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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2024146594
(43)【公開日】2024-10-15
(54)【発明の名称】電圧推定型充電システム
(51)【国際特許分類】
H02J 50/12 20160101AFI20241004BHJP
H02J 7/00 20060101ALI20241004BHJP
【ＦＩ】
H02J50/12
H02J7/00 P
H02J7/00 301D
H02J7/00 Q
【審査請求】未請求
【請求項の数】6
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2023059595
(22)【出願日】2023-03-31
【新規性喪失の例外の表示】新規性喪失の例外適用申請有り
(71)【出願人】
【識別番号】000157083
【氏名又は名称】トヨタ自動車東日本株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】100218280
【弁理士】
【氏名又は名称】安保 亜衣子
(74)【代理人】
【識別番号】100108914
【弁理士】
【氏名又は名称】鈴木 壯兵衞
(74)【代理人】
【識別番号】100173864
【弁理士】
【氏名又は名称】齊藤 健治
(72)【発明者】
【氏名】間形 哲也
(72)【発明者】
【氏名】櫻庭 弘
【テーマコード（参考）】
5G503
【Ｆターム（参考）】
5G503AA01
5G503BA01
5G503BB01
5G503CA11
5G503EA09
5G503FA06
5G503GB08
5G503GD03
5G503GD06
(57)【要約】
【課題】対象とする充電式電池の充電電圧が変動する場合であっても、充電電圧を一次側回路２ａ側の計測により精密に推定し、推定した充電電圧を用いて充電式電池をワイヤレス充電できる電圧推定型充電システムを提供する。
【解決手段】受電側コイルＬ2及びこの受電側コイルＬ2に流れる電磁エネルギで充電される充電式電池６を含む二次側回路３ａと、受電側コイルＬ2に対向した送電側コイルＬ1及びこの送電側コイルＬ1の端子間電圧を検出する検出器２８を有し非正弦波の過渡応答振動を直流電圧をパルス入力して生成しこの過渡応答振動による二次側回路３ａとの二重共振で受電側コイルＬ2に無接触で磁気エネルギを伝送する一次側回路２ａと、検出器２８の出力により充電電圧を推定して直流電圧の値を帰還制御で変更する電圧推定調整手段９ａを備える。
【選択図】図３
【解決手段】受電側コイルＬ2及びこの受電側コイルＬ2に流れる電磁エネルギで充電される充電式電池６を含む二次側回路３ａと、受電側コイルＬ2に対向した送電側コイルＬ1及びこの送電側コイルＬ1の端子間電圧を検出する検出器２８を有し非正弦波の過渡応答振動を直流電圧をパルス入力して生成しこの過渡応答振動による二次側回路３ａとの二重共振で受電側コイルＬ2に無接触で磁気エネルギを伝送する一次側回路２ａと、検出器２８の出力により充電電圧を推定して直流電圧の値を帰還制御で変更する電圧推定調整手段９ａを備える。
【選択図】図３
【特許請求の範囲】
【請求項1】
受電側コイル、及び該受電側コイルに流れる電磁エネルギで充電される充電式電池を含む二次側回路と、
直流電圧をパルス入力して非正弦波の過渡応答振動を生成し、該過渡応答振動による前記二次側回路との二重共振で、前記受電側コイルに対向した送電側コイルから前記受電側コイルに無接触で磁気エネルギを伝送する一次側回路と、
前記二次側回路から前記一次側回路への還流成分による振動の包絡線極大値を、前記一次側回路側で獲得し、前記包絡線極大値から前記充電式電池の充電電圧を推定し、前記充電電圧に適合した電圧に前記直流電圧を調整する電圧推定調整手段
を備え、前記充電式電池を無接触で充電することを特徴とする電圧推定型充電システム。
直流電圧をパルス入力して非正弦波の過渡応答振動を生成し、該過渡応答振動による前記二次側回路との二重共振で、前記受電側コイルに対向した送電側コイルから前記受電側コイルに無接触で磁気エネルギを伝送する一次側回路と、
前記二次側回路から前記一次側回路への還流成分による振動の包絡線極大値を、前記一次側回路側で獲得し、前記包絡線極大値から前記充電式電池の充電電圧を推定し、前記充電電圧に適合した電圧に前記直流電圧を調整する電圧推定調整手段
を備え、前記充電式電池を無接触で充電することを特徴とする電圧推定型充電システム。
【請求項2】
前記電圧推定調整手段は、事前に取得された前記包絡線極大値と前記充電電圧の関係を用いて前記充電電圧を推定することを特徴とする請求項1に記載の電圧推定型充電システム。
【請求項3】
前記一次側回路は、前記直流電圧を多段の階段状に増大して出力する可変直流電源を備えることを特徴とする請求項1に記載の電圧推定型充電システム。
【請求項4】
前記電圧推定調整手段は、前記多段の階段状に増大する前記直流電圧が前記一次側回路にパルス入力されたことに起因する前記包絡線極大値の変化が呈する変曲点により、前記充電電圧を推定することを特徴とする請求項３に記載の電圧推定型充電システム。
【請求項5】
前記一次側回路は、
前記送電側コイルの端子間電圧を検出する検出器と、
前記可変直流電源の高電位側端子に一方の端子を接続し、前記一次側回路の外部回路からの制御信号で動作する励起素子と、
前記励起素子の他方の端子に一方の端子が接続され、前記可変直流電源の低電位側端子の他方の端子を接続した送電側コンデンサと、
を更に有し、前記検出器は、前記高電位端子側接続ノードと前記低電位端子側接続ノードの間に接続され、前記包絡線極大値を前記検出器の出力より獲得することを特徴とする請求項４に記載の電圧推定型充電システム。
前記送電側コイルの端子間電圧を検出する検出器と、
前記可変直流電源の高電位側端子に一方の端子を接続し、前記一次側回路の外部回路からの制御信号で動作する励起素子と、
前記励起素子の他方の端子に一方の端子が接続され、前記可変直流電源の低電位側端子の他方の端子を接続した送電側コンデンサと、
を更に有し、前記検出器は、前記高電位端子側接続ノードと前記低電位端子側接続ノードの間に接続され、前記包絡線極大値を前記検出器の出力より獲得することを特徴とする請求項４に記載の電圧推定型充電システム。
【請求項6】
前記二次側回路は、
前記受電側コイルに並列接続され、前記受電側コイルに蓄積された磁気エネルギを静電エネルギとして蓄積する受電側コンデンサを更に有することを特徴とする請求項１～５のいずれか１項に記載の電圧推定型充電システム。
前記受電側コイルに並列接続され、前記受電側コイルに蓄積された磁気エネルギを静電エネルギとして蓄積する受電側コンデンサを更に有することを特徴とする請求項１～５のいずれか１項に記載の電圧推定型充電システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、充電式電池を無接触充電する電圧推定型充電システムに係り、特に一次側回路における他励式過渡応答振動と二次側回路における過渡応答振動の二重共振により充電式電池の充電電圧を推定して、一次側回路から二次側回路へ電磁エネルギを伝送して、二次側回路の充電式電池を充電する電圧推定型充電システムに関する。
【背景技術】
【0002】
本発明者らは、一次側回路における過渡応答振動と二次側回路における過渡応答振動の間の共鳴（二重共振）により効率の良いウェイブレット状の電磁波の伝送が可能であることを見いだし、非交流理論による無接触伝送装置を提案した（特許文献１参照。）。「非交流理論」とは、通常の交流理論が対象とする振幅一定の正弦波交流信号を取り扱わず、非正弦波の過渡応答によるウェイブレット状の振動を対象とする理論である。特許文献１に記載の一次側回路では、外部の制御回路によって一次側駆動スイッチとなる励起素子のオン/オフが他励制御されて、ＲＣＬ並列回路の回路トポロジとＲＣＬ直列回路の回路トポロジが交互に切り替えられる動作をしている。更に、本発明者らは、オフ期間を長くし、オフ時間中の自由減衰振動を許容するモードにより、二重共振の伝送効率を高める技術も提案した（特許文献２参照。）。しかしながら、特許文献１及び２に記載された発明では、二次側回路側において、充電式電池の充電電圧を別途計測して、満充電や電圧不足などを監視する必要があった。更に、その結果を用いて電源電圧（直流電圧）を制御すると同時に、伝送を制御し、最も効率よく充電しつつ、充電式電池の充電電圧が適切な電圧になるように充電する必要があった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0003】
【特許文献1】特許第７１１６２８８号明細書
【特許文献2】特開２０２１－１８２７８７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0004】
上記問題点を鑑み、本発明では、二次側回路に新たな計測器や制御回路やシステムを追加することなく、精度よく充電式電池の充電電圧を推定が可能であり、かつその推定値を用いて電源電圧（直流電圧）を制御すると同時に伝送を制御し、最も効率良く充電すると同時に、充電式電池の充電電圧が適切な電圧になるように充電可能な電圧推定型充電システムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【0005】
本発明の態様は、(a)受電側コイル及びこの受電側コイルに流れる電磁エネルギで充電される充電式電池を含む二次側回路と、(b)直流電圧をパルス入力して非正弦波の過渡応答振動を生成し、この過渡応答振動による二次側回路との二重共振で、受電側コイルに対向した送電側コイルから受電側コイルに無接触で磁気エネルギを伝送する一次側回路と、(c)二次側回路から一次側回路へ還流した成分による振動の包絡線の極大値を一次側回路で獲得し、包絡線の極大値から充電式電池の充電電圧を推定が可能であり、推定した充電電圧に適合した電圧に直流電圧を調整する電圧推定調整手段を備えると同時に、その推定値を用いて伝送を制御し、最も効率よく充電を行うと同時に、充電式電池の充電電圧が適切な電圧になるように充電する手段を備える電圧推定型充電システムであることを要旨とする。
【発明の効果】
【0006】
本発明によれば、二次側回路に新たな計測器や制御回路やシステムを追加することなく、精度よく充電式電池の充電電圧を推定可能で、かつその推定値を用いて伝送を制御し、最も効率よく充電を行うと同時に、充電式電池の充電電圧が適切な電圧になるように充電できる電圧推定型充電システムを提供できる。
【図面の簡単な説明】
【0007】
【図1】本発明の第１実施形態に係る電圧推定型充電システムの一例の概略構造を示す模式図である。
【図2】第１実施形態に係る電圧推定型充電システムの負荷として用いられる充電式電池を説明する等価回路である。
【図3】第１実施形態に係る電圧推定型充電システムの一例を構成する一次側回路と二次側回路の概略を示す回路図である。
【図4】図３に示した一次側充放電電圧をモニタして可変直流電源に帰還制御するための電圧推定調整手段をコンピュータ・ソフトウェア処理で実現する場合の算術論理回路の内部の論理的な構造を示すブロック図である。
【図6】一次側充放電電圧の振動の時系列データと、時系列データの包絡線の振幅の変化を説明する模式図である。
【図7A】可変直流電源が出力する多段の階段状の直流電圧の変化を説明する模式図である。
【図7B】増大する３つのレベルの多段の階段状直流電圧を可変直流電源が出力したことに起因する、二次側回路からの還流成分による一次側充放電電圧の包絡線の極大値の変化を説明する模式図である。
【図8】二次側回路からの還流成分による一次側充放電電圧の振動の包絡線の極大値（還流最大値）の直流電圧依存性を示す曲線が変曲点を有することを説明する模式図である。
【図9】二次側回路との結合がない場合において、他励動作する一次側回路の励起素子が直流電圧をパルス入力した場合の過渡応答を説明する回路図である。
【図12】一次側回路と二次側回路の間での二重共振によりウェイブレット状の電磁エネルギが互いに送受されることにより、一次側充放電電圧の包絡線と二次側充放電電圧の包絡線が異なる位相で脈動する関係になることを示す波形図である。
【図13】電気自動車（ＥＶ）の電池の充電において、コイル間の面間隔（伝送間隔）を調整する間隔制御機構の他の例を模式的に説明する鳥瞰図である。
【図14】第１実施形態の変形例に係る電圧推定型充電システムの一例を構成する一次側回路と二次側回路の概略を示す回路図である。
【図15】本発明の第２実施形態に係る電圧推定型充電システムの一例の概略構造を示す模式図である。
【図16】第２実施形態に係る電圧推定型充電システムの一例を構成する一次側回路と二次側回路の概略を示す回路図である。
【図17】第２実施形態の変形例に係る電圧推定型充電システムの一例を構成する一次側回路と二次側回路の概略を示す回路図である。
【図18】本発明の第３実施形態に係る電圧推定型充電システムの一例の概略構造を示す模式図である。
【図19】一次側回路と二次側回路に着目した、第３実施形態に係る電圧推定型充電システムの概略の一例を示す回路図である。
【図20】図１９に示した一次側充放電電圧をモニタして充電式電池の充電電圧を推定し、可変直流電源を調整する電圧推定調整手段をコンピュータ・ソフトウェア処理で実現する場合の算術論理回路の内部の論理的な構造を示すブロック図である。
【図21A】二重共振により一次側回路と二次側回路の間で電磁エネルギが互いに送受されることにより、一次側充放電電圧の包絡線と二次側充放電電圧の包絡線が異なる位相で脈動する関係になることを示す波形図である。
【図22】充電式電池の端子間電圧と一次側充放電電圧の還流最大値と関係を、送電側コイルと受電側コイルの間の等価結合係数をパラメータとして示す図である。
【発明を実施するための形態】
【0008】
次に、図面を参照して、本発明の第１～第３実施形態並びにそれらの変形例を説明する。以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。ただし、図面は模式的なものであり、厚みと平面寸法との関係、各部材の厚みの比率等は現実のものとは異なることに留意すべきである。したがって、具体的な厚みや寸法は以下の説明を参酌して判断すべきものである。又、図面相互間においても互いの寸法の関係や比率が異なる部分が含まれていることは勿論である。
【0009】
以下に示す第１～第３実施形態並びにそれらの変形例は、本発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、本発明の技術的思想は、構成部品の材質、形状、構造、配置等を下記のものに特定するものでない。本発明の技術的思想は、特許請求の範囲に記載された請求項が規定する技術的範囲内において、種々の変更を加えることができる。更に、以下の説明における「左右」や「上下」の方向は、単に説明の便宜上の定義であって、本発明の技術的思想を限定するものではない。よって、例えば、紙面を９０度回転すれば「左右」と「上下」とは交換して読まれ、紙面を１８０度回転すれば「左」が「右」に、「右」が「左」になることは勿論である。図１３に示したような、渦巻きの螺旋の向きも同様に説明の便宜上における単なる選択に過ぎず、実際の設計事情に応じて右巻きを左巻きに、左巻きを右巻きに選択することも可能である。
【0010】
（第１実施形態）
本発明の第１実施形態に係る電圧推定型充電システムは、図１に示すように、受電回路２７ａを有する車輌３１ａに無接触でウェイブレット状非正弦波の電磁エネルギを給電装置２９ａから二重共振で給電し、受電回路２７ａの充電式電池６の充電電圧を一次側回路２ａ側の計測のみにより精密に推定し、推定結果を用いて無接触充電する電圧推定型充電システムである。「二重共振」は、背景技術の説明で述べたとおり、一次側回路における過渡応答振動と二次側回路における過渡応答振動の間の共鳴による電磁エネルギの送受を意味するので、二重共振により、給電とその逆方向の還流の双方向を伴う。「ウェイブレット状非正弦波の電磁エネルギ」とは、定常的な正弦波の振動ではなく、時間的に局在した振動特性を示す電磁エネルギのパケットを意味する。
本発明の第１実施形態に係る電圧推定型充電システムは、図１に示すように、受電回路２７ａを有する車輌３１ａに無接触でウェイブレット状非正弦波の電磁エネルギを給電装置２９ａから二重共振で給電し、受電回路２７ａの充電式電池６の充電電圧を一次側回路２ａ側の計測のみにより精密に推定し、推定結果を用いて無接触充電する電圧推定型充電システムである。「二重共振」は、背景技術の説明で述べたとおり、一次側回路における過渡応答振動と二次側回路における過渡応答振動の間の共鳴による電磁エネルギの送受を意味するので、二重共振により、給電とその逆方向の還流の双方向を伴う。「ウェイブレット状非正弦波の電磁エネルギ」とは、定常的な正弦波の振動ではなく、時間的に局在した振動特性を示す電磁エネルギのパケットを意味する。
【0011】
充電式電池６は、例えば図２に示すような浮遊抵抗ｒｓ0，ｒｓ1，ｒｓ2及び内部容量Ｃｓ1，Ｃｓ2の直並列回路に、開回路電圧（ＯＣＶ）の起電力を発生する電源が直列接続された等価回路でモデル的に表現される。種々の等価回路が提案されているが、図２に示す浮遊抵抗ｒｓ0，ｒｓ1，ｒｓ2及び内部容量Ｃｓ1，Ｃｓ2の直並列回路の表示は、充放電による充電式電池６の金属と溶液界面で起こる電荷の移動に起因した応答特性と、溶液内での物質の拡散によって生じる応答特性に寄与する等価回路成分を表現している。例えば、充電式電池６がリチウム（Ｌｉ）イオン電池であれば、リチウムイオン電池の内部には集電体や電界液の抵抗、電池内の界面にできる電気的２重層の内部容量や内部抵抗が含まれる。充電式電池６は、給電装置２９ａから受電盤１２を介して二重共振によって供給されるウェイブレット状非正弦波の電磁エネルギを蓄える。充電率（ＳＯＣ）の変化に依存して充電式電池６の端子間電圧ＶCS（ｔ）は変動する。ＯＣＶとＳＯＣの関係は非線形であり、端子間電圧ＶCS（ｔ）は、時間ｔに対して非線形の変化をする。
【0012】
第１実施形態に係る電圧推定型充電システムは、受電回路２７ａにウェイブレット状非正弦波の電磁エネルギを無接触で給電して受電回路２７ａの充電式電池６を充電する給電装置２９ａと、給電装置２９ａに接続され、給電装置２９ａに命令を送る１次側操作部３３を有している。１次側操作部３３には種々の構造や機構が採用可能で、例えば１次側操作部３３が撮像装置を備えるようにしてもよい。撮像装置を備える態様においては、撮像装置が撮像した車輌３１ａの画像から、ＡＩ機能により車輌３１ａの車高（最低地上高）が自動的に紐付けられるような機構を設けることができる。図１では、給電装置２９ａ側の送電側コイルＬ１と車輌３１ａ側の受電側コイルＬ２とが対向し、送電側コイルＬ１から受電側コイルＬ２へ無接触でウェイブレット状非正弦波の電磁エネルギが受電側コイルＬ２に無接触で伝送されることを示す模式図を例示している。
【0013】
給電装置２９ａは、図１に示すように送電側コイルＬ１を円盤状の誘電体に収納した給電盤１１と、給電盤１１を搭載し、給電盤１１と受電盤１２の間隔を制御する間隔制御機構３２と、パルス入力される直流電圧Ｅv（ｔPS
j）並びに送電側コイルＬ１に流れる給電電流及び間隔制御機構３２を制御する駆動制御回路３４ａ等を含んでいる。なお周知のように「単位パルス入力」は過渡現象理論で用いられる用語であり、波高値１の矩形波パルスがパルス幅１の期間入力されることを意味する。そして、本明細書では「パルス入力」の語を、直流電圧Ｅv（ｔPS
j）が、波高値Ｅv（ｔPS
j）等の矩形波のパルスとして他励制御により成形され、所定のパルス幅で入力されるという意味で用いている。よって、「パルス入力」の語は、本発明の「過渡応答振動」が過渡現象理論における概念であることを表現している。給電盤１１は、駆動制御回路３４ａによって伝送電流が制御される。駆動制御回路３４ａと受電回路２７ａとは、送電側コイルＬ１を流れる電流の過渡応答振動と受電側コイルＬ２を流れる電流の過渡応答振動の時定数とタイミングを調整して、ウェイブレット状非正弦波の電磁エネルギの振動が共鳴する条件で、互いに電磁エネルギ送受し、二重共振による電力伝送を行う。
【0014】
図１に示す態様では、間隔制御機構３２は上下移動機構であり、例えば油圧の上下機構、電磁石による上下機構、ボール螺旋をステップモータで回転させるような移動機構等、周知の種々の機構を採用することが可能である。一方、図１３に示す態様では、間隔制御機構３２は水平移動機構になるが、同様に油圧の水平移動機構、電磁石による水平移動機構、ボール螺旋水平移動機構等種々の機構を採用することが可能である。
【0015】
図１は例示であり、送電側コイルＬ１を収納する給電盤１１を省略して、送電側コイルＬ１を裸の状態で使用することも可能である。図１では受電側コイルＬ２も、円盤状の誘電体からなる受電盤１２に収納された態様として例示されているが、受電側コイルＬ２を収納する受電盤１２を省略して、受電側コイルＬ２を裸の状態で使用してもよい。図３に第１実施形態に係る電圧推定型充電システムの一次側回路２ａ及び二次側回路３ａの一例を示す。図３に例示した回路構成においては、一次側回路２ａを構成する励起素子Ｑ1の動作が、一次側回路２ａの外部回路である一次側励起回路３４０ａから出力される制御信号によって他励制御される。図３から分かるように、一次側回路２ａは、駆動制御回路３４ａの一部の電子回路に送電側コイルＬ1を加えた構成である。図３では、送電側コイルＬ1と、送電側コイルＬ1の寄生抵抗ＲL1とが直列接続された等価回路が便宜上表示されているが、物理的な構造として、送電側コイルＬ1に寄生抵抗ＲL1が外部接続された構造を示すものではない。
【0016】
他励制御により励起素子Ｑ1が所定のタイミングで一定時間オン状態となり、その後ターンオフすることにより、可変直流電源５から出力された直流電圧Ｅv（ｔPS
j）が矩形波でパルス入力されることになる。直流電圧Ｅv（ｔPS
j）のパルス入力は、励起素子Ｑ1のターンオフ直後の過渡応答特性として減衰振動を発生させる。即ち、励起素子Ｑ1が所定のタイミングでオン/オフ動作することに伴い、ＲＣＬ並列回路の回路トポロジとＲＣＬ直列回路の回路トポロジが交互に切り替えられて周期的な振動波形が生じる。一次側回路２ａと二次側回路３ａの間で二重共振によるウェイブレット状の電磁エネルギの送受が生じると、一次側回路２ａにおいて、図６に例示したような包絡線ＶEC1（ｔPS
j）が脈動する一次側充放電電圧ＶC１の振動波形が生成される。なお、特許文献１に記載された発明のように、すべての振動ピークに合わせて励起素子Ｑ1を毎回オン／オフ状態にすると、図１１に示すような一定振幅の非正弦波の振動になる。しかし、図６では、特許文献２に記載された発明のように、励起素子Ｑ1を毎回オン状態にせず、励起素子Ｑ1のオフ期間を長くしている。励起素子Ｑ1のオフ期間を長くしてオフ期間の自由振動を許容すると、後述する式（１３ｂ）で表現される非正弦波の減衰振動が可能になり図６の左側のような減衰振動になる。自由振動であっても式（１３ｂ）が示すように単一正弦波で表記される振動ではない。図６の右側は二次側回路３ａからの還流成分が寄与している波形である。図６では本来式（１３ｂ）で表現されるべき非正弦波の振動波形を便宜上正弦波で表現している。
【0017】
ここで、「一次側充放電電圧ＶC1」は、送電側コンデンサＣ１の端子間電圧である。図６では時刻ｔ1から時刻ｔ7にかけて包絡線ＶEC1（ｔPS
j）が減少し、時刻ｔ8で包絡線ＶEC1（ｔPS
j）が極小値となり、その後、二次側回路３ａからの還流成分による振動が加わり時刻ｔ9から増大を開始し、還流成分による振動の包絡線ＶEC1（ｔPS
j）が時刻ｔ14で極大値（以下において「包絡線の極大値」という。）ＶEC1maxjになる変化を示している。図１２には破線で二次側充放電電圧ＶC2の振動波形を示している。図６の場合と同様、図１２も、特許文献２に記載された発明が提供する励起素子Ｑ1のオフ期間を長くし、オフ期間の自由振動を許容したモードの波形である。特許文献１に記載された発明のように、励起素子Ｑ1を毎回オン状態にすれば、図１１に示すような非正弦波の一定振幅の波形となる。「二次側充放電電圧ＶC2」は、二次側回路３ａの受電側コンデンサＣ2の端子間電圧である。図１２の二次側充放電電圧ＶC2の振動波形の変化から分かるように、時刻ｔ1から時刻ｔ8にかけて一次側回路２ａの電磁エネルギが二次側回路３ａに伝送されて、包絡線ＶEC1（ｔPS
j）が減少している。そして、時刻ｔ8から時刻ｔ14にかけて二次側回路３ａの電磁エネルギが一次側回路２ａに還流されるので、包絡線ＶEC1（ｔPS
j）が増大して包絡線極大値になる。
【0018】
二次側回路３ａは、図３に示すように、送電側コイルＬ1に離間して対向し送電側コイルＬ1から無接触で磁気エネルギを受け取る受電側コイルＬ2、受電側コイルＬ2に並列接続され受電側コイルＬ2に蓄積された磁気エネルギを静電エネルギとして蓄積する受電側コンデンサＣ２を有する。二次側回路３ａは、受電回路２７ａに受電側コイルＬ2を加えた構成である。図３では、送電側コイルＬ2と、送電側コイルＬ2の寄生抵抗ＲL2とが直列接続された等価回路表示になっているが、物理的な構造として、送電側コイルＬ2に寄生抵抗ＲL2が外部接続された構造を示すものではない。二次側回路３ａは、図３に示すように、負荷側ダイオードＤ２と充電式電池６との直列接続回路が、受電側コンデンサＣ２及び受電側コイルＬ2に対し、それぞれ並列接続された構成になっている。充電式電池６のインピーダンスが∞と仮定できる場合には、二次側回路３ａはＲＣＬ直列回路として近似出来るが、実際には複雑な回路である。
【0019】
負荷側ダイオードＤ２は、アノードが二次側回路３ａ側、カソードが充電式電池６側を向くように接続され、充電電流ＩＣの流れる方向を一方向に限定している。図３では、負荷側ダイオードＤ２のオン抵抗を含む回路配線の浮遊抵抗がｒ２であるとして示されているが、受電側コンデンサＣ２の寄生抵抗の表示は無視している。したがって、二次側回路３ａは、受電側コイルＬ2、受電側コンデンサＣ２、浮遊抵抗ｒ２及び寄生抵抗ＲL2を備えたＲＣＬ共振回路である。そして、それぞれが共振回路である一次側回路２ａと二次側回路３ａの過渡応答振動が共振（共鳴）する二重共振によって、送電側コイルＬ１から受電側コイルＬ２にウェイブレット状の電磁エネルギがワイヤレス給電される。
【0020】
充電式電池６は、充電式電池６の端子間電圧（以下において「充電電圧」という。）ＶCS（ｔ）よりも大きな電圧が充電式電池６の端子間に印加されなくては充電できない。したがって、受電側コンデンサＣ2の端子間電圧として定義される二次側充放電電圧ＶC2は、充電式電池６の充電電圧ＶCS（ｔ）より少し大きい必要がある。浮遊抵抗ｒ２の電圧降下を無視すれば、定常状態においてはＶC2＝ＶCS（ｔ）になる。充電式電池６の充電時には、図２に示したような充電式電池６の浮遊抵抗ｒｓ0，ｒｓ1，ｒｓ2及び内部容量Ｃｓ1，Ｃｓ2によって、端子間電圧ＶCS（ｔ）が微小な電圧でリンギングしながら充電式電池６が充電される。しかし、充電電圧ＶCS（ｔ）よりも二次側充放電電圧ＶC2が十分に大きな場合は、受電側コンデンサＣ2から過剰な電磁エネルギが受電側コイルＬ２に還流され、更に受電側コイルＬ２から送電側コイルＬ１に還流されることになり、充電式電池６の充電効率が低下する。
【0021】
図１に示す給電盤１１の上面は受電盤１２の下面に平行に配置されるように、給電盤１１は地面上に設置もしくは埋設される。給電作業前の状態においては、給電盤１１の上面が地上の平坦面３０に平行に配置されているので、車輌３１ａが一様な平坦面３０上を走行して侵入可能である。給電装置２９ａは、例えば駐車スペースに設けられ、車輌３１ａの駐車中に、受電盤１２に対向することにより車輌３１ａに搭載された受電盤１２に対してウェイブレット状非正弦波の電磁エネルギを二重共振によって給電する。
【0022】
図１に示す車輌３１ａは、例えば、ハイブリッド電気自動車（ＨＥＶ）、プラグイン電気自動車（ＰＥＶ）または電気自動車（ＥＶ）等であり、充電式電池６に蓄えられた電磁エネルギで走行する。１次側操作部３３は、車輌３１ａの外部からの操作により、給電の開始を示す給電開始信号または給電の停止を示す給電停止信号を給電装置２９ａに出力する。１次側操作部３３がＡＩ機能により車輌３１ａの車高（最低地上高）を決定した場合は、車輌３１ａの車高のデータも給電装置２９ａの駆動制御回路３４ａに送信する。
【0023】
図１に示す駆動制御回路３４ａは、給電盤１１を制御して、一次側回路２ａと二次側回路３ａのそれぞれの非正弦波の過渡応答振動が共振（共鳴）する二重共振に依拠したウェイブレット状の電磁エネルギの移動に関する様々な駆動制御を行う。このため、駆動制御回路３４ａは、図３に示すような電圧推定調整手段９ａを備える。電圧推定調整手段９ａは、可変直流電源５の出力、即ちパルス入力される直流電圧Ｅv（ｔPS
j）の波高値Ｅv（ｔPS
j）を、振動特性から推定される充電式電池６のＳＯＣに対応するように帰還制御する。電圧推定調整手段９ａは図３に示すようにハードウェア資源（実体電子回路）である最大電圧検出回路３４１ａ、変曲点検出回路３４２ａ及び電圧設定制御回路３４３ａで構成してもよい。或いは、図４に示すように、算術論理回路（ＡＬＵ）３３９によるコンピュータ・ソフトウェア処理で可変直流電源５を帰還制御して、最適な直流電圧Ｅv（ｔPS
j）を出力させるようにしてもよい。
【0024】
電圧推定調整手段９ａの機能を、コンピュータ・ソフトウェア処理で実施する場合は、駆動制御回路３４ａは、図４に示すように、伝送データ記憶装置３４８ａと、プログラム記憶装置３４８ｂと、出力装置３４８ｃのそれぞれにＡＬＵ３３９が接続された構成が可能である。図４に論理的な内部構造をモデル化して示すように、ＡＬＵ３３９は、演算シークエンス制御回路３４４と、励起条件設定回路３４５ａ、伝送条件設定回路３４５ｂと、一次側電圧検出制御回路３４６と、最大電圧検出回路３４１ａと、変曲点検出回路３４２ａと、電圧設定制御回路３４３ａと、可変直流電源制御回路３４７と、Ａバス３４９ａと、Ｂバス３４９ｂとから主に構成された構成が例示可能である。図４の例示構造においては、演算シークエンス制御回路３４４は、ＡＬＵ３３９の内部における演算処理のシークエンスを制御する。Ａバス３４９ａ及びＢバス３４９ｂは、演算シークエンス制御回路３４４、励起条件設定回路３４５ａ、伝送条件設定回路３４５ｂ、一次側電圧検出制御回路３４６、最大電圧検出回路３４１ａ、変曲点検出回路３４２ａ、電圧設定制御回路３４３ａ、及び可変直流電源制御回路３４７のそれぞれに情報及び命令を伝達するためのものである。
【0025】
演算シークエンス制御回路３４４は、励起条件設定回路３４５ａ、伝送条件設定回路３４５ｂ、一次側電圧検出制御回路３４６、最大電圧検出回路３４１ａ、変曲点検出回路３４２ａ、電圧設定制御回路３４３ａ及び可変直流電源制御回路３４７のそれぞれの処理手順をコンピュータ・ソフトウェア・プログラム（電圧推定型充電制御プログラム）に従って、制御する。図４では、Ａバス３４９ａに、一次側励起回路３４０ａ及び伝送間隔制御回路３４０ｃが接続されている構成が例示されている。一方、Ｂバス３４９ｂには、伝送データ記憶装置３４８ａ、プログラム記憶装置３４８ｂ及び出力装置３４８ｃが接続されている構成が例示されているが、図４に示す構成に限定されるものではない。プログラム記憶装置３４８ｂには、図５Ａに例示した一連の電圧推定型充電方法の処理の流れに等価なアルゴリズムを実行する電圧推定型充電制御プログラムが格納される。
【0026】
図５Ａに示すようなアルゴリズムによれば、ＡＬＵ３３９は、図１に示した給電盤１１を制御して、一次側回路２ａと二次側回路３ａのそれぞれの過渡現象によるウェイブレット状非正弦波の振動の位相を同期共振（二重共振）させる駆動制御と、可変直流電源５の出力を帰還制御できる。即ち、図５Ａに例示したフローチャートのステップＳ２９において、ＡＬＵ３３９の励起条件設定回路３４５ａは、一次側励起回路３４０ａが励起素子Ｑ1を他励制御するタイミング（励起条件）を設定し、一次側励起回路３４０ａに命令を出力する。このステップＳ２９においては同時に、ＡＬＵ３３９の伝送条件設定回路３４５ｂが、間隔制御機構３２に給電盤１１と受電盤１２の間隔を最適値となるように命令を出力して制御する。
【0027】
更に、図５ＡのフローチャートのステップＳ３０において、ＡＬＵ３３９の励起条件設定回路３４５ａは、可変直流電源５から図７Ａに示すような多段の階段状の電圧の内から、特定の踏面電位、例えば（ｊ－１）番目の直流電圧Ｅv（ｔPS
(j-1))を出力させて、パルス入力させる（ｊは２以上の正の整数。）。「踏面電位」とは、図７Ａに示す階段の形状のそれぞれの平坦部（水平部）である「踏面」の電位を意味する。（ｊ－１）番目の直流電圧Ｅv（ｔPS
(j-1)) が供給されると、一次側励起回路３４０ａは励起素子Ｑ1を他励制御によるオン／オフ動作にさせ、直流電圧Ｅv（ｔPS
(j-1))のパルス入力によって、一次側回路２ａに過渡現象振動を生成させる。一次側回路２ａの過渡現象振動の位相と二次側回路３ａの過渡現象振動の位相が同期することにより一次側回路２ａと二次側回路３ａの間の電磁エネルギの送受の振動が発生する。即ち、二次側回路３ａから、（ｊ－１）番目にパルス入力される直流電圧Ｅv（ｔPS
(j-1))に対応した二次側回路３ａの情報を有した還流電流が一次側回路２ａに還流する。二次側回路３ａの情報を有した還流電流は、一次側回路２ａの送電側コンデンサＣ１の端子間に一次側充放電電圧ＶC1として現れる。
【0028】
図５ＡのステップＳ３１において、ＡＬＵ３３９の一次側電圧検出制御回路３４６は、検出器２８に（ｊ－１）番目にパルス入力された直流電圧Ｅv（ｔPS
(j-1))に依拠した一次側充放電電圧ＶC1を、図７Ａの踏面長時間Δτ＝ｔPS
j―ｔPS
(j-1)の間、逐次測定させる。パルス入力の動作においては、踏面長時間Δτの初期の極短い時間のみが励起素子Ｑ1がオン状態であり、踏面長時間Δτの殆どの領域で励起素子Ｑ1がオフ状態であるので、図７Ａに示した踏面電位の一部しか使われていない。よって、実際には図７Ａに示した踏面電位が一次側回路２ａに印加されていない状態で一次側充放電電圧ＶC1の測定が実施される。検出器２８が検出した（ｊ－１）番目の直流電圧Ｅv（ｔPS
(j-1))に依拠した一次側充放電電圧ＶC1の時系列データは、伝送データ記憶装置３４８ａに格納される。（ｊ－１）番目の直流電圧Ｅv（ｔPS
(j-1))に依拠した一次側充放電電圧ＶC1の時系列データが伝送データ記憶装置３４８ａに格納されると、ステップＳ３０に戻る。
【0029】
ステップＳ３０において、励起条件設定回路３４５ａは、可変直流電源５からｊ番目の直流電圧Ｅv（ｔPS
j))を出力させる。ｊ番目の直流電圧Ｅv（ｔPS
j)のパルス入力によって、一次側回路２ａに過渡現象振動を生成させる。一次側回路２ａと二次側回路３ａの間の電磁エネルギの送受の振動が発生し、二次側回路３ａから、ｊ番目の直流電圧Ｅv（ｔPS
j)に対応した二次側回路３ａの情報を有した還流電流が一次側回路２ａに還流し、一次側充放電電圧ＶC1として現れる。ステップＳ３１において、一次側電圧検出制御回路３４６は、検出器２８にｊ番目の直流電圧Ｅv（ｔPS
j)に依拠した一次側充放電電圧ＶC1を、踏面長時間Δτ＝ｔPS
(j+1)―ｔPS
jの間、逐次測定させる。ｊ番目の直流電圧Ｅv（ｔPS
j)に依拠した一次側充放電電圧ＶC1の時系列データは、伝送データ記憶装置３４８ａに格納される。ｊ番目の直流電圧Ｅv（ｔPS
j)に対応した時系列データが伝送データ記憶装置３４８ａに格納されると、ステップＳ３０に戻る。
【0030】
ステップＳ３０において、励起条件設定回路３４５ａは、可変直流電源５から（ｊ＋１）番目の直流電圧Ｅv（ｔPS
(j+1))を出力させる。（ｊ＋１）番目の直流電圧Ｅv（ｔPS
(j+1))のパルス入力によって、一次側回路２ａと二次側回路３ａの間の電磁エネルギの送受の振動が発生する。二次側回路３ａから、（ｊ＋１）番目の直流電圧Ｅv（ｔPS
(j+1))に対応した二次側回路３ａの情報を有した還流電流が一次側回路２ａに還流し、一次側充放電電圧ＶC1として現れる。そこで、ステップＳ３１において、一次側電圧検出制御回路３４６は、検出器２８に（ｊ＋１）番目の直流電圧Ｅv（ｔPS
(j+1))に依拠した一次側充放電電圧ＶC1を、踏面長時間Δτ＝ｔPS S
(j+2)―ｔPS
(j+1)の間、逐次測定させ、伝送データ記憶装置３４８ａに格納する。（ｊ＋１）番目の直流電圧Ｅv（ｔPS
(j+1))に対応した時系列データが伝送データ記憶装置３４８ａに格納されると、ステップＳ３０に戻る。……（以後、同様な繰り返し処理がなされる。）……。
【0031】
一方、図５ＡのステップＳ３２において、ＡＬＵ３３９の最大電圧検出回路３４１ａは、伝送データ記憶装置３４８ａから、直流電圧Ｅv（ｔPS
(j-1))に依拠した一次側充放電電圧ＶC1の時系列データ、直流電圧Ｅv（ｔPS
j)に依拠した一次側充放電電圧ＶC1の時系列データ、直流電圧Ｅv（ｔPS
(j+1))に依拠した一次側充放電電圧ＶC1の時系列データ、……を順に読み出し、二次側回路３ａからの還流成分による振動のそれぞれの時系列データが構成する包絡線極大値（図６及び図７Ｂ参照。）を「最大電圧」として決定する。図７Ｂの左端（時刻０ｍｓ）には、増大する３つのレベルの直流電圧Ｅv（ｔPS
(j-1))，Ｅv（ｔPS
j)，Ｅv（ｔPS
(j+1))を可変直流電源５が多段の階段状に出力したことを示している。図７Ｂの時刻４．２ｍｓ付近には、直流電圧Ｅv（ｔPS
(j-1))，Ｅv（ｔPS
j)，Ｅv（ｔPS
(j+1))がパルス入力されたことに起因する、一次側充放電電圧ＶC1の包絡線極大値が細い破線、実線、太い破線として３つのレベルに現れ、この二次側回路３ａからの還流成分による振動の包絡線極大値がＶEC1max(j-1)，ＶEC1maxj，ＶEC1max(j+1)として示されている。図７Ｂの例では、破線の四角で囲んだ時刻４．２ｍｓ付近の包絡線極大値が、それぞれ還流最大値ＶEC1max(j-1)，ＶEC1maxj，ＶEC1max(j+1)として定義される。直流電圧Ｅv（ｔPS
(j-1))，Ｅv（ｔPS
j)，Ｅv（ｔPS
(j+1))，……を、多段の階段状に増大するように出力させて、それぞれパルス入力させたことに起因した一次側充放電電圧ＶC1の包絡線から導かれるそれぞれの還流最大値ＶEC1max(j-1)，ＶEC1maxj，ＶEC1max(j+1)，……は、伝送データ記憶装置３４８ａに格納する。
【0032】
その後、図５ＡのステップＳ３３において、ＡＬＵ３３９の変曲点検出回路３４２ａは、伝送データ記憶装置３４８ａから、直流電圧Ｅv（ｔPS
(j-1))，Ｅv（ｔPS
j)，Ｅv（ｔPS
(j+1))，……から導かれる一次側充放電電圧ＶC1の時系列データのそれぞれの還流最大値を読み出し、直流電圧Ｅv（ｔPS
(j-1))，Ｅv（ｔPS
j)，Ｅv（ｔPS
(j+1))，……の時系列データのそれぞれの還流最大値ＶEC1max(j-1)，ＶEC1maxj，ＶEC1max(j+1)，……の直流電圧Ｅv（ｔPS
(j-1))，Ｅv（ｔPS
j)，Ｅv（ｔPS
(j+1))，……依存性から、還流最大値曲線の変曲点を決定する（図８参照。）。図５ＡのステップＳ３３において変曲点を決定するアルゴリズムは種々のものがある。図５Ａの破線で囲んだステップＳ３３の種々のアルゴリズムの一例は、図５Ｂを用いて後述する。図５ＡのステップＳ３３において、ＡＬＵ３３９の変曲点検出回路３４２ａは、変曲点検出回路３４２ａが決定した還流最大値曲線の変曲点の電圧を、充電電圧ＶCS（ｔ）と推定する。
【0033】
そして、ステップＳ３４において、ＡＬＵ３３９の電圧設定制御回路３４３ａは、推定された充電電圧ＶCS（ｔ）に対して最適な充電効率の得られる電圧を、充電式電池６の特性に合わせて決定する。その後、ステップＳ３５において、ＡＬＵ３３９の可変直流電源制御回路３４７は、電圧設定制御回路３４３ａが決定した最適な充電効率の得られる電圧を出力するように、可変直流電源５の動作を制御する。充電が進み、充電電圧ＶCS（ｔ）が増大する場合は、ステップＳ３０に戻り、同様な処理を繰り返せばよい。以上のとおり、第１実施形態に係る電圧推定型充電システムによれば、帰還制御により、充電電圧ＶCS（ｔ）を一次側回路２ａ側の計測のみにより精密に推定し、推定した電圧に適合した特定の直流電圧Ｅv（ｔPS
x)を選択できる。そして、選択された直流電圧Ｅv（ｔPS
x)が一次側回路２ａに、推定した電圧に適合した波高値でパルス入力されることにより、ウェイブレット状の減衰振動が励起される。この結果、一次側回路２ａから二次側回路３ａに二重共振でウェイブレット状の電磁エネルギが伝送されることにより、効率のよい充電式電池６の充電ができる。
【0034】
図４に示すＡＬＵ３３９を構成するハードウェア資源としての励起条件設定回路３４５ａ、伝送条件設定回路３４５ｂ、一次側電圧検出制御回路３４６、最大電圧検出回路３４１ａ、変曲点検出回路３４２ａ、電圧設定制御回路３４３ａ及び可変直流電源制御回路３４７は、論理的な機能に着目したハードウェア資源を形式的に表現しているのであって、必ずしも、半導体チップ上に物理的な領域としてそれぞれ独立して存在する機能ブロックを意味するものではないが、ＰＬＤの「論理ブロック」のような半導体チップ上に実装されたプログラム可能な論理コンポーネント等の現実に存在する構成を否定するものでもない。ＡＬＵ３３９の一部の構成又はすべての構成をＦＰＧＡのようなＰＬＤで構成した場合は、図４に示した演算シークエンス制御回路３４４のプログラムカウンタやＡバス３４９ａ及びＢバス３４９ｂ等のデータバスは省略可能である。
【0035】
更に、駆動制御回路３４ａは、図３に示す励起素子Ｑ1をスイッチングさせる駆動タイミングを選択し、選択した駆動タイミングで、図３に示した一次側励起回路３４０ａを動作させる命令を出力する。一次側回路２ａの外部回路となる一次側励起回路３４０ａは、図３に示した励起素子Ｑ1の制御端子に制御信号を送り、励起素子Ｑ1をオン・オフ駆動する。励起素子Ｑ1がオン・オフ駆動されることにより、一次側回路２ａが構成する並列回路と直列回路を交互に切り替える。励起素子Ｑ1には、バイポーラトランジスタ（ＢＪＴ）、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）、静電誘導トランジスタ（ＳＩＴ）或いはゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ）、静電誘導（ＳＩ）サイリスタ等のサイリスタが採用可能である。励起素子Ｑ1が、ＦＥＴ、ＳＩＴ、ＧＴＯ、ＳＩサイリスタ等であれば、これらの電力用半導体素子のゲート電極が、励起素子Ｑ1の「制御端子」に対応する。励起素子Ｑ1がＢＪＴであれば、ＢＪＴのベース電極が励起素子Ｑ1の制御端子になる。一次側回路２ａの外部回路である一次側励起回路３４０ａから、励起素子Ｑ1の制御端子に制御信号を送ることにより、一次側回路２ａが他励式の動作をする。
【0036】
ＡＬＵ３３９には、マイクロチップとして実装されたマイクロプロセッサ（ＭＰＵ）等を使用してコンピュータシステムを構成することが可能である。又、コンピュータシステムを構成するＡＬＵ３３９として、算術演算機能を強化し信号処理に特化したデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）や、メモリや周辺回路を搭載し組込み機器制御を目的としたマイクロコントローラ（マイコン）等を用いてもよい。或いは、現在の汎用コンピュータのメインＣＰＵをＡＬＵ３３９に用いてもよい。更に、ＡＬＵ３３９の一部の構成又はすべての構成をフィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（ＦＰＧＡ）のようなプログラマブル・ロジック・デバイス（ＰＬＤ）で構成してもよい。
【0037】
図３に示す駆動制御回路３４ａに含まれるＡＬＵ３３９を含んでコンピュータシステムが構成される。駆動制御回路３４ａ等を含むコンピュータシステムにおいて、伝送データ記憶装置３４８ａは、複数のレジスタ、複数のキャッシュメモリ、主記憶装置、補助記憶装置を含む一群の内から適宜選択された任意の組み合わせとすることも可能である。又、キャッシュメモリは１次キャッシュメモリと２次キャッシュメモリの組み合わせとしてもよく、更に３次キャッシュメモリを備えるヒエラルキーを有しても構わない。ＰＬＤによって、ＡＬＵ３３９の一部又はすべてを構成した場合は、伝送データ記憶装置３４８ａは、ＰＬＤを構成する論理ブロックの一部に含まれるメモリブロック等のメモリ要素として構成することができる。更に、ＡＬＵ３３９は、ＣＰＵコア風のアレイとＰＬＤ風のプログラム可能なコアを同じチップに搭載した構造でもよい。このＣＰＵコア風のアレイは、あらかじめＰＬＤ内部に搭載されたハードマクロＣＰＵと、ＰＬＤの論理ブロックを用いて構成したソフトマクロＣＰＵを含む。つまりＰＬＤの内部においてソフトウェア処理とハードウェア処理を混在させた構成でもよい。
【0038】
図３に示す一次側回路２ａは、図１に示した給電装置２９ａの一部をなす回路トポロジであり、駆動制御回路３４ａと一部の電子回路を共通にしている。図３に示す二次側回路３ａは、図１においては受電回路２７ａと受電盤１２を含む構造に対応する。後述するが、図３に示す一次側回路２ａにおいては、「ＲＣＬ並列回路」の過渡応答と「ＲＣＬ直列回路」の過渡応答が交互に時分割で形成される。一次側回路２ａは、充電電圧ＶCS（ｔ）に合わせて、直流電圧Ｅv（ｔPS
k）を変化させて供給する可変直流電源５と、可変直流電源５の高電位側端子（プラス端子）に一方の端子を接続した励起素子Ｑ1と、励起素子Ｑ1の他方の端子に一方の端子を接続された送電側コンデンサＣ1と、励起素子Ｑ1の他方の端子に一方の端子を接続した送電側コイルＬ1を含む。送電側コイルＬ1の一方の端子は、送電側コンデンサＣ1の一方の端子にも接続されているので、励起素子Ｑ1の他方の端子と送電側コンデンサＣ1の一方の端子との高電位端子側接続ノードＮ1に、送電側コイルＬ1の一方の端子から接続ノードＰ1を経由して延長される配線が接続されている。送電側コイルＬ1の他方の端子は、送電側コンデンサＣ1の他方の端子と可変直流電源５の低電位側端子（マイナス端子）の低電位端子側接続ノードに接続されている。
【0039】
送電側コンデンサＣ１の端子間電圧である一次側充放電電圧ＶC1を検知する電圧計としての検出器２８が、高電位端子側接続ノードＮ1（接続ノードＰ1）と低電位端子側接続ノードの間に接続されている。検出器２８は、送電側コイルＬ1の一方の端子と送電側コイルＬ1の他方の端子の間に接続された構成でもあるため、検出器２８は、送電側コイルＬ1の端子間電圧ＶL１を測定することも可能である。一次側充放電電圧ＶC1は、二次側回路３ａにおける振動特性が受電側コイルＬ2から送電側コイルＬ1へ還流した成分を示すことができるので、充電式電池６のＳＯＣに依拠した振動特性を反映している。したがって、検出器２８の出力を図３に示すように電圧推定調整手段９ａに入力することにより、充電電圧ＶCS（ｔ）の推定情報を、可変直流電源５の出力、即ちパルス入力される直流電圧Ｅv（ｔPS
k）を帰還制御する情報として用いることができる（ｋ＝1～ｍ：ｍは４以上の正の整数）。
【0040】
このため、電圧推定調整手段９ａは、図３に示すように検出器２８に接続された最大電圧検出回路３４１ａと、最大電圧検出回路３４１ａの出力を入力する変曲点検出回路３４２ａと、変曲点検出回路３４２ａの出力を入力し、可変直流電源５に出力する電圧設定制御回路３４３ａを有する。可変直流電源５は、ポテンショメータと同様に、多段の階段状に順次増大する直流電圧Ｅv（ｔPS
k）を、図７Ａに示すように時刻ｔPS
(j-1)，ｔPS
j，ｔPS
(j+1)，ｔPS
(j+2)，……の経過と共に逐次、微小電圧ΔＥvだけステップ増大して出力する。階段の「踏面」に相当する平坦部（水平部）の踏面長時間Δτ＝ｔPS
(j+2)―ｔPS
(j+1)＝ｔPS
(j+1)―ｔPS
j＝ｔPS
j―ｔPS
(j-1)を等しくして、踏面長時間Δτの経過後、可変直流電源５は踏面電位の電圧レベルを、階段の「蹴上げ」に相当する等間隔ΔＥvだけ逐次増大させる。それぞれの踏面電位が離散的に一定電圧で順次増大する直流電圧Ｅv（ｔPS
k）を規定する。
【0041】
階段の踏面の奥行き長を規定する踏面長時間Δτは、図６に示すような二次側回路３ａからの還流成分による一次側充放電電圧ＶC1の振動波形の包絡線ＶEC1（ｔPS
j）の包絡線極大値ＶEC1maxjが認め得る時間が担保されるように設定する。例えば、踏面長時間Δτを一次側充放電電圧ＶC1の振動波形の周期（繰り返し波形の時間間隔）の１０～２０倍程度の値に設定する。図６に示す例では、踏面長時間Δτは、時刻ｔ1，ｔ2，ｔ3，……，ｔ13，ｔ14が含まれるように、一次側充放電電圧ＶC1の振動波形の周期の１５倍程度が必要であることが分かる。踏面長時間Δτに含まれる一次側充放電電圧ＶC1の振動による波の個数は、送電側コイルＬ1と受電側コイルＬ2の間の等価結合係数ｋeqに依存する。よって、等価結合係数ｋeqが大きい場合は、踏面長時間Δτが含む波の個数は１０以下でも構わない。
【0042】
なお、「等価結合係数ｋeq」は、交流理論で周知の結合係数ＫAＣと等価な物理的意味を有する擬結合係数である。即ち、等価結合係数ｋeqは、過渡応答をしている２つのコイル間に定義される時間に依存する非定常状態におけるパラメータであるが、近似的にはｋeq＝ＫAＣとすることができる。一次側回路２ａは、可変直流電源５が階段状に微小電圧ΔＥvだけステップ増大する直流電圧Ｅv（ｔPS
k）のそれぞれの電圧値に対し、図６に示すような複数の波の振幅値が包絡線ＶEC1（ｔPS
k）を規定する振動波形を逐次生成する。そして、検出器２８は、受電側コイルＬ2から送電側コイルＬ1へ還流した成分を、一次側充放電電圧ＶC1の振動波形として、それぞれの直流電圧Ｅv（ｔPS
k）において逐次検出する。
【0043】
最大電圧検出回路３４１ａは、二次側回路３ａからの還流成分による振動の包絡線極大値ＶEC1max（ｋ）を、時刻ｔPS
kと共に階段状に増大する直流電圧Ｅv（ｔPS
k）のそれぞれに対応する「最大電圧」として逐次検出する（図７Ｂ参照。）。変曲点検出回路３４２ａは、図８に示すような直流電圧Ｅv（ｔPS
k）の階段状の増大に伴う包絡線極大値ＶEC1max（ｋ）の変化（傾き）の変曲点を検出する。変曲点をの検出は、例えば、直流電圧Ｅv（ｔPS
k）の階段状の増大に伴う包絡線極大値ＶEC1max（ｋ）の２次微分から求めてもよい。或いは、最小自乗法で包絡線極大値ＶEC1max（ｋ）の変化曲線を求め、この変化曲線を微小電圧ΔＥvずつ逐次増大する直流電圧Ｅv（ｔPS
k）で微分して求めてもよい。電圧設定制御回路３４３ａは、変曲点検出回路３４２ａが検出した変曲点から、充電電圧ＶCS（ｔ）を精密に推定し、可変直流電源５が直流電圧Ｅv（ｔPS
k）≒ＶCS（ｔ）を出力するように、可変直流電源５に駆動制御信号を出力して可変直流電源５を駆動制御する。
【0044】
図３に示す実装回路においては、送電側コイルＬ1からの環流電流を考慮し第１の還流ダイオードＦＷＤ1が励起素子Ｑ1としてのＭＯＳＦＥＴのソース・ドレイン間に保護素子として並列接続されている。同様に、送電側コイルＬ1からの環流電流が可変直流電源５に環流するのを防ぐため、電源側ダイオードＤ１が可変直流電源５と励起素子Ｑ1の間に直列接続されている。
【0045】
図３に示すように、第１実施形態に係る電圧推定型充電システムの一次側回路２ａは、可変直流電源５、送電側コンデンサＣ1及び送電側コイルＬ1が、梯子のように３段の踏桟が縦に並列配置された梯子型回路である。横に倒された梯子の両側枠の一方（図３の配置において上側枠）を構成するように励起素子Ｑ1と送電側コイルＬ1の直列回路が構成されている。励起素子Ｑ1と送電側コイルＬ1の高電位端子側接続ノードＮ1に、梯子の3本の踏桟のうちの中央の踏桟に相当する位置する送電側コンデンサＣ1の一方の端子が接続され、励起素子Ｑ1、送電側コイルＬ1及び送電側コンデンサＣ1でＴ型回路を構成している。
【0046】
送電側コイルＬ1は可変直流電源５から供給された静電エネルギ及び受電側コイルＬ2から環流電流として供給された磁気エネルギを蓄積して、送電側コイルＬ1の両端の電圧ＶL1を昇圧する。送電側コイルＬ1は、送電側コンデンサＣ1から送られた静電エネルギを磁気エネルギとして蓄積し、この磁気エネルギを送電側コンデンサＣ1に環流すると同時に、二次側回路３ａの受電側コイルＬ2 に磁気的に結合し、二次側回路３ａに対し、磁気エネルギを送受する。
【0047】
第１実施形態に係る電力伝送装置は、振幅一定の正弦波振動を生成させる交流電源回路、いわゆるスイッチング電源を用いない。即ち第１実施形態に係る電力伝送装置の一次側回路２ａ及び二次側回路３ａは、振幅値が一定の定常状態の正弦波を対象とする交流理論ではなく、振幅値が時間共に変動する非定常状態を対象とする過渡現象に依拠した回路であることを特徴としている。そして、送電側コンデンサＣ1の一方の端子と可変直流電源５との間に接続された励起素子Ｑ1の制御電極の電圧が、外部回路である一次側励起回路３４０ａからのクロック信号で他励制御されて、ＲＣＬ並列回路とＲＣＬ直列回路を切り替える他励式の回路の動作をする。即ち、励起素子Ｑ1の導通状態において、可変直流電源５の高電圧側端子＋と低電圧側端子－の間に、送電側コイルＬ1と送電側コンデンサＣ1を含むＲＣＬ並列回路を並列接続される。又、励起素子Ｑ1の遮断状態において、高電位端子側接続ノードＮ1が可変直流電源５の高電圧側端子＋から分離され、送電側コイルＬ1と送電側コンデンサＣ1を含むＲＣＬ直列回路が構成されるという、他励式の回路の動作を実現している。
【0048】
先ず、二次側回路３ａとの結合がない場合に単純化して、一次側回路２ａの他励式の回路動作に着目する（図９及び図１０においては、二次側回路３ａを破線で示している。）。この単純化したモデルにおいて、可変直流電源５が直流電圧Ｅv（ｔPS
j）＝Ｅ0（＝一定）を供給しているとき、励起素子Ｑ1の制御電極の電圧が、一次側励起回路３４０ａからのクロック信号で他励制御されて導通状態になったと仮定する。励起素子Ｑ1が導通状態（オン状態）の場合、図９に示したＲＣＬ並列回路の送電側コンデンサＣ1に過渡的に流れるコンデンサ電流をiC1、送電側コイルＬ1に過渡的に流れるコイル電流をiL1、可変直流電源５から供給される電流をi1とすると、励起素子Ｑ1がオン状態のときのＲＣＬ並列回路の過渡現象は、寄生的に内在する抵抗Ｒ01ON及び抵抗ＲL1を考慮して、
で表現できる。
【数1】
【0049】
式（１ｂ）の左辺第１項のＲ01ONは、励起素子Ｑ1に用いている電力用半導体スイッチング素子のオン抵抗ｒon1及び可変直流電源５の等価浮遊抵抗ｒ1を含む。式（１ｂ）及び（１ｃ）の左辺第２項のＲL1は、図９に示すように送電側コイルＬ1の寄生抵抗である。可変直流電源５は、励起素子Ｑ1がオン状態において式（１ｂ）を満足するように、送電側コンデンサＣ1と送電側コイルＬ1がなすＲＣＬ並列回路に固定の直流電圧Ｅv（ｔPS
j）＝Ｅ0を供給するものとする。式（１ｂ）に式（１ａ）を代入し、式（１ｃ）の両辺を時間ｔで微分すると、
となる。
【数2】
【0050】
式（２）から、式（１ｂ）に式（１ａ）を代入した式を用いて、コンデンサ電流iC1を消去して整理すると、
となる。iL1＝AｅBtとおくと、指数部の係数Bは、
となる。ここで、
と定義する。
【数3】
【数4】
【数5】
【0051】
ＲＣＬ並列回路の送電側コイルＬ1に過渡的に流れるコイル電流iL1は、非定常状態に対する式（３）の一般解として求められる。即ち、Ａ１，Ａ2を定数として、ＲＣＬ並列回路の送電側コイルＬ1に過渡的に流れるコイル電流iL1は、
となる。α2
ON2＜ω2
ONであれば、式（５ｄ）の平方根の中が負となり、式（５ｄ）はｊβONの形式で虚数で表現されるので、ＲＣＬ並列回路の送電側コイルＬ1に過渡的に流れるコイル電流iL1は、
と表現できる。ＲＣＬ並列回路の送電側コンデンサＣ1に過渡的に流れる電流iC1は、式（２）から同様にして、
となる。
【数6】
【数7】
【数8】
【0052】
送電側コイルＬ1に流れるコイル電流ｉL1は式（７）に示すように、周波数βONの正弦波と余弦波が合成された瘤型の振動をしながら、振動ピーク（振幅）の包絡線がexp（―αON1ｔ）で指数関数的に減衰する不足制動（減衰振動）の波形を示す。コイル電流ｉL1は式（７）に示すように、通常のスイッチング電源に用いられている振幅一定の正弦波振動（正弦波交流信号）のような振幅が一定の正弦波ではない。同様に、送電側コンデンサＣ1に流れるコンデンサ電流ｉC1は式（８）に示すように、周波数βONの正弦波と余弦波が合成された瘤型の振動をしながら、振動ピーク（振幅）の包絡線がexp（―αON1ｔ）で指数関数的に減衰する減衰振動の波形を示す。コンデンサ電流ｉC1は式（８）に示すように、振幅一定の正弦波振動（正弦波交流信号）のような振幅が一定の正弦波ではない。
【0053】
式（１ｃ）に示したように式（７）を微分し、式（８）を積分すれば、二次側回路３ａとの結合がない場合のＲＣＬ並列回路の一次側充放電電圧ＶC1及び送電側コイルＬ1の端子間電圧ＶL1は、それぞれ、
で与えられる。送電側コイルＬ1の端子間電圧ＶL1の時間ｔに対する変化は式（９ａ）に示すように、周波数βONの正弦波の振動の振動ピーク（振幅）の包絡線がexp（―αON1ｔ）で指数関数的に減衰する減衰振動の波形を示し、振幅が一定の正弦波ではなく、振幅一定の正弦波振動とは異なる。同様に、一次側充放電電圧ＶC1の変化は式（９ｂ）に示すように、周波数βONの正弦波の振動ピーク（振幅）の包絡線がexp（―αON1ｔ）で指数関数的に減衰する減衰振動の波形を示し、振幅一定の正弦波振動とは異なる。式（７）～（９ｂ）は、第１実施形態に係る電力伝送装置の一次側回路２ａは、振幅値が一定の定常状態の正弦波を対象とする交流理論ではなく、振幅値が変動する非定常状態を対象とする過渡現象に依拠した回路である特徴を示している。
【数9】
【0054】
次に、二次側回路３ａとの結合がない場合において、励起素子Ｑ1の制御電極の電圧が、一次側回路２ａの外部回路である一次側励起回路３４０ａからのクロック信号で他励制御されて、強制的に遮断状態（オフ状態）になった場合を説明する。励起素子Ｑ1が強制的にオフ状態になると、式（７）～（９ｂ）に示すステップ入力による過渡応答振動が強制的に終了させられたパルス入力になる。図１１には、式（９ｂ）に示すステップ入力による一次側充放電電圧ＶC1の過渡応答振動が、時刻ｔｐ，ｔp+2で強制的に終了させられるパルス入力による過渡応答振動を示している。励起素子Ｑ1がオフ状態のときは、図１０に示した送電側コンデンサＣ1及び送電側コイルＬ1がなす閉ループが、ＲＣＬ直列回路を構成する。即ち第１実施形態に係る電力伝送装置では、一次側励起回路３４０ａからのクロック信号で他励制御されて、ＲＣＬ並列回路の回路トポロジと、閉ループをなすＲＣＬ直列回路の回路トポロジに、切り替えられることが特徴である。
【0055】
閉ループをなすＲＣＬ直列回路を過渡的に流れる電流をi１とすると、励起素子Ｑ1がオフ状態のときのＲＣＬ直列回路の過渡現象は、
で表現できる。式（１０）の左辺第１項は送電側コイルＬ1の両端の電圧ＶLij、左辺第２項は等価浮遊抵抗による電圧損失、左辺第３項は送電側コイルＬ1の両端の電圧ＶC1である。ＲＣＬ直列回路の等価浮遊抵抗ＲL1が十分小さいとき、即ち、減衰定数αOFF＝ＲL1/（２Ｌ1）、固有角周波数ωOFF＝（Ｌ1Ｃ1）-1/2としたとき、
αOFF 2＜ωOFF 2 ……（１１）
が成立するとき、式（１０）の解は、過渡現象理論でよく知られているように、
となる。
【数10】
αOFF 2＜ωOFF 2 ……（１１）
が成立するとき、式（１０）の解は、過渡現象理論でよく知られているように、
【数11】
【0056】
式（１１）及び（１２ｂ）の固有角周波数ωOFFは、一定振幅の交流理論におけるＲＣＬ並列共振回路の共振周波数に対応するが、非定常状態を取り扱う過渡現象では「共振周波数」の用語はふさわしくない。ＲＣＬ直列回路を過渡的に流れる電流i1は、式（１２ａ）に示すように、周波数βOFFの正弦波で振動しながら、振動ピーク（振幅）の包絡線がexp（―αOFFｔ）で指数関数的に減衰する減衰振動の波形を示し、定常状態の振幅一定の正弦波振動とは異なる。
【0057】
式（１２a）を微分すれば、式（１３ａ）のように送電側コイルＬ1の端子間電圧ＶL1が求まり、式（１２a）を積分すれば、式（１３ｂ）のようにＲＣＬ並列回路の一次側充放電電圧ＶC1が求められる：
二次側回路３ａとの結合がない場合において、送電側コイルＬ1の端子間電圧ＶL1は式（１３ａ）に示すようになる。同様に、二次側回路３ａとの結合がない場合における一次側充放電電圧ＶC1は式（１３ｂ）に示すように、周波数βOFFの正弦波と余弦波が合成された瘤（こぶ）型の振動をしながら、振動ピーク（振幅）の包絡線がexp（―αOFFｔ）で指数関数的に減衰する不足制動（減衰振動）の波形を示す。式（１３ｂ）のβOFFの値と式（９ｂ）のβONの値を比較すると、式（５ｄ）及び式（１２ｂ）からβOFF≪βONであり、式（９ｂ）の立ち上がり時間は、式（１３ｂ）の立ち下がり時間及び立ち上がり時間に比して極めて短いことが分かる。
【数12】
【0058】
よって、端子間電圧ＶL1及び一次側充放電電圧ＶC1の変化は、定常状態の振幅一定の正弦波振動とは異なる。式（１２ａ）～（１３ｂ）に示す減衰振動の波形は、第１実施形態に係る電力伝送装置の一次側回路２ａは、振幅値が一定の定常状態の正弦波を対象とする交流理論ではなく、振幅値が変動する非定常状態を対象とする過渡現象に依拠した回路である特徴を示している。そして、一次側励起回路３４０ａによって、励起素子Ｑ1が再びオン状態となると、式（１２ａ）～（１３ｂ）に示した過渡応答振動は強制的に終了させられ、励起素子Ｑ1がオン状態の式（７）～（９ｂ）に示す過渡応答振動波形に切り替えられる。図１１には、式（１３ｂ）に示す一次側充放電電圧ＶC1の過渡応答振動波形が、時刻ｔｐ-1，ｔp+1で強制的に終了させられ、式（９ｂ）に示す振動波形に接続されることが示されている。一方、励起素子Ｑ1をオン状態にするタイミングを遅くして、式（１３ｂ）に示す自由振動を一定期間許容すると、図６の左側のような減衰振動になる。
【0059】
このように、一次側回路２ａにおいては、励起素子Ｑ1の動作が一次側励起回路３４０ａから出力される制御信号によって他励制御されて、ＲＣＬ並列回路の回路トポロジとＲＣＬ直列回路の回路トポロジを切り替えられ、図１１に示すような非正弦波の過渡現象振動が生成される。そして、一次側回路２ａにおける過渡現象振動と二次側回路３ａにおける過渡現象によるウェイブレット状非正弦波の振動が共鳴する二重共振により、第１実施形態に係る電力伝送装置が動作する。一次側回路２ａと二次側回路３ａの間で時定数が同期して共鳴する二重共振が生じると、一次側回路２ａと二次側回路３ａの間で電磁エネルギが互いに送受されるエネルギ振動が発生する。このため、図１２に示すような一次側充放電電圧ＶC1の包絡線と二次側充放電電圧ＶC2の包絡線が異なる位相で脈動する関係になる。図１２に示された位相が逆になる破線と実線の脈動は、一次側回路２ａと二次側回路３ａの間で二重共振によりウェイブレット状の電磁エネルギが互いに送受される振動を示している。
【0060】
即ち、一次側充放電電圧ＶC1の包絡線の振幅が極大値のときは二次側充放電電圧ＶC2の包絡線の振幅が極小値であり、一次側充放電電圧ＶC1の包絡線の振幅が極小値のときは二次側充放電電圧ＶC2の包絡線の振幅が極大値である。二次側充放電電圧ＶC2の包絡線の振幅が極大値及びこの近傍のタイミングで、二次側回路３ａに負荷として接続されている充電式電池６への充電がなされる。しかし、一次側回路２ａと二次側回路３ａの間のエネルギ振動は、二次側回路３ａに接続されている充電式電池６のＳＯＣの変化に依存する。即ち、充電電圧ＶCS（ｔ）の変動により、図８に示すように、一次側回路２ａと二次側回路３ａの間でのエネルギ振動の態様が変化し、一次側回路２ａと二次側回路３ａの間での伝送効率が影響を受ける。図８の変曲点は、直流電圧Ｅv（ｔPS
k）の値が端子間電圧ＶCS（ｔ）の値を超えると、二次側回路３ａから一次側回路２ａへ還流される電磁エネルギが増大して、一次側回路２ａから二次側回路３ａへの伝送効率が低下していることを示す。図８の変曲点を見いだして、図５Ａに示すアルゴリズムに従い、可変直流電源５の出力を調整すれば、対象とする充電式電池の充電電圧が変動する場合であっても、充電電圧を一次側回路２ａ側の計測のみにより精密に推定し、推定した電圧を用いて効率良く充電式電池をワイヤレスで充電できる電圧推定型充電システムを提供できる。
【0061】
既に述べたように、図５ＡのステップＳ３３において変曲点を決定するアルゴリズムは種々のものがある。図５Ｂは、図５Ａの破線で囲んだステップＳ３３の内容の一例を示す。先ず、図５ＡのステップＳ３２において、一次側充放電電圧ＶC1の時系列データのそれぞれの還流最大値ＶEC1max(j-1)，ＶEC1maxj，ＶEC1max(j+1)，……を検出格納する。次に、図５ＢのステップＳ３３１で式（１４）に示す変曲点判断係数γを計算する。
【数13】
【0062】
次に、図５ＢのステップＳ３３２で、ステップＳ３３１で計算した変曲点判断係数γが予め定めた変曲点閾値γthより小さいか否かを判定する。ステップＳ３３２で変曲点判断係数γが変曲点閾値γthより小さい（γ＜γth）と判定された場合は、ステップＳ３３４に進み、ステップＳ３３２で判定されたＶECImax(n-1)の値を変曲点電圧Ｖｐであると決定する。ステップＳ３３２で、変曲点判断係数γが変曲点閾値γthより小さくないと判定された場合は、ステップＳ３３３でｎの値を更新（ｎ＝ｎ＋１）して、ステップＳ３３１に戻る。ステップＳ３３２で変曲点判断係数γが変曲点閾値γthより小さいと判定されるまで、ステップＳ３３２からステップＳ３３３とステップＳ３３１を経由してステップＳ３３２に戻るループを繰り返す。ステップＳ３３４でＶECImax(n-1)の値を変曲点電圧Ｖｐであると決定した場合は、変曲点電圧Ｖｐが充電電圧ＶCS（ｔ）と推定される。その後、図５ＡのステップＳ３４において、ＡＬＵ３３９の電圧設定制御回路３４３ａが、端子間電圧ＶCS（ｔ）に対して最適な充電効率の得られる階段の踏面電位の電圧を決定する（図７Ａ参照。）。
【0063】
（第１実施形態の変形例）
本発明の第１実施形態の変形例に係る電圧推定型充電システムは図１４に示すように、二次側回路３ａと、二次側回路３ａとの二重共振で、二次側回路３ａに無接触でウェイブレット状の磁気エネルギを伝送する一次側回路２ｂと、充電電圧を推定して、一次側回路２ｂに入力される直流電圧の値を推定した充電電圧に適合するように帰還制御で変更する電圧推定調整手段９ａを備える。二次側回路３ａは、受電側コイルＬ2、及びこの受電側コイルＬ2に流れる電磁エネルギで充電される充電式電池６を含む。一次側回路２ｂは、受電側コイルＬ2に離間して対向した送電側コイルＬ1、及びこの送電側コイルＬ1の端子間電圧を検出する検出器２８を有し、非正弦波の過渡応答振動を、直流電圧をパルス入力する他励制御で生成する。一次側回路２ｂの過渡応答振動による二次側回路３ａとの二重共振で、送電側コイルＬ1から受電側コイルＬ2に無接触でウェイブレット状の磁気エネルギを伝送する。電圧推定調整手段９ａは、一次側回路２ｂに設けられた検出器２８の出力により充電電圧を推定して、一次側回路２ｂに入力される直流電圧の値を推定した充電電圧に適合するように帰還制御で変更する。
本発明の第１実施形態の変形例に係る電圧推定型充電システムは図１４に示すように、二次側回路３ａと、二次側回路３ａとの二重共振で、二次側回路３ａに無接触でウェイブレット状の磁気エネルギを伝送する一次側回路２ｂと、充電電圧を推定して、一次側回路２ｂに入力される直流電圧の値を推定した充電電圧に適合するように帰還制御で変更する電圧推定調整手段９ａを備える。二次側回路３ａは、受電側コイルＬ2、及びこの受電側コイルＬ2に流れる電磁エネルギで充電される充電式電池６を含む。一次側回路２ｂは、受電側コイルＬ2に離間して対向した送電側コイルＬ1、及びこの送電側コイルＬ1の端子間電圧を検出する検出器２８を有し、非正弦波の過渡応答振動を、直流電圧をパルス入力する他励制御で生成する。一次側回路２ｂの過渡応答振動による二次側回路３ａとの二重共振で、送電側コイルＬ1から受電側コイルＬ2に無接触でウェイブレット状の磁気エネルギを伝送する。電圧推定調整手段９ａは、一次側回路２ｂに設けられた検出器２８の出力により充電電圧を推定して、一次側回路２ｂに入力される直流電圧の値を推定した充電電圧に適合するように帰還制御で変更する。
【0064】
図１４に示すように、第１実施形態の変形例に係る電圧推定型充電システムの一次側回路２ｂは、図３に示した第１実施形態に係る電圧推定型充電システムの一次側回路２ａに、補助励起素子Ｑ2を追加した構成となっている。「補助励起素子Ｑ2」は、励起素子Ｑ1と相補的な動作をすることにより、励起素子Ｑ1のオフ期間中の一次側回路２ｂの自由減衰振動を実現させることができる。図１４に示した励起素子Ｑ1及び補助励起素子Ｑ2として、第１実施形態に係る電圧推定型充電システムと同様なＦＥＴ、ＳＩＴ、ＢＪＴの他、ＧＴＯサイリスタ、ＳＩサイリスタ等のサイリスタを含む電力用半導体スイッチング素子が用いられる。特に、ＭＩＳＦＥＴ等の電圧駆動型のスイッチング素子を用いれば消費電力が小さくなるので、励起素子Ｑ1及び補助励起素子Ｑ2に好適である。市場での入手可能性と電力用半導体スイッチング素子の内部抵抗の評価からは、現状においては、ＭＯＳＦＥＴを図１４に示す回路の励起素子Ｑ1及び補助励起素子Ｑ2として採用することが可能である。
【0065】
ＥＶ用の充電式電池６とするような大電力用電力伝送システムにおいてはジュール熱の発生が大きい。第１実施形態の変形例に係る電圧推定型充電システムでは励起素子Ｑ1及び補助励起素子Ｑ2として用いる電力用半導体スイッチング素子は２個のみで良いので、発熱による素子の破壊を防ぐ冷却構造が簡単に設計でき、しかも浮遊抵抗、浮遊容量、浮遊インダクタンスの発生も最小化できる。図１４に示す実装回路においては、送電側コイルＬ1からの還流電流を考慮し第１の還流ダイオードＦＷＤ1が励起素子Ｑ1としてのＭＯＳＦＥＴのソース・ドレイン間に、第２の還流ダイオードＦＷＤ2が補助励起素子Ｑ2としてのＭＯＳＦＥＴのソース・ドレイン間に、それぞれ保護素子として並列接続されている。図４（ａ）に示した回路と同様に、送電側コイルＬ1からの還流電流が可変直流電源５に更に還流するのを防ぐため、電源側ダイオードＤ１が可変直流電源５と励起素子Ｑ1の間に直列接続されている。
【0066】
特許文献2で紹介した励起素子Ｑ1のオフ期間を長くし励起素子Ｑ1のオフ時間中の自由減衰振動を許容するモードの場合、励起素子Ｑ1と補助励起素子Ｑ2とのオン／オフ動作を相補的に行えば、図１４に示す補助励起素子Ｑ2を備える場合の動作は、ほぼ図３に示した回路構成と同様になる。即ち、一次側回路２ｂの外部回路となる一次側励起回路３４０ａからの制御信号によって、補助励起素子Ｑ2をオフ状態、励起素子Ｑ1をオン状態にして、送電側コンデンサＣ１に初期電圧を印加して電荷を蓄える。補助励起素子Ｑ2をオフ状態では一次側回路２ｂは未だ形成されず、励起素子Ｑ1のオン状態によって、可変直流電源５、等価浮遊抵抗ｒ1、励起素子Ｑ1と第１の還流ダイオードＦＷＤ1の並列回路及び送電側コンデンサＣ１からなるＲＣ直列回路が構成されている。
【0067】
ＲＣ直列回路の過渡現象では、定常状態になるまで十分長い時間を経過すれば、送電側コンデンサＣ１の端子間電圧である一次側充放電電圧ＶC1を、可変直流電源５が出力する直流電圧Ｅv（ｔPS
j）の値まで高くすることが可能である。一方、図３に示した回路では、式（９ｂ）が示すように、直流電圧Ｅv（ｔPS
j）まで高くすることはできない。補助励起素子Ｑ2をオフ状態、励起素子Ｑ1のオン状態の場合のＲＣ直列回路は、一次側回路２ｂの電圧を高めることができるので、ジュール熱の発生を抑制する設計が簡単にできる。
【0068】
次に、一次側励起回路３４０ａからの制御信号によって、励起素子Ｑ1をオフ状態にして、一定時間をおいて補助励起素子Ｑ2をオン状態にする擬相補的なオン／オフ動作をすると、送電側コンデンサＣ１に蓄えられた電磁エネルギは送電側コイル電流を介して、送電側コイルＬ1に蓄積される。送電側コイルＬ1に電磁エネルギが蓄積されると、一次側回路２ｂと二次側回路３ａの間の過渡現象振動の共鳴が生じる。補助励起素子Ｑ2をオン状態にすることにより図３に示した回路と等価なＲＣＬ直列回路が形成され、可変直流電源５、等価浮遊抵抗ｒ1、励起素子Ｑ1と第１の還流ダイオードＦＷＤ1の並列回路及び送電側コンデンサＣ１からなるＲＣ直列回路が消滅する。
【0069】
送電側コンデンサＣ１に蓄えられた電磁エネルギが送電側コイルＬ1に移動すると、一次側充放電電圧ＶC1は、負の極大値をとった後、０Ｖになる。一次側回路２ｂから二次側回路３ａへの過渡現象振動の共鳴によって、受電側コイルＬ2に伝送された電磁エネルギは、受電側コイル電流によって受電側コンデンサＣ2を充電する。受電側コンデンサＣ2の充電が開始されると、受電側コンデンサＣ2の二次側充放電電圧ＶC2は負の極大値をとった後、正の値になる。一次側充放電電圧ＶC1が０Ｖになった時点で最大値をとる。二次側充放電電圧ＶC2は、負の極大値をとった後、正の値になり、一次側充放電電圧ＶC1が０Ｖになった時点で最大値をとる。
【0070】
二次側充放電電圧ＶC2の増加に伴って、受電側コンデンサＣ2に蓄積された電磁エネルギの一部によって、充電電流ＩCが発生し、充電式電池６に電荷が蓄えられる。受電側コンデンサＣ2に蓄積された電磁エネルギの他の一部は、受電側コイルＬ2に受電側コイル電流として還流する。充電電流ＩCが０になった時点で、二次側充放電電圧ＶC2は充電電圧Ｖcs（ｔ）と同じ値となる。
【0071】
受電側コンデンサＣ2に蓄積された電磁エネルギが受電側コイルＬ2に還流すると、一次側回路２ｂと二次側回路３ａの間の過渡現象振動の共鳴が生じ、一次側回路２ｂに電磁エネルギの一部が戻る。受電側コンデンサＣ2に蓄積された電磁エネルギが充電式電池６及び受電側コイルＬ2に移動すると、受電側コンデンサＣ2は放電される。受電側コンデンサＣ2が放電すると、二次側充放電電圧ＶC2は、負の極大値をとった後、０Ｖになる。このとき、補助励起素子Ｑ2が導通状態を維持していれば、一次側充放電電圧ＶC1は、負の極大値をとった後、正の値へ増大する振動となる。一次側充放電電圧ＶC1を測定することにより、図３に示した回路と同様に、一次側回路２ｂと二次側回路３ａの間の過渡現象振動の共鳴の伝送効率や充電式電池６の充電の状況を検出器２８でモニタすることができる。
【0072】
したがって、図１４に示すように、充電式電池６のＳＯＣに依拠した振動特性を検出器２８でモニタして、電圧推定調整手段９ａを介して、可変直流電源５に帰還制御すれば、充電電圧Ｖcs（ｔ）に適合した最適値に直流電圧Ｅv（ｔPS
j）を精密に設定して、可変直流電源５から出力させることができる。電圧推定調整手段９ａは図１４に示すようにハードウェア資源である最大電圧検出回路３４１ａ、変曲点検出回路３４２ａ及び電圧設定制御回路３４３ａで構成してもよい。或いは、既に図４を参照して説明したのと同様に、ＡＬＵ３３９によるコンピュータ・ソフトウェア処理でハードウェア資源と等価な論理機能を実現してもよい。
【0073】
「共振」とは、自由振動している系に適用される概念である。これに対し、第１実施形態の変形例に係る電圧推定型充電システムにおいては、一次側回路２ｂの自由振動を制限し、一次側回路２ｂにおける過渡的な電流－電圧の変化を実現させる補助励起素子Ｑ2及び励起素子Ｑ1を備えている。このため、第１実施形態の変形例に係る電圧推定型充電システムにおいては、非正弦波の過渡応答振動を、新たな概念である「過渡現象振動の共鳴」によって、二次側回路３ａに伝達することが可能である。制御回路の構成が単純で安価な可変直流電源５に依拠した非正弦波の過渡応答振動を用いることができるので、従来のように一次側回路２ｂに対し商用周波数よりも高い正弦波振動を生成させる高価な交流電源回路が不要となり、壊れにくく回路設計が容易になる。以上のとおり、第１実施形態の変形例に係る電圧推定型充電システムは電圧推定調整手段９ａを備えているので、図５Ａに示したアルゴリズムと同様な手順に従い、充電式電池６のＶCS（ｔ）がＳＯＣに依存して変動する場合であっても、一次側回路２ｂの計測によりＶCS（ｔ）を推定して、可変直流電源５の出力を調整することにより、効率良く充電式電池６を充電できるワイヤレス電力伝送が可能になる。
【0074】
（第２実施形態）
本発明の第２実施形態に係る電圧推定型充電システムは、図１５に示すように、受電回路２７ｂを有する車輌３１ｃに無接触でウェイブレット状非正弦波の電磁エネルギを、二重共振（同期共振）を利用して給電回路２９ｂから効率良く給電する伝送システムである。「ウェイブレット状」とは、時間的に局在した減衰振動を意味する。受電回路２７ｂは、充電式電池６を負荷として含む。第２実施形態に係る電圧推定型充電システムは、受電回路２７ｂにウェイブレット状非正弦波の電磁エネルギを無接触で給電する給電回路２９ｂと、給電回路２９ｂに接続され、給電回路２９ｂに命令を送る１次側操作部３３と、給電回路２９ｂに対向し、車輌３１ｃ内に搭載される受電盤１２、受電回路２７ｂ、２次側通信部２２、及び二次側操作部２３とから主に構成されている。図１５では、給電回路２９ｂ側の送電側コイルＬ１と車輌３１ｃ側の受電側コイルＬ２が鉛直方向に対向し、送電側コイルＬ１から受電側コイルＬ２へ無接触でウェイブレット状非正弦波の電磁エネルギが受電側コイルＬ２に無接触で伝送されることを示す模式図を示しているが、単なる例示に過ぎず、既に説明した図１３のような水平方向の対向等種々の方式を含みうる。
本発明の第２実施形態に係る電圧推定型充電システムは、図１５に示すように、受電回路２７ｂを有する車輌３１ｃに無接触でウェイブレット状非正弦波の電磁エネルギを、二重共振（同期共振）を利用して給電回路２９ｂから効率良く給電する伝送システムである。「ウェイブレット状」とは、時間的に局在した減衰振動を意味する。受電回路２７ｂは、充電式電池６を負荷として含む。第２実施形態に係る電圧推定型充電システムは、受電回路２７ｂにウェイブレット状非正弦波の電磁エネルギを無接触で給電する給電回路２９ｂと、給電回路２９ｂに接続され、給電回路２９ｂに命令を送る１次側操作部３３と、給電回路２９ｂに対向し、車輌３１ｃ内に搭載される受電盤１２、受電回路２７ｂ、２次側通信部２２、及び二次側操作部２３とから主に構成されている。図１５では、給電回路２９ｂ側の送電側コイルＬ１と車輌３１ｃ側の受電側コイルＬ２が鉛直方向に対向し、送電側コイルＬ１から受電側コイルＬ２へ無接触でウェイブレット状非正弦波の電磁エネルギが受電側コイルＬ２に無接触で伝送されることを示す模式図を示しているが、単なる例示に過ぎず、既に説明した図１３のような水平方向の対向等種々の方式を含みうる。
【0075】
給電回路２９ｂは、図１５に示すように送電側コイルＬ１を円盤状の誘電体に収納した給電盤１１と、送電側コイルＬ１に流れる給電電流を制御する駆動制御回路３４ｂと、２次側通信部２２から受電側コンデンサＣ２の端子間電圧等の受電回路２７ｂ側の情報を受信し、駆動制御回路３４ｂに伝達する１次側通信部２１を備えている。１次側通信部２１は、２次側通信部２２との間で無接触給電に必要な様々な情報を無線通信でやりとりすることができる。給電回路２９ｂと受電回路２７ｂとは、送電側コイルＬ１と受電側コイルＬ２を介して、ウェイブレット状非正弦波の電磁エネルギを、互いに送受するエネルギ振動を繰り返す二重共振をする。「二重共振」とは、図１６に例示したような第２実施形態に係る電圧推定型充電システムにおける一次側回路２ｂの非正弦波の過渡応答振動と二次側回路３ｂの非正弦波の過渡応答振動のタイミングを同期させた共鳴現象である。
【0076】
第２実施形態に係る電圧推定型充電システムは、図１６に示すように、二次側回路３ｂと、二次側回路３ｂとの二重共振で、二次側回路３ｂに無接触でウェイブレット状の磁気エネルギを伝送する一次側回路２ｂと、充電電圧を推定して、一次側回路２ｂに入力される直流電圧の値を推定した充電電圧に適合するように帰還制御で変更する電圧推定調整手段９ａを備える。二次側回路３ｂは、受電側コイルＬ2、及びこの受電側コイルＬ2に流れる電磁エネルギで充電される充電式電池６を含む。一次側回路２ｂは、二次側回路３ｂの受電側コイルＬ2に離間して対向した送電側コイルＬ1、及びこの送電側コイルＬ1の端子間電圧を検出する検出器２８を有する。一次側回路２ｂは、非正弦波の過渡応答振動を、他励制御で直流電圧をパルス入力して生成し、この過渡応答振動による二次側回路３ｂとの二重共振で、受電側コイルＬ2に無接触で磁気エネルギを伝送する。電圧推定調整手段９ａは、検出器２８の出力により充電電圧を推定して、一次側回路２ｂに入力される直流電圧の値を推定した充電電圧に適合するように帰還制御で変更する。
【0077】
図１６に示すように、第２実施形態に係る電圧推定型充電システムの二次側回路３ｂは、図１４に示した第１実施形態の変形例に係る電圧推定型充電システムの二次側回路３ａに受電側制御素子Ｑ3を追加した構成となっている。「補助励起素子Ｑ2」は、励起素子Ｑ1と相補的な動作をすることにより、励起素子Ｑ1のオフ期間中の一次側回路２ｂの自由減衰振動を実現させることができる。図１６に示した励起素子Ｑ1、補助励起素子Ｑ2及び受電側制御素子Ｑ3として、第１実施形態及びその変形例に係る電圧推定型充電システムと同様なＦＥＴ等の電力用半導体スイッチング素子が用いられる。低い内部抵抗の要求と市場での入手可能性から、ＭＯＳＦＥＴを、図１６に示す実装回路の励起素子Ｑ1、補助励起素子Ｑ2及び受電側制御素子Ｑ3としてそれぞれ採用することが、工業的には優位と考えられる。
【0078】
大電力用電力伝送システムにおいてはジュール熱の発生が大きい。第２実施形態に係る電圧推定型充電システムでは励起素子Ｑ1、補助励起素子Ｑ2及び受電側制御素子Ｑ3として用いる電力用半導体スイッチング素子は３個のみで良いので、発熱による素子の破壊を防ぐ冷却構造が簡単に設計でき、しかも浮遊抵抗、浮遊容量、浮遊インダクタンスの発生も最小化できる。又、励起素子Ｑ1、補助励起素子Ｑ2及び受電側制御素子Ｑ3をオン／オフ制御する単純な制御だけでよいので、ＲＣ直列回路によって一次側回路２ｂの電圧を高めて、ジュール熱の発生を抑制する設計も簡単にできる。
【0079】
図１６に示す実装回路においては、第１の還流ダイオードＦＷＤ1が励起素子Ｑ1としてのＭＯＳＦＥＴのソース・ドレイン間に、第２の還流ダイオードＦＷＤ2が補助励起素子Ｑ2としてのＭＯＳＦＥＴのソース・ドレイン間に、第３の還流ダイオードＦＷＤ3が受電側制御素子Ｑ3としてのＭＯＳＦＥＴのソース・ドレイン間に、それぞれ保護素子として並列接続されている。図１６に示すように、第３の還流ダイオードＦＷＤ3は、受電側コイルＬ2からの伝送電流を流す方向に設けられるので、第２の還流ダイオードＦＷＤ2とは反対向きに設けられている。図３及び図１４に示した回路と同様に、送電側コイルＬ1からの還流電流が可変直流電源５に更に還流するのを防ぐため、電源側ダイオードＤ１が可変直流電源５と励起素子Ｑ1の間に直列接続されている。
【0080】
先ず、一次側回路２ｂの外部回路となる一次側励起回路３４０ａからの制御信号によって、補助励起素子Ｑ2をオフ状態、励起素子Ｑ1をオン状態にし、且つ二次側回路３ｂの外部回路となる二次側制御回路３４０ｂからの制御信号によって、受電側制御素子Ｑ3をオフ状態にする。一次側充放電電圧ＶC1は、リンギングをしながら一定電圧に充電される。このタイミングでは受電側コンデンサＣ2の二次側充放電電圧ＶC2は負の値である。送電側コンデンサＣ1に初期電圧を印加して電荷を蓄えた後、励起素子Ｑ1をオフ状態にする。この時点での充電電圧Ｖcs（ｔ）は高いものと仮定している。
【0081】
先ず、一次側励起回路３４０ａからの制御信号によって、励起素子Ｑ1をオフ状態にした後、一定時間をおいて、補助励起素子Ｑ2をオン状態にする。補助励起素子Ｑ2をオン状態にすると同時に、二次側制御回路３４０ｂからの制御信号によって、受電側制御素子Ｑ3をオン状態にする。補助励起素子Ｑ2がオン状態になると、送電側コンデンサＣ1に蓄えられた電磁エネルギは送電側コイル電流を介して、送電側コイルＬ1に蓄積され、更に、一次側回路２ｂと二次側回路３ｂの間の過渡現象振動の共鳴が生じる。送電側コンデンサＣ1に蓄えられた電磁エネルギが送電側コイルＬ1に移動すると、一次側充放電電圧ＶC1は、負の極大値をとった後、０Ｖになる。一次側回路２ｂから二次側回路３ｂへの過渡現象振動の共鳴によって、受電側コイルＬ2に伝送された電磁エネルギは、受電側制御素子Ｑ3がオン状態なので、受電側コイル電流によって受電側コンデンサＣ2を充電する。受電側コンデンサＣ2の充電が開始されると、受電側コンデンサＣ2の二次側充放電電圧ＶC2は、負の極大値から増大し始め、正の値になる。二次側充放電電圧ＶC2が負の値をとっている間は充電電流ＩCが流れないが、二次側充放電電圧ＶC2が正の値になると、充電電流ＩCが立ち上がり始める。
【0082】
充電電流ＩCが立ち上がり始めたタイミングで、補助励起素子Ｑ2及び受電側制御素子Ｑ3をオフ状態にする。補助励起素子Ｑ2及び受電側制御素子Ｑ3のオフ状態は、一次側回路２ｂと二次側回路３ｂの間の過渡現象振動の共鳴によって、二次側充放電電圧ＶC2が最大になり、一次側充放電電圧ＶC1が０Ｖになる時点である。充電電流ＩCは、補助励起素子Ｑ2及び受電側制御素子Ｑ3がオフ状態になった後も増大しピーク値に到達した後、減少しゼロになる。
【0083】
二次側充放電電圧ＶC2の最大値は、充電電流ＩCが減少を開始すると、若干低い値の一定値になり段差（肩）状の波形になる。充電電流ＩCがゼロになった後も、二次側充放電電圧ＶC2の値は、補助励起素子Ｑ2のオフ時の最大値よりも低い値を維持している。補助励起素子Ｑ2のオフ後、一定時間を経過すると、二次側充放電電圧ＶC2の最大値は減少するが、充電電圧Ｖcs（ｔ）が高い場合、充電電流ＩCによる二次側充放電電圧ＶC2の最大値の減少量は小さく、一次側回路２ｂと二次側回路３ｂの間の過渡現象振動の共鳴に与える影響は少ない。
【0084】
充電電流ＩCが０Ａとなった後に、補助励起素子Ｑ2及び受電側制御素子Ｑ3を同時に、再度オン状態にすると、再度一次側回路２ｂと二次側回路３ｂの間の過渡現象振動の共鳴が生じる。補助励起素子Ｑ2及び受電側制御素子Ｑ3のオン状態により、二次側充放電電圧ＶC2は減少を開始し、負の極大値をとった後、０Ｖになる。このとき、一次側充放電電圧ＶC1も減少を開始し、負の極大値をとった後、正の値となり増大する。
【0085】
次に、一次側充放電電圧ＶC1が最大になり、二次側充放電電圧ＶC2が０Ｖになる時点で補助励起素子Ｑ2及び受電側制御素子Ｑ3をオフ状態にする。一次側充放電電圧ＶC1は二次側充放電電圧ＶC2と同じ値であり、補助励起素子Ｑ2及び受電側制御素子Ｑ3がオフ状態になった時点以降一定値に維持される。一次側充放電電圧ＶC1を測定することにより、一次側回路２ｂと二次側回路３ｂの間の過渡現象振動の共鳴の伝送効率や充電式電池６の充電の状況をモニタすることができることが分かる。
【0086】
図１６に示すように、充電式電池６のＳＯＣに依拠した振動特性を検出器２８でモニタすれば、電圧推定調整手段９ａを介して、可変直流電源５に帰還制御できる。よって、充電電圧Ｖcs（ｔ）に適合した最適値に直流電圧Ｅv（ｔPS
j）を設定し、可変直流電源５から出力させることができる。電圧推定調整手段９ａは、図１６に示すようにハードウェア資源である最大電圧検出回路３４１ａ、変曲点検出回路３４２ａ及び電圧設定制御回路３４３ａで構成してもよい。或いは、既に図４を参照して説明したのと同様に、ＡＬＵ３３９によるコンピュータ・ソフトウェア処理でハードウェア資源と等価な論理機能を実現してもよい。
【0087】
第２実施形態に係る電圧推定型充電システムにおいては、一次側回路２ｂと二次側回路３ｂの自由振動を制限し、一次側回路２ｂと二次側回路３ｂにおける過渡的な電流－電圧の変化を実現させる励起素子Ｑ1、補助励起素子Ｑ2、受電側制御素子Ｑ3を備えている。このため、第２実施形態に係る電圧推定型充電システムにおいては、一次側回路２ｂの過渡応答特性を、新たな概念である「過渡現象振動の共鳴」によって、二次側回路３ｂに伝達することが可能である。制御回路の構成が単純で安価な可変直流電源５に依拠した非正弦波の過渡応答振動を用いて電磁エネルギの伝達をすることができるので、一次側回路２ｂに対し、商用周波数よりも高い正弦波振動を生成させる高価な交流電源回路が不要となる。
【0088】
以上のとおり、第２実施形態に係る電圧推定型充電システムによれば、電圧推定調整手段９ａを備えているので、図５Ａに示したアルゴリズムと同様な手順に従い、充電式電池６のＶCS（ｔ）がＳＯＣに依存して変動する場合であっても、可変直流電源５の出力を調整することにより、効率良く充電式電池６を充電できるワイヤレス電力伝送が可能になる。更に、第１実施形態及びその変形例に係る電圧推定型充電システムと同様に、制御回路や周辺回路が単純で安価な可変直流電源５を使用することができるので高価なスイッチング電源が不要であり、回路構成が単純化され、制御回路側における電力損失も最小化される。
【0089】
この結果、第２実施形態に係る電圧推定型充電システムによれば、電力伝送システムの全体の構成が簡略化され軽量・小型化及び高効率化が可能になり、可変直流電源５の損失を含めた総合的な電力伝送効率を高めたワイヤレス電圧推定型充電システムを安価に製造することができる。第１実施形態及びその変形例に係る電圧推定型充電システムで述べたのと同様に第２実施形態に係る電圧推定型充電システムによれば、回路構成が単純化されるので壊れにくく回路設計が容易になる。又、充電式電池６の充電効率を高め、電力伝送の限界距離を原理的には無限大に伸ばし、電力伝送効率を原理的には１００％に近い値まで高めることが可能である。
【0090】
（第２実施形態の変形例）
本発明の第２実施形態の変形例に係る電圧推定型充電システムは、図１７に示すように、二次側回路３ｃと、二次側回路３ｃとの二重共振で、二次側回路３ｃに無接触でウェイブレット状の磁気エネルギを伝送する一次側回路２ｂと、充電電圧を推定して、一次側回路２ｂに入力される直流電圧の値を推定した充電電圧に適合するように帰還制御で変更する電圧推定調整手段９ａを備える。二次側回路３ｃは、受電側コイルＬ2、及びこの受電側コイルＬ2に流れる電磁エネルギで充電される充電式電池６を含む。一次側回路２ｂは、二次側回路３ｃの受電側コイルＬ2に離間して対向した送電側コイルＬ1、及びこの送電側コイルＬ1の端子間電圧を検出する検出器２８を有する。一次側回路２ｂは、非正弦波の過渡応答振動を、他励制御で直流電圧をパルス入力して生成し、この過渡応答振動による二次側回路３ｃとの二重共振で、受電側コイルＬ2に無接触でウェイブレット状の磁気エネルギを伝送する。電圧推定調整手段９ａは、検出器２８の出力により充電電圧を推定して、一次側回路２ｂに入力される直流電圧の値を推定した充電電圧に適合するように帰還制御で変更する。
本発明の第２実施形態の変形例に係る電圧推定型充電システムは、図１７に示すように、二次側回路３ｃと、二次側回路３ｃとの二重共振で、二次側回路３ｃに無接触でウェイブレット状の磁気エネルギを伝送する一次側回路２ｂと、充電電圧を推定して、一次側回路２ｂに入力される直流電圧の値を推定した充電電圧に適合するように帰還制御で変更する電圧推定調整手段９ａを備える。二次側回路３ｃは、受電側コイルＬ2、及びこの受電側コイルＬ2に流れる電磁エネルギで充電される充電式電池６を含む。一次側回路２ｂは、二次側回路３ｃの受電側コイルＬ2に離間して対向した送電側コイルＬ1、及びこの送電側コイルＬ1の端子間電圧を検出する検出器２８を有する。一次側回路２ｂは、非正弦波の過渡応答振動を、他励制御で直流電圧をパルス入力して生成し、この過渡応答振動による二次側回路３ｃとの二重共振で、受電側コイルＬ2に無接触でウェイブレット状の磁気エネルギを伝送する。電圧推定調整手段９ａは、検出器２８の出力により充電電圧を推定して、一次側回路２ｂに入力される直流電圧の値を推定した充電電圧に適合するように帰還制御で変更する。
【0091】
図１７に示すように、第２実施形態の変形例に係る電圧推定型充電システムの二次側回路３ｃは、図１6に示した第２実施形態に係る電圧推定型充電システムの二次側回路３ｂに、負荷制御素子Ｑ4を追加した構成となっている。「負荷制御素子Ｑ4」は、受電側制御素子Ｑ3と同様に、二次側回路３ｃの自由振動を制限し、二次側回路３ｃにおける過渡的な電流－電圧の変化を実現させる回路素子である。図１７に示した励起素子Ｑ1、補助励起素子Ｑ2、受電側制御素子Ｑ3及び負荷制御素子Ｑ4として、第１及び第２実施形態並びにこれらの変形例に係る電圧推定型充電システムと同様に、ＦＥＴ等の電力用半導体スイッチング素子を用いることが可能である。
【0092】
図１７に示す実装回路においては、第１の還流ダイオードＦＷＤ1が励起素子Ｑ1としてのＭＯＳＦＥＴのソース・ドレイン間に、第２の還流ダイオードＦＷＤ2が補助励起素子Ｑ2としてのＭＯＳＦＥＴのソース・ドレイン間に、第３の還流ダイオードＦＷＤ3が受電側制御素子Ｑ3としてのＭＯＳＦＥＴのソース・ドレイン間に、第４の還流ダイオードＦＷＤ4が負荷制御素子Ｑ4としてのＭＯＳＦＥＴのソース・ドレイン間に、それぞれ保護素子として並列接続されている。図１７に示すように、第３の還流ダイオードＦＷＤ3は、受電側コイルＬ2からの伝送電流を流す方向に設けられるので、第２の還流ダイオードＦＷＤ2がとは反対向きに設けられているのは図１６と同様である。図３、図１４及び図１６に示した回路と同様に、送電側コイルＬ1からの還流電流が可変直流電源５に更に還流するのを防ぐため、電源側ダイオードＤ１が可変直流電源５と励起素子Ｑ1の間に直列接続されている。
【0093】
図３、図１４及び図１６に示した回路と同様に、第２実施形態の変形例に係る電圧推定型充電システムによれば、図１７に示すように、充電式電池６のＳＯＣに依拠した振動特性を検出器２８でモニタできる。このため、検出器２８の出力を、図１７に示す電圧推定調整手段９ａを介して、可変直流電源５に帰還制御することにより、充電電圧Ｖcs（ｔ）に適合した最適値に直流電圧Ｅv（ｔPS
j）を精密に設定して、可変直流電源５から出力させることができる。電圧推定調整手段９ａは図１７に示すようにハードウェア資源である最大電圧検出回路３４１ａ、変曲点検出回路３４２ａ及び電圧設定制御回路３４３ａで構成してもよい。或いは、既に図４を参照して説明したのと同様に、ＡＬＵ３３９によるコンピュータ・ソフトウェア処理でハードウェア資源と等価な論理機能を実現してもよい。
【0094】
第２実施形態の変形例に係る電圧推定型充電システムによれば、第１及び第２実施形態に係る電圧推定型充電システムと同様に、充電式電池６のＶCS（ｔ）がＳＯＣに依存して変動する場合であっても、電圧推定調整手段９ａを備えているので、図５Ａに示したアルゴリズムと同様な手順に従い可変直流電源５の出力を調整することにより、効率良く充電式電池６を充電できるワイヤレス電力伝送が可能になる。更に、制御回路や周辺回路が単純で安価な可変直流電源５を使用することができるので高価なスイッチング電源が不要であり、回路構成は単純化され、制御回路側における電力損失も最小化される上に壊れにくくなり、回路設計も容易になる。この結果第２実施形態の変形例に係る電圧推定型充電システムによれば、電力伝送システムの全体の構成が簡略化され軽量・小型化及び高効率化が可能になり、可変直流電源５の損失を含めた総合的な電力伝送効率を原理的には１００％に近い値まで高め、充電式電池６の充電効率を高め、電力伝送の限界距離を原理的には無限大に伸ばしたワイヤレス電圧推定型充電システムを安価に製造することができる。
【0095】
（第３実施形態）
第１及び第２実施形態に係る電圧推定型充電システムでは、二次側回路３ａからの還流成分による振動の包絡線極大値の変化が呈する変曲点から、充電電圧を推定する方法を説明した。本発明の第３実施形態に係る電圧推定型充電システムでは、第１及び第２実施形態に係る電圧推定型充電システムよりも簡単な構造により、一次側充放電電圧ＶC１の特徴から充電電圧を精密に推定する方法を説明する。即ち、第３実施形態に係る電圧推定型充電システムは、図１８に示すように、受電回路２７ａに電磁エネルギを給電装置２９ｃから二重共振で給電する際に、受電回路２７ａの充電式電池６の充電電圧を給電装置２９ｃ側で推定し、電圧推定結果を用いて車輌３１ａの充電式電池６を無接触充電する電圧推定型充電システムである。そして、第３実施形態に係る電圧推定型充電システムは、充電式電池６を無接触充電する給電装置２９ｃと、給電装置２９ｃに接続され給電装置２９ｃに命令を送る１次側操作部３３を有している。図１８では、給電装置２９ｃ側の送電側コイルＬ１と車輌３１ａ側の受電側コイルＬ２とが平行に対向し、送電側コイルＬ１から受電側コイルＬ２へ無接触で電磁エネルギが伝送されることを示す模式図を例示している。
第１及び第２実施形態に係る電圧推定型充電システムでは、二次側回路３ａからの還流成分による振動の包絡線極大値の変化が呈する変曲点から、充電電圧を推定する方法を説明した。本発明の第３実施形態に係る電圧推定型充電システムでは、第１及び第２実施形態に係る電圧推定型充電システムよりも簡単な構造により、一次側充放電電圧ＶC１の特徴から充電電圧を精密に推定する方法を説明する。即ち、第３実施形態に係る電圧推定型充電システムは、図１８に示すように、受電回路２７ａに電磁エネルギを給電装置２９ｃから二重共振で給電する際に、受電回路２７ａの充電式電池６の充電電圧を給電装置２９ｃ側で推定し、電圧推定結果を用いて車輌３１ａの充電式電池６を無接触充電する電圧推定型充電システムである。そして、第３実施形態に係る電圧推定型充電システムは、充電式電池６を無接触充電する給電装置２９ｃと、給電装置２９ｃに接続され給電装置２９ｃに命令を送る１次側操作部３３を有している。図１８では、給電装置２９ｃ側の送電側コイルＬ１と車輌３１ａ側の受電側コイルＬ２とが平行に対向し、送電側コイルＬ１から受電側コイルＬ２へ無接触で電磁エネルギが伝送されることを示す模式図を例示している。
【0096】
給電装置２９ｃは、図１８に示すように送電側コイルＬ１を円盤状の誘電体に収納した給電盤１１と、給電盤１１を搭載し、給電盤１１と受電盤１２の間隔を制御する間隔制御機構３２と、間隔制御機構３２に接続されたｋ値決定回路３６と、間隔制御機構３２及びｋ値決定回路３６の両方に接続された駆動制御回路３４ｃ等を含んでいる。ｋ値決定回路３６は、送電側コイルＬ１と受電側コイルＬ２の間の等価結合係数ｋeqを決定する電子回路若しくは論理回路である。既に説明したとおり、「等価結合係数ｋeq」は、交流理論で周知の結合係数ＫAＣと等価な物理的意味を有する擬結合係数である。即ち、等価結合係数ｋeqは、過渡応答をしている２つのコイル間に定義される時間に依存する非定常状態におけるパラメータであるが、近似的にはｋeq＝ＫAＣとすることができる。駆動制御回路３４ｃは、送電側コイルＬ１に流れる給電電流、可変直流電源５が出力する直流電圧Ｅv及び間隔制御機構３２等を制御する。図１８は例示であるので、給電盤１１を省略して送電側コイルＬ１を裸の状態で使用することも、受電盤１２も省略して受電側コイルＬ２を裸の状態で使用することも可能である。
【0097】
図１９に第３実施形態に係る電圧推定型充電システムの一次側回路２ｂ及び二次側回路３ａの一例を示す。図１４に示した回路と同様に、励起素子Ｑ1と補助励起素子Ｑ2を備える構成となっている。補助励起素子Ｑ2は、励起素子Ｑ1と擬相補的な動作をすることにより、励起素子Ｑ1のオフ期間中の一次側回路２ｂの自由減衰振動を実現させることができる。図１９に示す励起素子Ｑ1及び補助励起素子Ｑ2としては、ＦＥＴ、ＳＩＴ、ＢＪＴの他、ＧＴＯサイリスタ、ＳＩサイリスタ等のサイリスタを含む電力用半導体スイッチング素子を用いることができる。以下においては、励起素子Ｑ1及び補助励起素子Ｑ2がＭＯＳＦＥＴであるとして説明する。
【0098】
送電側コイルＬ1からの還流電流を考慮し、第１の還流ダイオードＦＷＤ1が励起素子Ｑ1としてのＭＯＳＦＥＴのソース・ドレイン間に、第２の還流ダイオードＦＷＤ2が補助励起素子Ｑ2としてのＭＯＳＦＥＴのソース・ドレイン間に、それぞれ保護素子として並列接続されている。図１４等に示した回路と同様に、送電側コイルＬ1からの還流電流が可変直流電源５に更に還流するのを防ぐため、電源側ダイオードＤ１が可変直流電源５と励起素子Ｑ1の間に直列接続されている。一次側励起回路３４０ａからの制御信号によって、補助励起素子Ｑ2をオフ状態、励起素子Ｑ1をオン状態にして、送電側コンデンサＣ１に初期電圧を印加して電荷を蓄える。補助励起素子Ｑ2をオフ状態では一次側回路２ｂは未だ形成されず、励起素子Ｑ1のオン状態によって、可変直流電源５、等価浮遊抵抗ｒ1、励起素子Ｑ1と第１の還流ダイオードＦＷＤ1の並列回路及び送電側コンデンサＣ１からなるＲＣ直列回路が構成されている。
【0099】
一次側励起回路３４０ａからの制御信号によって、励起素子Ｑ12をオフ状態にして、一定時間をおいて補助励起素子Ｑ2をオン状態にする擬相補的なオン／オフ動作をすると、送電側コンデンサＣ１に蓄えられた電磁エネルギは送電側コイル電流を介して、送電側コイルＬ1に蓄積される。送電側コイルＬ1に電磁エネルギが蓄積されると、一次側回路２ｂと二次側回路３ａの間の過渡現象振動の共鳴が生じる。補助励起素子Ｑ2をオン状態にすることにより図３に示した回路と等価なＲＣＬ直列回路が形成され、可変直流電源５、等価浮遊抵抗ｒ1、励起素子Ｑ1と第１の還流ダイオードＦＷＤ1の並列回路及び送電側コンデンサＣ１からなるＲＣ直列回路が消滅する。
【0100】
送電側コンデンサＣ１に蓄えられた電磁エネルギが送電側コイルＬ1に移動すると、一次側充放電電圧ＶC1は、負の極大値をとった後、０Ｖになる。一次側回路２ｂから二次側回路３ａへの過渡現象振動の共鳴によって、受電側コイルＬ2に伝送された電磁エネルギは、受電側コイル電流によって受電側コンデンサＣ2を充電する。受電側コンデンサＣ2の充電が開始されると、受電側コンデンサＣ2の二次側充放電電圧ＶC2は負の極大値をとった後、正の値になる。一次側充放電電圧ＶC1が０Ｖになった時点で最大値をとる。二次側充放電電圧ＶC2は、負の極大値をとった後、正の値になり、一次側充放電電圧ＶC1が０Ｖになった時点で最大値をとる。
【0101】
二次側充放電電圧ＶC2の増加に伴って、受電側コンデンサＣ2に蓄積された電磁エネルギの一部によって、充電電流ＩCが発生し、充電式電池６に電荷が蓄えられる。受電側コンデンサＣ2に蓄積された電磁エネルギの他の一部は、受電側コイルＬ2に受電側コイル電流として還流する。充電電流ＩCが０になった時点で、二次側充放電電圧ＶC2は、充電電圧Ｖcsと同じ値となる。
【0102】
受電側コンデンサＣ2に蓄積された電磁エネルギが受電側コイルＬ2に還流すると、一次側回路２ｂと二次側回路３ａの間の過渡現象振動の共鳴が生じ、一次側回路２ｂに電磁エネルギの一部が戻る。受電側コンデンサＣ2に蓄積された電磁エネルギが充電式電池６及び受電側コイルＬ2に移動すると、受電側コンデンサＣ2は放電される。受電側コンデンサＣ2が放電すると、二次側充放電電圧ＶC2は、負の極大値をとった後、０Ｖになる。このとき、補助励起素子Ｑ2が導通状態を維持していれば、一次側充放電電圧ＶC1は、負の極大値をとった後、正の値へ増大する振動となる。一次側充放電電圧ＶC1を測定することにより、図１４に示した回路と同様に、一次側回路２ｂと二次側回路３ａの間の過渡現象振動の共鳴の伝送効率や充電式電池６の充電の状況を検出器２８でモニタすることができる。
【0103】
励起素子Ｑ1及び補助励起素子Ｑ2が所定のタイミングで他励制御されることにより、可変直流電源５から出力された直流電圧Ｅvが、単位パルス関数として入力され、過渡応答特性として減衰振動を発生させる。即ち、励起素子Ｑ1及び補助励起素子Ｑ2が所定のタイミングでオン/オフ動作することに伴い、ＲＣＬ並列回路の回路トポロジとＲＣＬ直列回路の回路トポロジが交互に切り替えられて周期的な振動波形が生じる。一次側回路２ｂと二次側回路３ａの間で二重共振によるウェイブレット状電磁エネルギの送受が生じると、一次側回路２ｂにおいて、図２１Ａに実線で例示したような包絡線が脈動する一次側充放電電圧ＶC１の振動波形が生成される。即ち、一次側充放電電圧ＶC１の包絡線が脈動波形は、時刻２ｍｓから時刻３ｍｓにかけて減少し、二次側回路３ａからの還流成分により時刻３ｍｓから時刻５ｍｓにかけて増大し、時刻ｔpで包絡線極大値ＶEC1maxになる脈動波形を構成している。
【0104】
即ち、一次側回路２ｂの電磁エネルギが二次側回路３ａに伝送されるため、一次側充放電電圧ＶC１の振動振幅は時刻２ｍｓから時刻３ｍｓにかけて減少し、時刻ｔresで極小値となっている。そして、時刻３ｍｓから時刻５ｍｓにかけて二次側回路３ａの電磁エネルギが一次側回路２ｂに還流され、還流成分により一次側充放電電圧ＶC１の振動振幅は増大して包絡線極大値になる。一方、図２１Ａに破線で示した二次側充放電電圧ＶC2の振動の包絡線の脈動波形は、一次側充放電電圧ＶC１の包絡線の脈動波形とは異なる位相である。二次側充放電電圧ＶC2の振動波形は、一次側回路２ｂの検出器２８で直接モニタすることができない。理想的な一次側回路２ｂと二次側回路３ａの間での二重共振においては、二次側充放電電圧ＶC2の包絡線の脈動波形と一次側充放電電圧ＶC１の包絡線の脈動波形は逆位相となって、ウェイブレット状電磁エネルギが交互に送受されるはずである。しかし、図２１Ａに示すように、一次側充放電電圧ＶC１の電磁エネルギが極小となる時刻ｔresと二次側充放電電圧ＶC2の電磁エネルギが極大になる時刻ｔxが一致していない。即ち、二次側充放電電圧ＶC2の包絡線の脈動波形と一次側充放電電圧ＶC１の包絡線の脈動波形は、
Δｔ＝ｔres―ｔx ……（１５）
だけ、互いに逆位相の関係からずれている。
Δｔ＝ｔres―ｔx ……（１５）
だけ、互いに逆位相の関係からずれている。
【0105】
一次側回路２ｂと二次側回路３ａとの結合がない場合（ｋeq＝０）については、一次側充放電電圧ＶC1の減衰振動の波形は式（１３ｂ）で表現できることを既に示した。一次側回路２ｂと二次側回路３ａとの結合が有る場合については、送電側コイルＬ１と受電側コイルＬ２の間の等価結合係数ｋeqを用いることにより、一次側充放電電圧ＶC１の振動波形を、式（１６）の減衰振動で近似的に示すことができる：
式（１６）において、τ＝（２Ｌ1）/ＲL1、固有角周波数ωO＝（Ｌ1Ｃ1）-1/2である。なお、図１９では、送電側コイルＬ1と、送電側コイルＬ1の寄生抵抗ＲL1とが直列接続された等価回路が便宜上表示されているが、寄生成分の表示であって、物理的な構造として、送電側コイルＬ1に寄生抵抗ＲL1が意図的に外部接続された構造を示すものではない。式（１６）においてｋeq＝０とすれば、式（１３ｂ）のαOFF≪βOFFの場合と同様な近似表現になる。
【数14】
【0106】
既に述べたとおり、一次側回路２ｂと二次側回路３ａの間での理想的な二重共振においては、二次側充放電電圧ＶC2の包絡線の脈動波形と一次側充放電電圧ＶC１の包絡線の脈動波形は逆位相であるので、二次側充放電電圧ＶC2の振動波形も式（１６）を逆位相にした式で近似表現できる。二次側回路３ａは、図１９に示すように、送電側コイルＬ1に離間して対向し送電側コイルＬ1から無接触で磁気エネルギを受け取る受電側コイルＬ2、受電側コイルＬ2に並列接続され受電側コイルＬ2に蓄積された磁気エネルギを静電エネルギとして蓄積する受電側コンデンサＣ２を有する。二次側回路３ａは、受電回路２７ａに受電側コイルＬ2を加えた構成である。図１９では、送電側コイルＬ2と、送電側コイルＬ2の寄生抵抗ＲL2が直列接続された等価回路表示になっているが、物理的な構造として、送電側コイルＬ2に寄生抵抗ＲL2を意図的に外部接続された構造を示すものではない。
【0107】
充電式電池６は、充電電圧ＶCSよりも大きな電圧が充電式電池６の端子間に印加されなくては充電できない。したがって、受電側コンデンサＣ2の端子間電圧として定義される二次側充放電電圧ＶC2は、充電電圧ＶCSより少し大きい必要がある。浮遊抵抗ｒ２の電圧降下を無視すれば、定常状態においてはＶC2＝ＶCSになる。このため、二次側充放電電圧ＶC2の振動の最大振幅は、式（１６）に示すようにＶC2＝Ｖcsのときである。
【0108】
図２１Ａにおいて破線で囲んだ時刻ｔxから時刻ｔres付近における、二次側充放電電圧ＶC2の振動波形の一部と一次側充放電電圧ＶC１の振動波形の一部を、図２１Ｂに拡大して示している。理想的な二重共振が実現でき、二次側充放電電圧ＶC2の振動波形が式（１６）と同様な式で近似表現できるとすれば、図２１Ｂにおいて、一次側充放電電圧ＶC１の電磁エネルギが極小となる時刻ｔresとにおける二次側充放電電圧ＶC2の電圧値Ｖestは、
と表現できる。図２１Ｂから分かるように、式（１７）の右辺のＶxは電磁エネルギが極大になる時刻ｔxにおける二次側充放電電圧ＶC2の振幅値である。
【数15】
【0109】
図２１Ｂに示すように、二次側充放電電圧ＶC2の包絡線の脈動波形と一次側充放電電圧ＶC１の包絡線の脈動波形がΔｔだけ理想的な二重共振の場合よりずれる。このため、二次側回路３ａからの還流成分による一次側充放電電圧ＶC１の極大値として測定できる二次側充放電電圧ＶC2の極大値（＝充電電圧ＶCS）は、
ΔＶ＝Ｖ―Ｖres ……（１８）
だけ、誤差ΔＶを含む。しかし、二重共振の動作においては、電圧値算出回路３４２ｂが誤差ΔＶ分の補正をすれば、充電電圧ＶCSは、図１９に示した二次側回路３ａからの還流成分による一次側充放電電圧ＶC１の包絡線極大値から推定できる。したがって、二重共振の特徴を利用して、充電電圧ＶCSの推定に際し、二次側回路３ａ側の計測を不要とすることができる。
ΔＶ＝Ｖ―Ｖres ……（１８）
だけ、誤差ΔＶを含む。しかし、二重共振の動作においては、電圧値算出回路３４２ｂが誤差ΔＶ分の補正をすれば、充電電圧ＶCSは、図１９に示した二次側回路３ａからの還流成分による一次側充放電電圧ＶC１の包絡線極大値から推定できる。したがって、二重共振の特徴を利用して、充電電圧ＶCSの推定に際し、二次側回路３ａ側の計測を不要とすることができる。
【0110】
二次側回路３ａは、図１９に示すように、負荷側ダイオードＤ２と充電式電池６との直列接続回路が、受電側コンデンサＣ２及び受電側コイルＬ2に対し、それぞれ並列接続された構成になっている。充電式電池６のインピーダンスが∞と仮定できる場合には、二次側回路３ａはＲＣＬ直列回路として近似出来るが、実際には複雑な回路である。負荷側ダイオードＤ２は、アノードが二次側回路３ａ側、カソードが充電式電池６側を向くように接続され、充電電流ＩＣの流れる方向を一方向に限定している。図１９では、負荷側ダイオードＤ２のオン抵抗を含む回路配線の浮遊抵抗がｒ２であるとして示されているが、受電側コンデンサＣ２の寄生抵抗の表示は無視している。したがって、二次側回路３ａは、受電側コイルＬ2、受電側コンデンサＣ２、浮遊抵抗ｒ２及び寄生抵抗ＲL2を備えたＲＣＬ共振回路である。そして、それぞれが共振回路である一次側回路２ｂと二次側回路３ａの過渡応答振動が共振（共鳴）する二重共振によって、送電側コイルＬ１から受電側コイルＬ２に電磁エネルギがワイヤレス給電される。
【0111】
図１８に示す駆動制御回路３４ｃは、給電盤１１を制御して、一次側回路２ｂと二次側回路３ａ二重共振に依拠した電磁エネルギの移動に関する様々な駆動制御を行う。このため、駆動制御回路３４ｃは、図１９に示すように、電圧値算出回路３４２ｂの算出した電圧値から、可変直流電源５の出力である直流電圧Ｅvを調整する電圧推定調整手段９ｂを備える。電圧推定調整手段９ｂは図１９に示すようにハードウェア資源（実体電子回路）である最大電圧検出回路３４１ａ、電圧値算出回路３４２ｂ及び電圧設定制御回路３４３ａで構成してもよい。或いは、図２０に示すように、ＡＬＵ３３９によるコンピュータ・ソフトウェア処理で可変直流電源５を調整して、最適な直流電圧Ｅvを出力させるようにしてもよい。
【0112】
電圧推定調整手段９ｂの機能を、コンピュータ・ソフトウェア処理で実施する場合は、駆動制御回路３４ｃは、図２０に示すように、データ記憶装置３４８ｄと、プログラム記憶装置３４８ｂと、出力装置３４８ｃのそれぞれにＡＬＵ３３９が接続された構成が可能である。データ記憶装置３４８ｄには、図２２に示したような充電電圧ＶCSと還流最大値VEC1maxとの相関データが、送電側コイルＬ１と受電側コイルＬ２の間の等価結合係数ｋeqをパラメータとして整理されて格納されている。図２２は、等価結合係数ｋeqを特定した場合、特定の等価結合係数ｋeqに関して、端子間電圧ＶCSと還流最大値VEC1maxとが比例関係になることを、実測値の丸印及理論値の実線で示している。図２０に論理的な内部構造をモデル化して示すように、ＡＬＵ３３９は、演算シークエンス制御回路３４４と、励起条件設定回路３４５ａ、伝送条件設定回路３４５ｂと、一次側電圧検出制御回路３４６と、最大電圧検出回路３４１ａと、電圧値算出回路３４２ｂと、電圧設定制御回路３４３ａと、可変直流電源制御回路３４７と、Ａバス３４９ａと、Ｂバス３４９ｂとから主に構成された構成が例示可能である。図２０の例示構造においては、演算シークエンス制御回路３４４は、ＡＬＵ３３９の内部における演算処理のシークエンスを制御する。
【0113】
演算シークエンス制御回路３４４は、励起条件設定回路３４５ａ、伝送条件設定回路３４５ｂ、一次側電圧検出制御回路３４６、最大電圧検出回路３４１ａ、電圧値算出回路３４２ｂ、電圧設定制御回路３４３ａ及び可変直流電源制御回路３４７のそれぞれの処理手順をコンピュータ・ソフトウェア・プログラム（電圧推定型充電制御プログラム）に従って制御する。図２０では、Ａバス３４９ａに、一次側励起回路３４０ａ、伝送間隔制御回路３４０ｃ及びｋ値決定回路３６が接続されている構成が例示されている。一方、Ｂバス３４９ｂには、プログラム記憶装置３４８ｂ、出力装置３４８ｃ及びデータ記憶装置３４８ｄが接続されている構成が例示されているが、図２０に示す構成に限定されるものではない。プログラム記憶装置３４８ｂには、図２０に例示した一連の電圧推定型充電方法の処理の流れに等価なアルゴリズムを実行する電圧推定型充電制御プログラムを格納しておくことができる。
【0114】
図２０に示すようなアルゴリズムによれば、ＡＬＵ３３９は、図１８に示した給電盤１１を制御して、一次側回路２ｂと二次側回路３ａを二重共振させる駆動制御と、可変直流電源５の出力を調整できる。なお、図２０に示すアルゴリズムの実施に際し、事前に図２２に示したような充電電圧ＶCSと還流最大値VEC1maxとの相関データを、送電側コイルＬ１と受電側コイルＬ２の間の等価結合係数ｋeqをパラメータとし、それぞれのパラメータに対して取得して整理し、データ記憶装置３４８ｄに格納しておくことが前提である。そして、図２０に例示したフローチャートのステップＳ４１において、ＡＬＵ３３９の励起条件設定回路３４５ａは、一次側励起回路３４０ａが励起素子Ｑ1と補助励起素子Ｑ2を他励制御するタイミングを設定し、一次側励起回路３４０ａに命令を出力する。このステップＳ４１においては同時に、ＡＬＵ３３９の伝送条件設定回路３４５ｂが、間隔制御機構３２に給電盤１１と受電盤１２の間隔を最適値となるように命令を出力して制御する。
【0115】
次に、図２０のステップＳ４２において、ｋ値決定回路３６は、間隔制御機構３２から送電側コイルＬ１から受電側コイルＬ２の間の距離の情報、送電側コイルＬ１と受電側コイルＬ２の間の角度の情報を入力し、送電側コイルＬ１と受電側コイルＬ２へとの間の等価結合係数ｋeqの値を決定する。等価結合係数ｋeqの値を決定に際し、ｋ値決定回路３６は事前に入力された送電側コイルＬ１と受電側コイルＬ２の相対的サイズの情報、並びに送電側コイルＬ１と受電側コイルＬ２のそれぞれの形状の情報等も用いるものとする。ｋ値決定回路３６が決定した対象とする車輌３１ａに関する等価結合係数ｋeqの値は、データ記憶装置３４８ｄに格納される。
【0116】
更に、図２０のステップＳ４３において、ＡＬＵ３３９の励起条件設定回路３４５ａは、初期値として、可変直流電源５からデフォルトの直流電圧Ｅvを初期値として出力させる。デフォルトの直流電圧Ｅvが初期値として供給されると、一次側励起回路３４０ａは励起素子Ｑ1及び補助励起素子Ｑ2を他励でオン／オフ動作にさせ、直流電圧Ｅvをパルス入力することによって、一次側回路２ｂに過渡現象振動を生成させる。一次側回路２ｂの過渡現象振動の位相と二次側回路３ａの過渡現象振動の位相が同期することにより一次側回路２ｂと二次側回路３ａの間の電磁エネルギの送受の振動が発生する。即ち、二次側回路３ａから、初期直流電圧Ｅvに対応した二次側回路３ａの情報を有した還流電流が一次側回路２ｂに還流する。二次側回路３ａの情報を有した還流電流は、一次側回路２ｂの送電側コンデンサＣ１の端子間に一次側充放電電圧ＶC1として現れる。
【0117】
図２０のステップＳ４４において、ＡＬＵ３３９の一次側電圧検出制御回路３４６は、検出器２８に初期直流電圧Ｅvに依拠した一次側充放電電圧ＶC1を逐次測定させる。検出器２８が検出した初期直流電圧Ｅvに依拠した一次側充放電電圧ＶC1の時系列データは、データ記憶装置３４８ｄに格納される。その後、ステップＳ４５において、ＡＬＵ３３９の最大電圧検出回路３４１ａは、データ記憶装置３４８ｄから、直流電圧Ｅvに依拠した一次側充放電電圧ＶC1の時系列データを読み出し、二次側回路３ａからの還流成分による振動の時系列データの包絡線極大値（図２１Ａ参照。）を「還流最大値VEC1max」として決定する。決定した直流電圧Ｅvの場合の一次側充放電電圧ＶC1の時系列データの還流最大値VEC1maxは、データ記憶装置３４８ｄに格納する。
【0118】
その後、図２０のステップＳ４６において、ＡＬＵ３３９の電圧値算出回路３４２ｂは、データ記憶装置３４８ｄから、直流電圧Ｅvの場合の還流最大値VEC1max、端子間電圧ＶCSと還流最大値VEC1maxとの相関データ（ルックアップ・テーブル）及び等価結合係数ｋeqの値を読み出す。そして、電圧値算出回路３４２ｂは、端子間電圧ＶCSと還流最大値VEC1maxとの相関データを参照して、読み出された等価結合係数ｋeqの場合の還流最大値VEC1maxに対応する充電電圧ＶCSを推定する。そして、ステップＳ４６において、ＡＬＵ３３９の電圧設定制御回路３４３ａは、推定された端子間電圧ＶCSに対して最適な直流電圧Ｅvの値を決定する。
【0119】
その後、ステップＳ４７において、ＡＬＵ３３９の可変直流電源制御回路３４７は、電圧設定制御回路３４３ａが決定した最適な充電効率の得られる電圧を出力するように、可変直流電源５の動作を制御する。充電が進み、充電電圧ＶCSがＶCS（ｔ）の形で時間ｔに依存して増大する場合は、ステップＳ４４に戻り、同様な処理を繰り返せばよい。二次側充放電電圧ＶC2の振動波形は一次側回路２ｂの検出器２８で直接モニタすることができないが、以上の説明のとおり第３実施形態に係る電圧推定型充電システムによれば、充電電圧ＶCSを一次側回路２ｂの計測のみによって推定できる。したがって、第３実施形態に係る電圧推定型充電システムによれば、充電電圧ＶCSに適合した特定の直流電圧Ｅvを、一次側回路２ｂの計測のみによって算出できる。そして、算出された直流電圧Ｅvが一次側回路２ｂに単位パルス関数として入力されることにより、ウェイブレット状の減衰振動が励起される。この結果、一次側回路２ｂから二次側回路３ａに二重共振で電磁エネルギが伝送されることにより、効率のよい充電式電池６の充電ができる。
【0120】
図２０に示すＡＬＵ３３９を構成するハードウェア資源としての励起条件設定回路３４５ａ、伝送条件設定回路３４５ｂ、一次側電圧検出制御回路３４６、最大電圧検出回路３４１ａ、電圧値算出回路３４２ｂ、電圧設定制御回路３４３ａ及び可変直流電源制御回路３４７は、論理的な機能に着目したハードウェア資源を形式的に表現しているのであって、必ずしも、半導体チップ上に物理的な領域としてそれぞれ独立して存在する機能ブロックを意味するものではないが、ＰＬＤの「論理ブロック」のような半導体チップ上に実装されたプログラム可能な論理コンポーネント等の現実に存在する構成を否定するものでもない。ＡＬＵ３３９の一部の構成又はすべての構成をＦＰＧＡのようなＰＬＤで構成した場合は、図２０に示した演算シークエンス制御回路３４４のプログラムカウンタやＡバス３４９ａ及びＢバス３４９ｂ等のデータバスは省略可能である。
【0121】
更に、駆動制御回路３４ｃは、図１９に示す励起素子Ｑ1と補助励起素子Ｑ2をスイッチングさせる駆動タイミングを選択し、選択した駆動タイミングで、図１９に示した一次側励起回路３４０ａを動作させる命令を出力する。一次側回路２ｂの外部回路となる一次側励起回路３４０ａは、図１９に示した励起素子Ｑ1と補助励起素子Ｑ2の制御端子に制御信号を送り、励起素子Ｑ1と補助励起素子Ｑ2をオン・オフ駆動する。励起素子Ｑ1と補助励起素子Ｑ2がオン・オフ駆動されることにより、一次側回路２ｂが構成する並列回路と直列回路を交互に切り替える。
【0122】
図１９に示す駆動制御回路３４ｃに含まれるＡＬＵ３３９を含んでコンピュータシステムが構成される。駆動制御回路３４ｃ等を含むコンピュータシステムにおいて、データ記憶装置３４８ｄは、複数のレジスタ、複数のキャッシュメモリ、主記憶装置、補助記憶装置を含む一群の内から適宜選択された任意の組み合わせとすることも可能である。又、キャッシュメモリは１次キャッシュメモリと２次キャッシュメモリの組み合わせとしてもよく、更に３次キャッシュメモリを備えるヒエラルキーを有しても構わない。ＰＬＤによって、ＡＬＵ３３９の一部又はすべてを構成した場合は、データ記憶装置３４８ｄは、ＰＬＤを構成する論理ブロックの一部に含まれるメモリブロック等のメモリ要素として構成することができる。更に、ＡＬＵ３３９は、ＣＰＵコア風のアレイとＰＬＤ風のプログラム可能なコアを同じチップに搭載した構造で、ＰＬＤの内部においてソフトウェア処理とハードウェア処理を混在させてもよい。
【0123】
以上のとおり、第３実施形態に係る電圧推定型充電システムによれば、第１及び第２実施形態に係る電圧推定型充電システムに比して、より簡単な構造と手法により一次側充放電電圧ＶC１の振動の測定のみで、充電式電池６の充電電圧を精密に測定でき、この推定結果を可変直流電源５の出力する電源電圧の制御に用いることができる。したがって、第３実施形態に係る電圧推定型充電システムによれば、充電式電池６の種類や特性が異なる場合であっても、二次側回路３ａに新たな計測器や制御回路やシステムを追加することなく、効率の高い充電式電池６のワイヤレス充電ができる。
【0124】
（その他の実施形態）
上記のように、本発明は第１～第３実施形態及びその変形例によって記載したが、この開示の一部をなす論述及び図面は本発明を限定するものであると理解すべきではない。この開示から当業者には様々な代替実施形態、実施例及び運用技術が明らかとなろう。例えば、第１～第３実施形態の説明においては、ＥＶ等の車載の充電式電池６を無接触電力伝送（ワイヤレス電力伝送）で充電する場合を例示的に説明したが、第１～第３実施形態に係る振動増幅回路は、車載の充電式電池６の充電電圧を一次側回路２ａ，２ｂのみの計測によって推定し、推定結果を用いて無接触充電する電圧推定型充電システムのみに限定されるものではない。
上記のように、本発明は第１～第３実施形態及びその変形例によって記載したが、この開示の一部をなす論述及び図面は本発明を限定するものであると理解すべきではない。この開示から当業者には様々な代替実施形態、実施例及び運用技術が明らかとなろう。例えば、第１～第３実施形態の説明においては、ＥＶ等の車載の充電式電池６を無接触電力伝送（ワイヤレス電力伝送）で充電する場合を例示的に説明したが、第１～第３実施形態に係る振動増幅回路は、車載の充電式電池６の充電電圧を一次側回路２ａ，２ｂのみの計測によって推定し、推定結果を用いて無接触充電する電圧推定型充電システムのみに限定されるものではない。
【0125】
第１～第３実施形態で説明したような、充電式電池６のＳＯＣに依拠した振動特性をモニタして、可変直流電源５の動作を帰還制御する顕著な効果と、そのための技術的思想は、多様な充電式電池を充電する種々の技術分野に適用し応用することが可能である。以上のとおり、本発明は本明細書及び図面に記載していない様々な実施形態、変形例、運用技術等を含むと共に、本発明の技術的範囲は、上記の説明から妥当な特許請求の範囲に係る発明特定事項によってのみ定められるものである。
【符号の説明】
【0126】
２ａ，２ｂ…一次側回路、３ａ，３ｂ，３ｃ…二次側回路、５…可変直流電源、６…充電式電池、９ａ，９ｂ…電圧推定調整手段、１１…給電盤、１２…受電盤、２１…１次側通信部、２２…２次側通信部、３３…１次側操作部、２７ａ，２７ｂ…受電回路、２８…検出器、２９ａ，２９ｂ，２９ｃ…給電回路、３０…平坦面、３１ａ，３１ｃ…車輌、３２…間隔制御機構、３３…１次側操作部、３４ａ，３４ｂ，３４ｃ…駆動制御回路、３６…ｋ値決定回路、３３９…算術論理回路（ＡＬＵ）、３４０ａ…一次側励起回路、３４０ｃ…伝送間隔制御回路、３４１ａ…最大電圧検出回路、３４２ａ…変曲点検出回路、３４２ｂ…電圧値算出回路、３４３ａ…電圧設定制御回路、３４４…演算シークエンス制御回路、３４５ａ…励起条件設定回路、３４５ｂ…伝送条件設定回路、３４６…一次側電圧検出制御回路、３４７…可変直流電源制御回路、３４８ａ…伝送データ記憶装置、３４８ｂ…プログラム記憶装置、３４８ｃ…出力装置、３４８ｄ…データ記憶装置、３４９ａ…Ａバス、３４９ｂ…Ｂバス
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5A】
【図5B】
【図6】
【図7A】
【図7B】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【図16】
【図17】
【図18】
【図19】
【図20】
【図21A】
【図21B】
【図22】
【図23】