電流制御では電源電圧周波数の基本波に対する制御を実施するため、電流検出は基本波成分を検出する必要がある。図１０（ｃ）に示すようなスイッチングキャリアの中間を基準としたＰＷＭパルスを出力すると、スイッチングキャリアの山及び谷にてキャリア重畳による実電流と基本波成分が重なり一致する。そのため、基本波を抽出する方法として、スイッチングキャリアの山や谷に検出点を設定する。
【0041】
制御応答が遅くても制御が可能な場合は、一定期間の検出値からフィルタを介してキャリア成分を減衰させ、基本波を抽出する方法もあるが、ブリッジレスコンバータ制御では電流変化が急峻となり速い制御応答が求められるため、フィルタによる基本波抽出を選択することは難しい。
【0042】
図１１において、縦軸は振幅を示し、横軸は時間を示す。図１１（ａ）は入力電圧極性が正極性である場合のＰＷＭパルスと入力電流ＩＡＣとスイッチングキャリアとの相対関係を示す特性図であり、図１１（ｂ）は入力電圧極性が負極性である場合のＰＷＭパルスと入力電流ＩＡＣとスイッチングキャリアとの相対関係を示す特性図である。さらに、図１１（ａ）、（ｂ）の（１）はＰＷＭパルス生成器１５２３から出力されるＰＷＭパルスを示し、（２）は入力電流検出回路１４で検出される入力電流ＩＡＣを示し、（３）はスイッチングキャリア生成器１５６から出力されるスイッチングキャリアを示す。
【0043】
ＴＰＢＬコンバータ１０では、図１１に示すように入力電圧極性の違いにより、スイッチングキャリアの山または谷でリアクタＬ１の充放電状態が異なる。すなわち、入力電圧極性が正である図１１（ａ）の場合、ＰＷＭパルスが下アームオン→上アームオン→下アームオンと変化するとき、リアクタＬ１の充放電状態は充電→放電→充電と変化する。一方、入力電圧極性が負である図１１（ｂ）の場合、ＰＷＭパルスが下アームオン→上アームオン→下アームオンと変化するとき、リアクタＬ１の充放電状態は放電→充電→放電と変化する。式３に示す入力電流ＩＡＣの微分方程式より、リアクタ放電時の方がリアクタ充電時に比べて電流の傾きが緩やかとなる。
【0044】
入力電流検出には、電流センサやノイズカットフィルタ等に起因した検出遅れが発生する。この場合、ＴＰＢＬコンバータ１０では、図１１に示すように、充放電状態の違いによって入力電流ＩＡＣの傾きが異なると、入力電圧極性の正負によって実電流値（図１１では実線で示す）と検出電流値（図１１では点線で示す）との差である、基本波からの乖離分が異なる。この乖離分は、入力電圧極性が正極性であるとき、スイッチングキャリアが山のタイミング、つまりリアクタ充電時に、実電流値と検出電流値との差がＺ１となる。一方、乖離分は、入力電圧極性が負極性であるとき、スイッチングキャリアが山のタイミング、つまりリアクタ放電時に、実電流値と検出電流値との差がＺ１より大きいＺ２となる。このように、リアクタ充電時とリアクタ放電時とで、乖離分の値に差異が生じるため、リアクタ充電時とリアクタ放電時とで同じタイミングで電流検出を実施すると検出遅れの影響が入力電圧極性によって異なってしまい、入力電流制御のアンバランス要因となる。
【0045】
＜第１の実施形態による解決手段＞
そこで、本発明の第１の実施形態では、制御電流生成器１５３において、スイッチングキャリアの１周期における振幅頂点を位相の順に第１の谷（第１の振幅頂点）、第１の山（第２の振幅頂点）、第２の谷（第３の振幅頂点）としたとき、入力電圧が正極性の場合に、第１の山のタイミングで入力電流ＩＡＣを検出するとともに、第２の谷のタイミングで検出した入力電流ＩＡＣを制御電流Ｉａｃ＿ｃｏｎｔとして出力する。一方、入力電圧が負極性の場合に、第１の谷のタイミングで入力電流ＩＡＣを検出するとともに、第２の谷のタイミングで検出した入力電流ＩＡＣを制御電流Ｉａｃ＿ｃｏｎｔとして出力する。
そこで、本発明の第１の実施形態では、制御電流生成器１５３において、スイッチングキャリアの１周期における振幅頂点を位相の順に第１の谷（第１の振幅頂点）、第１の山（第２の振幅頂点）、第２の谷（第３の振幅頂点）としたとき、入力電圧が正極性の場合に、第１の山のタイミングで入力電流ＩＡＣを検出するとともに、第２の谷のタイミングで検出した入力電流ＩＡＣを制御電流Ｉａｃ＿ｃｏｎｔとして出力する。一方、入力電圧が負極性の場合に、第１の谷のタイミングで入力電流ＩＡＣを検出するとともに、第２の谷のタイミングで検出した入力電流ＩＡＣを制御電流Ｉａｃ＿ｃｏｎｔとして出力する。
【0046】
図１２は、制御電流生成器１５３の具体的な構成を示している。制御電流生成器１５３は、入力電流検出器１６１と、スイッチングキャリアタイミング検出器１６２と、制御電流出力器１６３とを備えている。スイッチングキャリアタイミング検出器１６２は、スイッチングキャリア生成器１５６から出力されるスイッチングキャリアを検出し、スイッチングキャリアの山及び谷のタイミングを示すスイッチングキャリアタイミング信号を生成し、スイッチングキャリアタイミング信号を入力電流検出器１６１及び制御電流出力器１６３にそれぞれ出力する。
【0047】
入力電流検出器１６１は、スイッチングキャリアタイミング検出器１６２から出力されるスイッチングキャリアタイミング信号に基づいて、入力電流ＩＡＣをスイッチングキャリアの連続する山及び谷のそれぞれのタイミングで検出し、検出したそれぞれの電流値を検出電流として制御電流出力器１６３に出力する。
【0048】
図１３は、制御電流出力器１６３の具体的な構成を示している。制御電流出力器１６３は、選択部１７１と、出力部１７２と、第１のカウンタ（カウンタ１）１７３と、第２のカウンタ（カウンタ２）１７４とを備えている。選択部１７１は、第１のカウンタ１７３からのトリガ信号に基づいて、入力された電流値を選択して出力部１７２に出力する。出力部１７２は、第２のカウンタ１７４からのトリガ信号に基づいて、入力した電流値を制御電流Ｉａｃ＿ｃｏｎｔとして出力する。
【0049】
第１のカウンタ１７３及び第２のカウンタ１７４は、クロックの入力をもとに、カウント値ＮをＮ＝１、２、３、４、５・・・と連続してカウントする。第１のカウンタ１７３は、スイッチングキャリアタイミング検出器１６２から出力されるスイッチングキャリアタイミング信号及び入力電圧極性信号に基づいて（スイッチングキャリアタイミング信号をクロックとして）、最初のスイッチングキャリアの谷をＮ＝１とカウントし、続くスイッチングキャリアの第１の山をＮ＝２とカウントし、入力電圧ＶＡＣの極性が正の時、カウント値が「２」になったタイミングで、トリガ信号を選択部１７１に出力し、続くスイッチングキャリアの第２の谷をＮ＝３とカウントし、カウント値が「３」になったタイミングで「１」にリセットする。一方、入力電圧ＶＡＣの極性が負の時、カウント値が「１」になったタイミングで、トリガ信号を選択部１７１に出力し、カウント値が「３」になったタイミングで「１」にリセットする。第２のカウンタ１７４は、スイッチングキャリアタイミング検出器１６２から出力されるスイッチングキャリアタイミング信号に基づいて、最初のスイッチングキャリアの第１の谷をＮ＝１とカウントし、続くスイッチングキャリアの第１の山をＮ＝２とカウントし、続くスイッチングキャリアの第２の谷をＮ＝３とカウントし、カウント値が「３」になったタイミングで、トリガ信号を出力部１７２に出力し、カウント値を「１」にリセットする。
【0050】
図１４は、制御電流生成器１５３の動作を説明するためのＰＷＭパルスと入力電流ＩＡＣとスイッチングキャリアとの相対関係を示す特性図である。図１４において、縦軸は振幅を示し、横軸は時間を示す。図１４（ａ）は入力電圧極性が正極性である場合のＰＷＭパルスと入力電流ＩＡＣとスイッチングキャリアとの相対関係を示す特性図であり、図１４（ｂ）は入力電圧極性が負極性である場合のＰＷＭパルスと入力電流ＩＡＣとスイッチングキャリアとの相対関係を示す特性図である。さらに、図１４（ａ）、（ｂ）の（１）はＰＷＭパルス生成器１５２３から出力されるＰＷＭパルスを示し、（２）は入力電流検出回路１４で検出される入力電流ＩＡＣを示し、（３）はスイッチングキャリア生成器１５６から出力されるスイッチングキャリアを示す。
【0051】
選択部１７１は、入力電圧極性が正極性であるとき、スイッチングキャリアの山のタイミングで検出されたリアクタ放電時の電流値Ｐ１（図１４（ａ）中では四角で図示）を選択し、電流値Ｐ１を出力部１７２に出力する。また、選択部１７１は、入力電圧極性が負極性であるとき、スイッチングキャリアの第１の谷のタイミングで検出されたリアクタ放電時の電流値Ｐ２（図１４（ｂ）中では四角で図示）を選択し、電流値Ｐ２を出力部１７２に出力する。
【0052】
出力部１７２は、入力電圧ＶＡＣの極性が正の時、第２のカウンタ１７４から出力されるトリガ信号が入力されるまで、電流値Ｐ１を保持し、トリガ信号が入力された時点で、電流値Ｐ１を制御電流Ｉａｃ＿ｃｏｎｔとして出力する。また、出力部１７２は、入力電圧ＶＡＣの極性が負の時、第２のカウンタ１７４から出力されるトリガ信号が入力されるまで、電流値Ｐ２を保持し、トリガ信号が入力された時点で、電流値Ｐ２を制御電流Ｉａｃ＿ｃｏｎｔとして出力する。
【0053】
入力電圧極性が正極性である場合において、電流値Ｐ１と実電流値との差、つまり基本波からの乖離分の値は、Ｚ３となる。一方、入力電圧極性が負極性である場合において、電流値Ｐ２と実電流値との差、つまり基本波からの乖離分の値は、Ｚ３とほぼ同じＺ４となる。ここで前述した図１１に示す基本波からの乖離分Ｚ１、Ｚ２と第１の実施形態による基本波からの乖離分Ｚ３、Ｚ４の大小を比較すると、Ｚ１≒Ｚ３≒Ｚ４＜Ｚ２となる。従って、実電流値と検出電流値である電流値Ｐ１及び電流値Ｐ２との乖離量は小さく、電流値Ｐ１と電流値Ｐ２はそれぞれ入力電流ＩＡＣの基本波と同等の値となる。これにより入力電圧ＶＡＣの極性によらず正確な入力電流制御が可能になる。
【0054】
図１５は、制御電流生成器１５３の動作を説明するためのＰＷＭパルスと入力電流ＩＡＣとスイッチングキャリアと電流位相との相対関係を示す特性図（模式図）である。図１５において、縦軸は振幅を示し、横軸は時間を示す。図１５（ａ）は選択部１７１により出力される入力電流ＩＡＣを示し、図１５（ｂ）はスイッチングキャリア生成器１５６から出力されるスイッチングキャリアを示し、図１５（ｃ）は出力部１７２から制御電流Ｉａｃ＿ｃｏｎｔとして出力される入力電流ＩＡＣの電流位相を示している。
【0055】
ここで、入力電圧ＶＡＣの周波数を５０Ｈｚ、スイッチングキャリア（三角波）の周波数を４ｋＨｚとして具体的に説明する。このとき、入力電圧ＶＡＣの半周期には４０個のスイッチングキャリア（三角波）が存在する。例えば、入力電圧ＶＡＣの極性が正の場合に、出力部１７２は、電流位相４．５０ｄｅｇに対応するスイッチングキャリアの谷（第１の振幅頂点）のタイミングである時刻ｔ１と電流位相９．００ｄｅｇに対応する次のスイッチングキャリアの谷（第３の振幅頂点）のタイミングである時刻ｔ２との間の、電流位相６．７５ｄｅｇに対応するスイッチングキャリアの山（第２の振幅頂点）のタイミングで選択部１７１から出力される電流値ｘ１を保持し、電流位相９．００ｄｅｇに対応する時刻ｔ２のスイッチングキャリアの谷（第３の振幅頂点）のタイミングで電流値ｘ１を出力する。また、出力部１７２は、電流位相９．００ｄｅｇに対応するスイッチングキャリアの谷（第１の振幅頂点）のタイミングである時刻ｔ２と電流位相１３．５０ｄｅｇに対応する次のスイッチングキャリアの谷（第３の振幅頂点）のタイミングである時刻ｔ３との間の、電流位相１１．２５ｄｅｇに対応するスイッチングキャリアの山（第２の振幅頂点）のタイミングで選択部１７１から出力される電流値ｘ２を保持し、電流位相１３．５０ｄｅｇに対応するスイッチングキャリアの谷（第３の振幅頂点）のタイミングである時刻ｔ３で電流値ｘ２を出力する。
【0056】
一方、入力電圧ＶＡＣの極性が負の場合に、出力部１７２は、電流位相４．５０ｄｅｇに対応するスイッチングキャリアの谷（第１の振幅頂点）のタイミングである時刻ｔ１’で選択部１７１から出力される電流値ｘ１’を保持する。この場合、出力部１７２は、電流位相４．５０ｄｅｇに対応するスイッチングキャリアの谷（第１の振幅頂点）のタイミングである時刻ｔ１’と電流位相９．００ｄｅｇに対応する次のスイッチングキャリアの谷（第３の振幅頂点）のタイミングである時刻ｔ２’との間の電流位相６．７５ｄｅｇに対応するスイッチングキャリアの山（第２の振幅頂点）のタイミングである時刻ｔｍ１（図１５（ｃ）の点線で示す）で電流値ｘ１’を出力するのではなく、時刻ｔｍ１よりスイッチングキャリアの半周期遅れた電流位相９．００ｄｅｇに対応するスイッチングキャリアの谷（第３の振幅頂点）のタイミングである時刻ｔ２’で電流値ｘ１’を出力する。また、出力部１７２は、電流位相９．００ｄｅｇに対応するスイッチングキャリアの谷（第１の振幅頂点）のタイミングである時刻ｔ２’で選択部１７１から出力される電流値ｘ２’を保持する。この場合、出力部１７２は、電流位相９．００ｄｅｇに対応するスイッチングキャリアの谷（第１の振幅頂点）のタイミングである時刻ｔ２’と電流位相１３．５０ｄｅｇに対応する次のスイッチングキャリアの谷（第３の振幅頂点）のタイミングである時刻ｔ３’との間の電流位相１１．２５ｄｅｇに対応するスイッチングキャリアの山（第２の振幅頂点）のタイミングである時刻ｔｍ２で電流値ｘ２’を出力するのではなく、時刻ｔｍ２よりスイッチングキャリアの半周期遅れた電流位相１３．５０ｄｅｇに対応するスイッチングキャリアの谷（第３の振幅頂点）のタイミングである時刻ｔ３’で電流値ｘ２’を出力する。
【0057】
すなわち、制御電流出力器１６３は、入力電圧ＶＡＣの極性が負の場合に、入力電流検出器１６１で検出される入力電流ＩＡＣの電流位相を、スイッチングキャリアの半周期分遅らせる。このため、制御電流出力器１６３は、入力電圧ＶＡＣの極性が負の場合に、検出した入力電流ＩＡＣを、入力電圧ＶＡＣの極性が正の場合に検出した入力電流ＩＡＣと同じタイミングで検出した電流とみなすことができる。
【0058】
＜第１の実施形態による作用効果＞
以上のように第１の実施形態によれば、制御電流生成器１５３において、フィルタ等を用いることなく、入力電流ＩＡＣの基本波とスイッチングキャリアに起因したノイズ成分が重畳した電流波形とが同等となるポイントで入力電流ＩＡＣの基本波を検出することができ、これによりノイズフィルタが不要となり、ノイズフィルタ等に起因した検出遅れ時間を短縮できる。また、入力電圧ＶＡＣの極性によらず、リアクタＬ１の放電時に入力電流ＩＡＣを検出するように検出点を設定し、入力電圧ＶＡＣが正極性の場合に検出した入力電流ＩＡＣを制御電流Ｉａｃ＿ｃｏｎｔとして出力するタイミングと、入力電圧ＶＡＣが正極性の場合に検出した入力電流ＩＡＣを制御電流Ｉａｃ＿ｃｏｎｔとして出力するタイミングとを同じにすることで、基本波との乖離量を入力電圧ＶＡＣの極性違いによらず、同等にすることができる。これにより、入力電流制御のアンバランスを防止できる。
以上のように第１の実施形態によれば、制御電流生成器１５３において、フィルタ等を用いることなく、入力電流ＩＡＣの基本波とスイッチングキャリアに起因したノイズ成分が重畳した電流波形とが同等となるポイントで入力電流ＩＡＣの基本波を検出することができ、これによりノイズフィルタが不要となり、ノイズフィルタ等に起因した検出遅れ時間を短縮できる。また、入力電圧ＶＡＣの極性によらず、リアクタＬ１の放電時に入力電流ＩＡＣを検出するように検出点を設定し、入力電圧ＶＡＣが正極性の場合に検出した入力電流ＩＡＣを制御電流Ｉａｃ＿ｃｏｎｔとして出力するタイミングと、入力電圧ＶＡＣが正極性の場合に検出した入力電流ＩＡＣを制御電流Ｉａｃ＿ｃｏｎｔとして出力するタイミングとを同じにすることで、基本波との乖離量を入力電圧ＶＡＣの極性違いによらず、同等にすることができる。これにより、入力電流制御のアンバランスを防止できる。
【0059】
また、第１の実施形態によれば、制御電流生成器１５３において、入力電圧ＶＡＣの極性が正の時、リアクタ放電時の検出点がスイッチングキャリアの山となり、入力電圧ＶＡＣの極性が負の時、リアクタ放電時の検出点がスイッチングキャリアの谷となるため、入力電圧ＶＡＣの極性が負の場合に、検出される入力電流ＩＡＣの電流位相を、スイッチングキャリアの半周期分遅らせて、入力電圧ＶＡＣの極性が正の時と制御タイミングを合わせることができる。これにより、入力電流制御のアンバランスを防止できる。なお、制御電流生成器１５３において、スイッチングキャリアの１周期における振幅頂点を位相の順に第１の山（第１の振幅頂点）、第１の谷（第２の振幅頂点）、第２の山（第３の振幅頂点）としても、上記と同様に入力電流ＩＡＣを検出して入力電圧ＶＡＣの極性によらず正確な入力電流制御を行うことができる。
【0060】
＜第２の実施形態＞
第２の実施形態では、制御電流生成器１５３をソフトウェアで実現できるようにしたものである。この場合、制御電流生成器１５３は、第１のカウンタ１７３及び第２のカウンタ１７４を備える。
第２の実施形態では、制御電流生成器１５３をソフトウェアで実現できるようにしたものである。この場合、制御電流生成器１５３は、第１のカウンタ１７３及び第２のカウンタ１７４を備える。
【0061】
図１６は、制御電流生成器１５３による制御電流Ｉａｃ＿ｃｏｎｔの生成制御手順を示すフローチャートである。
制御電流生成器１５３は、ＴＰＢＬコンバータ１０の電源がオンし、スイッチングキャリア生成器１５６から三角波のスイッチングキャリアが発生すると、スイッチングキャリア生成器１５６から出力される三角波のスイッチングキャリア及び入力電圧ＶＡＣを検出し（ステップＳＴ１６ａ）、第１のカウンタ１７３及び第２のカウンタ１７４がカウント動作を開始し（ステップＳＴ１６ｂ）、入力電圧ＶＡＣの極性の判定を行う（ステップＳＴ１６ｃ）。なお、第１のカウンタ１７３及び第２のカウンタ１７４は、最初のスイッチングキャリアの第１の谷をＮ＝１とカウントし、続くスイッチングキャリアの第１の山をＮ＝２とカウントし、続くスイッチングキャリアの第２の谷をＮ＝３とカウントする。なお、最初のスイッチングキャリアの山を第１の山（第１の振幅頂点）としてＮ＝１とカウントし、続くスイッチングキャリアの第１の谷（第２の振幅頂点）としてＮ＝２とカウントし、続くスイッチングキャリアの山を第２の山（第３の振幅頂点）としてＮ＝３とカウントしてもよい。
制御電流生成器１５３は、ＴＰＢＬコンバータ１０の電源がオンし、スイッチングキャリア生成器１５６から三角波のスイッチングキャリアが発生すると、スイッチングキャリア生成器１５６から出力される三角波のスイッチングキャリア及び入力電圧ＶＡＣを検出し（ステップＳＴ１６ａ）、第１のカウンタ１７３及び第２のカウンタ１７４がカウント動作を開始し（ステップＳＴ１６ｂ）、入力電圧ＶＡＣの極性の判定を行う（ステップＳＴ１６ｃ）。なお、第１のカウンタ１７３及び第２のカウンタ１７４は、最初のスイッチングキャリアの第１の谷をＮ＝１とカウントし、続くスイッチングキャリアの第１の山をＮ＝２とカウントし、続くスイッチングキャリアの第２の谷をＮ＝３とカウントする。なお、最初のスイッチングキャリアの山を第１の山（第１の振幅頂点）としてＮ＝１とカウントし、続くスイッチングキャリアの第１の谷（第２の振幅頂点）としてＮ＝２とカウントし、続くスイッチングキャリアの山を第２の山（第３の振幅頂点）としてＮ＝３とカウントしてもよい。
【0062】
ここで、入力電圧ＶＡＣの極性が正と判定された場合に（ステップＳＴ１６ｃ：Ｙｅｓ）、制御電流生成器１５３は第１のカウンタ１７３のカウント値を判定し（ステップＳＴ１６ｄ）、カウント値が「２」、つまりスイッチングキャリアの第１の山と判定した場合に（ステップＳＴ１６ｄ：Ｙｅｓ）、入力電流ＩＡＣを検出する（ステップＳＴ１６ｅ）。そして、第１のカウンタ１７３のカウント値が「３」になったタイミングでカウント値を「１」にリセットし（ステップＳＴ１６ｆ）、第２のカウンタ１７４のカウント値の判定を行う（ステップＳＴ１６ｇ）。
【0063】
ここで、カウント値が「３」と判定された場合に（ステップＳＴ１６ｇ：Ｙｅｓ）、制御電流生成器１５３は検出した入力電流ＩＡＣを制御電流Ｉａｃ＿ｃｏｎｔとして出力し（ステップＳＴ１６ｈ）、第２のカウンタ１７４のカウント値を「１」にリセットし（ステップＳＴ１６ｉ）、上記ステップＳＴ１６ｃの処理に戻る。
【0064】
一方、上記ステップＳＴ１６ｃにおいて、入力電圧ＶＡＣの極性が負と判定された場合に（ステップＳＴ１６ｃ：Ｎｏ）、制御電流生成器１５３は第１のカウンタ１７３のカウント値を判定し（ステップＳＴ１６ｊ）、カウント値が「１」、つまりスイッチングキャリアの第１の谷と判定した場合に（ステップＳＴ１６ｊ：Ｙｅｓ）、入力電流ＩＡＣを検出する（ステップＳＴ１６ｋ）。そして、第１のカウンタ１７３のカウント値が「３」になったタイミングで第１のカウンタ１７３のカウント値を「１」にリセットし（ステップＳＴ１６ｌ）、第２のカウンタ１７４のカウント値の判定を行う（ステップＳＴ１６ｇ）。
【0065】
ここで、カウント値が「３」と判定された場合に（ステップＳＴ１６ｇ：Ｙｅｓ）、制御電流生成器１５３は検出した入力電流ＩＡＣを制御電流Ｉａｃ＿ｃｏｎｔとして出力し（ステップＳＴ１６ｈ）、第２のカウンタ１７４のカウント値を「１」にリセットし（ステップＳＴ１６ｉ）、上記ステップＳＴ１６ｃの処理に戻る。なお、上記ステップＳＴ１６ｇにおいて、第２のカウンタ１７４がカウント値「３」をカウントするまで（ステップＳＴ１６ｇ：Ｎｏ）、制御電流生成器１５３は検出した入力電流ＩＡＣを出力保持する。
【0066】
＜第２の実施形態による作用効果＞
以上のように第２の実施形態であっても、上記第１の実施形態と同様の作用効果が得られる。
以上のように第２の実施形態であっても、上記第１の実施形態と同様の作用効果が得られる。
【0067】
＜その他の実施形態＞
上記のように、本発明は第１及び第２の実施形態によって記載したが、この開示の一部をなす論述及び図面は本発明を限定するものであると理解すべきではない。上記の第１及び第２の実施形態が開示する技術内容の趣旨を理解すれば、当業者には様々な代替実施形態、実施例及び運用技術が本発明に含まれ得ることが明らかとなろう。また、第１及び第２の実施形態がそれぞれ開示する構成を、矛盾の生じない範囲で適宜組み合わせることができる。例えば、複数の異なる実施形態がそれぞれ開示する構成を組み合わせてもよく、同一の実施形態の複数の異なる変形例がそれぞれ開示する構成を組み合わせてもよい。
上記のように、本発明は第１及び第２の実施形態によって記載したが、この開示の一部をなす論述及び図面は本発明を限定するものであると理解すべきではない。上記の第１及び第２の実施形態が開示する技術内容の趣旨を理解すれば、当業者には様々な代替実施形態、実施例及び運用技術が本発明に含まれ得ることが明らかとなろう。また、第１及び第２の実施形態がそれぞれ開示する構成を、矛盾の生じない範囲で適宜組み合わせることができる。例えば、複数の異なる実施形態がそれぞれ開示する構成を組み合わせてもよく、同一の実施形態の複数の異なる変形例がそれぞれ開示する構成を組み合わせてもよい。
【0068】
上記第１の実施形態では、ＴＰＢＬコンバータ１０を一例として説明したが、ＴＰＢＬコンバータ１０以外にブリッジレス力率改善コンバータのブリッジ回路として、例えば、２つのダイオードと２つのスイッチング素子がブリッジ接続されたブリッジ回路、もしくは、４つのスイッチング素子がブリッジ接続されたブリッジ回路であってもよい。
【符号の説明】
【0069】
１ 交流電源
２ 負荷
１０ ＴＰＢＬコンバータ
１１ 電力変換部
１２ 入力電圧検出回路
１３ 出力電圧検出回路
１４ 入力電流検出回路
１５ 制御部
１１１ ブリッジ回路
１５１ 電圧制御部
１５２ パルス生成制御部
１５３ 制御電流生成器
１５４ ゼロクロス検出器
１５５ 位相推定器
１５６ スイッチングキャリア生成器
１５７ 入力電圧極性判定器
１６１ 入力電流検出器
１６２ スイッチングキャリアタイミング検出器
１６３ 制御電流出力器
１７１ 選択部
１７２ 出力部
１７３ 第１のカウンタ（カウンタ１）
１７４ 第２のカウンタ（カウンタ２）
１５２１ 電流指令値生成器
１５２２ デューティ生成器
１５２３ ＰＷＭパルス生成器
Ｌ１ リアクタ
Ｃ１ 平滑コンデンサ
Ｓ１ 第１のスイッチング素子
Ｓ２ 第２のスイッチング素子
Ｄ１ 第１のダイオード
Ｄ２ 第２のダイオード
ＤＳ１ 第１のボディダイオード
ＤＳ２ 第２のボディダイオード
２ 負荷
１０ ＴＰＢＬコンバータ
１１ 電力変換部
１２ 入力電圧検出回路
１３ 出力電圧検出回路
１４ 入力電流検出回路
１５ 制御部
１１１ ブリッジ回路
１５１ 電圧制御部
１５２ パルス生成制御部
１５３ 制御電流生成器
１５４ ゼロクロス検出器
１５５ 位相推定器
１５６ スイッチングキャリア生成器
１５７ 入力電圧極性判定器
１６１ 入力電流検出器
１６２ スイッチングキャリアタイミング検出器
１６３ 制御電流出力器
１７１ 選択部
１７２ 出力部
１７３ 第１のカウンタ（カウンタ１）
１７４ 第２のカウンタ（カウンタ２）
１５２１ 電流指令値生成器
１５２２ デューティ生成器
１５２３ ＰＷＭパルス生成器
Ｌ１ リアクタ
Ｃ１ 平滑コンデンサ
Ｓ１ 第１のスイッチング素子
Ｓ２ 第２のスイッチング素子
Ｄ１ 第１のダイオード
Ｄ２ 第２のダイオード
ＤＳ１ 第１のボディダイオード
ＤＳ２ 第２のボディダイオード
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【図16】