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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2024145998
(43)【公開日】2024-10-15
(54)【発明の名称】電力変換装置
(51)【国際特許分類】
H02M 7/48 20070101AFI20241004BHJP
【ＦＩ】
H02M7/48 E
【審査請求】有
【請求項の数】15
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2023058652
(22)【出願日】2023-03-31
(11)【特許番号】
(45)【特許公報発行日】2024-06-26
(71)【出願人】
【識別番号】000002853
【氏名又は名称】ダイキン工業株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】110001427
【氏名又は名称】弁理士法人前田特許事務所
(72)【発明者】
【氏名】橋場 知広
(72)【発明者】
【氏名】林 伸夫
【テーマコード（参考）】
5H770
【Ｆターム（参考）】
5H770AA05
5H770BA01
5H770CA02
5H770DA03
5H770DA41
5H770EA01
5H770HA02W
5H770HA02Y
5H770HA02Z
5H770HA03W
5H770HA05Z
5H770KA01Z
(57)【要約】
【課題】電力変換装置において、モータの電流ピーク値の低減を図る。
【解決手段】制御部（50）が、複数のスイッチング素子（31a,32a,33a,34a,35a,36a）の制御により、コンデンサ（40）の電圧がピーク値となる電圧ピークタイミング付近において、モータ（2）の電気角周波数を基本波周波数（ω）としたときの高次調波を重畳することで、モータ（2）の複数の相電流（iv,iw）の絶対値のうちの最大値である最大相電流のピーク値を低減するようにインバータ回路（30）の出力電圧を制御する。コンデンサ（40）の容量値は、コンデンサ（40）の電圧が、最大値が最小値の２倍以上となるように単相交流電源（1）の半周期で脈動するのを許容するように設定される。
【選択図】図１
【解決手段】制御部（50）が、複数のスイッチング素子（31a,32a,33a,34a,35a,36a）の制御により、コンデンサ（40）の電圧がピーク値となる電圧ピークタイミング付近において、モータ（2）の電気角周波数を基本波周波数（ω）としたときの高次調波を重畳することで、モータ（2）の複数の相電流（iv,iw）の絶対値のうちの最大値である最大相電流のピーク値を低減するようにインバータ回路（30）の出力電圧を制御する。コンデンサ（40）の容量値は、コンデンサ（40）の電圧が、最大値が最小値の２倍以上となるように単相交流電源（1）の半周期で脈動するのを許容するように設定される。
【選択図】図１
【特許請求の範囲】
【請求項1】
モータ（2）に電力を供給する電力変換装置（10）であって、
単相交流電源（1）から供給される交流電圧を整流するコンバータ回路（20）と、
複数のスイッチング素子（31a,32a,33a,34a,35a,36a）を有し、当該複数のスイッチング素子（31a,32a,33a,34a,35a,36a）の動作によって、上記コンバータ回路（20）により出力された直流を交流に変換して上記モータ（2）に供給するインバータ回路（30）と、
上記インバータ回路（30）の入力ノード間に接続されたコンデンサ（40）と、
上記複数のスイッチング素子（31a,32a,33a,34a,35a,36a）の制御により、上記コンデンサ（40）の電圧がピーク値となる電圧ピークタイミング付近において、上記モータ（2）の電気角周波数を基本波周波数（ω）としたときの高次調波を重畳することで、上記モータ（2）の複数の相電流（iu,iv,iw）の絶対値のうちの最大値である最大相電流（imax）のピーク値を低減するように上記インバータ回路（30）の出力電圧を制御する制御部（50）とを備え、
上記コンデンサ（40）の容量値は、当該コンデンサ（40）の電圧が、最大値が最小値の２倍以上となるように上記単相交流電源（1）の半周期で脈動するのを許容するように設定されていることを特徴とする電力変換装置。
単相交流電源（1）から供給される交流電圧を整流するコンバータ回路（20）と、
複数のスイッチング素子（31a,32a,33a,34a,35a,36a）を有し、当該複数のスイッチング素子（31a,32a,33a,34a,35a,36a）の動作によって、上記コンバータ回路（20）により出力された直流を交流に変換して上記モータ（2）に供給するインバータ回路（30）と、
上記インバータ回路（30）の入力ノード間に接続されたコンデンサ（40）と、
上記複数のスイッチング素子（31a,32a,33a,34a,35a,36a）の制御により、上記コンデンサ（40）の電圧がピーク値となる電圧ピークタイミング付近において、上記モータ（2）の電気角周波数を基本波周波数（ω）としたときの高次調波を重畳することで、上記モータ（2）の複数の相電流（iu,iv,iw）の絶対値のうちの最大値である最大相電流（imax）のピーク値を低減するように上記インバータ回路（30）の出力電圧を制御する制御部（50）とを備え、
上記コンデンサ（40）の容量値は、当該コンデンサ（40）の電圧が、最大値が最小値の２倍以上となるように上記単相交流電源（1）の半周期で脈動するのを許容するように設定されていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項2】
請求項１に記載の電力変換装置において
上記高次調波は、
上記基本波周波数（ω）に対する奇数次調波であることを特徴とする電力変換装置。
上記高次調波は、
上記基本波周波数（ω）に対する奇数次調波であることを特徴とする電力変換装置。
【請求項3】
請求項２に記載の電力変換装置において
上記高次調波は、
上記基本波周波数（ω）に対する（６ｎ＋１）次調波（ｎは自然数）及び（６ｎ－１）次調波（ｎは自然数）のうちの少なくとも１つであることを特徴とする電力変換装置。
上記高次調波は、
上記基本波周波数（ω）に対する（６ｎ＋１）次調波（ｎは自然数）及び（６ｎ－１）次調波（ｎは自然数）のうちの少なくとも１つであることを特徴とする電力変換装置。
【請求項4】
請求項１～３のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
上記制御部（50）は、
上記電圧ピークタイミングを除く期間に、上記重畳が行われない期間が含まれるように上記インバータ回路（30）の出力電圧を制御することを特徴とする電力変換装置。
上記制御部（50）は、
上記電圧ピークタイミングを除く期間に、上記重畳が行われない期間が含まれるように上記インバータ回路（30）の出力電圧を制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項5】
請求項１～３のいずれか１項に記載の電力変換装置において
上記制御部（50）は、
上記モータ（2）の相電流（iu,iv,iw）から上記高次調波を除去した相電流の波形を重畳前相電流とし、
かつ重畳前最大相電流を、上記モータ（2）の複数の相電流（iu,iv,iw）にそれぞれ対応する複数の上記重畳前相電流の絶対値のうちの最大値としたときに、
上記最大相電流（imax）のピーク値を、上記重畳前最大相電流のピーク値よりも小さくするように上記インバータ回路（30）の出力電圧を制御することを特徴とする電力変換装置。
上記制御部（50）は、
上記モータ（2）の相電流（iu,iv,iw）から上記高次調波を除去した相電流の波形を重畳前相電流とし、
かつ重畳前最大相電流を、上記モータ（2）の複数の相電流（iu,iv,iw）にそれぞれ対応する複数の上記重畳前相電流の絶対値のうちの最大値としたときに、
上記最大相電流（imax）のピーク値を、上記重畳前最大相電流のピーク値よりも小さくするように上記インバータ回路（30）の出力電圧を制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項6】
請求項５に記載の電力変換装置において、
上記制御部（50）による上記重畳は、少なくとも、上記重畳前最大相電流がピーク値となる電流ピークタイミング付近で行われ、
上記電流ピークタイミングを除く期間に、上記重畳が行われない期間が含まれることを特徴とする電力変換装置。
上記制御部（50）による上記重畳は、少なくとも、上記重畳前最大相電流がピーク値となる電流ピークタイミング付近で行われ、
上記電流ピークタイミングを除く期間に、上記重畳が行われない期間が含まれることを特徴とする電力変換装置。
【請求項7】
請求項５に記載の電力変換装置において、
上記制御部（50）による上記重畳は、上記重畳前最大相電流がピーク値の７５％以上である期間の少なくとも一部に行われることを特徴とする電力変換装置。
上記制御部（50）による上記重畳は、上記重畳前最大相電流がピーク値の７５％以上である期間の少なくとも一部に行われることを特徴とする電力変換装置。
【請求項8】
請求項５に記載の電力変換装置において、
上記高次調波は、
上記基本波周波数（ω）に対する奇数次調波のうちの少なくとも１つであり、
上記高次調波の振幅は、上記重畳前相電流の電流ベクトルの振幅(|Ia|)の２０％未満となることを特徴とする電力変換装置。
上記高次調波は、
上記基本波周波数（ω）に対する奇数次調波のうちの少なくとも１つであり、
上記高次調波の振幅は、上記重畳前相電流の電流ベクトルの振幅(|Ia|)の２０％未満となることを特徴とする電力変換装置。
【請求項9】
請求項１～３のいずれか１項に記載の電力変換装置において
上記制御部（50）は、
上記モータ（2）の複数の相電流（iu,iv,iw）から、上記基本波周波数（ω）の奇数倍の周波数と、上記基本波周波数（ω）の奇数倍±電源周波数の２ｍ倍（ｍは自然数）で得られる周波数とを除く周波数の成分を合成した相電流の波形を除去後相電流とし、
かつ除去後最大相電流を、上記モータ（2）の複数の相電流（iu,iv,iw）にそれぞれ対応する複数の上記除去後相電流の絶対値のうちの最大値としたときに、
上記最大相電流（imax）のピーク値を、上記除去後最大相電流のピーク値よりも小さくするように上記インバータ回路（30）の出力電圧を制御することを特徴とする電力変換装置。
上記制御部（50）は、
上記モータ（2）の複数の相電流（iu,iv,iw）から、上記基本波周波数（ω）の奇数倍の周波数と、上記基本波周波数（ω）の奇数倍±電源周波数の２ｍ倍（ｍは自然数）で得られる周波数とを除く周波数の成分を合成した相電流の波形を除去後相電流とし、
かつ除去後最大相電流を、上記モータ（2）の複数の相電流（iu,iv,iw）にそれぞれ対応する複数の上記除去後相電流の絶対値のうちの最大値としたときに、
上記最大相電流（imax）のピーク値を、上記除去後最大相電流のピーク値よりも小さくするように上記インバータ回路（30）の出力電圧を制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項10】
請求項９に記載の電力変換装置において、
上記制御部（50）による上記重畳は、少なくとも、上記除去後最大相電流がピーク値となる電流ピークタイミング付近で行われ、
上記電流ピークタイミングを除く期間に、上記重畳が行われない期間が含まれることを特徴とする電力変換装置。
上記制御部（50）による上記重畳は、少なくとも、上記除去後最大相電流がピーク値となる電流ピークタイミング付近で行われ、
上記電流ピークタイミングを除く期間に、上記重畳が行われない期間が含まれることを特徴とする電力変換装置。
【請求項11】
請求項９に記載の電力変換装置において、
上記制御部（50）による上記重畳は、上記除去後最大相電流がピーク値の７５％以上である期間の少なくとも一部に行われることを特徴とする電力変換装置。
上記制御部（50）による上記重畳は、上記除去後最大相電流がピーク値の７５％以上である期間の少なくとも一部に行われることを特徴とする電力変換装置。
【請求項12】
請求項９に記載の電力変換装置において、
上記高次調波は、
上記基本波周波数（ω）に対する奇数次調波であり、
上記高次調波の振幅は、上記除去後相電流の電流ベクトルの振幅の２０％未満となることを特徴とする電力変換装置。
上記高次調波は、
上記基本波周波数（ω）に対する奇数次調波であり、
上記高次調波の振幅は、上記除去後相電流の電流ベクトルの振幅の２０％未満となることを特徴とする電力変換装置。
【請求項13】
請求項２に記載の電力変換装置において、
上記高次調波と、上記基本波周波数（ω）の成分との位相のずれは、
上記高次調波が３次調波を含有している場合には、
上記３次調波と、上記基本波周波数（ω）の成分との位相のずれは、－１０°～１０°であり、かつ
上記高次調波に含まれる５次調波および７次調波の、上記基本波周波数（ω）の成分に対する位相のずれは、－５°～５°であり、
上記高次調波が３次調波を含有していない場合には、
上記高次調波に含まれる５次調波および７次調波の、上記基本波周波数（ω）の成分に対する位相のずれは、１７６°～１８４°であることを特徴とする電力変換装置。
上記高次調波と、上記基本波周波数（ω）の成分との位相のずれは、
上記高次調波が３次調波を含有している場合には、
上記３次調波と、上記基本波周波数（ω）の成分との位相のずれは、－１０°～１０°であり、かつ
上記高次調波に含まれる５次調波および７次調波の、上記基本波周波数（ω）の成分に対する位相のずれは、－５°～５°であり、
上記高次調波が３次調波を含有していない場合には、
上記高次調波に含まれる５次調波および７次調波の、上記基本波周波数（ω）の成分に対する位相のずれは、１７６°～１８４°であることを特徴とする電力変換装置。
【請求項14】
請求項１に記載の電力変換装置において、
上記制御部（50）は、
上記高次調波の振幅及び位相のうちの少なくとも一方を、上記単相交流電源（1）から上記コンバータ回路（20）に流れる入力電流（iin）、上記コンデンサ（40）の電圧（Vdc）、上記インバータ回路（30）の入力電流（Idc）、及び上記インバータ回路（30）の出力電力のうちの少なくとも１つに基づいて制御することを特徴とする電力変換装置。
上記制御部（50）は、
上記高次調波の振幅及び位相のうちの少なくとも一方を、上記単相交流電源（1）から上記コンバータ回路（20）に流れる入力電流（iin）、上記コンデンサ（40）の電圧（Vdc）、上記インバータ回路（30）の入力電流（Idc）、及び上記インバータ回路（30）の出力電力のうちの少なくとも１つに基づいて制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項15】
モータ（2）に電力を供給する電力変換装置であって、
単相交流電源（1）から供給される交流電圧を整流するコンバータ回路（20）と、
複数のスイッチング素子（31a,32a,33a,34a,35a,36a）を有し、当該複数のスイッチング素子（31a,32a,33a,34a,35a,36a）の動作によって、上記コンバータ回路（20）により出力された直流を交流に変換して上記モータ（2）に供給するインバータ回路（30）と、
上記インバータ回路（30）の入力ノード間に接続されたコンデンサ（40）と、
上記複数のスイッチング素子（31a,32a,33a,34a,35a,36a）の制御により、上記モータ（2）の電気角周波数を基本波周波数（ω）とし、かつ最大相電流（imax）を、上記モータ（2）の複数の相電流（iu,iv,iw）の絶対値のうちの最大値としたときに、上記基本波周波数（ω）に対する高次調波を重畳することで、上記最大相電流（imax）のピーク値を低減するように上記インバータ回路（30）の出力電圧を制御する制御部（50）とを備え、
上記コンデンサ（40）の容量値は、当該コンデンサ（40）の電圧が、最大値が最小値の２倍以上となるように上記単相交流電源（1）の半周期で脈動するのを許容するように設定され、
上記高次調波は、
上記基本波周波数（ω）に対する奇数次調波であることを特徴とする電力変換装置。
単相交流電源（1）から供給される交流電圧を整流するコンバータ回路（20）と、
複数のスイッチング素子（31a,32a,33a,34a,35a,36a）を有し、当該複数のスイッチング素子（31a,32a,33a,34a,35a,36a）の動作によって、上記コンバータ回路（20）により出力された直流を交流に変換して上記モータ（2）に供給するインバータ回路（30）と、
上記インバータ回路（30）の入力ノード間に接続されたコンデンサ（40）と、
上記複数のスイッチング素子（31a,32a,33a,34a,35a,36a）の制御により、上記モータ（2）の電気角周波数を基本波周波数（ω）とし、かつ最大相電流（imax）を、上記モータ（2）の複数の相電流（iu,iv,iw）の絶対値のうちの最大値としたときに、上記基本波周波数（ω）に対する高次調波を重畳することで、上記最大相電流（imax）のピーク値を低減するように上記インバータ回路（30）の出力電圧を制御する制御部（50）とを備え、
上記コンデンサ（40）の容量値は、当該コンデンサ（40）の電圧が、最大値が最小値の２倍以上となるように上記単相交流電源（1）の半周期で脈動するのを許容するように設定され、
上記高次調波は、
上記基本波周波数（ω）に対する奇数次調波であることを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本開示は、モータに電力を供給する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【0002】
電力変換装置の一形式として、交流電源の電力を任意の交流電力に変換するものがある。この形式の電力変換装置の中には、直流リンク部に比較的小容量のコンデンサを設けて力率の改善を図るものがある（例えば特許文献１を参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0003】
【特許文献1】特開２００２－５１５８９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0004】
しかしながら、特許文献１の電力変換装置によってモータに電力を供給すると、モータの電流ピークが増大傾向にあり、その結果として運転エリアの減少を招いていた。これを対策するには、モータの大型化やインバータ回路を構成するスイッチング素子の大容量化を行うことが考えられるが、それでは装置のサイズアップやコストアップを招いてしまう。すなわち、別の対策が望まれる。
【0005】
本発明は前記の問題に着目してなされたものであり、電力変換装置において、モータの電流ピーク値の低減を図ることを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【0006】
本開示の第１の態様は、モータ（2）に電力を供給する電力変換装置（10）であって、単相交流電源（1）から供給される交流電圧を整流するコンバータ回路（20）と、複数のスイッチング素子（31a,32a,33a,34a,35a,36a）を有し、当該複数のスイッチング素子（31a,32a,33a,34a,35a,36a）の動作によって、上記コンバータ回路（20）により出力された直流を交流に変換して上記モータ（2）に供給するインバータ回路（30）と、上記インバータ回路（30）の入力ノード間に接続されたコンデンサ（40）と、上記複数のスイッチング素子（31a,32a,33a,34a,35a,36a）の制御により、上記コンデンサ（40）の電圧がピーク値となる電圧ピークタイミング付近において、上記モータ（2）の電気角周波数を基本波周波数（ω）としたときの高次調波を重畳することで、上記モータ（2）の複数の相電流（iu,iv,iw）の絶対値のうちの最大値である最大相電流（imax）のピーク値を低減するように上記インバータ回路（30）の出力電圧を制御する制御部（50）とを備え、上記コンデンサ（40）の容量値は、当該コンデンサ（40）の電圧が、最大値が最小値の２倍以上となるように上記単相交流電源（1）の半周期で脈動するのを許容するように設定されていることを特徴とする。
【0007】
第１の態様では、モータ（2）の相電流（iu,iv,iw）に高次調波を重畳することにより、モータ（2）の複数の相電流（iu,iv,iw）の絶対値のうちの最大値のピーク値を小さくできる。
【0008】
本開示の第２の態様は、第１の態様において、上記高次調波は、上記基本波周波数（ω）に対する奇数次調波であることを特徴とする。
【0009】
第２の態様では、上記基本波周波数（ω）に対する偶数次調波を含む高次調波を重畳する場合に比べ、モータ（2）の相電流（iu,iv,iw）の絶対値波形の最大値のピーク値を確実に小さくできる。
【0010】
本開示の第３の態様は、第２の態様において、上記高次調波は、上記基本波周波数（ω）に対する（６ｎ＋１）次調波（ｎは自然数）及び（６ｎ－１）次調波（ｎは自然数）のうちの少なくとも１つであることを特徴とする。
【0011】
本開示の第４の態様は、第１～３のいずれか１つの態様において、上記制御部（50）は、上記電圧ピークタイミングを除く期間に、上記重畳が行われない期間が含まれるように上記インバータ回路（30）の出力電圧を制御することを特徴とする。
【0012】
第４の態様では、コンデンサ（40）の電圧が比較的低い期間を、上記重畳が行われない期間とすることで、電圧が比較的低い期間において、磁束を弱めるための電流及び電流実効値の増加を抑制できる。したがって、モータ（2）の電流増加による損失を低減できる。
【0013】
本開示の第５の態様は、第１～３のいずれか１つの態様において、上記制御部（50）は、上記モータ（2）の相電流（iu,iv,iw）から上記高次調波を除去した相電流の波形を重畳前相電流とし、かつ重畳前最大相電流を、上記モータ（2）の複数の相電流（iu,iv,iw）にそれぞれ対応する複数の上記重畳前相電流の絶対値のうちの最大値としたときに、上記最大相電流（imax）のピーク値を、上記重畳前最大相電流のピーク値よりも小さくするように上記インバータ回路（30）の出力電圧を制御することを特徴とする。
【0014】
第５の態様では、上記最大相電流（imax）のピーク値を、上記重畳前最大相電流のピーク値よりも低減できる。
【0015】
本開示の第６の態様は、第５の態様において、上記制御部（50）による上記重畳は、少なくとも、上記重畳前最大相電流がピーク値となる電流ピークタイミング付近で行われ、上記電流ピークタイミングを除く期間に、上記重畳が行われない期間が含まれることを特徴とする。
【0016】
第６の態様では、電流ピークが比較的低い期間を、上記重畳が行われない期間とすることで、上記期間で上記重畳により発生する損失を抑制できる。
【0017】
本開示の第７の態様は、第５の態様において、上記制御部（50）による上記重畳は、上記重畳前最大相電流がピーク値の７５％以上である期間の少なくとも一部に行われることを特徴とする。
【0018】
第７の態様では、モータ（2）の相電流（iu,iv,iw）の絶対値波形の最大値のピーク値を確実に小さくできる。
【0019】
本開示の第８の態様は、第５の態様において、上記高次調波は、上記基本波周波数（ω）に対する奇数次調波のうちの少なくとも１つであり、上記高次調波の振幅は、上記重畳前相電流の電流ベクトルの振幅(|Ia|)の２０％未満となることを特徴とする。
【0020】
第８の態様では、高次調波の振幅を、重畳前相電流の電流ベクトルの振幅(|Ia|)の２０％未満とすることにより、２０％以上とする場合に比べ、高次調波の重畳による損失を低減できる。
【0021】
本開示の第９の態様は、第１～３のいずれか１つの態様において、上記制御部（50）は、上記モータ（2）の複数の相電流（iu,iv,iw）から、上記基本波周波数（ω）の奇数倍の周波数と、上記基本波周波数（ω）の奇数倍±電源周波数の２ｍ倍（ｍは自然数）で得られる周波数とを除く周波数の成分を合成した相電流の波形を除去後相電流とし、かつ除去後最大相電流を、上記モータ（2）の複数の相電流（iu,iv,iw）にそれぞれ対応する複数の上記除去後相電流の絶対値のうちの最大値としたときに、上記最大相電流（imax）のピーク値を、上記除去後最大相電流のピーク値よりも小さくするように上記インバータ回路（30）の出力電圧を制御することを特徴とする。
【0022】
第９の態様では、上記最大相電流（imax）のピーク値を、上記除去後最大相電流のピーク値よりも低減できる。
【0023】
本開示の第１０の態様は、第９の態様において、上記制御部（50）による上記重畳は、少なくとも、上記除去後最大相電流がピーク値となる電流ピークタイミング付近で行われ、上記電流ピークタイミングを除く期間に、上記重畳が行われない期間が含まれることを特徴とする。
【0024】
第１０の態様では、電流ピークが比較的低い期間を、上記重畳が行われない期間とすることで、上記期間で上記重畳により発生する損失を抑制できる。
【0025】
本開示の第１１の態様は、第９の態様において、上記制御部（50）による上記重畳は、上記除去後最大相電流がピーク値の７５％以上である期間の少なくとも一部に行われることを特徴とする。
【0026】
第１１の態様では、モータ（2）の相電流（iu,iv,iw）の絶対値波形の最大値のピーク値を確実に小さくできる。
【0027】
本開示の第１２の態様は、第９の態様において、上記高次調波は、上記基本波周波数（ω）に対する奇数次調波であり、上記高次調波の振幅は、上記除去後相電流の電流ベクトルの振幅の２０％未満となることを特徴とする。
【0028】
第１２の態様では、高次調波の振幅を、除去後相電流の電流ベクトルの振幅の２０％未満とすることにより、２０％以上とする場合に比べ、高次調波の重畳による損失を低減できる。
【0029】
本開示の第１３の態様は、第１～１２のいずれか１つの態様において、上記高次調波と、上記基本波周波数（ω）の成分との位相のずれは、上記高次調波が３次調波を含有している場合には、上記３次調波と、上記基本波周波数（ω）の成分との位相のずれは、－１０°～１０°であり、かつ上記高次調波に含まれる５次調波および７次調波の、上記基本波周波数（ω）の成分に対する位相のずれは、－５°～５°であり、上記高次調波が３次調波を含有していない場合には、上記高次調波に含まれる５次調波および７次調波の、上記基本波周波数（ω）の成分に対する位相のずれは、１７６°～１８４°であることを特徴とする。
【0030】
第１３の態様では、上記高次調波が３次調波を含有している場合には、３次調波と、基本波周波数（ω）の成分との位相のずれを、－１０°～１０°とし、５次調波および７次調波の、基本波周波数（ω）の成分に対する位相のずれを、－５°～５°とすることにより、モータ（2）の電流ピーク値を効果的に低減できる。
【0031】
上記高次調波が３次調波を含有していない場合には、５次調波および７次調波の、基本波周波数（ω）の成分に対する位相のずれを、１７６°～１８４°とすることにより、モータ（2）の電流ピーク値を効果的に低減できる。
【0032】
本開示の第１４の態様は、第１～１３のいずれか１つの態様において、上記制御部（50）は、上記高次調波の振幅及び位相のうちの少なくとも一方を、上記単相交流電源（1）から上記コンバータ回路（20）に流れる入力電流（iin）、上記コンデンサ（40）の電圧（Vdc）、上記インバータ回路（30）の入力電流（Idc）、及び上記インバータ回路（30）の出力電力のうちの少なくとも１つに基づいて制御することを特徴とする。
【0033】
第１４の態様では、上記単相交流電源（1）から上記コンバータ回路（20）に流れる入力電流、上記コンデンサ（40）の電圧、上記インバータ回路（30）の入力電流、及び上記インバータ回路（30）の出力電力のうちの少なくとも１つに基づいて高次調波を制御できるので、モータ（2）の電流ピーク値の低減と、高次調波を重畳することによって発生する入力電流の高次調波の抑制とを両立して行うことができる。
【0034】
本開示の第１５の態様は、モータ（2）に電力を供給する電力変換装置であって、単相交流電源（1）から供給される交流電圧を整流するコンバータ回路（20）と、複数のスイッチング素子（31a,32a,33a,34a,35a,36a）を有し、当該複数のスイッチング素子（31a,32a,33a,34a,35a,36a）の動作によって、上記コンバータ回路（20）により出力された直流を交流に変換して上記モータ（2）に供給するインバータ回路（30）と、上記インバータ回路（30）の入力ノード間に接続されたコンデンサ（40）と、上記複数のスイッチング素子（31a,32a,33a,34a,35a,36a）の制御により、上記モータ（2）の電気角周波数を基本波周波数（ω）とし、かつ最大相電流（imax）を、上記モータ（2）の複数の相電流（iu,iv,iw）の絶対値のうちの最大値としたときに、上記基本波周波数（ω）に対する高次調波を重畳することで、上記最大相電流（imax）のピーク値を低減するように上記インバータ回路（30）の出力電圧を制御する制御部（50）とを備え、上記コンデンサ（40）の容量値は、当該コンデンサ（40）の電圧が、最大値が最小値の２倍以上となるように上記単相交流電源（1）の半周期で脈動するのを許容するように設定され、上記高次調波は、上記基本波周波数（ω）に対する奇数次調波であることを特徴とする。
【0035】
第１５の態様では、インバータ回路（30）の制御により、モータ（2）の複数の相電流（iu,iv,iw）の絶対値のうちの最大値のピーク値を小さくできる。
【図面の簡単な説明】
【0036】
【図11】図１１は、高次調波が３次調波を含有していない場合に、高次調波に含まれる５次調波の基本波周波数の成分に対する位相のずれを＋１８０°、＋１７５°、＋１８５°としたときの高次調波に含まれる５次調波の基本波周波数の成分に対する位相のずれと、最大相電流のピーク値の低減率との関係を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【0037】
以下、本開示の実施形態について図面を参照しながら説明する。なお、以下の実施形態は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、あるいはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。
【0038】
（実施形態１）
図１は、本発明の実施形態１に係る電力変換装置（10）の構成を示すブロック図である。電力変換装置（10）は、単相交流電源（1）から供給される交流電力を所定の出力交流電力に変換してモータ（2）に供給する。この電力変換装置（10）は、図１に示すように、コンバータ回路（20）、インバータ回路（30）、コンデンサ（40）及び制御部（50）を備えている。なお、モータ（2）は、例えば、ＩＰＭモータ（Interior Permanent Magnet Motor）によって構成され、空気調和機の圧縮機（図示を省略）を駆動する。
図１は、本発明の実施形態１に係る電力変換装置（10）の構成を示すブロック図である。電力変換装置（10）は、単相交流電源（1）から供給される交流電力を所定の出力交流電力に変換してモータ（2）に供給する。この電力変換装置（10）は、図１に示すように、コンバータ回路（20）、インバータ回路（30）、コンデンサ（40）及び制御部（50）を備えている。なお、モータ（2）は、例えば、ＩＰＭモータ（Interior Permanent Magnet Motor）によって構成され、空気調和機の圧縮機（図示を省略）を駆動する。
【0039】
コンバータ回路（20）は、リアクトル（L）を介して単相交流電源（1）に接続され、単相交流電源（1）から供給される交流電圧を全波整流する。この例では、コンバータ回路（20）は、ブリッジ状に結線された４個のダイオード（21,22,23,24）を備えている。すなわち、コンバータ回路（20）は、ダイオードブリッジ回路によって構成されている。
【0040】
インバータ回路（30）は、ブリッジ結線された６つのスイッチング素子（31a,32a,33a,34a,35a,36a）を有している。インバータ回路（30）は、スイッチング素子（31a,32a,33a,34a,35a,36a）の動作によって、コンバータ回路（20）により出力された直流を交流に変換してモータ（2）に供給する。この例では、詳しく説明すると、インバータ回路（30）は、２つのスイッチング素子（31a,32a,33a,34a,35a,36a）を互いに直列に接続してなる３つのスイッチングレグを備え、３つのスイッチングレグの各々において、上アームのスイッチング素子（31a,32a,33a）と下アームのスイッチング素子（34a,35a,36a）との中点が、モータ（2）の各相のコイル（ｕ相，ｖ相，ｗ相のコイル）にそれぞれ接続されている。また、６つのスイッチング素子（31a,32a,33a,34a,35a,36a）には、６つの還流ダイオード（31b,32b,33b,34b,35b,36b）がそれぞれ逆並列に接続されている。
【0041】
コンデンサ（40）は、インバータ回路（30）の入力ノード間に接続されている。ここで、コンデンサ（40）の容量値は、コンバータ回路（20）の出力をほとんど平滑化することができない一方で、インバータ回路（30）のスイッチング動作（後述）に起因するリプル電圧（スイッチング周波数に応じた電圧変動）を抑制することができるように、設定されている。具体的には、コンデンサ（40）は、例えば、数十μＦ程度の容量値を有するフィルムコンデンサによって構成されている。具体的には、コンデンサ（40）の電圧がその最大値がその最小値の２倍以上になるように単相交流電源（1）の半周期で脈動するのを許容するように、コンデンサ（40）の容量値が設定されている。
【0042】
〈制御部〉
制御部（50）は、マイクロコンピュータと、それを制御するソフトウエアが格納されたメモリディバイスを用いて構成されている。制御部（50）は、モータ（2）の電気角周波数が、与えられた指令値（以下、回転数指令値（ωm*）という）となるように、６つのスイッチング素子（31a,32a,33a,34a,35a,36a）のスイッチング動作を制御することによってインバータ回路（30）の出力（出力交流電圧）を制御する。これにより、モータ（2）の駆動が制御される。
制御部（50）は、マイクロコンピュータと、それを制御するソフトウエアが格納されたメモリディバイスを用いて構成されている。制御部（50）は、モータ（2）の電気角周波数が、与えられた指令値（以下、回転数指令値（ωm*）という）となるように、６つのスイッチング素子（31a,32a,33a,34a,35a,36a）のスイッチング動作を制御することによってインバータ回路（30）の出力（出力交流電圧）を制御する。これにより、モータ（2）の駆動が制御される。
【0043】
ここで、モータ（2）の電気角周波数を基本波周波数（ω）とし、モータ（2）の複数の相電流（iu,iv,iw）の絶対値のうちの最大値を最大相電流（imax）とする。制御部（50）は、６つのスイッチング素子（31a,32a,33a,34a,35a,36a）の制御により、コンデンサ（40）の電圧がピーク値となる電圧ピークタイミング付近において、相電流（iu,iv,iw）に高次調波を重畳することで、最大相電流（imax）のピーク値を低減するようにインバータ回路（30）の出力電圧を制御する。本実施形態１において、高次調波は、（６ｎ±１）（ｎは自然数）次調波である。つまり、高次調波は、基本波周波数（ω）に対する奇数次調波である。具体的には、高次調波は、５次調波及び７次調波である。高次調波は、３次調波を含有していない。また、５次調波および７次調波はｄｑ軸に座標変換すると６次調波として現れる。
【0044】
前記制御を実現するため、制御部（50）は、図１に示すように、速度制御部（51）、電流指令生成部（60）、座標変換部（52）、電流制御部（53）、及びＰＷＭ演算部（54）を備えている。
【0045】
速度制御部（51）は、モータ（2）の回転数指令値（ωm*）に基づいて、第１のｄ軸電流指令値（id*）及び第１のｑ軸電流指令値（iq*）を算出する。
【0046】
電流指令生成部（60）は、速度制御部（51）により算出された第１のｄ軸電流指令値（id*）及び第１のｑ軸電流指令値（iq*）、単相交流電源（1）からコンバータ回路（20）に流れる入力電流（iin）、単相交流電源（1）の電源電圧の位相角（以下、電源位相（θin））、コンデンサ（40）の電圧（Vdc）、ｄ軸電圧指令値（vd）、及びｑ軸電圧指令値（vq）に基づいて、第２のｄ軸電流指令値（id**）及び第２のｑ軸電流指令値（iq**）を算出する。
【0047】
具体的には、電流指令生成部（60）は、図２に示すように、６ｎ次調波指令生成部（61）、第１の乗算部（62）、第２の乗算部（63）、第１の加算部（64）、平方根算出部（65）、第３の乗算部（66）、ピークホールド部（67）、第４の乗算部（68）、及びピーク判定部（69）、選択部（70）、電源電流指令生成部（71）、第２の加算部（72）、及び第３の加算部（73）を有している。
【0048】
６ｎ次調波指令生成部（61）は、第１のｄ軸電流指令値（id*）及び第１のｑ軸電流指令値（iq*）の基本波周波数（ω）に対する６ｎ次調波（ｎは自然数）を生成する。６ｎ次調波（ｎは自然数）は、基本波周波数（ω）の６ｎ倍の周波数の成分である。具体的には、本実施形態１では、６ｎ次調波指令生成部（61）は、６次調波だけを生成する。
【0049】
本実施形態１では、６ｎ次調波指令生成部（61）は、相電流（iu,iv,iw）に重畳される５次調波及び７次調波が、基本波周波数（ω）の成分に対して１８０°の位相ずれ（θe）分だけずれるように、６ｎ次調波を出力する。また、相電流（iu,iv,iw）に重畳される５次調波の振幅は、基本波周波数（ω）の成分の１２．３％、相電流（iu,iv,iw）に重畳される７次調波の振幅は、基本波周波数（ω）の成分の５．１％に設定される。
【0050】
第１の乗算部（62）は、ｄ軸電圧指令値（vd）の２乗を算出する。
【0051】
第２の乗算部（63）は、ｑ軸電圧指令値（vq）の２乗を算出する。
【0052】
第１の加算部（64）は、第１及び第２の乗算部（62,63）の算出結果を加算する。
【0053】
平方根算出部（65）は、第１の加算部（64）の算出結果の平方根を算出し、算出結果を、インバータ回路（30）の出力電圧（vINV）として出力する。
【0054】
第３の乗算部（66）は、コンデンサ（40）の電圧（Vdc）を１／√２倍し、インバータ回路（30）の出力電圧（vINV）の限界値（vlim）として出力する。この限界値（vlim）は、単相交流電源（1）の電源電圧の周期の半周期で脈動する。
【0055】
ピークホールド部（67）は、第３の乗算部（66）により出力される限界値（vlim）の波形のピーク値（vMAX）を保持する。
【0056】
第４の乗算部（68）は、ピークホールド部（67）によって保持されたピーク値（vMAX）の１／２（vMAX/2）を出力する。
【0057】
ピーク判定部（69）は、インバータ回路（30）の出力電圧（vINV）が、限界値（vlim）よりも小さく、かつ限界値（vlim）が、ピーク値（vMAX）の１／２（vMAX/2）よりも大きいという重畳条件が満たされているか否かを判定する。
【0058】
ピーク判定部（69）により上記重畳条件が満たされていると判定された場合には、選択部（70）は、６ｎ次調波指令生成部（61）の出力を選択して出力する。一方、ピーク判定部（69）により上記重畳条件が満たされていないと判定された場合には、選択部（70）は、０を選択して出力する。
【0059】
電源電流指令生成部（71）は、電源位相（θin）に基づいて、電源電圧の周波数に応じて脈動する指令値を生成し、当該指令値と、単相交流電源（1）からの入力電流（iin）の絶対値の偏差が小さくなるように、補償量（icomp*）を算出して出力する。電源電流指令生成部（71）は、例えば、当該偏差に基づいて、例えばＰＩ演算（比例、積分）を行って、補償量（icomp*）を求める。
【0060】
第２の加算部（72）は、選択部（70）の出力と、電源電流指令生成部（71）により算出された補償量（icomp*）とを加算して出力する。
【0061】
第３の加算部（73）は、第１のｄ軸電流指令値（id*）及び第１のｑ軸電流指令値（iq*）に、第２の加算部（72）の出力を加算し、第２のｄ軸電流指令値（id**）及び第２のｑ軸電流指令値（iq**）を出力する。
【0062】
座標変換部（52）は、モータ（2）のｕ相電流（iu）、ｗ相電流（iw）、及びモータ（2）の回転子（図示を省略）の電気角に基づいて、いわゆるｄｑ変換を行ってモータ（2）のｄ軸電流（id）及びｑ軸電流（iq）を導出する。なお、ｕ相電流（iu）及びｗ相電流（iw）は、例えば、電流センサを設けて直接その値を検出することができる。
【0063】
電流制御部（53）は、第２のｄ軸電流指令値（id**）、第２のｑ軸電流指令値（iq**）、ｄ軸電流（id）、及びｑ軸電流（iq）に基づいて、ｄ軸電圧指令値（vd）、及びｑ軸電圧指令値（vq）を導出する。具体的には、電流制御部（53）は、第２のｄ軸電流指令値（id**）とｄ軸電流（id）との偏差、及び第２のｑ軸電流指令値（iq**）とｑ軸電流（iq）との偏差がそれぞれ小さくなるように、ｄ軸電圧指令値（vd）、及びｑ軸電圧指令値（vq）を導出する。
【0064】
ＰＷＭ演算部（54）は、インバータ回路（30）におけるスイッチング素子（31a,32a,33a,34a,35a,36a）のオン／オフを制御するための制御信号（G）を生成する。具体的には、ＰＷＭ演算部（54）は、モータ位相、コンデンサ（40）の電圧（Vdc）、ｄ軸電圧指令値（vd）、ｑ軸電圧指令値（vq）に基づいて、スイッチング素子（31a,32a,33a,34a,35a,36a）の各々に供給される制御信号（G）のデューティー比を設定する。制御信号（G）が出力されると、各スイッチング素子（31a,32a,33a,34a,35a,36a）は、ＰＷＭ演算部（54）によって設定されたデューティー比でスイッチング動作（オンオフ動作）を行う。この制御信号（G）は周期的に更新され、インバータ回路（30）におけるスイッチング動作が制御される。
【0065】
〈電力変換装置の動作〉
電力変換装置（10）が動作を開始すると、コンバータ回路（20）が、電源電圧を全波整流する。コンデンサ（40）の電圧（Vdc）は、電源電圧の周波数の２倍の周波数で脈動する。インバータ回路（13）は、制御信号（G）に応じたスイッチング動作を行うことにより、モータ（2）に所定の交流電力を供給する。これにより、モータ（2）が駆動する。
電力変換装置（10）が動作を開始すると、コンバータ回路（20）が、電源電圧を全波整流する。コンデンサ（40）の電圧（Vdc）は、電源電圧の周波数の２倍の周波数で脈動する。インバータ回路（13）は、制御信号（G）に応じたスイッチング動作を行うことにより、モータ（2）に所定の交流電力を供給する。これにより、モータ（2）が駆動する。
【0066】
インバータ回路（30）の出力電圧（vINV）が、コンデンサ（40）の電圧（Vdc）の１／√２倍である限界値（vlim）よりも小さく、かつ限界値（vlim）が、限界値（vlim）のピーク値の１／２倍よりも大きいとき、制御部（50）は、第１のｄ軸電流指令値（id*）及び第１のｑ軸電流指令値（iq*）に、その６ｎ次調波（ｎは自然数）を加算する。その結果、制御部（50）は、複数のスイッチング素子（31a,32a,33a,34a,35a,36a）の制御により、上記コンデンサ（40）の電圧がピーク値となる電圧ピークタイミング付近において、モータ（2）の電気角周波数を基本波周波数（ω）としたときの高次調波をモータ（2）の相電流（iu, iw,iv）に重畳するように、インバータ回路（30）の出力電圧を制御する。本実施形態１において、高次調波は、５次調波及び７次調波である。高次調波は、３次調波を含有していない。また、これら５次調波及び７次調波の、基本波周波数（ω）の成分に対する位相のずれが、１８０°となるように、６ｎ次調波指令生成部（61）は６ｎ次調波を生成する。ここで、モータ（2）の相電流（iu,iv,iw）から上記高次調波を除去した相電流の波形を重畳前相電流とする。これら５次調波及び７次調波の振幅が、重畳前相電流の電流ベクトルの２０％未満となるように、６ｎ次調波指令生成部（61）は６ｎ次調波を生成する。
【0067】
図３は、高次調波の重畳を行わない場合の電源電圧、相電流、及び最大相電流の波形を例示する。
【0068】
図４は、高次調波、すなわち５次調波及び７次調波の重畳を常に行ったときの電源電圧、相電流、及び最大相電流の波形を例示する。
【0069】
図３及び図４に示すように、高次調波の重畳により、モータ（2）の複数の相電流（iu,iv,iw）の絶対値のうちの最大値である最大相電流（imax）のピーク値を低減することができる。重畳前最大相電流を、モータ（2）の複数の相電流（iu,iv,iw）にそれぞれ対応する複数の上記重畳前相電流の絶対値のうちの最大値とすると、制御部（50）は、最大相電流（imax）のピーク値を、上記重畳前最大相電流のピーク値よりも小さくするようにインバータ回路（30）の出力電圧を制御しているといえる。
【0070】
このように、本実施形態１では、モータ（2）の複数の相電流（iu,iv,iw）の絶対値のうちの最大値のピーク値を小さくできる。
【0071】
図５は、インバータ回路（30）の出力電圧（vINV）及びその限界値（vlim）を示す。図５中、重畳条件が満たされる期間、つまりインバータ回路（30）の出力電圧（vINV）が、限界値（vlim）よりも小さく、かつ限界値（vlim）が、ピーク値（vMAX）の１／２（vMAX/2）よりも大きい期間を、符号Ｔｐで示す。この期間（Tp）が、電圧ピークタイミング付近に相当する。本実施形態１では、この期間（Tp）には、高次調波がモータ（2）の相電流（iu,iv,iw）に重畳されるが、この期間（Tp）以外には、高次調波がモータ（2）の相電流（iu,iv,iw）に重畳されない。つまり、制御部（50）は、電圧ピークタイミングを除く期間に、高次調波の重畳が行われない期間が含まれるようにインバータ回路（30）の出力電圧を制御する。
【0072】
このように、コンデンサ（40）の電圧が比較的低い期間を、高次調波の重畳が行われない期間とすることで、電圧が比較的低い期間において、磁束を弱めるための電流及び電流実効値の増加を抑制できる。
【0073】
また、本実施形態１では、力率の改善を図るように、コンデンサ（40）の容量値が、当該コンデンサ（40）の電圧が、最大値が最小値の２倍以上となるように上記単相交流電源（1）の半周期で脈動するのを許容するように比較的小さく設定され、力率の改善を図るようにインバータ回路（30）の出力電圧を制御するので、最大相電流（imax）がピーク値となるタイミング付近では、コンデンサ（40）の直流電圧が大きい。したがって、高回転領域においても、インバータ回路（30）の出力電圧（vINV）が、限界値（vlim）を上回らず、上述のような高次調波の重畳を行うことが可能になる。
【0074】
図６は、相電流（iu, iw,iv）の基本波周波数（ω）の成分（基本波）、基本波に５次調波及び７次調波を重畳した合成波、５次調波、及び７次調波の比率を示す。５次調波の振幅は、基本波周波数（ω）の成分の１２．３％、７次調波の振幅は、基本波周波数（ω）の成分の５．１％に設定される。合成波のピーク値は、基本波周波数（ω）の成分のピーク値よりも７．２％低くなる。
【0075】
ここで、モータ（2）のｄ軸電流（id）をid、ｑ軸電流（iq）をiq、基本波周波数（ω）をωとしたとき、モータ（2）の相電流（iu,iv,iw）に５次調波及び７次調波を重畳したときのｄ軸電流（id）及びｑ軸電流（iq）は、図７の式１に示すように表される。また、モータ（2）の相電流（iu,iv,iw）の電流ベクトルをIaとしたとき、電流ベクトルは、図７の式２に示すように表される。
【0076】
図８中、ｗ（６ｎ－１）は、モータ（2）のいずれかの相電流（iu,iv,iw）の（６ｎ－１）次調波を示し、ｗ（６ｎ＋１）は、当該相電流（iu,iv,iw）の（６ｎ＋１）次調波を示す。また、図８中、｜Ｉａ｜は、重畳前相電流の電流ベクトルの振幅（絶対値）を示す。また、図９中、ｗ（６ｎ－１）は、モータ（2）のいずれかの相電流（iu,iv,iw）の（６ｎ－１）次調波の電流ベクトルの振幅(|Ia|)に対する比率を示し、ｗ（６ｎ＋１）は、当該相電流（iu,iv,iw）の（６ｎ＋１）次調波の電流ベクトルの振幅(|Ia|)に対する比率を示す。
【0077】
図９に示すように、モータ（2）の相電流（iu,iv,iw）に重畳される（６ｎ－１）次調波及び（６ｎ＋１）次調波の振幅は、重畳前相電流の電流ベクトルの振幅(|Ia|)の２０％未満に設定されている。
【0078】
図１０は、重畳前相電流の電流ベクトルの振幅(|Ia|)に対するモータ（2）の相電流（iu,iv,iw）に重畳される高次調波の電流ベクトルの振幅の比率と、最大相電流（imax）のピーク値の低減率との関係を示す。
【0079】
同図に示すように、重畳前相電流の電流ベクトルの振幅(|Ia|)に対する高次調波の振幅の比率を、１５％以上２０％未満とすることにより、２０％以上とした場合に比べ、最大相電流（imax）のピーク値の低減率を高くできる。
【0080】
また、重畳前相電流の電流ベクトルの振幅(|Ia|)に対する高次調波の振幅の比率を、２０％未満とすることにより、２０％以上とする場合に比べ、高次調波の重畳による損失を低減できる。
【0081】
図１１は、高次調波が３次調波を含有していない場合に、高次調波に含まれる５次調波の基本波周波数（ω）の成分に対する位相のずれを＋１８０°、＋１７５°、＋１８５°としたときの高次調波に含まれる５次調波の基本波周波数（ω）の成分に対する位相のずれと、最大相電流（imax）のピーク値の低減率との関係を示す。同図に示すように、５次調波及び７次調波の、基本波周波数（ω）の成分に対する位相のずれを、１８０°とすることにより、最大相電流（imax）のピーク値の低減率を最大にできる。
【0082】
また、５次調波の、基本波周波数（ω）の成分に対する位相のずれを、１７６°～１８４°とすることにより、１７６°よりも小さいか又は１８４°を超える値にした場合に比べ、最大相電流（imax）のピーク値の低減率を大きくできる。
【0083】
また、７次調波の、基本波周波数（ω）の成分に対する位相のずれを、１７６°～１８４°とすることにより、１７６°よりも小さいか又は１８４°を超える値にした場合に比べ、最大相電流（imax）のピーク値の低減率を大きくできる。
【0084】
なお、相電流（iu,iv,iw）の基本波周波数（ω）の成分ｉｕ１を以下の式３のように表した場合、相電流（iu,iv,iw）に重畳される５次調波ｉｕ５、及び７次調波ｉｕ７は、以下の式４及び式５に示すように表される。
【0085】
ｉｕ１ ＝ Ｉｍｓｉｎ（ωｔ＋ψ１） ・・・（３）
ｉｕ５ ＝ ＩｍＡ５ｓｉｎ５（ωｔ＋ψ５＋１８０） ・・・（４）
ｉｕ７ ＝ ＩｍＡ７ｓｉｎ７（ωｔ＋ψ７＋１８０） ・・・（５）
ψ５及びψ７は、ψ１±４°とされる。
ｉｕ５ ＝ ＩｍＡ５ｓｉｎ５（ωｔ＋ψ５＋１８０） ・・・（４）
ｉｕ７ ＝ ＩｍＡ７ｓｉｎ７（ωｔ＋ψ７＋１８０） ・・・（５）
ψ５及びψ７は、ψ１±４°とされる。
【0086】
また、図１２は、電源周波数の２倍の周波数（電源の周期の半周期）で脈動する相電流に（ｎ－１）次調波、具体的には５次調波を重畳させた状態の相電流（iu,iv,iw）の波形を式で示す。図１２の式において、ｉｕ１を基本波周波数（ω）の成分、ｉｕ５を５次調波、ωｅを基本波周波数、ωｇを電源周波数とする。図１２の式において、５次調波の重畳により相電流（iu,iv,iw）に現れる可能性のある項を四角で囲んで示す。四角で囲んで示される項は、基本波周波数（ω）の奇数倍の周波数の成分（奇数次調波）と、基本波周波数（ω）の奇数倍±電源周波数の２ｍ倍（ｍは自然数）で得られる周波数の成分である。
【0087】
本実施形態１では、制御部（50）は、高次調波の重畳により、モータ（2）の複数の相電流（iu, iw,iv）の絶対値のうちの最大値である最大相電流（imax）のピーク値を低減する。したがって、モータ（2）の複数の相電流（iu,iw, iv）から、上記基本波周波数（ω）の奇数倍の周波数と、上記基本波周波数（ω）の奇数倍±電源周波数の２ｍ倍（ｍは自然数）で得られる周波数とを除く周波数の成分を合成した相電流の波形を除去後相電流とし、かつ除去後最大相電流を、モータ（2）の複数の相電流（iu, iw,iv）にそれぞれ対応する複数の上記除去後相電流の絶対値のうちの最大値としたとき、最大相電流（imax）のピーク値は、上記除去後最大相電流のピーク値よりも小さくなる。また、除去後相電流の電流ベクトルの振幅に対する相電流（iu,iv,iw）に重畳する高次調波の振幅の比率を、１５％以上２０％未満とするようにしてもよい。
【0088】
（実施形態１の変形例１）
実施形態１の変形例１では、モータ（2）の相電流（iu,iv,iw）に３次高調波を重畳できるモータ構造、例えばΔ結線が採用され、高次調波が、３次調波を含有する。当該３次調波と、上記基本波周波数（ω）の成分との位相のずれは、－１０°～１０°に設定され、上記高次調波に含まれる５次調波および７次調波の、上記基本波周波数（ω）の成分に対する位相のずれは、－５°～５°に設定される。
実施形態１の変形例１では、モータ（2）の相電流（iu,iv,iw）に３次高調波を重畳できるモータ構造、例えばΔ結線が採用され、高次調波が、３次調波を含有する。当該３次調波と、上記基本波周波数（ω）の成分との位相のずれは、－１０°～１０°に設定され、上記高次調波に含まれる５次調波および７次調波の、上記基本波周波数（ω）の成分に対する位相のずれは、－５°～５°に設定される。
【0089】
図１３は、高次調波に含まれる３次調波の基本波周波数（ω）の成分に対する位相のずれを０°としたときの、高次調波に含まれる５次調波及び７次調波と、最大相電流（imax）のピーク値の低減率との関係を示す。図１４は、高次調波に含まれる３次調波の基本波周波数（ω）の成分に対する位相のずれを－１０°としたときの、図１３相当図である。図１５は、高次調波に含まれる３次調波の基本波周波数（ω）の成分に対する位相のずれを＋１０°としたときの、図１３相当図である。
【0090】
図１３～１５を参照すると、３次調波と、基本波周波数（ω）の成分との位相のずれを、－１０°～１０°、上記高次調波に含まれる５次調波および７次調波の、基本波周波数（ω）の成分に対する位相のずれを、－５°～５°とすることにより、最大相電流（imax）のピーク値の低減率を０％よりも大きくできることがわかる。
【0091】
（実施形態１の変形例２）
図１６は、実施形態１の変形例２の図６相当図である。本変形例２では、モータ（2）の相電流（iu,iv,iw）に重畳される高次調波が、（６ｎ±１）（ｎは偶数）次調波をさらに含む。具体的には、高次調波は、５次調波、７次調波、１１次調波、及び１３次調波である。５次調波の振幅は、基本波周波数（ω）の成分の１６．４％、７次調波の振幅は、基本波周波数（ω）の成分の９．７％、１１次調波の振幅は、基本波周波数（ω）の成分の３．４％、１３次調波の振幅は、基本波周波数（ω）の成分の１．６％に設定される。また、ｎが奇数の（６ｎ±１）次調波の基本波周波数（ω）の成分に対する位相のずれは、１７６°～１８４°、ｎが偶数の（６ｎ±１）次調波の基本波周波数（ω）の成分に対する位相のずれは、－６°～＋４°に設定される。
図１６は、実施形態１の変形例２の図６相当図である。本変形例２では、モータ（2）の相電流（iu,iv,iw）に重畳される高次調波が、（６ｎ±１）（ｎは偶数）次調波をさらに含む。具体的には、高次調波は、５次調波、７次調波、１１次調波、及び１３次調波である。５次調波の振幅は、基本波周波数（ω）の成分の１６．４％、７次調波の振幅は、基本波周波数（ω）の成分の９．７％、１１次調波の振幅は、基本波周波数（ω）の成分の３．４％、１３次調波の振幅は、基本波周波数（ω）の成分の１．６％に設定される。また、ｎが奇数の（６ｎ±１）次調波の基本波周波数（ω）の成分に対する位相のずれは、１７６°～１８４°、ｎが偶数の（６ｎ±１）次調波の基本波周波数（ω）の成分に対する位相のずれは、－６°～＋４°に設定される。
【0092】
相電流（iu,iv,iw）の基本波周波数（ω）の成分ｉｕ１を上記式３のように表した場合、相電流（iu,iv,iw）に重畳される１１次調波ｉｕ１１、及び１３次調波ｉｕ１３は、以下の式６及び式７に示すように表される。
【0093】
ｉｕ１１ ＝ ＩｍＡ１１ｓｉｎ１１（ωｔ＋ψ１１） ・・・（６）
ｉｕ１３ ＝ ＩｍＡ１３ｓｉｎ１３（ωｔ＋ψ１３） ・・・（７）
ψ１１及びψ１３は、ψ１±４°とされる。
ｉｕ１３ ＝ ＩｍＡ１３ｓｉｎ１３（ωｔ＋ψ１３） ・・・（７）
ψ１１及びψ１３は、ψ１±４°とされる。
【0094】
（実施形態２）
図１７は、実施形態２の図１相当図である。本実施形態２では、電流指令生成部（60）が、速度制御部（51）により算出された第１のｄ軸電流指令値（id*）及び第１のｑ軸電流指令値（iq*）、単相交流電源（1）からコンバータ回路（20）に流れる入力電流（iin）、単相交流電源（1）の電源電圧の位相角（以下、電源位相（θin））、コンデンサ（40）の電圧（Vdc）、モータ（2）のｄ軸電流（id）及びｑ軸電流（iq）に基づいて、第２のｄ軸電流指令値（id**）及び第２のｑ軸電流指令値（iq**）を算出する。
図１７は、実施形態２の図１相当図である。本実施形態２では、電流指令生成部（60）が、速度制御部（51）により算出された第１のｄ軸電流指令値（id*）及び第１のｑ軸電流指令値（iq*）、単相交流電源（1）からコンバータ回路（20）に流れる入力電流（iin）、単相交流電源（1）の電源電圧の位相角（以下、電源位相（θin））、コンデンサ（40）の電圧（Vdc）、モータ（2）のｄ軸電流（id）及びｑ軸電流（iq）に基づいて、第２のｄ軸電流指令値（id**）及び第２のｑ軸電流指令値（iq**）を算出する。
【0095】
具体的には、電流指令生成部（60）は、実施形態１の第１の乗算部（62）、第２の乗算部（63）、第１の加算部（64）、平方根算出部（65）、第３の乗算部（66）、ピークホールド部（67）、第４の乗算部（68）、及びピーク判定部（69）に代えて、図１８に示すように、第１の二乗算出部（74）、第２の二乗算出部（75）、二乗加算部（76）、電流ベクトル算出部（77）、６ｎ次調波除去部（78）、ピークホールド部（79）、及びピーク判定部（80）を有している。
【0096】
第１の二乗算出部（74）は、モータ（2）のｄ軸電流（id）の２乗を算出する。
【0097】
第２の二乗算出部（75）は、モータ（2）のｑ軸電流（iq）の２乗を算出する。
【0098】
二乗加算部（76）は、第１及び第２の二乗算出部（74,75）の算出結果を加算する。
【0099】
電流ベクトル算出部（77）は、二乗加算部（76）の算出結果の平方根を算出し、算出結果を、電流ベクトル（Ia）として出力する。
【0100】
６ｎ次調波除去部（78）は、電流ベクトル（Ia）から、その６ｎ次調波、すなわち基本波周波数（ω）の６ｎ倍の周波数の成分を除去するフィルタである。６ｎ次調波除去部（78）は、６ｎ次調波の除去後の電流ベクトルを、高次調波の重畳前の電流ベクトル（Iaf）として出力する。
【0101】
ピークホールド部（79）は、６ｎ次調波除去部（78）により出力される高次調波の重畳前の電流ベクトル（Iaf）のピーク値（Ipeak）を保持する。
【0102】
ピーク判定部（80）は、６ｎ次調波除去部（78）により出力された重畳前の電流ベクトル（Iaf）が、ピークホールド部（79）により保持されたピーク値（Ipeak）の０．９１５倍よりも大きいという重畳条件が満たされているか否かを判定する。
【0103】
図１９は、モータ（2）の相電流（iu,iv,iw）及びそれらの電流ベクトル（Ia）と、高次調波の重畳前の電流ベクトル（Iaf）とを示す。
【0104】
同図に示すように、制御部（50）による高次調波の重畳は、重畳前の電流ベクトル（Iaf）が、重畳前の電流ベクトル（Iaf）のピーク値（Ipeak）の９１．５％よりも大きい期間だけに行われる。
【0105】
その他の構成は、実施形態１と同じであるので、同一の構成には同じ符号を付してその詳細な説明を省略する。
【0106】
（実施形態２の変形例）
上記実施形態２では、重畳条件を、重畳前の電流ベクトル（Iaf）が、そのピーク値（Ipeak）の０．９１５倍よりも大きいという条件とした。実施形態２の変形例では、重畳条件を、上記重畳前最大相電流がそのピーク値の９１．５％以上であるという条件とする。したがって、本変形例では、相電流（iu,iv,iw）への高次調波の重畳が、重畳前最大相電流がピーク値となる電流ピークタイミング付近に行われる。また、相電流（iu,iv,iw）への高次調波の重畳は、重畳前最大相電流がピーク値の７５％以上である期間の一部に行われる。つまり、制御部（50）は、電流ピークタイミングを除く期間に、高次調波の重畳が行われない期間が含まれるようにインバータ回路（30）の出力電圧を制御できる。
上記実施形態２では、重畳条件を、重畳前の電流ベクトル（Iaf）が、そのピーク値（Ipeak）の０．９１５倍よりも大きいという条件とした。実施形態２の変形例では、重畳条件を、上記重畳前最大相電流がそのピーク値の９１．５％以上であるという条件とする。したがって、本変形例では、相電流（iu,iv,iw）への高次調波の重畳が、重畳前最大相電流がピーク値となる電流ピークタイミング付近に行われる。また、相電流（iu,iv,iw）への高次調波の重畳は、重畳前最大相電流がピーク値の７５％以上である期間の一部に行われる。つまり、制御部（50）は、電流ピークタイミングを除く期間に、高次調波の重畳が行われない期間が含まれるようにインバータ回路（30）の出力電圧を制御できる。
【0107】
本変形例では、図２０に示すように、重畳前最大相電流が、そのピーク値の９１．５％以上である期間にのみ、制御部（50）は、相電流（iu,iv,iw）に高次調波を重畳する。これにより、重畳後の最大相電流のピーク値は、重畳前最大相電流のピーク値に比べて低減している。
【0108】
なお、本変形例では、重畳条件を、上記重畳前最大相電流がそのピーク値の９１．５％以上であるという条件としたが、上記重畳前最大相電流がそのピーク値の７５％以上であるという条件としてもよい。
【0109】
また、重畳条件を、上記除去後最大相電流がピーク値の９１．５％以上であるという条件、又は上記除去後最大相電流がピーク値の７５％以上であるという条件としてもよい。これにより、相電流（iu,iv,iw）への高次調波の重畳を、上記除去後最大相電流がピーク値となる電流ピークタイミング付近に行える。また、相電流（iu,iv,iw）への高次調波の重畳を、除去後最大相電流がピーク値の７５％以上である期間の一部に行える。
【0110】
（実施形態３）
図２１は、実施形態３の図２相当図である。本実施形態３では、電流指令生成部（60）が、速度制御部（51）により算出された第１のｄ軸電流指令値（id*）及び第１のｑ軸電流指令値（iq*）、単相交流電源（1）からコンバータ回路（20）に流れる入力電流（iin）、単相交流電源（1）の電源電圧の位相角（以下、電源位相（θin））に基づいて、第２のｄ軸電流指令値（id**）及び第２のｑ軸電流指令値（iq**）を算出する。
図２１は、実施形態３の図２相当図である。本実施形態３では、電流指令生成部（60）が、速度制御部（51）により算出された第１のｄ軸電流指令値（id*）及び第１のｑ軸電流指令値（iq*）、単相交流電源（1）からコンバータ回路（20）に流れる入力電流（iin）、単相交流電源（1）の電源電圧の位相角（以下、電源位相（θin））に基づいて、第２のｄ軸電流指令値（id**）及び第２のｑ軸電流指令値（iq**）を算出する。
【0111】
具体的には、本実施形態３では、電流指令生成部（60）が、実施形態１の６ｎ次調波指令生成部（61）、第１の乗算部（62）、第２の乗算部（63）、第１の加算部（64）、平方根算出部（65）、第３の乗算部（66）、ピークホールド部（67）、第４の乗算部（68）、ピーク判定部（69）、及び選択部（70）を有していない。本実施形態３では、電流指令生成部（60）が、これらに代えて、ハイパスフィルタ（81）、フーリエ変換部（82）、超過量算出部（83）、ゲイン乗算部（84）、リミッタ（85）、低減割合算出部（86）、５次調波乗算部（87）、７次調波乗算部（88）及び６ｎ次調波指令生成部（89）を有している。
【0112】
ハイパスフィルタ（81）は、単相交流電源（1）からの入力電流（iin）の直流成分を除去し、高周波数成分を出力する。
【0113】
フーリエ変換部（82）は、ハイパスフィルタ（81）の出力に対し、フーリエ変換を行うことで、６ｎ次成分（iin6）を抽出する。
【0114】
超過量算出部（83）は、フーリエ変換部（82）により抽出された６ｎ次成分（iin6）から、所定の６ｎ次入力電流閾値（iin6_th）を減算する。
【0115】
ゲイン乗算部（84）は、超過量算出部（83）の減算結果に、ゲイン（Kp）を乗算する。
【0116】
リミッタ（85）は、ゲイン乗算部（84）の出力が１を超える場合には、１を出力する一方、ゲイン乗算部（84）の出力が１を超えない場合には、ゲイン乗算部（84）の出力をそのまま出力する。
【0117】
低減割合算出部（86）は、１からリミッタ（85）の出力を減算することにより、低減割合を算出する。
【0118】
５次調波乗算部（87）は、５次調波の振幅（A5）に、低減割合算出部（86）により算出された低減割合を乗算することにより、振幅（A5’）を算出する。元の５次調波の振幅（A5）は、第１のｄ軸電流指令値（id*）及び第１のｑ軸電流指令値（iq*）に基づいて算出できる。
【0119】
７次調波乗算部（88）は、７次調波の振幅（A7）に、低減割合算出部（86）により算出された低減割合を乗算することにより、振幅（A7’）を算出する。元の７次調波の振幅（A7）は、第１のｄ軸電流指令値（id*）及び第１のｑ軸電流指令値（iq*）に基づいて算出できる。
【0120】
６ｎ次調波指令生成部（89）は、５次調波の振幅が、５次調波乗算部（87）により算出した振幅（A5’）となり、７次調波の振幅が、７次調波乗算部（88）により算出した振幅（A7’）となるように、６ｎ次調波（ｎは自然数）を生成する。
【0121】
このように、本実施形態３では、制御部（50）が、相電流（iu,iv,iw）に重畳する高次調波の振幅を、単相交流電源（1）からコンバータ回路（20）に流れる入力電流に基づいて制御する。
【0122】
（実施形態３の変形例）
なお、上記実施形態３では、制御部（50）が、相電流（iu,iv,iw）に重畳する高次調波の振幅を、単相交流電源（1）からコンバータ回路（20）に流れる入力電流（iin）に基づいて制御した。しかし、制御部（50）が、相電流（iu,iv,iw）に重畳する高次調波の振幅を、コンデンサ（40）の電圧（Vdc）、インバータ回路（30）の入力電流（Idc）、又はインバータ回路（30）の出力電力に基づいて制御するようにしてもよい。また、制御部（50）が、相電流（iu,iv,iw）に重畳する高次調波の振幅を、単相交流電源（1）からコンバータ回路（20）に流れる入力電流（iin）、コンデンサ（40）の電圧（Vdc）、インバータ回路（30）の入力電流（Idc）、及びインバータ回路（30）の出力電力のうちの２つ以上に基づいて制御するようにしてもよい。
なお、上記実施形態３では、制御部（50）が、相電流（iu,iv,iw）に重畳する高次調波の振幅を、単相交流電源（1）からコンバータ回路（20）に流れる入力電流（iin）に基づいて制御した。しかし、制御部（50）が、相電流（iu,iv,iw）に重畳する高次調波の振幅を、コンデンサ（40）の電圧（Vdc）、インバータ回路（30）の入力電流（Idc）、又はインバータ回路（30）の出力電力に基づいて制御するようにしてもよい。また、制御部（50）が、相電流（iu,iv,iw）に重畳する高次調波の振幅を、単相交流電源（1）からコンバータ回路（20）に流れる入力電流（iin）、コンデンサ（40）の電圧（Vdc）、インバータ回路（30）の入力電流（Idc）、及びインバータ回路（30）の出力電力のうちの２つ以上に基づいて制御するようにしてもよい。
【0123】
また、制御部（50）が、相電流（iu,iv,iw）に重畳する高次調波の位相を、単相交流電源（1）からコンバータ回路（20）に流れる入力電流（iin）、コンデンサ（40）の電圧（Vdc）、インバータ回路（30）の入力電流（Idc）、及びインバータ回路（30）の出力電力のうちの２つ以上に基づいて制御するようにしてもよい。
【0124】
なお、上記実施形態１～３及びそれらの変形例では、インバータ回路（30）として、６つのスイッチング素子（31a,32a,33a,34a,35a,36a）を有するものを使用したが、６つ以外の複数のスイッチング素子（31a,32a,33a,34a,35a,36a）を有するものを使用してもよい。
【0125】
また、上記実施形態１～３及びそれらの変形例では、高次調波を、基本波周波数に対する（６ｎ＋１）次調波（ｎは自然数）及び（６ｎ－１）次調波（ｎは自然数）としたが、（６ｎ＋１）次調波（ｎは自然数）及び（６ｎ－１）次調波（ｎは自然数）のうちの一方のみとしてもよい。
【0126】
以上、実施形態を説明したが、特許請求の範囲の趣旨及び範囲から逸脱することなく、形態や詳細の多様な変更が可能なことが理解されるであろう。また、以上の実施形態及び変形例は、本開示の対象の機能を損なわない限り、適宜組み合わせたり、置換したりしてもよい。
【産業上の利用可能性】
【0127】
本開示は、モータに電力を供給する電力変換装置として有用である。
【符号の説明】
【0128】
１ 単相交流電源
２ モータ
１０ 電力変換装置
２０ コンバータ回路
３０ インバータ回路
３１ａ，３２ａ，３３ａ，３４ａ，３５ａ，３６ａ スイッチング素子
４０ コンデンサ
５０ 制御部
ω 基本波周波数
imax 最大相電流
iin 入力電流
Vdc 電圧
Idc 入力電流
iu,iv,iw 相電流
|Ia| 電流ベクトルの振幅
２ モータ
１０ 電力変換装置
２０ コンバータ回路
３０ インバータ回路
３１ａ，３２ａ，３３ａ，３４ａ，３５ａ，３６ａ スイッチング素子
４０ コンデンサ
５０ 制御部
ω 基本波周波数
imax 最大相電流
iin 入力電流
Vdc 電圧
Idc 入力電流
iu,iv,iw 相電流
|Ia| 電流ベクトルの振幅
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【図16】
【図17】
【図18】
【図19】
【図20】
【図21】
