特開 2024-146914 身体に装着する電子機器、特に聴取機器、及びそのような機器用の電圧供給装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2024146914

(43)【公開日】2024-10-15

(54)【発明の名称】身体に装着する電子機器、特に聴取機器、及びそのような機器用の電圧供給装置

(51)【国際特許分類】

   H04R 25/00 20060101AFI20241004BHJP

   H04R 1/10 20060101ALI20241004BHJP

   H02M 3/07 20060101ALI20241004BHJP

【ＦＩ】

H04R25/00 P

H04R1/10 101B

H04R1/10 104E

H02M3/07

【審査請求】有

【請求項の数】10

【出願形態】ＯＬ

【外国語出願】

(21)【出願番号】P 2024057422

(22)【出願日】2024-03-29

(31)【優先権主張番号】10 2023 203 022.5

(32)【優先日】2023-03-31

(33)【優先権主張国・地域又は機関】DE

(71)【出願人】

【識別番号】508115093

【氏名又は名称】シバントス ピーティーイー リミテッド

(74)【代理人】

【識別番号】110003421

【氏名又は名称】弁理士法人フィールズ国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】ティモ マイ

(72)【発明者】

【氏名】トーマス ディッケル

【テーマコード（参考）】

5D005

5H730

【Ｆターム（参考）】

5D005BB02

5H730BB03

5H730BB98

(57)【要約】

【課題】身体に装着する電子機器、特に聴取機器、及びそのような機器用の電圧供給装置を提供する。
【解決手段】ユーザの身体に装着することを目的とした電子機器用の、特に聴取機器２用の電圧供給装置１４が提供される。電圧供給装置１４は、バッテリ電圧Ｕ_Ｂを変換係数によって中間電圧Ｕ_Ｚに変換するためのチャージポンプ２０であって、変換係数の少なくとも２つの段階間において切り替え可能であるチャージポンプ２０を備える。電圧供給装置１４は、更に、中間電圧Ｕ_Ｚを所定の目標値Ｕ_Ｒの出力電圧Ｕ_Ａに低下させるための電圧調整器２６と、変換係数の段階間においてチャージポンプ２０を可逆的に切り替えるためのコントローラ２４を備える。コントローラ２４は、電圧調整器２６の制御量Ｅに応じてチャージポンプ２０を制御するように構成されている。
【選択図】図２

【特許請求の範囲】

【請求項1】

ユーザの身体に装着することを目的とした電子機器用の、特に聴取機器（２）用の電圧供給装置（１４）であって、
バッテリ電圧（Ｕ_Ｂ）を変換係数によって中間電圧（Ｕ_Ｚ）に変換するためのチャージポンプ（２０）であって、前記変換係数の少なくとも２つの段階間において切り替え可能であるチャージポンプ（２０）と、
前記中間電圧（Ｕ_Ｚ）を所定の目標値（Ｕ_Ｒ）の出力電圧（Ｕ_Ａ）に低下させるための電圧調整器（２６）と、
前記変換係数の前記段階間において前記チャージポンプ（２０）を可逆的に切り替えるためのコントローラ（２４）であって、前記電圧調整器（２６）の制御量（Ｅ）に応じて前記チャージポンプ（２０）を制御するように構成されているコントローラ（２４）と、を備えた電圧供給装置（１４）。

【請求項2】

前記チャージポンプ（２０）は、より小さい値の前記変換係数を有する第１の段階と、より大きい値の前記変換係数を有する第２の段階との間において切り替え可能である、請求項１に記載の電圧供給装置（１４）。

【請求項3】

前記第１の段階は、３：１の変換係数に対応する、請求項２に記載の電圧供給装置（１４）。

【請求項4】

前記第２の段階は、２：１の変換係数に対応する、請求項３に記載の電圧供給装置（１４）。

【請求項5】

前記コントローラ（２４）は、
前記電圧調整器（２６）の前記制御量（Ｅ）が、第１のより大きい基準値（Ｒ１）を上回った場合に前記変換係数の前記第２の段階を設定し、
前記電圧調整器（２６）の前記制御量（Ｅ）が、第２のより小さい基準値（Ｒ２）を下回った場合に前記変換係数の前記第１の段階を設定するように構成されている、請求項２に記載の電圧供給装置（１４）。

【請求項6】

前記コントローラ（２４）は、少なくとも所定の遅延時間の間、前記変換係数の前記第２の段階を保持するように構成されている、請求項２に記載の電圧供給装置（１４）。

【請求項7】

前記コントローラ（２４）は、前記バッテリ電圧（Ｕ_Ｂ）が所定の最小値を超えた場合にのみ、前記変換係数の前記第２の段階から前記変換係数の前記第１の段階への変更を許可するように構成されている、請求項２に記載の電圧供給装置（１４）。

【請求項8】

前記電圧調整器（２６）は、比例調整器又は比例積分調整器として形成されている、請求項１に記載の電圧供給装置（１４）。

【請求項9】

前記電圧調整器（２６）は、前記出力電圧（Ｕ_Ａ）を前記所定の目標値（Ｕ_Ｒ）に設定するために、前記制御量（Ｅ）を用いて、連続的に制御可能な半導体スイッチ、特にＭＯＳＦＥＴ（２８）を制御する、請求項１に記載の電圧供給装置（１４）。

【請求項10】

請求項１～９のいずれか一項に記載の電圧供給装置（１４）を備えた、身体に装着可能な電子機器、特に聴取機器（２）。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、身体に装着することを目的とした電子機器用の、特に聴取機器用の電圧供給装置に関する。本発明はさらに、このような電子機器に関する。

【背景技術】

【0002】

聴取機器は、一般に、その聴取機器を装着する人（以下、「装着者」又は「ユーザ」という）の聴力をサポートする電子機器を意味する。特に、本発明は、聴覚に支障のあるユーザの難聴を完全又は部分的に補うように構成された聴取機器に関する。このような聴取機器は「補聴器」とも呼ばれる。さらに、正常な聴力を有するユーザの聴力を保護又は改善する聴取機器もあり、それは、例えば、複雑なリスニング状況における会話の理解度を向上させることができる。聴取機器には、（耳内に又は耳に装着する）ワイヤレスヘッドホン、特に、いわゆるイヤプラグ及びヘッドセットも挙げられる。

【0003】

一般的に、聴取機器、特に補聴器は、通常、頭部に、特にユーザの頭部又は片耳に装着するように形成されており、特に耳掛け型補聴器（英語の「ｂｅｈｉｎｄ ｔｈｅ ｅａｒ」の意味からＢＴＥ型補聴器ともいわれる）、又は耳穴型補聴器（英語の「ｉｎ ｔｈｅ ｅａｒ」の意味からＩＴＥ型補聴器ともいわれる）として形成されている。聴取機器の内部構造として、聴取機器は通常、少なくとも１つの（音響電気）入力変換器、信号処理ユニット（信号プロセッサ）、及び出力変換器を有している。聴取機器の動作中において、１つの又は各入力変換器は、聴取機器の周囲から空気伝搬音を取得し、この空気伝搬音を入力オーディオ信号（すなわち、周囲の音に関する情報を伝達する電気信号）に変換する。信号処理ユニットにおいては、ユーザの聴力をサポートするために、特にユーザの難聴を補うために、１つの又は各入力オーディオ信号が処理される（すなわち、その音情報に関して修正される）。信号処理ユニットは、適切に処理されたオーディオ信号を出力変換器に出力する。

【0004】

多くの場合、出力変換器は電気音響変換器として形成され、その電気音響変換器は（電気的な）出力オーディオ信号を空気伝搬音に変換し、この空気伝搬音（周囲の音と比較して修正された音）がユーザの外耳道に放出される。耳掛け型の聴取機器においては、「レシーバ」とも呼ばれる出力変換器は、通常、耳の外において、聴取機器のハウジングの中に組み込まれる。この場合、出力変換器から発せられた音は、サウンドチューブによってユーザの外耳道に送られる。代替的には、出力変換器を外耳道内に、それによって耳の後ろに装着するハウジングの外側に配置し得る。このような聴取機器は、（英語の「Ｒｅｃｅｉｖｅｒ ｉｎ Ｃａｎａｌ」から）ＲＩＣ機器ともいわれる。外耳道からはみ出さないほど小さい耳掛け型聴取機器は、（英語の「ｃｏｍｐｌｅｔｅｌｙ ｉｎ ｃａｎａｌ」から）ＣＩＣ機器ともいわれる。

【0005】

更なる形態においては、出力変換器は、出力オーディオ信号を固体伝搬音（振動）に変換する電気機械変換器として形成することもでき、それによってこの固体伝搬音は、例えばユーザの頭蓋骨内に放出される。更に、埋め込み型聴取機器、特に人工内耳、及び、その出力変換器がユーザの聴覚神経を直接刺激する聴取機器もある。

【0006】

身体に装着することを目的とした電子機器（いわゆる「ウェアラブル」）には、聴取機器以外にも、腕時計、スマートグラス、例えばペースメーカ又はインスリンポンプのような医療機器、例えば脳波計（ＥＥＧ－Ｌｏｇｇｅｒ）のような医療用監視機器など、がある。

【0007】

このようなウェアラブルは、多かれ少なかれ、一般的に、一方ではバッテリによって駆動するという共通の特徴を有している。それは、バッテリから供給されるバッテリ電圧がバッテリの充電状態によって時間的に変化する一方、ウェアラブルの電子機器は一定の動作電圧を必要とすることが多いという典型的な問題に関連する。そのため、通常、バッテリとウェアラブルの電子機器との間には、バッテリの電圧を必要な動作電圧値の一定の出力電圧に変換する電圧供給回路（電圧供給装置）が接続されている必要がある。

【0008】

他方、ウェアラブルは通常、ユーザの制約を最小限にするために、可能な限り軽量かつコンパクトに形成される必要がある。その際、小型化によってバッテリの設置スペースが特に制限されるため、利用可能なバッテリ容量も制限される。バッテリ容量が非常に限られているにもかかわらず、１回のバッテリ充電によってウェアラブルの十分な動作時間を可能にするためには、電圧供給装置のエネルギー効率を可能な限り高くすることが望ましい。

【0009】

このような背景から、チャージポンプがウェアラブルの、特に聴取機器の電圧供給装置として使用されることがあり、このチャージポンプは、変換係数によってバッテリ電圧を中間電圧に変換する。その際、この中間電圧は、所定の目標値に合わせて、電圧調整器によって動作電圧まで低下される。

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0010】

本発明の課題は、ユーザの身体に装着することを目的とした電子機器用の、例えば聴取機器用の電圧供給装置を、特に出力動作電圧の安定性に関して改善することにある。

【課題を解決するための手段】

【0011】

この課題は、請求項１の特徴によって本発明に従って解決される。有利な、且つ部分的に発明性のある実施形態、及び更なる展開は、従属請求項及び以下の説明に記載されている。

【0012】

電圧供給装置は、バッテリ電圧を変換係数によって中間電圧に変換するためのチャージポンプを備える。また、電圧供給装置は、中間電圧を所定の目標値（動作電圧値）の出力電圧に低下させるための電圧調整器を備える。チャージポンプは、バッテリ電圧の大きな変動の際にも、出力電圧が常に効率的に利用できるために、変換係数の少なくとも２つの段階（すなわち所定の値）間において切り替え可能である。変換係数は、その際、バッテリ電圧値と中間電圧値との比を表す。変換係数の所定の段階を、以下において「変換段階」ともいう。チャージポンプを切り替えることによって、バッテリ電圧が大きく変動した場合においても、電圧調整による電圧の振れを常に比較的小さく抑えることができ、それによってバッテリ電圧及び負荷状況の広い範囲において高い電圧供給効率を得ることができる。

【0013】

チャージポンプは、特にバッテリ電圧とアースの間に直列に接続可能な複数のコンデンサによって形成され、これらのコンデンサはクロックされて（すなわち所定のサイクル時間、或いはクロック周波数によって）充放電される。変換係数の異なる値間の切り替えは、その際、好ましくは、直列回路から１つ以上のコンデンサを取り除くことによって行われる。

【0014】

変換段階間においてチャージポンプを可逆的に切り換えるために、電圧供給装置は、最後に、チャージポンプに作用するコントローラを備える。このコントローラは、本発明によれば、電圧調整器の制御量（「誤差信号」ともいう）に応じてチャージポンプを制御するように構成されている。従って、設定された変換段階は、電圧調整器の誤差信号に依存してコントローラによって決定される。これによって、非常に高いエネルギー効率と電圧供給装置のコンパクトな構造を維持しつつ、出力動作電圧の高い安定性が得られる。

【0015】

費用対効果の理由から特に有利な実施においては、チャージポンプは、正確には２つの変換段階間において、すなわち変換係数のより小さい値を有する第１の変換段階と変換係数のより大きい値を有する第２の変換段階との間において切り替えることができる。好適な形態においては、第１の変換段階は、３：１の変換係数に対応する。したがって、この場合、第１の変換段階における中間電圧は、時間平均においてバッテリ電圧の３分の１になる。第２の変換段階は、例えば２：１の変換係数に対応する。したがって、第２の変換段階における中間電圧は、時間平均においてバッテリ電圧の半分に相当する。第１の変換段階は、バッテリが十分に充電され（したがってバッテリ電圧が高くなり）、通常の負荷状態の場合にチャージポンプが呈する通常状態である。第２の変換段階は、困難な動作条件下において、特に負荷が高い場合、及び／又はバッテリの充電状態が低い場合に、その他に（すなわち、チャージポンプが第１の変換段階において動作している状態において）、電圧調整器がその利用限界（制御容量）に近いかそれを超えて動作するような場合に、作動される。

【0016】

しかしながら、原理的には、本発明は、２つ以上の変換段階間において切り替え可能なチャージポンプを備えた電圧供給装置にも容易に適用することができる。その場合、２つの変換段階に関連して以下に説明する電圧供給装置の実施形態は、２つ以上の変換段階に対応して、拡張される必要がある。

【0017】

チャージポンプが第１の変換段階と第２の変換段階との間において恒常的に切り替わるのを防止するために、コントローラは、好ましくは、電圧調整器の制御量が第１のより高い基準値を上回った場合に第２の変換段階に切り替え、電圧調整器の制御量が第２のより低い基準値を下回った場合に第１の変換段階に戻すように構成されている。言い換えれば、コントローラは、所定のヒステリシスを有して、電圧調整器の制御量に応じて所定の変換段階間において切り替えるように、構成されている。

【0018】

ヒステリシスに加えて、又はヒステリシスの代替として、コントローラは、好ましくは、少なくとも所定の遅延時間の間、第２の変換段階を保持し、それによって、第１の変換段階から第２の変換段階への各変更後の所定の遅延時間の間、第１の変換段階への戻りを防止するように、構成されている。それによって、例えばチャージポンプを切り替えた後の誤差信号のオーバーシュート又はアンダーシュートなどに起因して、チャージポンプが第１の変換段階と第２の変換段階との間において恒常的に切り替わることも防止される。

【0019】

本発明の更に有利な実施形態においては、コントローラは、バッテリ電圧が所定の最小値を超えた場合にのみ、変換係数の第２の変換段階から第１の変換段階への変更を許可するように構成されている。これは、バッテリが弱い場合に、誤差信号の変動に起因してチャージポンプがより不利な第１の変換段階に戻ることを防止する（オプションの）追加の安全処置である。

【0020】

電圧調整器は、好ましくは、比例調整器又は比例積分調整器として形成されている。電圧調整器は、好ましくはアナログ回路、特に少なくとも１つの適切に配線されたオペアンプによって形成される。その際、電圧調整器は、電圧調整の時定数が、チャージポンプのサイクル時間よりも大幅に、特に約１０倍から１００倍大きくなるように設計される。例えば、チャージポンプのサイクル時間は１０マイクロ秒（１００キロヘルツのサイクル周波数に対応）であるのに対し、電圧調整器の時定数は例えば１００～１０００マイクロ秒（１～１０キロヘルツにおける帯域幅に相当）である。これによって、チャージポンプのクロッキングによる電圧変動に電圧調整器が反応し、電圧調整器に望ましくない制御振動が発生するのを防ぐことができる。

【0021】

出力電圧を所定の目標値に設定するために、電圧調整器は、好ましくは、出力電圧を設定する連続的に制御可能な半導体スイッチに接続され、制御量（すなわち上記の誤差信号）を用いてこの半導体スイッチを制御する。半導体スイッチは、例えばＭＯＳＦＥＴによって形成される。制御量（すなわち誤差信号）は、ゲート電圧としてこのＭＯＳＦＥＴに印加される。

【0022】

本発明の更なる具現は、身体に装着することを目的とした電子装置（すなわちウェアラブル）である。この装置は、その際、本発明によれば、特に上記した本発明の実施形態の１つにおける、本発明による電圧供給装置を備える。

【0023】

ウェアラブルは、好ましくは、上記したような聴取機器であり、特に、聴覚障害のあるユーザの聴覚をサポートするように形成された補聴器である。聴取機器は、その際、特にＢＴＥ又はＩＴＥ装置として、任意の形態であり得る。しかしながら、原理的には、本発明は、他のウェアラブル、特に、腕時計、スマートグラス、例えばペースメーカ又はインスリンポンプのような医療機器、例えば脳波計のような医療用監視機器などにも有利に適用することができる。

【0024】

以下において、本発明の実施例を、図面を参照してより詳細に説明する。

【図面の簡単な説明】

【0025】

【図1】２つのマイクロホン、レシーバ、信号プロセッサ、バッテリ、及び電圧供給装置を備えた、ユーザの耳の後ろに装着可能な補聴器の形態の聴取装置の概略図である。

【図2】図１の聴取装置の電圧供給装置の構造を示す概略的な回路図であり、その電圧供給装置は、変換係数の、異なる値間の２つの段階において切り替え可能なチャージポンプ、後続の電圧調整器、及び、チャージポンプを切り替えるためのコントローラを備えている。

【図3】図２によるコントローラの構造を示す概略的な回路図である。

【図4】チャージポンプが３：１の変換係数において作動される第１の変換段階におけるチャージポンプの２つのスイッチングフェーズを、互いに配置して示した図である。

【図5】チャージポンプが２：１の変換係数において作動される第２の変換段階におけるチャージポンプの２つのスイッチングフェーズを示す、図４に従った図である。

【図6】チャージポンプと電圧調整器の第２の実施形態を示す概略的な回路図である。

【発明を実施するための形態】

【0026】

全ての図において、互いに対応する部品及びサイズには常に同一の参照符号を付す。

【0027】

図１は、聴取機器２を示しており、この聴取機器２は、本実施形態においては、例示的に補聴器、すなわち、聴覚障害のあるユーザの聴覚をサポートするように構成された聴取機器として形成されている。本実施形態の図示の例においては、聴取機器２はＢＴＥ機器であり、ユーザの耳の後ろに装着することを目的とされる。

【0028】

聴取機器２は、ハウジング４内に、入力変換器としての少なくとも１つのマイクロホン６（図示の例においては２つのマイクロホン６）と、出力変換器としてのレシーバ８とを備える。聴取機器２は、更にバッテリ１０と（特にデジタル）信号プロセッサ１２とを備える。好ましくは、信号プロセッサ１２は、プログラマブルなサブユニット（例えばマイクロプロセッサ）と非プログラマブルなサブユニット（例えばＡＳＩＣ）とを含む。

【0029】

聴取機器２は更に電圧供給装置１４を備え、電圧供給装置１４は、信号プロセッサ１２（及び聴取機器２の他の電力消費部品）に電気的な出力電圧Ｕ_Ａを供給する。電圧供給装置１４には、バッテリ１０からバッテリ電圧Ｕ_Ｂが供給される。バッテリ１０の充電状態に依存して値が変動するバッテリ電圧Ｕ_Ｂとは対照的に、出力電圧Ｕ_Ａは、電圧供給装置１４によって所定の動作電圧値に一定に保たれる。

【0030】

聴取機器２の通常動作時において、マイクロホン６はそれぞれ聴取機器２の周囲から空気伝搬音を取得する。マイクロホン６は、その音を（入力）オーディオ信号Ｉに、すなわち取得した音に関する情報を含む電気信号に変換する。それぞれの入力オーディオ信号Ｉは、聴取機器２内において信号プロセッサ１２に送られ、信号プロセッサ１２は、この入力オーディオ信号Ｉを、ユーザの聴力をサポートするために修正する、特にユーザの聴力低下を補うために、周波数選択的に増幅する。

【0031】

信号プロセッサ１２は、出力オーディオ信号Ｏ、すなわち、電気信号であり、この場合、処理され、それによって修正された音に関する情報を含む出力オーディオ信号Ｏを、レシーバ８に出力する。

【0032】

レシーバ８は、出力オーディオ信号Ｏを修正された空気伝搬音に変換する。この修正された空気伝搬音は、レシーバ８をハウジング４の先端部１８に接続する音チャネル１６を介して、及び、ユーザの外耳道に挿入されるイヤピースに、先端部１８を接続する（詳細には図示しない）柔軟な音チューブを介して、ユーザの外耳道に伝達される。

【0033】

図２により詳細に示す電圧供給装置１４は、チャージポンプ２０、後続の電圧制御回路２２、及びコントローラ２４を備える。

【0034】

聴取機器２の動作中において、チャージポンプ２０は、供給されたバッテリ電圧Ｕ_Ｂを中間電圧Ｕ_Ｚに変換し、この中間電圧Ｕ_Ｚは、時間的な平均値において、バッテリ電圧Ｕ_Ｂに比べて変換係数だけ低下している。変換係数は、バッテリ電圧Ｕ_Ｂの値と中間電圧Ｕ_Ｚの（時間平均された）値の比を表す。

【0035】

中間電圧Ｕ_Ｚの（時間平均された）値がバッテリ電圧Ｕ_Ｂの３分の１に相当する３：１の変換係数を実現するために、チャージポンプ２０は、３つのコンデンサＣ１、Ｃ２、及びＣ３を含む。これらコンデンサは、スイッチＳ１～Ｓ８によって、一方においてはバッテリ電圧Ｕ_ＢとアースＭとの間に直列に接続され、他方においては中間電圧Ｕ_ＺとアースＭとの間に並列に接続され得る。スイッチＳ１～Ｓ８は、好ましくは、電子制御可能な半導体スイッチによって形成される。

【0036】

コンデンサＣ１及びＣ２は、その際、１０マイクロ秒のサイクル時間によってクロックされ、第１のスイッチングフェーズ（フェーズ１）において放電され、第２のスイッチングフェーズ（フェーズ２）において充電される。スイッチＳ１～Ｓ８の対応する設定は、図４の上段にフェーズ１について、図４の下段にフェーズ２について示されている。第１のスイッチングフェーズにおいては、チャージポンプ２０は、スイッチＳ４によってバッテリ電圧Ｕ_Ｂから切り離される。コンデンサＣ１、Ｃ２、及びＣ３は、スイッチＳ１、Ｓ７、及びＳ３、Ｓ８を閉じることによって、中間電圧Ｕ_ＺとアースＭとの間に並列接続される。第２のスイッチングフェーズにおいては、スイッチＳ４、Ｓ５、及びＳ６を閉じることによって（またスイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ７、及びＳ８を開くことによって）、コンデンサＣ１、Ｃ２、及びＣ３がバッテリ電圧Ｕ_ＢとアースＭとの間に直列に接続される。

【0037】

チャージポンプ２０は、３：１の変換係数の第１の変換段階と、２：１の変換係数の第２の変換段階との間において可逆的に切り替え可能である。既に上記したように、図４は、第１の変換段階の第１及び第２のスイッチングフェーズのためのスイッチＳ１～Ｓ８の設定を示している。

【0038】

図５に示される第２の変換段階においては、コンデンサＣ２は、充電中において、すなわち第２のスイッチングフェーズにおいて、スイッチＳ５及びＳ６を開き、スイッチＳ２を閉じることによって、コンデンサＣ１、Ｃ２、及びＣ３の直列接続から解かれ、（任意に）スイッチＳ３及びＳ８を閉じることによって、コンデンサＣ３と並列に接続される（図５の下段のフェーズ２を参照）。その結果、第２の変換段階において、２：１の変換係数となる。この場合、中間電圧Ｕ_Ｚの（時間平均）値は、従って、バッテリ電圧Ｕ_Ｂの半分に相当する。

【0039】

第２の変換段階の第１のスイッチングフェーズにおいては、コンデンサＣ１、Ｃ３、場合によっては、Ｃ２は、第１の変換段階と同様に放電される。したがって、スイッチＳ１～Ｓ８の設定に関して、第２の変換段階の第１のスイッチングフェーズ（図５の上段におけるフェーズ１）は、第１の変換段階の第１のスイッチングフェーズ（図４の上段におけるフェーズ１）に相当する。

【0040】

図２によれば、電圧制御回路２２は、電圧調整器２６と、連続的に制御可能な半導体スイッチとを含み、その半導体スイッチは、図示の例においてはＭＯＳＦＥＴ２８によって形成されている。電圧調整器２６は、基本的にオペアンプ又はオペアンプ群によって形成される。その際、そのオペアンプ或いはオペアンプ群は、対応した回路（詳細には図示せず）によって比例調整器又は比例積分調整器として形成される。電圧制御回路２２は、例えば、電圧制御が１００マイクロ秒の時定数を有するようにサイズ決めされる。

【0041】

電圧調整器２６には、現在値としての出力電圧Ｕ_Ａと、目標値としての、設定すべき動作電圧値に相当する基準電圧Ｕ_Ｒとが供給される。電圧調整器２６は、出力電圧Ｕ_Ａと基準電圧Ｕ_Ｒとの比較に基づいて、制御量としての誤差信号Ｅを出力し、この誤差信号Ｅはゲート電圧としてＭＯＳＦＥＴ２８に供給される。ＭＯＳＦＥＴ２８は、出力電圧Ｕ_Ａが基準電圧Ｕ_Ｒに等しくなるように、誤差信号Ｅの作用によって出力電圧Ｕ_Ａを調整する。

【0042】

誤差信号Ｅ及びバッテリ電圧Ｕ_Ｂは、更に、コントローラ２４に入力量として供給される。

【0043】

コントローラ２４は、制御信号Ｔを用いてスイッチＳ１～Ｓ８を制御し、それによって、それぞれ設定された変換段階の、すなわち図４による第１の変換段階又は図５による第２の変換段階の、第１及び２第１のスイッチングフェーズが、上記のサイクル時間において交互に実現される。

【0044】

更に、コントローラ２４は、内部においてスイッチング信号Ｗを生成し、そのスイッチング信号Ｗに従って、コントローラ２４は、チャージポンプ２０の２つの変換段階の間を、したがって、図４によるスイッチングフェーズを実現するためのスイッチＳ１～Ｓ８の制御と、図５によるスイッチングフェーズを実現するためのスイッチＳ１～Ｓ８の制御との間を切り換える。

【0045】

スイッチング信号Ｗを生成するコントローラ２４の部分は、アナログ論理電子回路として例示的な実施によって図３に詳細に示されている。これによれば、コントローラ２４は、第１のコンパレータ３０と第２のコンパレータ３２とを含む。コンパレータ３０及び３２には、３つの電圧信号、すなわち電圧調整器２６の誤差信号Ｅと、より高い基準値を指定するための基準信号Ｒ１と、より低い基準値を指定するための基準信号Ｒ２とが供給される。
それによって、第１のコンパレータ３０の出力信号Ａ１は、
・誤差信号Ｅが基準信号Ｒ１を下回る場合及びその間は、論理「１」状態（「ＨＩＧＨ」）を出力し、
・誤差信号Ｅが基準信号Ｒ１を上回る場合及びその間は、論理「０」状態（「ＬＯＷ」）を出力し、
それによって、第２のコンパレータ３２の出力信号Ａ２は、
・誤差信号Ｅが基準信号Ｒ２を上回る場合及びその間は、ＨＩＧＨを出力し、
・誤差信号Ｅが基準信号Ｒ２を下回る場合及びその間は、ＬＯＷを出力する。

【0046】

コントローラ２４は、更に第３のコンパレータ３４を含む。２つの更なる電圧信号、すなわち、因数３によって低減されたバッテリ電圧Ｕ_Ｂと、更なる基準信号、好ましくは基準電圧Ｕ_Ｒとが、入力量としてコンパレータ３４に供給される。
それによって、第３のコンパレータ３４の出力信号Ａ３は、
・因数３によって低減されたバッテリ電圧Ｕ_Ｂが更なる基準信号、好ましくは、すなわち基準電圧Ｕ_Ｒを下回る場合及びその間は、ＨＩＧＨを出力し、
・因数３によって低減されたバッテリ電圧Ｕ_Ｂが更なる基準信号、好ましくは、すなわち基準電圧Ｕ_Ｒを上回る場合及びその間は、ＬＯＷを出力する。

【0047】

代替的に、バッテリ電圧Ｕ_Ｂは、コンパレータ３４に供給される前に、３とはわずかに異なる因数、例えば３．０５によって低下させることもできる。オプションにおいて、因数は調整可能であり得る。更に、コンパレータ３４に、基準電圧Ｕ_Ｒに比べて対応して高い更なる基準信号も供給される場合、バッテリ電圧Ｕ_Ｂは、低下されずにコンパレータ３４に供給され得る。最後に、コンパレータ３４は、（特にやや顕著な）スイッチングヒステリシスを有し得る。

【0048】

コントローラ２４は、更に、ＯＲゲート３６、ＮＡＮＤフリップフロップ３８（すなわち、２つの結合されたＮＡＮＤゲートからなる非同期のＲＳフリップフロップ）、及び（「ロックタイマ」ともいう）遅延要素４０を含む。

【0049】

第２のコンパレータ３２及び第３のコンパレータ３４の出力信号Ａ２及びＡ３は、入力量としてＯＲゲート３６に供給される。第１のコンパレータ３０の出力信号Ａ１とＯＲゲート３６の出力信号Ａ４は、セット信号或いはリセット信号としてＮＡＮＤフリップフロップ３８に供給され、ＮＡＮＤフリップフロップ３８はスイッチング信号Ｗを出力する。

【0050】

スイッチング信号Ｗは遅延要素４０に供給される。遅延要素４０の出力信号Ａ５は、更なる入力量としてＯＲゲート３６に供給される。遅延要素４０は、スイッチング信号ＷがＬＯＷからＨＩＧＨに変化する場合、所定の遅延時間（例えば５００マイクロ秒）の間、出力信号Ａ５をＨＩＧＨに切り換える。それ以外の場合、遅延要素４０の出力信号Ａ５はＬＯＷのままである。

【0051】

図３に示し上記した回路は以下の機能を有する。すなわち、ＮＡＮＤフリップフロップ３８は、スイッチング信号Ｗを、
・誤差信号Ｅがより高い基準信号Ｒ１を上回る場合に、ＬＯＷからＨＩＧＨに切り換え、
・誤差信号Ｅがより低い基準信号Ｒ２を下回る場合に、ＨＩＧＨからＬＯＷに戻す。

【0052】

スイッチング信号ＷのＬＯＷからＨＩＧＨへの変化は、コントローラ２４がチャージポンプ２０を第１の変換段階から第２の変換段階に切り換えるトリガとなる。スイッチング信号ＷのＨＩＧＨからＬＯＷへの変化は、コントローラ２４がチャージポンプ２０を第２の変換段階から第１の変換段階に戻すように切り換えるトリガとなる。

【0053】

それによって、第１の変換段階と第２の変換段階との間のチャージポンプ２０の切り替えに関して、コンパレータ３０及び３２と、ＮＡＮＤフリップフロップ３８とによって、（切り替え）ヒステリシスが形成される。図３の回路のスイッチング論理は、バッテリ電圧Ｕ_Ｂの低下又は特に高い負荷のために電圧制御がその利用限界に達するか、又はそれに近づく場合に、電圧調整器２６の誤差信号Ｅが大きい値を取るという認識に基づいている。これは、低いバッテリ電圧Ｕ_Ｂ及び／又は特に高い負荷に対してより有利な第２の変換段階への切り替えの指示として使用される。

【0054】

因数３によって低減されたバッテリ電圧Ｕ_Ｂが更なる基準信号、特に基準電圧Ｕ_Ｒを下回る場合及びその間は、ＯＲゲート３６に供給される第３のコンパレータ３４の出力信号Ａ３によって、スイッチング信号ＷのＬＯＷへの戻りが防止される。それによって、バッテリ電圧Ｕ_Ｂが所定の最小値（即ち、基準電圧Ｕ_Ｒの３倍）を下回った場合に、チャージポンプ２０が第２の変換段階から第１の変換段階に戻ることが抑制される。

【0055】

ＯＲゲート３６に追加して供給される遅延要素４０の出力信号Ａ５によって、スイッチング信号ＷがＨＩＧＨに切り替わった後、所定の遅延時間内にスイッチング信号ＷがＬＯＷに戻ることが防止される。それによって、チャージポンプ２０の第２の変換段階は、少なくとも所定の遅延時間の間、強制的に保持される。これは、スイッチング信号ＷがＨＩＧＨに切り換わる（その結果、チャージポンプ２０が第２の変換段階に切り換わる）場合に、チャージポンプ２０の駆動力が急激に増大し、それによって、誤差信号Ｅの値が急激に減少することを考慮したものである。このプロセスは、誤差信号Ｅの「アンダーシュート」（すなわち、誤差信号Ｅが、更なる経過において設定される新たなプラトー値以下に短時間低下すること）につながる可能性があり、そのアンダーシュートは、遅延要素４０がない場合、好ましくない状況下において、スイッチング信号Ｗが直ちにＬＯＷに戻ることを生じさせ得る。この望ましくない作用は繰り返し発生し、電圧制御の不安定性（制御振動）につながる可能性がある。遅延要素４０はこれを抑止する。遅延時間は、理想的には、少なくとも電圧制御の時定数の大きさのオーダーであるべきである。例えば、遅延時間は５００マイクロ秒に設定される。

【0056】

本発明の代替的な実施形態においては、コントローラ２４は、図３の回路のスイッチング論理が実行可能なソフトウェア（ファームウェア）の形態において実装されたマイクロコントローラによって実現される。

【0057】

図６は、チャージポンプ２０の構成要素が電圧制御回路２２の構成要素としても使用される、電圧供給装置１４の更なる実施形態を示す。例えば、スイッチＳ１及びＳ３は、本実施形態においてはＭＯＳＦＥＴＳ２８によって形成されており、出力電圧Ｕ_Ａを所定の基準電圧Ｕ_Ｒに設定するために、コントローラ２４に加えて電圧調整器２６によっても制御される。図６に示す回路においては、中間電圧Ｕ_Ｚは、コンデンサＣ１及びＣ２を介して時間的に平均された電圧降下にのみ現れる。図６の簡略図が示唆するのとは異なり、誤差信号ＥはＭＯＳＦＥＴＳ２８に常時印加されるのではなく、（図６に示す）第１のスイッチングフェーズ、すなわちコンデンサＣ１及び場合によってはＣ２が放電されるときにのみ印加される。第２のスイッチングフェーズにおいては、コンデンサＣ１、Ｃ３、及び場合によってはＣ２がバッテリ電圧Ｕ_Ｂから充電されるように、コントローラ２４によってＭＯＳＦＥＴ２８が制御される。

【0058】

図６は、第１の変換段階の第１のスイッチングフェーズ（フェーズ１）におけるチャージポンプを示し、図４の上部の部分図に相当する。第１の変換段階の第２のスイッチングフェーズ（フェーズ２）のために、コンデンサＣ１、Ｃ２及びＣ３は、バッテリ電圧Ｕ_ＢとアースＭとの間に再び直列に接続され、それによって、３：１の変換係数が達成される。

【0059】

図２に対して変更された、図６によるチャージポンプ２０の構成においては、スイッチＳ２が欠けている。第２の変換段階において、第２のスイッチングフェーズ（フェーズ２）、すなわちコンデンサＣ１、Ｃ２及びＣ３の充電は、スイッチＳ６が開放されている間に、スイッチＳ３及びＳ５を介して、コンデンサＣ１の負極をコンデンサＣ３と直列に直接接続することによって行われる。

【0060】

図６に示す実施例にも存在し、単に分かり易くするために図示していないコントローラ２４は、図３に示すような構造であり、上記した方法によってスイッチＳ１、Ｓ３、及びＳ４～Ｓ８を制御する。

【0061】

本発明は、上記した実施形態において特に明らかであるが、これらの実施形態に限定されるものではない。むしろ、本発明の更なる実施形態は、特許請求の範囲及び上記の説明から導き出すことができる。特に、聴取機器２を例として説明した本発明は、他の装着可能な、特に腕時計、スマートグラス、例えばペースメーカ又はインスリンポンプのような医療機器、例えば脳波計のような医療用監視装置などにも容易に適用することができる。

【符号の説明】

【0062】

２ 補聴器
４ ハウジング
６ マイクロホン
８ レシーバ
１０ バッテリ
１２ 信号プロセッサ
１４ 電圧供給装置
１６ 音チャネル
１８ 先端
２０ チャージポンプ
２２ 電圧制御回路
２４ コントローラ
２６ 電圧調整器
２８ ＭＯＳＦＥＴ
３０ コンパレータ
３２ コンパレータ
３４ コンパレータ
３６ ＯＲゲート
３８ ＮＡＮＤフリップフロップ
４０ 遅延要素
Ａ１～Ａ５ 出力信号
Ｉ 入力オーディオ信号
Ｃ１～Ｃ３ コンデンサ
Ｅ 誤差信号
Ｍ アース
Ｏ 出力オーディオ信号
Ｒ１、Ｒ２ 基準信号
Ｓ１～Ｓ８ スイッチ
Ｔ 制御信号
Ｕ_Ｂ バッテリ電圧
Ｕ_Ａ 出力電圧
Ｕ_Ｒ 基準電圧
Ｕ_Ｚ 中間電圧
Ｗ スイッチング信号

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【外国語明細書】