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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2024146816
(43)【公開日】2024-10-15
(54)【発明の名称】電力供給装置
(51)【国際特許分類】
H02M 7/48 20070101AFI20241004BHJP
【ＦＩ】
H02M7/48 M
【審査請求】有
【請求項の数】9
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2024043335
(22)【出願日】2024-03-19
(31)【優先権主張番号】P 2023057981
(32)【優先日】2023-03-31
(33)【優先権主張国・地域又は機関】JP
(71)【出願人】
【識別番号】000002853
【氏名又は名称】ダイキン工業株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】110000202
【氏名又は名称】弁理士法人新樹グローバル・アイピー
(72)【発明者】
【氏名】谷口 智勇
(72)【発明者】
【氏名】土居 弘宜
(72)【発明者】
【氏名】河野 雅樹
【テーマコード（参考）】
5H770
【Ｆターム（参考）】
5H770BA01
5H770CA02
5H770DA03
5H770DA41
5H770GA06
5H770GA17
5H770HA03W
5H770JA07Z
5H770JA08Z
5H770JA09X
5H770JA09Z
5H770JA11W
5H770JA13W
5H770JA14Z
5H770JA16Z
5H770JA17Z
5H770JA18W
5H770LA01W
5H770LA08W
(57)【要約】
【課題】電源が立ち上がるときに生じる共振電圧によって発生する過電圧に対して十分な保護を行う電力供給装置を提供する。
【解決手段】第１直流母線１１と第２直流母線１２の間に接続されている過電圧保護回路５は、半導体スイッチ５２を含んでいる。過電圧保護回路５は、半導体スイッチ５２がオンしたときに回路装置であるインバータ回路６を過電圧から保護する動作をする。駆動回路９は、半導体スイッチ５２を駆動する回路である。駆動回路９は、電源端子ＰＴへの電力供給により駆動電力が供給され、電源端子ＰＴへの電力供給開始にともなう直流電圧の上昇開始から電源２００及びコンデンサ４及びインダクタ３を含む閉回路ＣＬに発生する共振の２分の１周期までの第１期間に、半導体スイッチ５２をオンすることができる駆動可能状態となる。
【選択図】図１
【解決手段】第１直流母線１１と第２直流母線１２の間に接続されている過電圧保護回路５は、半導体スイッチ５２を含んでいる。過電圧保護回路５は、半導体スイッチ５２がオンしたときに回路装置であるインバータ回路６を過電圧から保護する動作をする。駆動回路９は、半導体スイッチ５２を駆動する回路である。駆動回路９は、電源端子ＰＴへの電力供給により駆動電力が供給され、電源端子ＰＴへの電力供給開始にともなう直流電圧の上昇開始から電源２００及びコンデンサ４及びインダクタ３を含む閉回路ＣＬに発生する共振の２分の１周期までの第１期間に、半導体スイッチ５２をオンすることができる駆動可能状態となる。
【選択図】図１
【特許請求の範囲】
【請求項1】
直流電圧が印加される第１直流母線（１１）及び前記第１直流母線よりも低電位の第２直流母線（１２）と、前記第１直流母線と前記第２直流母線の間に接続されているコンデンサ（４）とを備え、前記第１直流母線と前記第２直流母線に供給される電力を変換して負荷に電力を供給する電力供給装置であって、
電源から電力が供給される電源端子（ＰＴ）と、
前記電源端子から前記第１直流母線及び前記第２直流母線までの配線経路に挿入されているインダクタ（３）と、
前記第１直流母線と前記第２直流母線の間に接続されている回路装置（６）と、
前記第１直流母線と前記第２直流母線の間に接続され、半導体スイッチ（５２）を含み、前記半導体スイッチがオンしたときに前記回路装置を過電圧から保護する動作をする過電圧保護回路（５）と、
前記半導体スイッチを駆動する駆動回路（９）と
を備え、
前記駆動回路は、前記電源端子への電力供給により駆動電力が供給され、前記電源端子への電力供給開始にともなう前記直流電圧の上昇開始から前記電源及び前記コンデンサ及び前記インダクタを含む閉回路に発生する共振の２分の１周期までの第１期間に、前記半導体スイッチをオンすることができる駆動可能状態となる、電力供給装置（１）。
電源から電力が供給される電源端子（ＰＴ）と、
前記電源端子から前記第１直流母線及び前記第２直流母線までの配線経路に挿入されているインダクタ（３）と、
前記第１直流母線と前記第２直流母線の間に接続されている回路装置（６）と、
前記第１直流母線と前記第２直流母線の間に接続され、半導体スイッチ（５２）を含み、前記半導体スイッチがオンしたときに前記回路装置を過電圧から保護する動作をする過電圧保護回路（５）と、
前記半導体スイッチを駆動する駆動回路（９）と
を備え、
前記駆動回路は、前記電源端子への電力供給により駆動電力が供給され、前記電源端子への電力供給開始にともなう前記直流電圧の上昇開始から前記電源及び前記コンデンサ及び前記インダクタを含む閉回路に発生する共振の２分の１周期までの第１期間に、前記半導体スイッチをオンすることができる駆動可能状態となる、電力供給装置（１）。
【請求項2】
前記駆動回路は、前記第１直流母線と前記第２直流母線の間の線間電圧を、安定時における前記線間電圧よりも高い閾値電圧と比較して、前記線間電圧が前記閾値電圧を超えたときに、前記半導体スイッチをオンする、
請求項１に記載の電力供給装置（１）。
請求項１に記載の電力供給装置（１）。
【請求項3】
前記回路装置は、前記第１直流母線と前記第２直流母線の間に接続され、半導体素子を含むインバータ回路（６）である、
請求項１または請求項２に記載の電力供給装置（１）。
請求項１または請求項２に記載の電力供給装置（１）。
【請求項4】
前記電源端子への電力供給にともない、前記第１期間を含む所定期間に前記駆動回路に電力を供給する第１電源回路（３０１）を備え、
前記第１電源回路は、前記第１期間内に前記第１電源回路の第１出力電圧が前記駆動可能状態を満足する電圧となる、
請求項１または請求項２に記載の電力供給装置（１）。
前記第１電源回路は、前記第１期間内に前記第１電源回路の第１出力電圧が前記駆動可能状態を満足する電圧となる、
請求項１または請求項２に記載の電力供給装置（１）。
【請求項5】
前記所定期間後の第２期間に前記駆動回路に電力を供給する第２電源回路（３０２）を備え、
前記第２電源回路は、前記第１期間以降かつ所定期間終了までに前記第２電源回路の第２出力電圧が前記駆動可能状態を満足する電圧となる、
請求項４に記載の電力供給装置（１）。
前記第２電源回路は、前記第１期間以降かつ所定期間終了までに前記第２電源回路の第２出力電圧が前記駆動可能状態を満足する電圧となる、
請求項４に記載の電力供給装置（１）。
【請求項6】
前記第１電源回路は、前記第２電源回路の前記第２出力電圧が前記駆動可能状態を満足する電圧となった後に停止する、
請求項５に記載の電力供給装置（１）。
請求項５に記載の電力供給装置（１）。
【請求項7】
前記第１電源回路は、前記第２電源回路よりも電力容量が小さい、
請求項５に記載の電力供給装置（１）。
請求項５に記載の電力供給装置（１）。
【請求項8】
前記第２電源回路の前記第２出力電圧が印加されるアノードと、前記第１電源回路の前記第１出力電圧が印加されるカソードとを有するダイオード（Ｄ４）を備え、
前記駆動回路は、前記ダイオードの前記カソードから電力の供給を受けるように構成されている、
請求項５に記載の電力供給装置（１）。
前記駆動回路は、前記ダイオードの前記カソードから電力の供給を受けるように構成されている、
請求項５に記載の電力供給装置（１）。
【請求項9】
前記第１電源回路は、ツェナーダイオード（Ｚ２）と電流制限素子（Ｒ１４）または電流制限回路（３０７）とを含み、
前記電流制限素子または前記電流制限回路は、前記ツェナーダイオードに流れる電流を制限する、
請求項４に記載の電力供給装置（１）。
前記電流制限素子または前記電流制限回路は、前記ツェナーダイオードに流れる電流を制限する、
請求項４に記載の電力供給装置（１）。
【請求項10】
前記電流制限回路は、定電流回路（３０７）である、
請求項９に記載の電力供給装置（１）。
請求項９に記載の電力供給装置（１）。
【請求項11】
前記電源は交流電源であり、前記電源端子から前記第１直流母線及び前記第２直流母線までの配線経路に該交流電源の交流電圧を前記直流電圧に整流する整流器（２）が挿入されている、
請求項１または請求項２に記載の電力供給装置（１）。
請求項１または請求項２に記載の電力供給装置（１）。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
負荷に電力を供給する電力供給装置に関する。
【背景技術】
【0002】
特許文献１（特開２０２０－１２４１０４号公報）には、負荷に電力を供給する電力供給装置の一種である電力供給装置が開示されている。特許文献１の電力供給装置においては、平滑コンデンサとしての電解コンデンサを用いずに、電解コンデンサに比べて容量の小さいフィルムコンデンサが用いられる場合がある。電力供給装置に設けられる過電圧保護回路では、電源投入時から過電圧保護回路を駆動する駆動回路が過電圧保護回路の半導体スイッチをオンオフできる状態になるまでの期間が、コンデンサの両端に発生するＬＣ共振電圧の１/２周期に比べて長くなる場合がある。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0003】
電源投入時から駆動回路が過電圧保護回路をオンオフすることができる状態になるまでの期間が、ＬＣ共振周期の１/２に比べて長くなると、電力供給装置の電源が立ち上がって過電圧になる時点で過電圧保護回路が動作できない場合がある。特に、駆動回路の駆動電力を供給する電源が電力供給装置に電力を供給する電源と共通である構成において、過電圧状態に対して過電圧保護回路の動作が間に合わない場合がある。
【0004】
電力供給装置には、電源が立ち上がるときに生じる共振電圧によって発生する過電圧に対して十分な保護を行うという課題がある。
【課題を解決するための手段】
【0005】
第１観点の電力供給装置は、直流電圧が印加される第１直流母線及び第１直流母線よりも低電位の第２直流母線と、第１直流母線と第２直流母線の間に接続されているコンデンサとを備え、第１直流母線と第２直流母線に供給される直流電力を変換して負荷に電力を供給する電力供給装置である。電力供給装置は、電源端子と、インダクタと、回路装置と、過電圧保護回路と、駆動回路とを備えている。インダクタは、電源から電力が供給される電源端子と、電源端子から第１直流母線及び第２直流母線までの配線経路に挿入されている。回路装置は、第１直流母線と第２直流母線の間に接続されている。過電圧保護回路は、第１直流母線と第２直流母線の間に接続され、半導体スイッチを含み、半導体スイッチがオンしたときに回路装置を過電圧から保護する動作をする。駆動回路は、半導体スイッチを駆動する回路である。駆動回路は、電源端子への電力供給により駆動電力が供給され、電源端子への電力供給開始にともなう直流電圧の上昇開始から電源及びコンデンサ及びインダクタを含む閉回路に発生する共振の２分の１周期までの第１期間に、半導体スイッチをオンすることができる駆動可能状態となる。
【0006】
第１観点の電力供給装置では、直流電圧の上昇開始から閉回路に発生する共振の２分の１周期までの第１期間に、半導体スイッチをオンすることができる駆動可能状態となる駆動回路によって過電圧保護回路が駆動される。その結果、直流電圧が立ち上がるときの共振によって回路装置が過電圧となる前に、過電圧保護回路の半導体スイッチをオンして回路装置に過電圧が掛かるのを抑制し、電力供給装置に対する過電圧保護の信頼性を向上させることができる。
【0007】
第２観点の電力供給装置は、第１観点の電力供給装置であって、駆動回路は、第１直流母線と第２直流母線の間の線間電圧を、安定時における線間電圧よりも高い閾値電圧と比較して、線間電圧が閾値電圧を超えたときに、半導体スイッチをオンする。
【0008】
第３観点の電力供給装置は、第１観点または第２観点の電力供給装置であって、回路装置は、第１直流母線と第２直流母線の間に接続され、半導体素子を含むインバータ回路である。
【0009】
第４観点の電力供給装置は、第１観点から第３観点のいずれかの電力供給装置であって、電源端子への電力供給にともない、第１期間を含む所定期間に駆動回路に電力を供給する第１電源回路を備え、第１電源回路は、第１期間内に第１電源回路の第１出力電圧が駆動可能状態を満足する電圧となる。
【0010】
第５観点の電力供給装置は、第４観点の電力供給装置であって、所定期間後の第２期間に駆動回路に電力を供給する第２電源回路を備え、第２電源回路は、第１期間以降かつ所定期間終了までに第２電源回路の第２出力電圧が駆動可能状態を満足する電圧となる。
【0011】
第５観点の電力供給装置では、第１電源回路よりも高効率な電源回路を第２電源回路に用いることで、電源回路の損失を削減することができる。
【0012】
第６観点の電力供給装置は、第５観点の電力供給装置であって、第１電源回路は、第２電源回路の第２出力電圧が駆動可能状態を満足する電圧となった後に停止する。
【0013】
第６観点の電力供給装置では、第２電源回路の第２出力電圧が駆動可能状態を満足する電圧となった後に第１電源回路を停止することで、第１電源回路での消費電力を削減することができる。
【0014】
第７観点の電力供給装置は、第５観点または第６観点の電力供給装置であって、第１電源回路は、第２電源回路よりも電力容量が小さい。
【0015】
第７観点の電力供給装置では、第１電源回路の電力容量を小さくすることで、第１電源回路のコストおよびサイズを小さくできる。その結果、第１電源回路と第２電源回路を組み合わせた電源システムのコストおよびサイズの増加を低く抑えることができる。
【0016】
第８観点の電力供給装置は、第５観点から第７観点のいずれかの電力供給装置であって、第２電源回路の第２出力電圧が印加されるアノードと、第１電源回路の第１出力電圧が印加されるカソードとを有するダイオードを備え、駆動回路は、ダイオードのカソードから電力の供給を受けるように構成されている。
【0017】
第９観点の電力供給装置は、第５観点から第８観点のいずれかの電力供給装置であって、第１電源回路は、ツェナーダイオードと電流制限素子または電流制限回路とを含み、電流制限素子または電流制限回路は、ツェナーダイオードに流れる電流を制限する。
【0018】
第１０観点の電力供給装置は、第９観点の電力供給装置であって、電流制限回路は、定電流回路である。
【0019】
第１１観点の電力供給装置は、第１観点から第１０観点のいずれかの電力供給装置であって、電源は交流電源であり、電源端子から第１直流母線及び第２直流母線までの配線経路に該交流電源の交流電圧を直流電圧に整流する整流器が挿入されている。
【図面の簡単な説明】
【0020】
【図1】第１実施形態に係る電力供給装置の構成の一例を示す模式図である。
【図2】第１実施形態に係る電力供給装置の構成の他の例を示す模式図である。
【図3】第１実施形態に係る電力供給装置の構成の他の例を示す模式図である。
【図4】第１実施形態に係る電力供給装置の構成の他の例を示す模式図である。
【図5】第１実施形態に係る電力供給装置の構成の他の例を示す模式図である。
【図6】第２実施形態に係る電力供給装置の構成の一例を示すブロック図である。
【図7】第３実施形態に係る電力供給装置の構成の一例を示す回路図である。
【図10】第１電源回路の他の例を示す回路図である。
【図11】第１電源回路の他の例を示す回路図である。
【図12】第１電源回路の他の例を示す回路図である。
【図13】第１電源回路の他の例を示す回路図である。
【図14】第１電源回路の他の例を示す回路図である。
【図15】スイッチング電源の一例を示す回路図である。
【図16】第１電源回路と第２電源回路の選択のための他の構成例を示すブロック図である。
【図18】第１電源回路の第１出力電圧、第２電源回路の第２出力電圧及び停止信号の一例を示すタイミングチャートである。
【図19】第４実施形態に係る電力供給装置の過電圧保護回路と駆動回路の一例を説明するための回路図である。
【図20】第４実施形態に係る電力供給装置の過電圧保護回路と駆動回路の他の例を説明するための回路図である。
【図21】第４実施形態に係る電力供給装置の過電圧保護回路と駆動回路の他の例を説明するための回路図である。
【発明を実施するための形態】
【0021】
＜第１実施形態＞
（１）全体構成
図１には、第１実施形態に係る電力供給装置１の構成の一例が示されている。図１の電力供給装置１は、電源２００から電力が供給される電源端子ＰＴ、並びに直流電圧が印加される第１直流母線１１及び第２直流母線１２を備える。第２直流母線１２は、第１直流母線よりも低電位である。また、電力供給装置１は、第１直流母線１１と第２直流母線１２の間に接続されているコンデンサ４とを備えている。電力供給装置１は、第１直流母線１１と第２直流母線１２に供給される電力を変換して負荷１００に電力を供給する。
（１）全体構成
図１には、第１実施形態に係る電力供給装置１の構成の一例が示されている。図１の電力供給装置１は、電源２００から電力が供給される電源端子ＰＴ、並びに直流電圧が印加される第１直流母線１１及び第２直流母線１２を備える。第２直流母線１２は、第１直流母線よりも低電位である。また、電力供給装置１は、第１直流母線１１と第２直流母線１２の間に接続されているコンデンサ４とを備えている。電力供給装置１は、第１直流母線１１と第２直流母線１２に供給される電力を変換して負荷１００に電力を供給する。
【0022】
第１直流母線１１及び第２直流母線１２に直流電圧を印加するため、例えば、図１の電力供給装置１のように、電源２００に交流電源を用い、電源端子ＰＴから第１直流母線１１と第２直流母線１２までの配線経路に電源２００の交流電圧を直流電圧に整流する整流器２が挿入される。ただし、電源２００は交流電源には限られない。例えば、電源２００は直流電源であってもよい。電源２００が直流電源である場合には、例えば、整流器２は省かれる。
【0023】
電力供給装置１は、電源端子ＰＴから第１直流母線１１及び第２直流母線１２までの配線経路に挿入されているインダクタ３を備えている。電力供給装置１が備えるインダクタ３は、単数であっても複数であってもよい。図１に示されている電力供給装置１では、インダクタ３が第１直流母線１１に直列に挿入されている。インダクタ３が電源端子ＰＴから第１直流母線１１及び第２直流母線１２までの配線経路に挿入されている例が図２から図５に示されている。例えば、整流器２が単相交流を整流するブリッジ整流回路であり、インダクタ３が第１直流母線１１に直列に挿入されている例が図２に示されている。図２に示されているインダクタ３の挿入位置は、単相交流を整流するブリッジ整流回路の直流電圧の出力側である。例えば、整流器２が三相交流を整流するブリッジ整流回路であり、インダクタ３が第１直流母線１１に直列に挿入されている例が図３に示されている。図３に示されているインダクタ３の挿入位置は、三相交流を整流するブリッジ整流回路の直流電圧の出力側である。図２及び図３に示されているのは、インダクタ３が、電源端子ＰＴよりも第１直流母線１１に近い位置にある整流器２から第１直流母線１１までの配線経路に挿入されている例である。なお、図２及び図３には、インダクタ３が、第１直流母線１１に挿入されている例を示したが、インダクタ３は、ブリッジ整流回路の直流電圧の出力側であって且つ第２直流母線１２に挿入されてもよい。さらに、インダクタ３は、ブリッジ整流回路の交流電圧の入力側と直流電圧の出力側の両方に挿入されてもよい。
【0024】
例えば、整流器２が単相交流を整流するブリッジ整流回路であり、インダクタ３が電源端子ＰＴと単相交流を整流するブリッジ整流回路の間に配置されている例が図４に示されている。図４に示されているインダクタ３の挿入位置は、単相交流を整流するブリッジ整流回路の交流電圧の入力側である。例えば、整流器２が三相交流を整流するブリッジ整流回路であり、インダクタ３が電源端子ＰＴと三相交流を整流するブリッジ整流回路の間に配置されている例が図４に示されている。図４に示されているインダクタ３の挿入位置は、三相交流を整流するブリッジ整流回路の交流電圧の入力側である。図４及び図５に示されているのは、インダクタ３が、第１直流母線１１よりも電源端子ＰＴに近い位置にある整流器２と電源端子ＰＴとの間の配線経路に挿入されている例である。なお、図４には、一方の電源端子ＰＴと整流器２との間にインダクタ３が挿入されている例を示したが、２つのインダクタ３が、各電源端子ＰＴと整流器２の間にそれぞれ挿入されてもよい。さらに、インダクタ３は、ブリッジ整流回路の交流電圧の入力側と直流電圧の出力側の両方に挿入されてもよい。
【0025】
図１に示されている電力供給装置１は、回路装置であるインバータ回路６、過電圧保護回路５，及び駆動回路９をさらに備えている。回路装置であるインバータ回路６は、第１直流母線１１と第２直流母線１２の間に接続されている。ここでは、回路装置として、インバータ回路６が例として挙げられているが、回路装置はインバータ回路６には限られず、第１直流母線１１と第２直流母線１２の間に印加される線間電圧が与えられる回路装置であれば、インバータ回路６以外のものであってもよい。
【0026】
過電圧保護回路５は、第１直流母線１１と第２直流母線１２の間に接続されている。過電圧保護回路５は、半導体スイッチ５２を含んでいる。過電圧保護回路５は、半導体スイッチ５２がオンしたときに、回路装置（図１においてはインバータ回路６）を過電圧から保護する動作をする。駆動回路９は、半導体スイッチ５２を駆動する。過電圧保護回路５は、過電圧保護を行わない所定電圧以下では半導体スイッチ５２をオフして、電流を流さない。ここで、過電圧とは、回路装置が正常に動作することができない、または回路装置が壊れる電圧である。そのため、上記所定電圧は、過電圧よりも小さく、かつ安定時における第１直流母線１１と第２直流母線１２の間の線間電圧よりも大きい電圧となる。なお、過電圧から保護する対象は、コンデンサ４あるいは整流器２であってもよい。
【0027】
駆動回路９は、電源端子ＰＴへの電力供給により駆動電力が供給される。駆動回路９は、電源端子ＰＴへの電力供給開始にともなう直流電圧の上昇開始から閉回路ＣＬに発生する共振の２分の１周期までの第１期間に、半導体スイッチ５２をオンすることができる駆動可能状態となる構成である。閉回路ＣＬは、電源２００及びコンデンサ４及びインダクタ３を含む閉回路である。図１に二点鎖線で閉回路ＣＬが示されている。
【0028】
電源端子ＰＴへの電力の供給が開始されると、図１の電力供給装置１では、整流器２が直流電圧を、第１直流母線１１と第２直流母線１２に印加し始める。しばらく電源端子ＰＴへの電力の供給を停止していたためにコンデンサ４に蓄えられている電荷量が少なくなっていた場合、電源端子ＰＴへの電力の供給が開始されると、第１直流母線１１と第２直流母線１２の間の線間電圧Ｖｂは、零または非常に小さな電圧から上昇を開始する。このように第１直流母線１１と第２直流母線１２に印加されている直流電圧が変化すると、閉回路ＣＬにおいて直列に接続されているコンデンサ４の容量成分とインダクタ３のインダクタンス成分に起因する直列共振が発生する。コンデンサ４とインダクタ３以外にも、閉回路ＣＬには容量成分、インダクタンス成分及び抵抗成分が存在するが、閉回路ＣＬにコンデンサ４とインダクタ３が直列に配置されていることで直列共振は発生する。
【0029】
駆動回路９は、第１直流母線１１と第２直流母線１２から電力の供給を受けている。そのため、第１直流母線１１と第２直流母線１２の間の直流電圧が零または非常に小さくて零に近い場合には、駆動回路９は、半導体スイッチ５２をオンすることができない。このような状態は、駆動可能状態ではないといえる。
【0030】
電源端子ＰＴへの電力供給開始にともなって閉回路ＣＬで発生する直列共振は、直流電圧の上昇開始から共振周期の２分の１周期でピークに達する。そのため、直流電圧の上昇開始から閉回路ＣＬに発生する共振の２分の１周期までの第１期間に、駆動回路９が駆動可能状態となれば、直列共振によって重畳される電圧がピークに達する前に半導体スイッチ５２をオンにすることができる。その結果、直流電圧が立ち上がるときの共振によって回路装置であるインバータ回路６が過電圧となる前に、過電圧保護回路５の半導体スイッチ５２をオンしてインバータ回路６に過電圧が掛かるのを抑制することができる。このように構成された電力供給装置１は、過電圧保護回路５による過電圧保護の信頼性を向上させることができる。
【0031】
なお、電源２００が交流電源である場合、電源が立ち上がるタイミングの線間電圧位相及び電源周波数により、過電圧となりやすい条件がある。位相の条件については、交流電源電圧を整流した電圧が最大となる位相付近であり、単相交流電源では９０°または２７０°付近となる。さらに、電源周波数が共振周波数と比較してより低い程、これらの位相付近において過電圧になりやすくなる。なお、三相交流電源では相電圧位相が３０°，９０°，１５０°，２１０°，２７０°，３３０°付近において過電圧になりやすくなる。
【0032】
（２）駆動回路９の動作
駆動回路９は、第１直流母線１１と第２直流母線の間の線間電圧Ｖｂを、安定時における線間電圧Ｖｂよりも高い第１閾値電圧Ｖｔ１と比較して、線間電圧Ｖｂが第１閾値電圧Ｖｔ１を超えたときに、半導体スイッチ５２をオンする。ここで、安定時とは、閉回路ＣＬで発生した共振による直流電圧の振動が収束している時である。
駆動回路９は、第１直流母線１１と第２直流母線の間の線間電圧Ｖｂを、安定時における線間電圧Ｖｂよりも高い第１閾値電圧Ｖｔ１と比較して、線間電圧Ｖｂが第１閾値電圧Ｖｔ１を超えたときに、半導体スイッチ５２をオンする。ここで、安定時とは、閉回路ＣＬで発生した共振による直流電圧の振動が収束している時である。
【0033】
（３）回路装置の例
回路装置は、第１直流母線１１と第２直流母線１２の間に接続され、半導体素子Ｑを含むインバータ回路６である。
回路装置は、第１直流母線１１と第２直流母線１２の間に接続され、半導体素子Ｑを含むインバータ回路６である。
【0034】
（４）コンデンサ４
コンデンサ４は、整流器２に起因して第１直流母線１１と第２直流母線１２生じる電圧変動を平滑化するような容量ではなく、インバータ回路６のスイッチングによって生じる電圧変動を抑制するような容量を有する。換言すると、コンデンサ４は、通常の電解コンデンサのような平滑コンデンサとしてではなく、インバータ回路６で生じる高周波成分を除去するために設けられる。そのため、コンデンサ４が持っている容量は小さい。コンデンサ４の容量の上限は、例えば、整流器２が整流する交流が単相である場合、コンデンサ４の両端電圧の最大値が最小値の２倍以上となるような容量である。また、整流器２が整流する交流が三相である場合、整流器２が整流する電源２００の電源電圧をＶａｃ、インバータ回路６が出力する交流電力の最大電力をＰｍａｘとすると、コンデンサ４の容量Ｃの上限は、Ｃ≦３５０×１０－６×（Ｐｍａｘ／Ｖａｃ２）で与えられる。
コンデンサ４は、整流器２に起因して第１直流母線１１と第２直流母線１２生じる電圧変動を平滑化するような容量ではなく、インバータ回路６のスイッチングによって生じる電圧変動を抑制するような容量を有する。換言すると、コンデンサ４は、通常の電解コンデンサのような平滑コンデンサとしてではなく、インバータ回路６で生じる高周波成分を除去するために設けられる。そのため、コンデンサ４が持っている容量は小さい。コンデンサ４の容量の上限は、例えば、整流器２が整流する交流が単相である場合、コンデンサ４の両端電圧の最大値が最小値の２倍以上となるような容量である。また、整流器２が整流する交流が三相である場合、整流器２が整流する電源２００の電源電圧をＶａｃ、インバータ回路６が出力する交流電力の最大電力をＰｍａｘとすると、コンデンサ４の容量Ｃの上限は、Ｃ≦３５０×１０－６×（Ｐｍａｘ／Ｖａｃ２）で与えられる。
【0035】
但し、コンデンサ４の容量が非常に小さいと、インバータ回路６のスイッチングにより非常に大きな電圧リプルがコンデンサ４に発生する。そのため、電圧リプルをある程度の範囲に抑えるための容量は必要となる。目安としては、インバータ回路６のスイッチング動作により生じるコンデンサ電圧のリプルが、コンデンサ平均電圧の１／１０以下となる程度の容量以上とする。
【0036】
（５）駆動回路９を駆動可能状態とするまでの時間の決め方
電源投入時に第１直流母線１１と第２直流母線１２の間の線間電圧を実測し、発生する共振現象の共振周期の２分の１を測定して、その測定された共振周期の２分の１よりも短い時間を、駆動回路９を駆動可能状態とするまでの時間と決定することができる。
電源投入時に第１直流母線１１と第２直流母線１２の間の線間電圧を実測し、発生する共振現象の共振周期の２分の１を測定して、その測定された共振周期の２分の１よりも短い時間を、駆動回路９を駆動可能状態とするまでの時間と決定することができる。
【0037】
また、通常は、電源端子ＰＴと電源２００の間に寄生インダクタンス成分が存在する。このような寄生インダクタンス成分が存在する場合の共振周期は、インダクタ３とコンデンサ４のみを有する閉回路の共振周期よりも長くなる。そこで、インダクタ３が有するインダクタンスの値とコンデンサ４が有する容量の値から共振周期を計算して、計算された共振周期の２分の１以下となるように駆動回路９を駆動可能状態とするまでの時間を決定してもよい。このように決定すれば、上述のように実測により決定した時間よりも短い時間で駆動回路９を駆動可能状態とすることになるが、それは安全性を高める方向であるので問題はない。
【0038】
例えば、電源２００が単相交流を電源端子ＰＴに供給する場合の共振周期Ｔは、Ｔ＝２π（ＬＣ）1/2の式で与えられる。
【0039】
例えば、電源２００が三相交流を電源端子ＰＴに供給する場合は、図５のように整流器２の交流側に配置した各相のインダクタ３のインダクタンスをＬ１、Ｌ２、Ｌ３とする。電源投入時にコンデンサ４を充電する回路は、第１直流母線１１と第２直流母線１２の間の線間電圧が最大となる２相を電流経路とする閉回路になる。この２相のインダクタ３のインダクタンスがＬ１、Ｌ２であり、コンデンサ４の容量がＣである場合、インダクタ３とコンデンサ４により発生する共振の周期Ｔは、Ｔ＝２π（（Ｌ１＋Ｌ２）・Ｃ）1/2で与えられる。
【0040】
＜第２実施形態＞
（６）全体構成
図６には、第２実施形態に係る電力供給装置１の構成の一例が示されている。図６の電力供給装置１は、電源２００から電力が供給される電源端子ＰＴ、直流電圧が印加される第１直流母線１１及び第２直流母線１２、インダクタ３、コンデンサ４、回路装置であるインバータ回路６、過電圧保護回路５、並びに駆動回路９を備える。図６に示されている第２実施形態のこれらの構成は、図１に示されている第１実施形態の構成と同様であるので、ここでは説明を省略する。
（６）全体構成
図６には、第２実施形態に係る電力供給装置１の構成の一例が示されている。図６の電力供給装置１は、電源２００から電力が供給される電源端子ＰＴ、直流電圧が印加される第１直流母線１１及び第２直流母線１２、インダクタ３、コンデンサ４、回路装置であるインバータ回路６、過電圧保護回路５、並びに駆動回路９を備える。図６に示されている第２実施形態のこれらの構成は、図１に示されている第１実施形態の構成と同様であるので、ここでは説明を省略する。
【0041】
第２実施形態の電力供給装置１は、第１電源回路３０１と第２電源回路３０２を備えている。第１電源回路３０１及び第２電源回路３０２は、第１直流母線１１と第２直流母線１２から直流電力の供給を受けて動作する回路である。第１電源回路３０１は、電源端子ＰＴへの電力供給にともない、第１期間を含む所定期間に駆動回路９に電力を供給する。第２電源回路３０２は、所定期間後の第２期間に駆動回路９に電力を供給する。言い換えると、電力供給装置１は、所定期間までは第１電源回路３０１から駆動回路９に電力を供給し、所定期間後は第２電源回路３０２から駆動回路９に電力を供給するように切り替える。
【0042】
第１電源回路３０１は、駆動回路９に出力する第１出力電圧が、第１期間内に駆動可能状態を満足する電圧となるように構成されている。第２電源回路３０２は、駆動回路９に第２出力電圧を出力する。第１電源回路３０１は、第２電源回路３０２の第２出力電圧が駆動可能状態を満足する電圧となった後に停止する。第１電源回路３０１は、第２電源回路３０２よりも電力容量が小さい。第１電源回路３０１は、少なくとも駆動回路９を含む、半導体スイッチ５２のオンオフを行うために必要な最小限の回路に電力を供給する専用電源回路である。それに対し、第２電源回路３０２は、駆動回路９に電力を供給するが、半導体スイッチ５２のオンオフを行うために必要な回路以外にも電力を供給する多用途の電源回路である。第１電源回路３０１は、上述の必要最小限の回路に電力を供給する専用電源回路であるため、第１出力電圧を高速で立ち上げ易くなる。
【0043】
第２実施形態のように第１電源回路３０１を設けずに、第１電源回路３０１と第２電源回路３０２の機能を兼ねる１つの電源回路だけで構成することも可能である。しかし、その場合には、その一つの電源回路は、駆動回路９に出力する第１出力電圧が第１期間内に駆動可能状態を満足する電圧となるように構成され、且つ所定期間の後に駆動回路９以外の回路にも電力を供給するように構成される。そのため、その一つの電源回路は、大規模で高性能な消費電力の大きな回路にならざるを得なくなる。
【0044】
（７）詳細構成
（７－１）第１電源回路３０１と第２電源回路３０２の切り換え
図６の電力供給装置１は、第１電源回路３０１と第２電源回路３０２の切り換えを行うための電源切換部３０３を備えている。電源切換部３０３は、第２電源回路３０２の第２出力電圧が駆動可能状態を満足する電圧となった後に、第１電源回路３０１を停止させる停止信号を出力する。第１電源回路３０１は、電源切換部３０３から停止信号を受けると、第１出力電圧の出力を停止する。
（７－１）第１電源回路３０１と第２電源回路３０２の切り換え
図６の電力供給装置１は、第１電源回路３０１と第２電源回路３０２の切り換えを行うための電源切換部３０３を備えている。電源切換部３０３は、第２電源回路３０２の第２出力電圧が駆動可能状態を満足する電圧となった後に、第１電源回路３０１を停止させる停止信号を出力する。第１電源回路３０１は、電源切換部３０３から停止信号を受けると、第１出力電圧の出力を停止する。
【0045】
電源切換部３０３が第１電源回路３０１の停止のタイミングを決定するために、図６の電力供給装置１は、電源回路電圧比較器３０４を備えている。第２電源回路３０２の第２出力電圧が電源切換部３０３及び電源回路電圧比較器３０４に与えられている。第２出力電圧が駆動可能状態を満足する電圧となるので、電源切換部３０３は第２電源回路３０２の第２出力電圧で動作することが可能である。電源回路電圧比較器３０４は、切換用閾値と第２出力電圧を比較する。第２出力電圧が切換用閾値以上になれば、第２出力電圧が駆動可能状態を満足する電圧になっている。電源回路電圧比較器３０４は、第２出力電圧が切換用閾値以上になると、第１電源回路３０１の第１出力電圧の出力を停止させるための信号を出力する。
【0046】
電力供給装置１は、電源回路電圧比較器３０４及び直流部電圧比較器３０６に電力を供給する比較器用電源回路３０５を備えている。比較器用電源回路３０５は、第１電源回路３０１と第２電源回路３０２から電力の供給を受ける。比較器用電源回路３０５は、初めに第１電源回路３０１の第１出力電圧で動作し、次に第２電源回路３０２の第２出力電圧で動作して、電源回路電圧比較器３０４に電力を供給する。そのため、電源回路電圧比較器３０４は、第１電源回路３０１の第１出力電圧を用いずに、第２電源回路３０２の第２出力電圧でのみで動作する場合に比べて、比較的速く動作可能になる。
【0047】
（７－２）駆動回路９のオンとオフの切り換え
図６に示されている電力供給装置１は、電圧検出回路８を備えている。電圧検出回路８は、第１直流母線１１と第２直流母線１２の間に接続されている。電圧検出回路８は、第１直流母線１１と第２直流母線１２の間に直列に接続されている抵抗８１，８２を有している。抵抗８１，８２は、第１直流母線１１と第２直流母線１２の間の線間電圧を分割する。線間電圧を分割した抵抗８１の両端電圧が直流部電圧比較器３０６に出力される。直流部電圧比較器３０６は、安定時における線間電圧よりも高い第１閾値電圧Ｖｔ１と比較する。第１閾値電圧Ｖｔ１よりも線間電圧が高くなると、直流部電圧比較器３０６は、半導体スイッチ５２をオンにするための信号を駆動回路９に出力する。線間電圧が第１閾値電圧Ｖｔ１以下のときには、直流部電圧比較器３０６は、半導体スイッチ５２をオフにするための信号を駆動回路９に出力する。
図６に示されている電力供給装置１は、電圧検出回路８を備えている。電圧検出回路８は、第１直流母線１１と第２直流母線１２の間に接続されている。電圧検出回路８は、第１直流母線１１と第２直流母線１２の間に直列に接続されている抵抗８１，８２を有している。抵抗８１，８２は、第１直流母線１１と第２直流母線１２の間の線間電圧を分割する。線間電圧を分割した抵抗８１の両端電圧が直流部電圧比較器３０６に出力される。直流部電圧比較器３０６は、安定時における線間電圧よりも高い第１閾値電圧Ｖｔ１と比較する。第１閾値電圧Ｖｔ１よりも線間電圧が高くなると、直流部電圧比較器３０６は、半導体スイッチ５２をオンにするための信号を駆動回路９に出力する。線間電圧が第１閾値電圧Ｖｔ１以下のときには、直流部電圧比較器３０６は、半導体スイッチ５２をオフにするための信号を駆動回路９に出力する。
【0048】
（７－３）過電圧保護回路５
過電圧保護回路５は、互いに直列に接続されている抵抗５１と半導体スイッチ５２とを備えている。抵抗５１の一端が第１直流母線１１に接続され、抵抗５１の他端が半導体スイッチ５２の一端に接続されている。半導体スイッチ５２の他端は第２直流母線１２に接続されている。半導体スイッチ５２は、自在にオンオフをすることができる半導体スイッチであり、例えばトランジスタである。半導体スイッチ５２に適用できるトランジスタとして、例えば、バイポーラトランジスタ（ＢＪＴ）、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）、電界効果型トランジスタ(ＦＥＴ)がある。半導体スイッチ５２がＮチャネル型のＩＧＢＴである場合、エミッタが第２直流母線１２に接続され、コレクタが抵抗５１の他端に接続される。絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのゲートには、駆動回路９から、過電圧保護回路５のオンとオフを切り替える電圧信号が出力される。過電圧保護回路５においては、主に電力を消費するのは抵抗５１であるため、ツェナーダイオードを用いるような過電圧保護回路と比較すると、電力容量の小さい半導体素子を用いることができる。
過電圧保護回路５は、互いに直列に接続されている抵抗５１と半導体スイッチ５２とを備えている。抵抗５１の一端が第１直流母線１１に接続され、抵抗５１の他端が半導体スイッチ５２の一端に接続されている。半導体スイッチ５２の他端は第２直流母線１２に接続されている。半導体スイッチ５２は、自在にオンオフをすることができる半導体スイッチであり、例えばトランジスタである。半導体スイッチ５２に適用できるトランジスタとして、例えば、バイポーラトランジスタ（ＢＪＴ）、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）、電界効果型トランジスタ(ＦＥＴ)がある。半導体スイッチ５２がＮチャネル型のＩＧＢＴである場合、エミッタが第２直流母線１２に接続され、コレクタが抵抗５１の他端に接続される。絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのゲートには、駆動回路９から、過電圧保護回路５のオンとオフを切り替える電圧信号が出力される。過電圧保護回路５においては、主に電力を消費するのは抵抗５１であるため、ツェナーダイオードを用いるような過電圧保護回路と比較すると、電力容量の小さい半導体素子を用いることができる。
【0049】
＜第３実施形態＞
（８）全体構成
図７には、第３実施形態に係る電力供給装置１の構成の一例が示されている。図７の電力供給装置１は、電源２００から電力が供給される電源端子ＰＴ、直流電圧が印加される第１直流母線１１及び第２直流母線１２、インダクタ３、コンデンサ４、回路装置であるインバータ回路６、過電圧保護回路５，並びに駆動回路９を備える。図６に示されている第３実施形態のこれらの構成は、図１に示されている第１実施形態の構成と同様である。
（８）全体構成
図７には、第３実施形態に係る電力供給装置１の構成の一例が示されている。図７の電力供給装置１は、電源２００から電力が供給される電源端子ＰＴ、直流電圧が印加される第１直流母線１１及び第２直流母線１２、インダクタ３、コンデンサ４、回路装置であるインバータ回路６、過電圧保護回路５，並びに駆動回路９を備える。図６に示されている第３実施形態のこれらの構成は、図１に示されている第１実施形態の構成と同様である。
【0050】
図７に示されている第３実施形態の電力供給装置１は、電圧検出回路８、第１電源回路３０１、第２電源回路３０２、電源切換部３０３、電源回路電圧比較器３０４、比較器用電源回路３０５、直流部電圧比較器３０６を備えている。図７に示されている第３実施形態のこれらの構成は、図６に示されている第２実施委形態の構成と同様である。
【0051】
（８－１）第１直流母線１１及び第２直流母線１２への直流電力の供給
図７に示されている第１直流母線１１及び第２直流母線１２には、整流器２から直流電圧が印加されている。図７に示されている整流器２は、電源２００から三相交流で電力が供給されている。図７の整流器２は、三相交流を整流する整流回路である。整流器２を構成している整流回路は、６つのダイオードＤ１からなる三相ブリッジ整流回路である。ここでは、整流器２として、三相ブリッジ整流回路を例に挙げているが、整流器２は、三相ブリッジ整流回路に限られるものではない。整流器２には、例えば、単相ブリッジ整流回路を用いることもできる。
図７に示されている第１直流母線１１及び第２直流母線１２には、整流器２から直流電圧が印加されている。図７に示されている整流器２は、電源２００から三相交流で電力が供給されている。図７の整流器２は、三相交流を整流する整流回路である。整流器２を構成している整流回路は、６つのダイオードＤ１からなる三相ブリッジ整流回路である。ここでは、整流器２として、三相ブリッジ整流回路を例に挙げているが、整流器２は、三相ブリッジ整流回路に限られるものではない。整流器２には、例えば、単相ブリッジ整流回路を用いることもできる。
【0052】
図７に示されている第１直流母線１１には、インダクタ３が直列に挿入されている。インダクタ３は、第１直流母線１１と第２直流母線１２からなる直流リンクに生じる高調波を低減するために設けられている。なお、インダクタ３が挿入される位置については、第１実施形態で説明したものと同様に、他の箇所、例えば、インダクタ３が第２直流母線１２に設けられてもよく、電源２００と整流器２との間に設けられてもよい。
【0053】
図７の電力供給装置１の第１直流母線１１においては、整流器２、インダクタ３、コンデンサ４の一端、電圧検出回路８の一端、過電圧保護回路５の一端、インバータ回路６の上アームＵＡの順に並んでいる。図７の電力供給装置１の第２直流母線１２においては、整流器２、コンデンサ４の他端、電圧検出回路８の他端、過電圧保護回路５の他端、インバータ回路６の下アームＤＡの順に並んでいる。第１直流母線１１と第２直流母線１２によって、コンデンサ４の一端と他端の間に直流電圧が印加されている。また、第１直流母線１１と第２直流母線１２によって、電圧検出回路８の一端と他端の間に直流電圧が印加され、過電圧保護回路５の一端と他端の間に直流電圧が印加され、インバータ回路６の上アームＵＡと下アームＤＡの間に直流電圧が印加される。
【0054】
（８－２）インバータ回路６
図７に示されているインバータ回路６は、第１直流母線１１と第２直流母線１２に供給される直流電力を変換して負荷１００に三相交流電力を供給する。図７に示されている負荷１００は、誘導負荷である。図７では、誘導負荷の例として、三相交流モータが示されている。図７に示されているインバータ回路６は、第１直流母線１１と第２直流母線１２に供給される直流電力を三相交流電力に変換して三相交流電力を供給する回路である。
図７に示されているインバータ回路６は、第１直流母線１１と第２直流母線１２に供給される直流電力を変換して負荷１００に三相交流電力を供給する。図７に示されている負荷１００は、誘導負荷である。図７では、誘導負荷の例として、三相交流モータが示されている。図７に示されているインバータ回路６は、第１直流母線１１と第２直流母線１２に供給される直流電力を三相交流電力に変換して三相交流電力を供給する回路である。
【0055】
上アームＵＡは、３つの半導体スイッチを備えている。上アームＵＡは、半導体スイッチとして、例えば３つのトランジスタを備えている。トランジスタは、例えば、図７のようなＮチャネル型の絶縁ゲート型バイポーラトランジスタＱｕｐ，Ｑｖｐ，Ｑｗｐである。以下、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタをＩＧＢＴと略して記載する場合がある。ＩＧＢＴＱｕｐ，Ｑｖｐ，Ｑｗｐは、それぞれ、コレクタが第１直流母線１１に接続され、エミッタが負荷１００に接続され、ゲートがゲートドライバ２１に接続されている。ＩＧＢＴＱｕｐ，Ｑｖｐ，Ｑｗｐには、それぞれ、還流ダイオードＤｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐが逆並列に接続されている。換言すると、還流ダイオードＤｕｐ，Ｄｖｐ，ＤｗｐのそれぞれのカソードがＩＧＢＴＱｕｐ，Ｑｖｐ，Ｑｗｐのそれぞれのコレクタに接続され、還流ダイオードＤｕｐ，Ｄｖｐ，ＤｗｐのそれぞれのアノードがＩＧＢＴＱｕｐ，Ｑｖｐ，Ｑｗｐのそれぞれのエミッタに接続されている。
【0056】
下アームＤＡは、３つの半導体スイッチを備えている。下アームＤＡは、半導体スイッチとして、例えば３つのトランジスタを備えている。トランジスタは、例えば、図２のように、Ｎチャネル型の絶縁ゲート型バイポーラトランジスタＱｕｎ，Ｑｖｎ，Ｑｗｎである。ＩＧＢＴＱｕｎ，Ｑｖｎ，Ｑｗｎは、それぞれ、エミッタが第２直流母線１２に接続され、コレクタが負荷１００に接続され、ゲートがゲートドライバ２１に接続されている。ＩＧＢＴＱｕｎ，Ｑｖｎ，Ｑｗｎには、それぞれ、還流ダイオードＤｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎが逆並列に接続されている。換言すると、還流ダイオードＤｕｎ，Ｄｖｎ，ＤｗｎのそれぞれのカソードがＩＧＢＴＱｕｎ，Ｑｖｎ，Ｑｗｎのそれぞれのコレクタに接続され、還流ダイオードＤｕｎ，Ｄｖｎ，ＤｗｎのそれぞれのアノードがＩＧＢＴＱｕｎ，Ｑｖｎ，Ｑｗｎのそれぞれのエミッタに接続されている。負荷１００のＵ相に、ＩＧＢＴＱｕｐのエミッタとＩＧＢＴＱｕｎのコレクタからの出力が与えられる。負荷のＶ相に、ＩＧＢＴＱｖｐのエミッタとＩＧＢＴＱｖｎのコレクタからの出力が与えられる。負荷１００のＷ相に、ＩＧＢＴＱｗｐのエミッタとＩＧＢＴＱｗｎのコレクタからの出力が与えられる。
【0057】
（８－３）電圧検出回路８
電圧検出回路８は、第１直流母線１１と第２直流母線１２の間に生じる電圧を検出するための回路である。電圧検出回路８は、コンデンサ４とインバータ回路６との間において、第１直流母線１１と第２直流母線１２の間に生じる線間電圧を検出する。電圧検出回路８は、第１直流母線１１と第２直流母線１２の間に直列に接続されている抵抗８１，８２を含む回路である。電圧検出回路８は、抵抗８１の両端の電圧を直流部電圧比較器３０６に出力する。直流部電圧比較器３０６は、第１閾値電圧Ｖｔ１と比較する。
電圧検出回路８は、第１直流母線１１と第２直流母線１２の間に生じる電圧を検出するための回路である。電圧検出回路８は、コンデンサ４とインバータ回路６との間において、第１直流母線１１と第２直流母線１２の間に生じる線間電圧を検出する。電圧検出回路８は、第１直流母線１１と第２直流母線１２の間に直列に接続されている抵抗８１，８２を含む回路である。電圧検出回路８は、抵抗８１の両端の電圧を直流部電圧比較器３０６に出力する。直流部電圧比較器３０６は、第１閾値電圧Ｖｔ１と比較する。
【0058】
（８－４）過電圧保護回路５の基本構成
図７に示されている過電圧保護回路５は、基本的には、第１直流母線１１と第２直流母線１２の間に直列に接続されている半導体スイッチ５２と抵抗５１を含む回路である。図２では、抵抗５１の一端が第１直流母線１１に接続されている。抵抗５１の他端は半導体スイッチ５２の一端に接続されている。半導体スイッチ５２の他端は第２直流母線１２に接続されている。図７では、抵抗５１が第１直流母線１１に接続され、半導体スイッチ５２が第２直流母線１２に接続されているが、これら抵抗５１と半導体スイッチ５２の位置を入れ替えて過電圧保護回路５を構成することもできる。図７の電力供給装置１においては、半導体スイッチ５２は、Ｎチャネル型のＩＧＢＴである。コレクタが抵抗５１の他端に接続されており、エミッタが第２直流母線１２に接続され、ゲートが駆動回路９に接続されている。過電圧保護回路５では、半導体スイッチ５２がオンしているときに第１電流経路ＣＰ１に電流が流れる。第１電流経路ＣＰ１に電流を流すことで、抵抗５１によって電力を消費させ、過電圧からインバータ回路６を保護する。
図７に示されている過電圧保護回路５は、基本的には、第１直流母線１１と第２直流母線１２の間に直列に接続されている半導体スイッチ５２と抵抗５１を含む回路である。図２では、抵抗５１の一端が第１直流母線１１に接続されている。抵抗５１の他端は半導体スイッチ５２の一端に接続されている。半導体スイッチ５２の他端は第２直流母線１２に接続されている。図７では、抵抗５１が第１直流母線１１に接続され、半導体スイッチ５２が第２直流母線１２に接続されているが、これら抵抗５１と半導体スイッチ５２の位置を入れ替えて過電圧保護回路５を構成することもできる。図７の電力供給装置１においては、半導体スイッチ５２は、Ｎチャネル型のＩＧＢＴである。コレクタが抵抗５１の他端に接続されており、エミッタが第２直流母線１２に接続され、ゲートが駆動回路９に接続されている。過電圧保護回路５では、半導体スイッチ５２がオンしているときに第１電流経路ＣＰ１に電流が流れる。第１電流経路ＣＰ１に電流を流すことで、抵抗５１によって電力を消費させ、過電圧からインバータ回路６を保護する。
【0059】
（８－４－１）過電圧保護回路５の詳細構成
図７に示されている過電圧保護回路５は、抵抗５１に対して逆並列に接続されているダイオード５３をさらに含んでいる。第１直流母線１１にダイオード５３のカソードが接続され、アノードが半導体スイッチ５２の一端に接続されている。半導体スイッチ５２がオフしたときに、第１電流経路（抵抗５１と半導体スイッチ５２）に流れていた電流が遮断される。過電圧保護回路５を含む回路にインダクタンス成分が存在していると、抵抗５１の両端に電圧を発生させるような起電力が発生する。半導体スイッチ５２がオフすることによって抵抗５１の両端に大きな電圧が発生しないように、ダイオード５３が抵抗５１の両端に生じる電圧をクランプする。図７では、過電圧保護回路５にダイオード５３を設けているが、このようなダイオード５３を省いた過電圧保護回路５を、電力供給装置１に用いてもよい。
図７に示されている過電圧保護回路５は、抵抗５１に対して逆並列に接続されているダイオード５３をさらに含んでいる。第１直流母線１１にダイオード５３のカソードが接続され、アノードが半導体スイッチ５２の一端に接続されている。半導体スイッチ５２がオフしたときに、第１電流経路（抵抗５１と半導体スイッチ５２）に流れていた電流が遮断される。過電圧保護回路５を含む回路にインダクタンス成分が存在していると、抵抗５１の両端に電圧を発生させるような起電力が発生する。半導体スイッチ５２がオフすることによって抵抗５１の両端に大きな電圧が発生しないように、ダイオード５３が抵抗５１の両端に生じる電圧をクランプする。図７では、過電圧保護回路５にダイオード５３を設けているが、このようなダイオード５３を省いた過電圧保護回路５を、電力供給装置１に用いてもよい。
【0060】
（８－４－２）過電圧保護回路５による過電圧保護
第１直流母線１１と第２直流母線１２の間に生じている線間電圧は、直流部電圧比較器３０６で、第１閾値電圧Ｖｔ１と比較される。線間電圧が第１閾値電圧Ｖｔ１を超えると、直流部電圧比較器３０６から駆動回路９に半導体スイッチ５２をオンにする信号が送信される。過電圧保護回路５の半導体スイッチ５２がオンになると、第１電流経路ＣＰ１（抵抗５１と半導体スイッチ５２）に電流が流れて過電圧が抑制され、インバータ回路６が保護される。線間電圧が第１閾値電圧Ｖｔ１よりも低い第２閾値電圧Ｖｔ２以下になると、半導体スイッチ５２がオフになり、過電圧保護回路５は動作を停止する。
第１直流母線１１と第２直流母線１２の間に生じている線間電圧は、直流部電圧比較器３０６で、第１閾値電圧Ｖｔ１と比較される。線間電圧が第１閾値電圧Ｖｔ１を超えると、直流部電圧比較器３０６から駆動回路９に半導体スイッチ５２をオンにする信号が送信される。過電圧保護回路５の半導体スイッチ５２がオンになると、第１電流経路ＣＰ１（抵抗５１と半導体スイッチ５２）に電流が流れて過電圧が抑制され、インバータ回路６が保護される。線間電圧が第１閾値電圧Ｖｔ１よりも低い第２閾値電圧Ｖｔ２以下になると、半導体スイッチ５２がオフになり、過電圧保護回路５は動作を停止する。
【0061】
（８－４－３）比較器用電源回路３０５
図８には、比較器用電源回路３０５の回路構成の一例が示されている。比較器用電源回路３０５は、抵抗Ｒ１、Ｒ２，Ｒ３とシャントレギュレータＵ１とを有している。後ほど説明するが、第１電源回路３０１及び第２電源回路３０２の少なくとも一方が動作しているとき、第１電源回路３０１及び第２電源回路３０２の少なくとも一方から抵抗Ｒ１の一端に電圧が印加される。例えば、第１直流母線１１と第２直流母線１２に直流電圧の印加が開始されると、先に第１電源回路３０１から第１出力電圧が印加され、次に第２電源回路３０２から第２出力電圧が印加される。シャントレギュレータＵ１のカソードに抵抗Ｒ１の他端が接続され、アノードに共通線ＣＯＭに接続されている。共通線ＣＯＭの電位は、第２直流母線１２と同じ電位になっている。また、シャントレギュレータＵ１のリファレンスには、抵抗Ｒ１の他端と共通線ＣＯＭの間に互いに直列に接続されている抵抗Ｒ２，Ｒ３により分割された電圧が与えられる。シャントレギュレータＵ１の両端（カソードとアノードの間）には、一定の電圧が発生する。シャントレギュレータＵ１の両端に発生する定電圧の値は、抵抗Ｒ２，Ｒ３で決定される。抵抗Ｒ１の他端とシャントレギュレータＵ１のカソードの接続点から電源回路電圧比較器３０４と直流部電圧比較器３０６に駆動用の電圧が出力される。なお、比較器用電源回路には、シャントレギュレータの代わりにツェナーダイオード、三端子レギュレータ等を用いてもよい。
図８には、比較器用電源回路３０５の回路構成の一例が示されている。比較器用電源回路３０５は、抵抗Ｒ１、Ｒ２，Ｒ３とシャントレギュレータＵ１とを有している。後ほど説明するが、第１電源回路３０１及び第２電源回路３０２の少なくとも一方が動作しているとき、第１電源回路３０１及び第２電源回路３０２の少なくとも一方から抵抗Ｒ１の一端に電圧が印加される。例えば、第１直流母線１１と第２直流母線１２に直流電圧の印加が開始されると、先に第１電源回路３０１から第１出力電圧が印加され、次に第２電源回路３０２から第２出力電圧が印加される。シャントレギュレータＵ１のカソードに抵抗Ｒ１の他端が接続され、アノードに共通線ＣＯＭに接続されている。共通線ＣＯＭの電位は、第２直流母線１２と同じ電位になっている。また、シャントレギュレータＵ１のリファレンスには、抵抗Ｒ１の他端と共通線ＣＯＭの間に互いに直列に接続されている抵抗Ｒ２，Ｒ３により分割された電圧が与えられる。シャントレギュレータＵ１の両端（カソードとアノードの間）には、一定の電圧が発生する。シャントレギュレータＵ１の両端に発生する定電圧の値は、抵抗Ｒ２，Ｒ３で決定される。抵抗Ｒ１の他端とシャントレギュレータＵ１のカソードの接続点から電源回路電圧比較器３０４と直流部電圧比較器３０６に駆動用の電圧が出力される。なお、比較器用電源回路には、シャントレギュレータの代わりにツェナーダイオード、三端子レギュレータ等を用いてもよい。
【0062】
（８－４－４）電圧検出回路８
図８には、電圧検出回路８の回路構成の一例が示されている。図８に示されている電圧検出回路８は、既に説明した抵抗８１，８２のほかに、コンデンサＣ１を備えている。コンデンサＣ１は、抵抗８１，８２の接続点と第２直流母線１２の間に接続されている。コンデンサＣ１は、例えば、抵抗８１，８２の接続点に生じる高周波ノイズを除去する機能を有する。
図８には、電圧検出回路８の回路構成の一例が示されている。図８に示されている電圧検出回路８は、既に説明した抵抗８１，８２のほかに、コンデンサＣ１を備えている。コンデンサＣ１は、抵抗８１，８２の接続点と第２直流母線１２の間に接続されている。コンデンサＣ１は、例えば、抵抗８１，８２の接続点に生じる高周波ノイズを除去する機能を有する。
【0063】
（８－４－５）直流部電圧比較器３０６
図８には、直流部電圧比較器３０６の回路構成の一例が示されている。図８に示されている直流部電圧比較器３０６は、オペアンプＵ２を用いたヒステリシスコンパレータである。なお、ここでは、オペアンプＵ２を用いる例について説明するが、オペアンプＵ２に代えてコンパレータを用いて直流部電圧比較器３０６を構成することもできる。直流部電圧比較器３０６は、オペアンプＵ２と、抵抗Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９と、コンデンサＣ２，Ｃ３とを備えている。抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ９の一端がシャントレギュレータＵ１と抵抗Ｒ１の接続点に接続されている。言い換えると、抵抗Ｒ５，Ｒ９の一端に、比較器用電源回路３０５から一定の電圧（比較器用電源電圧）が印加される。抵抗Ｒ５，Ｒ６は、互いに直列に接続されており、抵抗Ｒ５の他端に抵抗Ｒ６の一端が接続され、抵抗Ｒ６の他端が共通線ＣＯＭに接続されている。抵抗Ｒ５，Ｒ６の接続点とオペアンプＵ２の非反転入力端子（＋）の間に抵抗Ｒ７が接続されている。その結果、比較器用電源回路３０５の出力電圧を抵抗Ｒ５，Ｒ６で分割された電圧が、非反転入力端子（＋）に与えられる。
図８には、直流部電圧比較器３０６の回路構成の一例が示されている。図８に示されている直流部電圧比較器３０６は、オペアンプＵ２を用いたヒステリシスコンパレータである。なお、ここでは、オペアンプＵ２を用いる例について説明するが、オペアンプＵ２に代えてコンパレータを用いて直流部電圧比較器３０６を構成することもできる。直流部電圧比較器３０６は、オペアンプＵ２と、抵抗Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９と、コンデンサＣ２，Ｃ３とを備えている。抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ９の一端がシャントレギュレータＵ１と抵抗Ｒ１の接続点に接続されている。言い換えると、抵抗Ｒ５，Ｒ９の一端に、比較器用電源回路３０５から一定の電圧（比較器用電源電圧）が印加される。抵抗Ｒ５，Ｒ６は、互いに直列に接続されており、抵抗Ｒ５の他端に抵抗Ｒ６の一端が接続され、抵抗Ｒ６の他端が共通線ＣＯＭに接続されている。抵抗Ｒ５，Ｒ６の接続点とオペアンプＵ２の非反転入力端子（＋）の間に抵抗Ｒ７が接続されている。その結果、比較器用電源回路３０５の出力電圧を抵抗Ｒ５，Ｒ６で分割された電圧が、非反転入力端子（＋）に与えられる。
【0064】
また、オペアンプＵ２の非反転入力端子（＋）と共通線ＣＯＭの間にコンデンサＣ２が接続されている。さらに、オペアンプＵ２の反転入力端子（－）に抵抗８１，８２の接続点が接続されている。オペアンプＵ２の出力端子と非反転入力端子（＋）との間に抵抗Ｒ８が接続され、抵抗Ｒ８と並列にコンデンサＣ３が接続されている。オペアンプＵ２の出力端子には、抵抗Ｒ９の他端が接続されている。なお、コンデンサＣ３は、オペアンプＵ２の非反転入力端子（＋）の電圧がヒステリシス動作により変化する際、電圧の過渡的な波形を調整するためのものであり、必要に応じて有無を選択する。
【0065】
直流部電圧比較器３０６は、非反転入力端子（＋）の電圧が抵抗８１，８２の接続点の電圧よりもさらに所定値だけ高くなると、ハイレベルの信号を駆動回路９に出力する。また、直流部電圧比較器３０６は、非反転入力端子（＋）の電圧が抵抗８１，８２の接続点の電圧よりもさらに所定値だけ低くなると、ローレベルの信号を駆動回路９に出力する。非反転入力端子（＋）の電圧よりも所定値だけ高い電圧が、過電圧保護回路５の半導体スイッチ５２をオンするか否かを決定するための第１閾値電圧Ｖｔ１になる。非反転入力端子（＋）の電圧よりも所定値だけ低い電圧が、過電圧保護回路５の半導体スイッチ５２をオフするか否かを決定するための第２閾値電圧Ｖｔ２になる。
【0066】
（８－４－６）電源切換部３０３
図９には、電源切換部３０３の回路構成の一例が示されている。図９に示されている電源切換部３０３は、抵抗Ｒ１０と、フォトカプラＰｈ１と、スイッチ部ＳＷ１とを備えている。電源切換部３０３では、抵抗Ｒ１０とフォトカプラＰｈ１の発光ダイオードとスイッチ部ＳＷ１が、第２電源回路３０２の出力端子と共通線ＣＯＭの間に直列に接続されている。スイッチ部ＳＷ１には、電源回路電圧比較器３０４が出力する信号が与えられている。電源回路電圧比較器３０４の出力信号は、電源切換部３０３に停止信号を出力させるための信号である。
図９には、電源切換部３０３の回路構成の一例が示されている。図９に示されている電源切換部３０３は、抵抗Ｒ１０と、フォトカプラＰｈ１と、スイッチ部ＳＷ１とを備えている。電源切換部３０３では、抵抗Ｒ１０とフォトカプラＰｈ１の発光ダイオードとスイッチ部ＳＷ１が、第２電源回路３０２の出力端子と共通線ＣＯＭの間に直列に接続されている。スイッチ部ＳＷ１には、電源回路電圧比較器３０４が出力する信号が与えられている。電源回路電圧比較器３０４の出力信号は、電源切換部３０３に停止信号を出力させるための信号である。
【0067】
電源回路電圧比較器３０４の出力信号がハイレベルになると、スイッチ部ＳＷ１がオンして、抵抗Ｒ１０とフォトカプラＰｈ１の発光素子に電流が流れる。電源回路電圧比較器３０４の出力信号がローレベルになるとスイッチ部ＳＷ１オフして、発光素子には電流が流れない。発光素子に電流が流れるとフォトカプラＰｈ１の受光素子（２つの出力端子の間）が導通する。フォトカプラＰｈ１の受光素子が導通することにより、第１電源回路３０１が停止する。
【0068】
（８－４－７）第１電源回路３０１
図９には、第１電源回路３０１の回路構成の一例が示されている。図９に示されている第１電源回路３０１は、定電流回路３０７と、動作電圧制限用のツェナーダイオードＺ１と、コンデンサＣ４と、ゲート駆動電源用のツェナーダイオードＺ２とを備えている。定電流回路３０７にはフォトカプラＰｈ１の出力端子が接続されている。フォトカプラＰｈ１が導通しているときには、定電流回路３０７が動作せず、フォトカプラＰｈ１が非導通のときに定電流回路３０７が動作し、第１電源回路３０１から第１出力電圧が出力される。
図９には、第１電源回路３０１の回路構成の一例が示されている。図９に示されている第１電源回路３０１は、定電流回路３０７と、動作電圧制限用のツェナーダイオードＺ１と、コンデンサＣ４と、ゲート駆動電源用のツェナーダイオードＺ２とを備えている。定電流回路３０７にはフォトカプラＰｈ１の出力端子が接続されている。フォトカプラＰｈ１が導通しているときには、定電流回路３０７が動作せず、フォトカプラＰｈ１が非導通のときに定電流回路３０７が動作し、第１電源回路３０１から第１出力電圧が出力される。
【0069】
第１直流母線１１と第２直流母線１２の間に、定電流回路３０７とツェナーダイオードＺ１とツェナーダイオードＺ２が直列に接続されている。ツェナーダイオードＺ２には、コンデンサＣ４が並列に接続されている。ツェナーダイオードＺ１，Ｚ２はカソードがアノードに対して高電位となるように接続されている。定電流回路３０７は、ツェナーダイオードＺ１，Ｚ２に流れる電流を制限する電流制限回路である。定電流回路３０７とツェナーダイオードＺ１，Ｚ２は互いに直列に接続されている。定電流回路３０７が動作しているときに、ツェナーダイオードＺ１のアノードとツェナーダイオードＺ２のカソードの接続点から第１出力電圧が出力される。ツェナーダイオードＺ２のカソードが駆動回路９に接続されている。
【0070】
ここで、ツェナーダイオードＺ２の降伏電圧ＶＺ２が駆動可能状態となる第１電源回路の第１出力電圧となる。電源投入時のコンデンサＣ４の電圧が零である場合、コンデンサＣ４の電圧がＶＺ２となるまでに要する時間Δｔ１は、定電流回路の電流をＩＣ１、コンデンサＣ４の静電容量をＣＣ４とすると、Δｔ１＝ＣＣ４・ＶＺ２／ＩＣ１の関係で表される。そのため、静電容量ＣＣ４を駆動回路に必要な最小限の容量とすることで、第１出力電圧の起動時間または必要な電流を小さくすることができる。
【0071】
（８－４－７－１）定電流回路３０７の一構成例
図９には、定電流回路３０７の回路構成の一例が示されている。図９に示されている定電流回路３０７は、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２と、シャントレギュレータＵ３と、ＭＯＳトランジスタＴｒ１と、ダイオードＤ２とを備えている。抵抗Ｒ１１の一端が第１直流母線１１に接続され、抵抗Ｒ１１の他端にシャントレギュレータＵ３のカソードが接続されている。シャントレギュレータＵ３のアノードがツェナーダイオードＺ１のカソードに接続されている。ＭＯＳトランジスタＴｒ１のドレインが第１直流母線１１に接続され、ＭＯＳトランジスタのソースが抵抗Ｒ１２の一端に接続されている。抵抗Ｒ１２の他端は、シャントレギュレータＵ３のアノード（ツェナーダイオードＺ１のカソード）に接続されている。シャントレギュレータＵ３のリファレンスは、ＭＯＳトランジスタＴｒ１のソースに接続されている。ＭＯＳトランジスタＴｒ１のゲートは、シャントレギュレータＵ１のアノードに接続されている。ダイオードＤ２のカソードはＭＯＳトランジスタＴｒ１のドレインに接続され、ダイオードＤ２のアノードはＭＯＳトランジスタＴｒ１のソースに接続されている。フォトカプラＰｈ１の２つの出力端子は、シャントレギュレータＵ３のアノードとカソードに接続されている。
図９には、定電流回路３０７の回路構成の一例が示されている。図９に示されている定電流回路３０７は、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２と、シャントレギュレータＵ３と、ＭＯＳトランジスタＴｒ１と、ダイオードＤ２とを備えている。抵抗Ｒ１１の一端が第１直流母線１１に接続され、抵抗Ｒ１１の他端にシャントレギュレータＵ３のカソードが接続されている。シャントレギュレータＵ３のアノードがツェナーダイオードＺ１のカソードに接続されている。ＭＯＳトランジスタＴｒ１のドレインが第１直流母線１１に接続され、ＭＯＳトランジスタのソースが抵抗Ｒ１２の一端に接続されている。抵抗Ｒ１２の他端は、シャントレギュレータＵ３のアノード（ツェナーダイオードＺ１のカソード）に接続されている。シャントレギュレータＵ３のリファレンスは、ＭＯＳトランジスタＴｒ１のソースに接続されている。ＭＯＳトランジスタＴｒ１のゲートは、シャントレギュレータＵ１のアノードに接続されている。ダイオードＤ２のカソードはＭＯＳトランジスタＴｒ１のドレインに接続され、ダイオードＤ２のアノードはＭＯＳトランジスタＴｒ１のソースに接続されている。フォトカプラＰｈ１の２つの出力端子は、シャントレギュレータＵ３のアノードとカソードに接続されている。
【0072】
フォトカプラＰｈ１の２つの出力端子が非導通の状態では、シャントレギュレータＵ３のアノードとカソードの間に生じる電圧がＭＯＳトランジスタＴｒ１のゲート－ソース間に印加され、ＭＯＳトランジスタＴｒ１がオン状態となる。導通状態となっているＭＯＳトランジスタＴｒ１のドレイン－ソース間に一定の電流が流れ、ドレイン－ソース間に流れる電流は、抵抗Ｒ１２を通して、ツェナーダイオードＺ１のカソードに流れ込む。
【0073】
フォトカプラＰｈ１の２つの出力端子が導通状態になると、シャントレギュレータＵ３のアノードとカソードの間には電圧を生じないので、ＭＯＳトランジスタＴｒ１がオフ状態になる。そのため、ＭＯＳトランジスタＴｒ１を通る定電流が遮断される。抵抗Ｒ１とフォトカプラＰｈ１の出力端子を通して、ツェナーダイオードＺ１のカソードが第１直流母線１１に接続される。しかし、抵抗Ｒ１１の抵抗値は、抵抗Ｒ１２の抵抗値に比べて非常に大きく、抵抗Ｒ１１を通して流れる電流は極めて小さい。そのため、ツェナーダイオードＺ２の両端から供給される第１電源回路３０１の出力電力も極めて小さくなり、動作停止状態となる。
【0074】
（８－４－７－２）第１電源回路３０１の他の構成例
図１０には、第１電源回路３０１の回路構成の他の例が示されている。図１０に示されている抵抗１４と、ツェナーダイオードＺ１と、コンデンサＣ４と、ゲート駆動電源用のツェナーダイオードＺ２とを備えている。第１直流母線１１と第２直流母線１２の間に、抵抗Ｒ１４とツェナーダイオードＺ１とツェナーダイオードＺ２が直列に接続されている。ツェナーダイオードＺ２には、コンデンサＣ４が並列に接続されている。ツェナーダイオードＺ１，Ｚ２は逆方向に接続されている。抵抗１４は、ツェナーダイオードＺ１，Ｚ２に流れる電流を制限する電流制限素子である。抵抗１４とツェナーダイオードＺ１，Ｚ２は互いに直列に接続されている。ツェナーダイオードＺ１のアノードとツェナーダイオードＺ２のカソードの接続点から第１出力電圧が出力される。ツェナーダイオードＺ２のカソードが駆動回路９に接続されている。
図１０には、第１電源回路３０１の回路構成の他の例が示されている。図１０に示されている抵抗１４と、ツェナーダイオードＺ１と、コンデンサＣ４と、ゲート駆動電源用のツェナーダイオードＺ２とを備えている。第１直流母線１１と第２直流母線１２の間に、抵抗Ｒ１４とツェナーダイオードＺ１とツェナーダイオードＺ２が直列に接続されている。ツェナーダイオードＺ２には、コンデンサＣ４が並列に接続されている。ツェナーダイオードＺ１，Ｚ２は逆方向に接続されている。抵抗１４は、ツェナーダイオードＺ１，Ｚ２に流れる電流を制限する電流制限素子である。抵抗１４とツェナーダイオードＺ１，Ｚ２は互いに直列に接続されている。ツェナーダイオードＺ１のアノードとツェナーダイオードＺ２のカソードの接続点から第１出力電圧が出力される。ツェナーダイオードＺ２のカソードが駆動回路９に接続されている。
【0075】
（８－４－７－３）第１電源回路３０１の他の構成例
図１１には、第１電源回路３０１の回路構成の他の例が示されている。図１１に示されている第１電源回路３０１は、図９に示されている第１電源回路３０１と同様に、定電流回路３０７と、ツェナーダイオードＺ１と、コンデンサＣ４と、ゲート駆動電源用のツェナーダイオードＺ２とを備えている。図１１の第１電源回路３０１が、図９の第１電源回路３０１と異なる点は、シャントレギュレータＵ３に代えて、ツェナーダイオードＺ３を用いている点である。ツェナーダイオードＺ３のカソードが抵抗Ｒ１１の他端とＭＯＳトランジスタＴｒ１のゲートに接続されている。ツェナーダイオードＺ３のアノードが抵抗Ｒ１２の他端とツェナーダイオードＺ１のカソードに接続されている。ツェナーダイオードＺ３の両端に生じる定電圧によってＭＯＳトランジスタＴｒ１と抵抗Ｒ１２を通って定電流が流れる。電源切換部３０３のフォトカプラＰｈ１の２つの出力端子が導通状態になると、定電流回路３０７が動作を停止し、出力端子が非導通状態のときに定電流回路３０７が動作するのは、図９の第１電源回路３０１と同様である。
図１１には、第１電源回路３０１の回路構成の他の例が示されている。図１１に示されている第１電源回路３０１は、図９に示されている第１電源回路３０１と同様に、定電流回路３０７と、ツェナーダイオードＺ１と、コンデンサＣ４と、ゲート駆動電源用のツェナーダイオードＺ２とを備えている。図１１の第１電源回路３０１が、図９の第１電源回路３０１と異なる点は、シャントレギュレータＵ３に代えて、ツェナーダイオードＺ３を用いている点である。ツェナーダイオードＺ３のカソードが抵抗Ｒ１１の他端とＭＯＳトランジスタＴｒ１のゲートに接続されている。ツェナーダイオードＺ３のアノードが抵抗Ｒ１２の他端とツェナーダイオードＺ１のカソードに接続されている。ツェナーダイオードＺ３の両端に生じる定電圧によってＭＯＳトランジスタＴｒ１と抵抗Ｒ１２を通って定電流が流れる。電源切換部３０３のフォトカプラＰｈ１の２つの出力端子が導通状態になると、定電流回路３０７が動作を停止し、出力端子が非導通状態のときに定電流回路３０７が動作するのは、図９の第１電源回路３０１と同様である。
【0076】
なお、図１２、図１３及び図１４に示されているように、第１電源回路３０１は、図９、図１０及び図１１に示した第１電源回路３０１から、ツェナーダイオードＺ１を取り外してツェナーダイオードＺ１を取り外した箇所を配線により接続してもよい。ただし、ツェナーダイオードＺ１が無い場合には、ツェナーダイオードＺ１がある場合と比較して、直流電圧のより低い状態から第１電源回路３０１に電流が流れることになり、第１電源回路３０１の消費電力が大きくなる。図１２、図１３及び図１４に示されている第１電源回路３０１を構成する各部について、図９、図１０及び図１１に示した第１電源回路３０１と同じ符号で示した部分は同じものである。
【0077】
（８－４－８）第２電源回路３０２
図９には、第２電源回路３０２の回路構成の一例が示されている。図９に示されている第２電源回路３０２は、ダイオードＤ３と、抵抗Ｒ１３と、電解コンデンサＣ５と、スイッチング電源ＳＭとを備えている。ダイオードＤ３と抵抗Ｒ１３と電解コンデンサＣ５が、第１直流母線１１と第２直流母線１２の間に直列に接続されている。ダイオードＤ３と抵抗Ｒ１３と電解コンデンサＣ５は、スイッチング電源の一次側回路を構成している。ダイオードＤ３のアノードが第１直流母線１１に接続され、ダイオードＤ３のカソードが抵抗Ｒ１３の一端に接続されている。抵抗１３の他端が電解コンデンサＣ５の一端に接続され、電解コンデンサＣ５の他端が第２直流母線１２に接続されている。電解コンデンサＣ５の両端に生じる電圧がスイッチング電源ＳＭに与え、スイッチング電源ＳＭは、第２直流母線１２と出力端子ＳＭｏとの間に第２出力電圧を発生させる。なお、ダイオードＤ３については、直流電圧の変動がスイッチング電源ＳＭの動作にとって問題とならない場合は、ダイオードＤ３を省いて抵抗Ｒ１３を第１直流母線１１に直接接続してもよい。また、抵抗Ｒ１３は、ＰＴＣ（Positive Temperature Coefficient）サーミスタでもよい。
図９には、第２電源回路３０２の回路構成の一例が示されている。図９に示されている第２電源回路３０２は、ダイオードＤ３と、抵抗Ｒ１３と、電解コンデンサＣ５と、スイッチング電源ＳＭとを備えている。ダイオードＤ３と抵抗Ｒ１３と電解コンデンサＣ５が、第１直流母線１１と第２直流母線１２の間に直列に接続されている。ダイオードＤ３と抵抗Ｒ１３と電解コンデンサＣ５は、スイッチング電源の一次側回路を構成している。ダイオードＤ３のアノードが第１直流母線１１に接続され、ダイオードＤ３のカソードが抵抗Ｒ１３の一端に接続されている。抵抗１３の他端が電解コンデンサＣ５の一端に接続され、電解コンデンサＣ５の他端が第２直流母線１２に接続されている。電解コンデンサＣ５の両端に生じる電圧がスイッチング電源ＳＭに与え、スイッチング電源ＳＭは、第２直流母線１２と出力端子ＳＭｏとの間に第２出力電圧を発生させる。なお、ダイオードＤ３については、直流電圧の変動がスイッチング電源ＳＭの動作にとって問題とならない場合は、ダイオードＤ３を省いて抵抗Ｒ１３を第１直流母線１１に直接接続してもよい。また、抵抗Ｒ１３は、ＰＴＣ（Positive Temperature Coefficient）サーミスタでもよい。
【0078】
（８－４－８－１）スイッチング電源ＳＭ
図１５には、スイッチング電源ＳＭの回路構成の一例が示されている。図１５に示されているスイッチング電源ＳＭは、フライバックコンバータである。スイッチング電源ＳＭは、トランスＴ１と制御回路ＣＣ１とスイッチ部ＳＷ２とダイオードＤ５と電解コンデンサＣ６とを備えている。トランスＴ１の一次側は、電解コンデンサＣ５とスイッチ部ＳＷ２を含む閉回路が形成されている。スイッチ部ＳＷ２をオンオフすることで、パルス電圧を生じさせて、トランスの２次側に交流電圧を生じさる。
図１５には、スイッチング電源ＳＭの回路構成の一例が示されている。図１５に示されているスイッチング電源ＳＭは、フライバックコンバータである。スイッチング電源ＳＭは、トランスＴ１と制御回路ＣＣ１とスイッチ部ＳＷ２とダイオードＤ５と電解コンデンサＣ６とを備えている。トランスＴ１の一次側は、電解コンデンサＣ５とスイッチ部ＳＷ２を含む閉回路が形成されている。スイッチ部ＳＷ２をオンオフすることで、パルス電圧を生じさせて、トランスの２次側に交流電圧を生じさる。
【0079】
図１５には、半導体スイッチ５２をオンオフするために必要な電源出力のみをトランスＴ１の２次側に示しているが、インバータ回路６用のゲートドライバ４０１等、過電圧保護に必要な回路以外への電源として、複数の電源出力を持たせても良い。
【0080】
（８－４－９）第１電源回路３０１と第２電源回路３０２の出力の選択
図９には、第１電源回路３０１と第２電源回路３０２の出力を選択するための回路構成の一例が示されている。第１電源回路３０１と第２電源回路３０２の出力を選択するための回路は、ダイオードＤ４で構成されている。ダイオードＤ４は、第２電源回路３０２の第２出力電圧が印加されるアノードと、第１電源回路３０１の第１出力電圧が印加されるカソードとを有する。駆動回路９は、ダイオードＤ４のカソードから電力の供給を受ける。１つのダイオードＤ４という簡単な構成で第１電源回路３０１と第２電源回路３０２の出力を選択して駆動回路９に与えるため、第１電源回路３０１の第１出力電圧と第２電源回路３０２の第２出力電圧は、次のように設定されている。第１電源回路３０１が動作しているときには、第１電源回路の第１出力電圧が第２電源回路３０２の第２出力電圧よりも大きくなるように設定されている。そのため、第１電源回路３０１が動作しているときには、ダイオードＤ４が逆バイアスされるので、駆動回路９に第１電源回路３０１の第１出力電圧が印加される。第１電源回路３０１の動作が停止しているとき、換言すると定電流回路３０７が停止しているときには、第２電源回路３０２の第２出力電圧の方が第１電源回路３０１の第１出力電圧よりも大きくなる。そのため、第１電源回路３０１の動作が停止しているときには、ダイオードＤ４が順バイアスされるので（第２出力電圧が第１出力電圧より大きくなるので）、駆動回路９に第２電源回路３０２の第２出力電圧が印加される。
図９には、第１電源回路３０１と第２電源回路３０２の出力を選択するための回路構成の一例が示されている。第１電源回路３０１と第２電源回路３０２の出力を選択するための回路は、ダイオードＤ４で構成されている。ダイオードＤ４は、第２電源回路３０２の第２出力電圧が印加されるアノードと、第１電源回路３０１の第１出力電圧が印加されるカソードとを有する。駆動回路９は、ダイオードＤ４のカソードから電力の供給を受ける。１つのダイオードＤ４という簡単な構成で第１電源回路３０１と第２電源回路３０２の出力を選択して駆動回路９に与えるため、第１電源回路３０１の第１出力電圧と第２電源回路３０２の第２出力電圧は、次のように設定されている。第１電源回路３０１が動作しているときには、第１電源回路の第１出力電圧が第２電源回路３０２の第２出力電圧よりも大きくなるように設定されている。そのため、第１電源回路３０１が動作しているときには、ダイオードＤ４が逆バイアスされるので、駆動回路９に第１電源回路３０１の第１出力電圧が印加される。第１電源回路３０１の動作が停止しているとき、換言すると定電流回路３０７が停止しているときには、第２電源回路３０２の第２出力電圧の方が第１電源回路３０１の第１出力電圧よりも大きくなる。そのため、第１電源回路３０１の動作が停止しているときには、ダイオードＤ４が順バイアスされるので（第２出力電圧が第１出力電圧より大きくなるので）、駆動回路９に第２電源回路３０２の第２出力電圧が印加される。
【0081】
なお、電源回路の選択については、図１６に示されているように、第１電源回路３０１と第２電源回路３０２を切り替えるセレクトスイッチＳＳＷにより行ってもよい。セレクトスイッチＳＳＷは、電源が投入されていないときには、第１電源回路３０１と駆動回路９を接続する。また、セレクトスイッチＳＳＷは、第２電源回路３０２より駆動回路９に電力を供給する期間は、第２電源回路３０２と駆動回路９を接続する。セレクトスイッチＳＳＷの切り替えに用いる電源は、第２電源回路３０２の第２出力電圧でもよいし、第２電源回路３０２の他の出力電圧でもよい。ただし、セレクトスイッチＳＳＷで第１電源回路３０１と第２電源回路３０２を切り替えるように構成した場合には、第２電源回路３０２と駆動回路９を接続しているときにも第１電源回路３０１が動作するため、第１電源回路３０１を停止した場合と比較して、損失が大きくなる。
【0082】
トランスＴ１の２次側には、ダイオードＤ５と電解コンデンサＣ６を含む閉回路が形成されている。ダイオードＤ５によってトランスＴ１の二次側に発生する交流電圧を半波整流して、電解コンデンサＣ６で平滑にする。電解コンデンサＣ６の両端の電圧が、第２電源回路３０２の第２出力電である。
【0083】
（８－４－１０）コントローラ４００とゲートドライバ４０１
図７に示されて電力供給装置１は、コントローラ４００とゲートドライバ４０１とを備えている。ゲートドライバ４０１は、ＩＧＢＴＱｕｐ，Ｑｖｐ，Ｑｗｐ，Ｑｕｎ，Ｑｖｎ，Ｑｗｎのゲートにドライブ信号を出力する回路である。コントローラ４００は、既に説明した電源回路電圧比較器３０４と、直流部電圧比較器３０６と、マイクロコンピュータ３２０を含んでいる。ゲートドライバ４０１は、マイクロコンピュータ３２０によって制御される。また、マイクロコンピュータ３２０は駆動回路９を制御する。マイクロコンピュータ３２０は、制御演算装置と記憶装置とを備える。制御演算装置には、ＣＰＵ等のプロセッサを使用できる。制御演算装置は、記憶装置に記憶されているプログラムを読み出し、このプログラムに従って所定の装置・回路の制御、データの演算を行う。さらに、制御演算装置は、プログラムに従って、演算結果を記憶装置に書き込んだり、記憶装置に記憶されている情報を読み出したりすることができる。
図７に示されて電力供給装置１は、コントローラ４００とゲートドライバ４０１とを備えている。ゲートドライバ４０１は、ＩＧＢＴＱｕｐ，Ｑｖｐ，Ｑｗｐ，Ｑｕｎ，Ｑｖｎ，Ｑｗｎのゲートにドライブ信号を出力する回路である。コントローラ４００は、既に説明した電源回路電圧比較器３０４と、直流部電圧比較器３０６と、マイクロコンピュータ３２０を含んでいる。ゲートドライバ４０１は、マイクロコンピュータ３２０によって制御される。また、マイクロコンピュータ３２０は駆動回路９を制御する。マイクロコンピュータ３２０は、制御演算装置と記憶装置とを備える。制御演算装置には、ＣＰＵ等のプロセッサを使用できる。制御演算装置は、記憶装置に記憶されているプログラムを読み出し、このプログラムに従って所定の装置・回路の制御、データの演算を行う。さらに、制御演算装置は、プログラムに従って、演算結果を記憶装置に書き込んだり、記憶装置に記憶されている情報を読み出したりすることができる。
【0084】
（８－４－１１）駆動回路９
図１７には、駆動回路９の回路構成の一例が示されている。図１７に示されている駆動回路９は、ゲートドライバ集積回路Ｕ４と、抵抗Ｒ１８，Ｒ１９とを備えている。ゲートドライバ集積回路Ｕ４のＶＤＤ端子には、第１電源回路３０１の第１出力電圧または第２電源回路３０２の第２出力電圧が印加される。ゲートドライバ集積回路Ｕ４のＧＮＤ端子は、共通線ＣＯＭに接続されている。
図１７には、駆動回路９の回路構成の一例が示されている。図１７に示されている駆動回路９は、ゲートドライバ集積回路Ｕ４と、抵抗Ｒ１８，Ｒ１９とを備えている。ゲートドライバ集積回路Ｕ４のＶＤＤ端子には、第１電源回路３０１の第１出力電圧または第２電源回路３０２の第２出力電圧が印加される。ゲートドライバ集積回路Ｕ４のＧＮＤ端子は、共通線ＣＯＭに接続されている。
【0085】
ゲートドライバ集積回路Ｕ４の出力端子は、抵抗Ｒ１８の一端に接続され、抵抗Ｒ１８の他端が半導体スイッチ５２に接続されている。また、抵抗Ｒ１８の他端と共通線ＣＯＭの間には抵抗Ｒ１９が接続されている。直流部電圧比較器３０６のオンオフ信号がローレベルのときには、ゲートドライバ集積回路Ｕ４の出力端子がハイレベルになり、半導体スイッチ５２がオンする。直流部電圧比較器３０６のオンオフ信号がハイレベルのときには、ゲートドライバ集積回路Ｕ４の出力端子がローレベルになり、半導体スイッチ５２がオフする。なお、ゲートドライバ集積回路Ｕ４の出力端子がハイレベルであるとき、出力電圧はおおよそＶＤＤ端子と同じ電圧となる。そのため、半導体スイッチ５２をオンするときのゲート電圧は、おおよそＶＤＤ端子と同じ電圧となる。
【0086】
（８－４－１２）電源切換部３０３が出力する停止信号
図１８には、電源切換部３０３が出力する停止信号と、第１電源回路３０１の第１出力電圧と、第２電源回路３０２の第２出力電圧とが示されている。なお、図９及び図１７に示されているように、第１電源回路３０１の出力と第２電源回路３０２の出力がダイオードＤ４を介して接続されている。そのため、第１電源回路３０１が動作を停止しても、第１電源回路３０１の第１出力電圧は、第２電源回路３０２の第１出力電圧よりも低くならない。
図１８には、電源切換部３０３が出力する停止信号と、第１電源回路３０１の第１出力電圧と、第２電源回路３０２の第２出力電圧とが示されている。なお、図９及び図１７に示されているように、第１電源回路３０１の出力と第２電源回路３０２の出力がダイオードＤ４を介して接続されている。そのため、第１電源回路３０１が動作を停止しても、第１電源回路３０１の第１出力電圧は、第２電源回路３０２の第１出力電圧よりも低くならない。
【0087】
図１８において、時刻ｔ１に電源が投入されて電源２００から電源端子ＰＴへの電力の供給が開始されている。電源２００から電源端子ＰＴへの電力供給の開始に伴って、第１電源回路３０１の第１出力電圧及び第２電源回路３０２の第２出力電圧が上昇を開始する。第１電源回路３０１の第１出力電圧は、急激に立ち上がり、時刻ｔ２に、駆動回路９を、半導体スイッチ５２をオンすることができる駆動可能状態にできる電圧になる。しかし、このときはまだ、第２電源回路３０２の第２出力電圧は、駆動回路９を駆動可能状態にできる電圧には達していない。しばらくして時刻ｔ３になると、第２電源回路３０２の第２出力電圧は、駆動回路９を駆動可能状態にできる電圧には達する。電源切換部３０３は、時刻ｔ３より後の第２出力電圧が駆動回路９を駆動可能状態にできる電圧を十分超えた時刻ｔ４に停止信号を第１電源回路３０１に出力する。
【0088】
第３実施形態では、ゲートドライバ集積回路Ｕ４のＶＤＤ端子に、第１電源回路３０１の第１出力電圧または第２電源回路３０２の第２出力電圧が与えられ、ゲートドライバ集積回路Ｕ４のハイレベルの電圧として出力される。さらに、ゲートドライバ集積回路Ｕ４から出力された電圧は、半導体スイッチ５２のゲートに印可される。半導体スイッチ５２がＮチャネル型のＩＧＢＴである場合、ゲートに印可される電圧は、ＩＧＢＴがオンすることで流れたコレクタ電流によりコレクタ－エミッタ間の電圧が過大にならない大きさでなければならない。ゲート電圧が不足すると、コレクタ－エミッタ間の電圧が大きくなり、損失が大きくなることで半導体スイッチの熱破壊につながる。そのため、第３実施形態では、駆動回路９を駆動可能状態にできる電圧とは、半導体スイッチを熱破壊することなくオンできる電圧と言い換えることができる。
【0089】
＜第４実施形態＞
（９）全体構成
図１９には、第４実施形態に係る電力供給装置１の構成の一例が示されている。図１９の電力供給装置１は、電源２００から電力が供給される電源端子ＰＴ、直流電圧が印加される第１直流母線１１及び第２直流母線１２、インダクタ３、コンデンサ４、回路装置であるインバータ回路６、過電圧保護回路５、並びに駆動回路９を備える。第４実施形態の電力供給装置１の構成において、電源２００から電力が供給される電源端子ＰＴ、直流電圧が印加される第１直流母線１１及び第２直流母線１２、インダクタ３、コンデンサ４並びにインバータ回路６については、第１実施形態の電力供給装置１と同様に構成されるので、ここではこれらについての説明を省略する。
（９）全体構成
図１９には、第４実施形態に係る電力供給装置１の構成の一例が示されている。図１９の電力供給装置１は、電源２００から電力が供給される電源端子ＰＴ、直流電圧が印加される第１直流母線１１及び第２直流母線１２、インダクタ３、コンデンサ４、回路装置であるインバータ回路６、過電圧保護回路５、並びに駆動回路９を備える。第４実施形態の電力供給装置１の構成において、電源２００から電力が供給される電源端子ＰＴ、直流電圧が印加される第１直流母線１１及び第２直流母線１２、インダクタ３、コンデンサ４並びにインバータ回路６については、第１実施形態の電力供給装置１と同様に構成されるので、ここではこれらについての説明を省略する。
【0090】
（１０）詳細構成
（１０－１）過電圧保護回路５
図１９に示されている第４実施形態の過電圧保護回路５は、抵抗Ｒ２０とＮＰＮ型のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ）Ｔｒ２とを備えている。過電圧保護回路５は、抵抗Ｒ２０とバイポーラトランジスタＴｒ２の直列回路である。抵抗Ｒ２０の一端は第１直流母線１１に接続され、抵抗Ｒ２０の他端はバイポーラトランジスタＴｒ２のコレクタに接続されている。バイポーラトランジスタＴｒ２のエミッタは第２直流母線１２に接続され、ベースはツェナーダイオードＺ４のアノードに接続されている。図１９の過電圧保護回路５では、バイポーラトランジスタＴｒ２が半導体スイッチ５２である。
（１０－１）過電圧保護回路５
図１９に示されている第４実施形態の過電圧保護回路５は、抵抗Ｒ２０とＮＰＮ型のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ）Ｔｒ２とを備えている。過電圧保護回路５は、抵抗Ｒ２０とバイポーラトランジスタＴｒ２の直列回路である。抵抗Ｒ２０の一端は第１直流母線１１に接続され、抵抗Ｒ２０の他端はバイポーラトランジスタＴｒ２のコレクタに接続されている。バイポーラトランジスタＴｒ２のエミッタは第２直流母線１２に接続され、ベースはツェナーダイオードＺ４のアノードに接続されている。図１９の過電圧保護回路５では、バイポーラトランジスタＴｒ２が半導体スイッチ５２である。
【0091】
（１０－２）駆動回路９
図１９に示されている第４実施形態の駆動回路９は、抵抗Ｒ２１とツェナーダイオードＺ４とを備えている。駆動回路９は抵抗Ｒ２１とツェナーダイオードＺ４の直列回路である。抵抗Ｒ２１の一端は第１直流母線１１に接続され、抵抗Ｒ２１の他端はツェナーダイオードＺ４のカソードに接続されている。ツェナーダイオードＺ４のアノードが過電圧保護回路５の出力端子になる。駆動回路９の出力端子は、バイポーラトランジスタＴｒ２のベースに接続されている。
図１９に示されている第４実施形態の駆動回路９は、抵抗Ｒ２１とツェナーダイオードＺ４とを備えている。駆動回路９は抵抗Ｒ２１とツェナーダイオードＺ４の直列回路である。抵抗Ｒ２１の一端は第１直流母線１１に接続され、抵抗Ｒ２１の他端はツェナーダイオードＺ４のカソードに接続されている。ツェナーダイオードＺ４のアノードが過電圧保護回路５の出力端子になる。駆動回路９の出力端子は、バイポーラトランジスタＴｒ２のベースに接続されている。
【0092】
ツェナーダイオードＺ４のツェナー電圧が、過電圧保護時に半導体スイッチ５２であるバイポーラトランジスタＴｒ２をオンするしきい値電圧になる。駆動回路９の抵抗Ｒ２１は、過電圧保護時に半導体スイッチ５２のバイポーラトランジスタＴｒ２に必要な電流が流れるように選定される。
【0093】
直流部（第１直流母線１１及び第２直流母線１２）の電圧上昇に応じて、バイポーラトランジスタＴｒ２を閉回路ＣＬの１／２共振周期までに駆動可能状態にすることができ、過電圧保護を実施できる。また、電流制限素子である抵抗Ｒ２１は、図９、図１１に示した定電流回路３０７に置き換えてもよい（図２０参照）。図２０の定電流回路３０７において、図９に示した定電流回路３０７と同じ符号で示した部分は同じものである。さらに、安定時には第２電源回路３０２を用いた駆動回路９を設けることで、消費電力を抑えた駆動が可能となる（図２１参照）。図２１の駆動回路９において、図９に示した電源切換部３０３及び定電流回路３０７と同じ符号で示した部分は同じものである。バイポーラトランジスタＴｒ２には、ダイオードＤ６を通して第２電源回路３０２から電圧が与えられる。また、抵抗Ｒ１０の一方の端子には第２電源回路３０２が接続され、抵抗Ｒ１０の他方の端子にはフォトカプラＰｈ１が接続されている。この場合、電流制限素子（抵抗Ｒ２０）または定電流回路３０７とツェナーダイオードＺ４により駆動電流を供給する回路が第１電源回路３０１と同様の機能を果たす。
【0094】
（１１）特徴
（１１－１）
第１実施形態から第３実施形態の電力供給装置１では、駆動回路９が、第１直流母線１１と第２直流母線１２に印加される直流電圧の上昇開始から閉回路ＣＬ（図１参照）に発生する共振の２分の１周期までの第１期間に、半導体スイッチ５２をオンすることができる駆動可能状態となる。電力供給装置１では、このような駆動回路９によって過電圧保護回路５が駆動される。第１直流母線１１と第２直流母線１２に印加されている直流電圧が立ち上がるときの共振によって回路装置であるインバータ回路６が過電圧となる前に、過電圧保護回路５の半導体スイッチ５２をオンすることができる。その結果、インバータ回路６に過電圧が掛かるのを抑制し、電力供給装置１に対する過電圧保護の信頼性を向上させることができる。
（１１－１）
第１実施形態から第３実施形態の電力供給装置１では、駆動回路９が、第１直流母線１１と第２直流母線１２に印加される直流電圧の上昇開始から閉回路ＣＬ（図１参照）に発生する共振の２分の１周期までの第１期間に、半導体スイッチ５２をオンすることができる駆動可能状態となる。電力供給装置１では、このような駆動回路９によって過電圧保護回路５が駆動される。第１直流母線１１と第２直流母線１２に印加されている直流電圧が立ち上がるときの共振によって回路装置であるインバータ回路６が過電圧となる前に、過電圧保護回路５の半導体スイッチ５２をオンすることができる。その結果、インバータ回路６に過電圧が掛かるのを抑制し、電力供給装置１に対する過電圧保護の信頼性を向上させることができる。
【0095】
（１１－２）
第２実施形態または第３実施形態の電力供給装置１は、所定期間後の第２期間に駆動回路９に電力を供給する第２電源回路３０２を備えている。図１８においては、第２電源回路３０２の第２出力電圧が駆動可能状態を満足する電圧となった後の時刻ｔ４に、第１電源回路３０１が停止する。図１８において、所定期間は、時刻ｔ２から時刻ｔ４までの期間である。時刻ｔ４以降が第２期間であり、時刻ｔ４以降は、実質的に、第２電源回路３０２が駆動回路９に電力を供給している。第２電源回路３０２の第２出力電圧が駆動可能状態を満足する電圧となった後に第１電源回路３０１を停止することで、第１電源回路３０１での消費電力を削減することができる。特に、図９のような構成を有する電力供給装置１では、第１電源回路３０１の消費電力を必要最小限にとどめることができる。
第２実施形態または第３実施形態の電力供給装置１は、所定期間後の第２期間に駆動回路９に電力を供給する第２電源回路３０２を備えている。図１８においては、第２電源回路３０２の第２出力電圧が駆動可能状態を満足する電圧となった後の時刻ｔ４に、第１電源回路３０１が停止する。図１８において、所定期間は、時刻ｔ２から時刻ｔ４までの期間である。時刻ｔ４以降が第２期間であり、時刻ｔ４以降は、実質的に、第２電源回路３０２が駆動回路９に電力を供給している。第２電源回路３０２の第２出力電圧が駆動可能状態を満足する電圧となった後に第１電源回路３０１を停止することで、第１電源回路３０１での消費電力を削減することができる。特に、図９のような構成を有する電力供給装置１では、第１電源回路３０１の消費電力を必要最小限にとどめることができる。
【0096】
（１１－３）
第２実施形態または第３実施形態の電力供給装置１では、駆動回路９の専用の第１電源回路３０１の電力容量は、第２電源回路の電力容量よりも小さい。第１電源回路３０１の電力容量を小さくすることで、第１電源回路３０１の第１出力電圧が駆動可能状態を満足する電圧になるまでの期間を短くすることができている。
第２実施形態または第３実施形態の電力供給装置１では、駆動回路９の専用の第１電源回路３０１の電力容量は、第２電源回路の電力容量よりも小さい。第１電源回路３０１の電力容量を小さくすることで、第１電源回路３０１の第１出力電圧が駆動可能状態を満足する電圧になるまでの期間を短くすることができている。
【0097】
（１１－４）
第３実施形態の電力供給装置１では、図９に示されているようにダイオードＤ４を介して第１電源回路３０１の出力と第２電源回路３０２の出力が接続されているので、第１期間において第１電源回路３０１が駆動可能状態となるまでの期間の長さが、第２電源回路３０２の出力側の電解コンデンサＣ６（図１５参照）の影響を受けないようにできる。具体的には、第３実施形態の電力供給装置１は、コンデンサＣ４に加えて電解コンデンサＣ６を充電することによる第１電源回路３０１の出力電圧の立ち上がり時間増加を防ぐことができる。
第３実施形態の電力供給装置１では、図９に示されているようにダイオードＤ４を介して第１電源回路３０１の出力と第２電源回路３０２の出力が接続されているので、第１期間において第１電源回路３０１が駆動可能状態となるまでの期間の長さが、第２電源回路３０２の出力側の電解コンデンサＣ６（図１５参照）の影響を受けないようにできる。具体的には、第３実施形態の電力供給装置１は、コンデンサＣ４に加えて電解コンデンサＣ６を充電することによる第１電源回路３０１の出力電圧の立ち上がり時間増加を防ぐことができる。
【0098】
（１２）変形例
（１２－１）変形例Ａ
上記第３実施形態では、図１０に示されているように、電流制限素子に抵抗Ｒ１４を用いる場合について説明した。しかし、電流制限素子は、抵抗には限られない。電流制限素子には、例えば、バリスタまたはＰＴＣ（Positive Temperature Coefficient）サーミスタを用いることができる。
（１２－１）変形例Ａ
上記第３実施形態では、図１０に示されているように、電流制限素子に抵抗Ｒ１４を用いる場合について説明した。しかし、電流制限素子は、抵抗には限られない。電流制限素子には、例えば、バリスタまたはＰＴＣ（Positive Temperature Coefficient）サーミスタを用いることができる。
【0099】
（１２－２）変形例Ｂ
上記第３実施形態では、図９及び図１１に示されているように、電流制限回路に定電流回路３０７を用いる場合について説明した。しかし、電流制限回路は、定電流回路には限られない。電流制限回路には、例えば、電流クランプ回路がある。
上記第３実施形態では、図９及び図１１に示されているように、電流制限回路に定電流回路３０７を用いる場合について説明した。しかし、電流制限回路は、定電流回路には限られない。電流制限回路には、例えば、電流クランプ回路がある。
【0100】
（１２－３）変形例Ｃ
上記第１実施形態から第３実施形態では、回路装置としてインバータ回路６を例に挙げて説明した。しかし、回路装置は、インバータ回路６には限られない。回路装置には、例えば、ＤＣ－ＤＣコンバータがある。この場合、負荷は直流負荷となる。
上記第１実施形態から第３実施形態では、回路装置としてインバータ回路６を例に挙げて説明した。しかし、回路装置は、インバータ回路６には限られない。回路装置には、例えば、ＤＣ－ＤＣコンバータがある。この場合、負荷は直流負荷となる。
【0101】
以上、本開示の実施形態を説明したが、特許請求の範囲に記載された本開示の趣旨及び範囲から逸脱することなく、形態や詳細の多様な変更が可能なことが理解されるであろう。
【符号の説明】
【0102】
１ 電力供給装置
２ 整流器
３ インダクタ
４ コンデンサ
５ 過電圧保護回路
６ インバータ回路（回路装置の例）
９ 駆動回路
１１ 第１直流母線
１２ 第２直流母線
５２ 半導体スイッチ
３０１ 第１電源回路
３０２ 第２電源回路
３０７ 定電流回路（電流制限回路の例）
Ｄ４ ダイオード
ＰＴ 電源端子
Ｒ１４ 抵抗（電流制限素子の例）
Ｚ１，Ｚ２ ツェナーダイオード
２ 整流器
３ インダクタ
４ コンデンサ
５ 過電圧保護回路
６ インバータ回路（回路装置の例）
９ 駆動回路
１１ 第１直流母線
１２ 第２直流母線
５２ 半導体スイッチ
３０１ 第１電源回路
３０２ 第２電源回路
３０７ 定電流回路（電流制限回路の例）
Ｄ４ ダイオード
ＰＴ 電源端子
Ｒ１４ 抵抗（電流制限素子の例）
Ｚ１，Ｚ２ ツェナーダイオード
【先行技術文献】
【特許文献】
【0103】
【特許文献1】特開２０２０－１２４１０４号公報
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【図16】
【図17】
【図18】
【図19】
【図20】
【図21】
【手続補正書】
【提出日】2024-07-16
【手続補正1】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項1】
直流電圧が印加される第１直流母線（１１）及び前記第１直流母線よりも低電位の第２直流母線（１２）と、前記第１直流母線と前記第２直流母線の間に接続されているコンデンサ（４）とを備え、前記第１直流母線と前記第２直流母線に供給される電力を変換して負荷に電力を供給する電力供給装置であって、
電源から電力が供給される電源端子（ＰＴ）と、
前記電源端子から前記第１直流母線及び前記第２直流母線までの配線経路に挿入されているインダクタ（３）と、
前記第１直流母線と前記第２直流母線の間に接続されている回路装置（６）と、
前記第１直流母線と前記第２直流母線の間に接続され、半導体スイッチ（５２）を含み、前記半導体スイッチがオンしたときに前記回路装置を過電圧から保護する動作をする過電圧保護回路（５）と、
前記半導体スイッチを駆動する駆動回路（９）と
前記電源端子への電力供給にともない、前記第１期間を含む所定期間に前記駆動回路に電力を供給する第１電源回路（３０１）と、
前記所定期間後の第２期間に前記駆動回路に電力を供給する第２電源回路（３０２）と、
を備え、
前記駆動回路は、前記電源端子への電力供給により駆動電力が供給され、前記電源端子への電力供給開始にともなう前記直流電圧の上昇開始から前記電源及び前記コンデンサ及び前記インダクタを含む閉回路に発生する共振の２分の１周期までの第１期間に、前記半導体スイッチをオンすることができる駆動可能状態となり、
前記第１電源回路は、前記第１期間内に前記第１電源回路の第１出力電圧が前記駆動可能状態を満足する電圧となり、
前記第２電源回路は、前記第１期間以降かつ所定期間終了までに前記第２電源回路の第２出力電圧が前記駆動可能状態を満足する電圧となる、
電力供給装置（１）。
電源から電力が供給される電源端子（ＰＴ）と、
前記電源端子から前記第１直流母線及び前記第２直流母線までの配線経路に挿入されているインダクタ（３）と、
前記第１直流母線と前記第２直流母線の間に接続されている回路装置（６）と、
前記第１直流母線と前記第２直流母線の間に接続され、半導体スイッチ（５２）を含み、前記半導体スイッチがオンしたときに前記回路装置を過電圧から保護する動作をする過電圧保護回路（５）と、
前記半導体スイッチを駆動する駆動回路（９）と
前記電源端子への電力供給にともない、前記第１期間を含む所定期間に前記駆動回路に電力を供給する第１電源回路（３０１）と、
前記所定期間後の第２期間に前記駆動回路に電力を供給する第２電源回路（３０２）と、
を備え、
前記駆動回路は、前記電源端子への電力供給により駆動電力が供給され、前記電源端子への電力供給開始にともなう前記直流電圧の上昇開始から前記電源及び前記コンデンサ及び前記インダクタを含む閉回路に発生する共振の２分の１周期までの第１期間に、前記半導体スイッチをオンすることができる駆動可能状態となり、
前記第１電源回路は、前記第１期間内に前記第１電源回路の第１出力電圧が前記駆動可能状態を満足する電圧となり、
前記第２電源回路は、前記第１期間以降かつ所定期間終了までに前記第２電源回路の第２出力電圧が前記駆動可能状態を満足する電圧となる、
電力供給装置（１）。
【請求項2】
前記駆動回路は、前記第１直流母線と前記第２直流母線の間の線間電圧を、安定時における前記線間電圧よりも高い閾値電圧と比較して、前記線間電圧が前記閾値電圧を超えたときに、前記半導体スイッチをオンする、
請求項１に記載の電力供給装置（１）。
請求項１に記載の電力供給装置（１）。
【請求項3】
前記回路装置は、前記第１直流母線と前記第２直流母線の間に接続され、半導体素子を含むインバータ回路（６）である、
請求項１または請求項２に記載の電力供給装置（１）。
請求項１または請求項２に記載の電力供給装置（１）。
【請求項4】
前記第１電源回路は、前記第２電源回路の前記第２出力電圧が前記駆動可能状態を満足する電圧となった後に停止する、
請求項１に記載の電力供給装置（１）。
請求項１に記載の電力供給装置（１）。
【請求項5】
前記第１電源回路は、前記第２電源回路よりも電力容量が小さい、
請求項１に記載の電力供給装置（１）。
請求項１に記載の電力供給装置（１）。
【請求項6】
前記第２電源回路の前記第２出力電圧が印加されるアノードと、前記第１電源回路の前記第１出力電圧が印加されるカソードとを有するダイオード（Ｄ４）を備え、
前記駆動回路は、前記ダイオードの前記カソードから電力の供給を受けるように構成されている、
請求項１に記載の電力供給装置（１）。
前記駆動回路は、前記ダイオードの前記カソードから電力の供給を受けるように構成されている、
請求項１に記載の電力供給装置（１）。
【請求項7】
前記第１電源回路は、ツェナーダイオード（Ｚ２）と電流制限素子（Ｒ１４）または電流制限回路（３０７）とを含み、
前記電流制限素子または前記電流制限回路は、前記ツェナーダイオードに流れる電流を制限する、
請求項１に記載の電力供給装置（１）。
前記電流制限素子または前記電流制限回路は、前記ツェナーダイオードに流れる電流を制限する、
請求項１に記載の電力供給装置（１）。
【請求項8】
前記電流制限回路は、定電流回路（３０７）である、
請求項７に記載の電力供給装置（１）。
請求項７に記載の電力供給装置（１）。
【請求項9】
前記電源は交流電源であり、前記電源端子から前記第１直流母線及び前記第２直流母線までの配線経路に該交流電源の交流電圧を前記直流電圧に整流する整流器（２）が挿入されている、
請求項１または請求項２に記載の電力供給装置（１）。
請求項１または請求項２に記載の電力供給装置（１）。