特開 2024-153381 電力変換器

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2024153381

(43)【公開日】2024-10-29

(54)【発明の名称】電力変換器

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/48 20070101AFI20241022BHJP

【ＦＩ】

H02M7/48 E

【審査請求】未請求

【請求項の数】6

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2023067245

(22)【出願日】2023-04-17

(71)【出願人】

【識別番号】000004260

【氏名又は名称】株式会社デンソー

(71)【出願人】

【識別番号】000003207

【氏名又は名称】トヨタ自動車株式会社

(71)【出願人】

【識別番号】520124752

【氏名又は名称】株式会社ミライズテクノロジーズ

(74)【代理人】

【識別番号】110000567

【氏名又は名称】弁理士法人サトー

(72)【発明者】

【氏名】篠宮 幸平

【テーマコード（参考）】

5H770

【Ｆターム（参考）】

5H770AA05

5H770BA02

5H770CA06

5H770DA03

5H770DA22

5H770DA44

5H770EA27

5H770EA30

5H770HA02Y

5H770HA03W

5H770HA03Y

5H770HA07Z

(57)【要約】

【課題】コンバータを並列接続して位相差駆動することで出力電流リップルの低減効果を維持しつつ、指令値の絶対値が小さい場合でも、コンバータがパルスを出力する際に電流波形歪みを抑制できるようにした電力変換器を提供する。
【解決手段】並列接続された２以上のｎ個のコンバータはパルスを生成してモータ４に出力することでモータ４を駆動させる。パルス制御部１２は、モータ制御部１１により出力される制御情報に基づいて、三相コンバータ３のｎ個のコンバータを多重動作させる多重パルスを生成する。電流不連続動作切替部２４は、指令値に応じて電流境界モード又は電流不連続動作モードに切り替えてコンバータを動作させる。
【選択図】図２

【特許請求の範囲】

【請求項1】

並列接続された２以上のｎ個のコンバータ（５ｕ１…５ｕｎ、５ｖ１…５ｖｎ、５ｗ１…５ｗｎ）を備えた電力変換部（３）と、
入力される指令値に応じた制御情報を出力するモータ制御部（１１）と、
前記モータ制御部の制御情報に基づいて前記電力変換部のｎ個のコンバータを駆動するパルス信号を出力するパルス制御部（１２）と、を備え、
前記パルス制御部は、
前記指令値に応じて電流境界モード又は電流不連続動作モードに切り替えて前記コンバータを動作させる電流不連続動作切替部（２４）を備える電力変換器。

【請求項2】

前記パルス制御部は、
前記電力変換部のコンバータを駆動するゲート駆動部（２１）と、
前記ゲート駆動部により駆動される前記コンバータの電流がゼロに達したことを検出するゼロ電流検出部（２２）と、
前記電流境界モード又は前記電流不連続動作モードにて前記コンバータを動作させるときのパルス信号のオン時間、周期、及び、各コンバータに印加する多重パルス信号間の位相差を算出し、前記ゲート駆動部にパルス信号を出力するパルス制御部（２３）と、
を備える請求項１記載の電力変換器。

【請求項3】

前記コンバータは、電源電圧が入力される上アームスイッチ（ＳＷ１）及び下アームスイッチ（ＳＷ２）、並びに、インダクタ（Ｌ）及びコンデンサ（Ｃ）を用いた降圧型のコンバータにより構成され、
前記電流不連続動作切替部は、前記指令値としての電流指令値の絶対値が所定値以上のときには前記電流境界モードに切り替え、
前記ゲート駆動部は、前記指令値としての電流指令値が正のとき、前記コンバータの上アームスイッチを駆動するものであり、前記パルス演算部は、前記上アームスイッチのオン時間Ｔon1及びオフ時間Ｔoff1、並びに、周期Ｔ及び前記多重パルスの間の位相差Ｔｄを、それぞれ（１－１）式～（１－４）式に基づいて設定し、
前記ゲート駆動部は、前記指令値としての電流指令値が負のとき、前記コンバータの下アームスイッチを駆動するものであり、前記パルス演算部は、前記下アームスイッチのオン時間Ｔon2及びオフ時間Ｔoff2、並びに、周期Ｔ及び前記多重パルスの間の位相差Ｔｄを、（２－１）式～（２－４）式に基づいて設定する請求項１又は２記載の電力変換器。
ここで、Ｖin：入力電圧、Ｖout：出力電圧、Ｉ_Ｌはインダクタ電流、Ｌ：インダクタのインダクタンス、ｎ：コンバータの多重数を示す。

【数1】

【数2】

【請求項4】

前記コンバータは、電源電圧が入力される上アームスイッチ（ＳＷ１）及び下アームスイッチ（ＳＷ２）、並びに、インダクタ（Ｌ）及びコンデンサ（Ｃ）を用いた降圧型のコンバータにより構成され、
前記電流不連続動作切替部は、前記指令値としての電流指令値の絶対値が所定値未満のときには前記電流不連続動作モードに切り替え、
前記ゲート駆動部は、前記指令値としての電流指令値が正のとき、前記コンバータの上アームスイッチを駆動するものであり、前記パルス演算部は、前記上アームスイッチのオン時間Ｔon3及びオフ時間Ｔoff3を（５）式に基づいて設定し、前記オン時間及び前記オフ時間とは別に前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチを共にオフにする待機期間を設け、
前記ゲート駆動部は、前記指令値としての電流指令値が負のとき、前記コンバータの下アームスイッチを駆動するものであり、前記パルス演算部は、前記下アームスイッチのオン時間Ｔon3及びオフ時間Ｔoff3を（５）式に基づいて設定し、前記オン時間及び前記オフ時間とは別に前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチを共にオフにする待機期間を設ける請求項１又は２記載の電力変換器。
ここで、Ｖin：入力電圧、Ｉout：出力電流、Ｌ：インダクタのインダクタンス、ｎ：コンバータの多重数を示す。

【数5】

【請求項5】

前記コンバータは、降圧型、昇圧型、又は昇降圧型である請求項１から４の何れか一項に記載の電力変換器。

【請求項6】

前記コンバータは、非絶縁型又は絶縁型である請求項１から４の何れか一項に記載の電力変換器。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、電力変換器に関する。

【背景技術】

【0002】

この種の電力変換器としてハイブリッド車の動力発生装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。特許文献１記載の動力発生装置は、永久磁石同期モータの各相にマルチフェーズコンバータを接続すると共に、各相に接続されたマルチフェーズコンバータを並列接続している。各マルチフェーズコンバータが、それぞれ位相を変化させながら駆動することで正弦波状の電圧を出力しており、これにより、出力電流リップルを低減している。

【0003】

一般に、コンバータの並列接続数をより多くすることで出力電流リップルを低減できるが、電流指令値が小さくなると周期が短くなる。この結果、コンバータを駆動するパルス幅も短くなる。コンバータを駆動するパルス幅が短いと、コンバータはパルスを正常に出力できない虞がある。この場合、電流波形歪みを生じ、ノイズや騒音が増加する虞がある。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【特許文献1】特開２００９－２１９２９９号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

本発明の目的は、コンバータを並列接続して位相差駆動することで出力電流リップルの低減効果を維持しつつ、指令値の絶対値が小さい場合でも、コンバータがパルスを出力する際に電流波形歪みを抑制できるようにした電力変換器を提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0006】

請求項１記載の発明は、並列接続された２以上のｎ個のコンバータを備える電力変換部を備える。モータ制御部が、入力される指令値に応じた制御情報を出力すると、パルス制御部は、モータ制御部の制御情報に基づいて電力変換部のｎ個のコンバータを駆動するパルス信号を出力する。パルス制御部は、指令値に応じて電流境界モード又は電流不連続動作モードに切り替えてコンバータを動作させる電流不連続動作切替部を備える。

【0007】

電流不連続動作切替部は、例えば、指令値の絶対値が所定値より大きいときに電流境界モードに切り替え、指令値の絶対値が所定値より小さいときに電流不連続動作モードに切り替えることで、コンバータはパルス幅の短縮化を抑制しつつ電流波形歪みを抑制してパルスを出力できる。

【図面の簡単な説明】

【0008】

【図1】第１実施形態における全体的な電気的構成図

【図2】第１実施形態における一相分の電気的構成図

【図3】第１実施形態におけるコンバータの制御構成図

【図4】第１実施形態における多重パルス生成処理を概略的に説明するフローチャートのその１

【図5】第１実施形態における多重パルスの生成方法の説明図

【図6】第１実施形態における多重パルス生成処理を概略的に説明するフローチャートのその２

【図7】第１実施形態における四多重の場合のコンバータの駆動電圧及び駆動電流波形

【図8】第１実施形態において四多重の電流境界モードにおけるインダクタ電流と出力電流との関係性を示す説明図のその１

【図9】第１実施形態における指令電流と動作周波数との関係性を示す説明図

【図10】第１実施形態において四多重の電流不連続動作モードにおけるインダクタ電流と出力電流との関係性を示す説明図

【図11】比較例における指令電流と動作周波数との関係性を示す説明図

【図12】第２実施形態における多重パルス生成処理を概略的に説明するフローチャート

【発明を実施するための形態】

【0009】

以下、幾つかの実施形態について図面を参照しながら説明する。複数の実施形態について同一又は類似の構成部分には同一又は類似符号を付して説明を省略することがある。

【0010】

（第１実施形態）
第１実施形態について図１から図１１を参照しながら説明する。図１に例示したように、バッテリ２には電力変換器としての三相インバータ３が接続されている。バッテリ２は、ニッケル水素蓄電池やリチウム蓄電池などの蓄電池である。三相インバータ３にはモータ４が接続されている。モータ４は、例えば電気自動車又はハイブリッド車の車輪を駆動する動力発生装置であり、永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）を例示している。

【0011】

三相インバータ３には、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の複数相分のマルチフェーズコンバータ６ｕ、６ｖ、６ｗが用意されている。三相インバータ３は、それぞれ、基本単位となるコンバータ５ｕ、５ｖ、５ｗを２以上のｎ個多重並列接続したマルチフェーズコンバータ６ｕ、６ｖ、６ｗにより構成されている。

【0012】

図１には、基本単位となるコンバータ５ｕ、５ｖ、５ｗの符号にそれぞれ添え字「１～ｎ」を付して図示している。以下の説明では、コンバータ５ｕ１、５ｕ２、５ｕ３…５ｕｎ、５ｖ１、５ｖ２、５ｖ３…５ｖｎ、５ｗ１、５ｗ２、５ｗ３…５ｗｎ、のうち個々又はその一つを単にコンバータ５と略することもある。また、インダクタＬに流れる電流（以下、インダクタ電流ＩＬ）の検出対象となるコンバータ５ｕ１、５ｖ１、５ｗ１を、「マスタ相のコンバータ５」と称することもある。コンバータ５の構成例は図３に示している。

【0013】

例えば、Ｕ相のマルチフェーズコンバータ６ｕは、ｎ個のコンバータ５に流す全電流を１／ｎでそれぞれ分担すると共に、互いに位相差Ｔ／ｎを存して駆動することで各コンバータ５ｕ１…５ｕｎの駆動電流を平準化する。各コンバータ５ｕ１…５ｕｎの出力電流が合成されるため電流リップルを相殺でき、これにより、所望の電流波形、ここでは正弦波電流を出力するように構成されている。Ｖ相、Ｗ相のマルチフェーズコンバータ６ｖ、６ｗも同様である。

【0014】

上記の個々のコンバータ５は、図３に示すように、上アームスイッチＳＷ１、下アームスイッチＳＷ２、インダクタＬ、及びコンデンサＣを図示形態に備え、バッテリ２の電圧を所望に変換する降圧型の非反転形バックコンバータにより構成される。

【0015】

上アームスイッチＳＷ１、下アームスイッチＳＷ２は、Ｎチャネル型のパワーＭＯＳＦＥＴなどのパワースイッチとして構成され、ドレインソース間には負荷電流を転流するためそれぞれ還流ダイオードＤ１、Ｄ２が接続されている。以下の説明では、上アームスイッチＳＷ１及び下アームスイッチＳＷ２の双方、又はその一方を「パワースイッチ」と称することもある。

【0016】

本実施形態に係る制御システム１は、三相インバータ３に制御装置１０を接続しており、図１に示す制御装置１０を主体として制御を実行する。制御装置１０は、複数のコア及び揮発性及び不揮発性のメモリ１７などを備えたコンピュータにより構成されるもので、機能的にはモータ制御部１１及びパルス制御部１２としての構成を備える。メモリ１７は、非遷移的実体的記憶媒体として各種のデータを保持する保持部として用いられる。バッテリ２には電圧センサ１３が設置されており、電圧センサ１３の検出電圧はモータ制御部１１に入力されている。

【0017】

また、ＵＶＷ各相のマスタ相となるコンバータ５ｕ１、５ｖ１、５ｗ１を構成するインダクタＬの通電経路には、電流センサ１４が設けられている。モータ制御部１１は、電流センサ１４により検出されたインダクタ電流Ｉ_Ｌを入力している。また電圧センサ１５が、コンデンサＣの出力電圧Ｖoutを検出するために設けられており、当該電圧センサ１５による検出電圧はモータ制御部１１に入力されている。

【0018】

モータ制御部１１は、要求トルクに応じて算出された電流指令値Ｉoを指令値として入力し当該電流指令値Ｉoに応じた制御情報をパルス制御部１２に出力する。なお、電流指令値Ｉoの更新周期は、交流周波数の周期に比較して十分短い時間に設定されており、交流周波数にて変化する電流指令値Ｉoを細かく設定できる。

【0019】

また電流センサ１６は、モータ４に入力させる相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出するために設けられており、電流センサ１６による検出電流はモータ制御部１１に入力されている。またモータ制御部１１は、モータ４に設置されるレゾルバなどの回転位置センサ４ａによりロータの角度θを入力し角速度ωの情報を演算する。

【0020】

図２に示すように、モータ制御部１１は、減算器３０、電流制御器３１、相変換器としての二相三相変換器３２、及び三相二相変換器３３を図示形態に接続して構成される。モータ制御部１１は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を入力する。またモータ制御部１１の三相二相変換器３３は、相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを入力すると共に、モータ４に設置されるレゾルバなどの回転位置センサ４ａによりロータの角度θを入力し角速度ωの情報を演算する。三相二相変換器３４は、モータ４の三相の相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑに変換し減算器３０に出力する。

【0021】

減算器３０は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊からｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑをそれぞれ減算し、電流制御器３１に出力する。電流制御器３１は、例えば、比例積分制御によりｄｑ軸の電流指令値Ｉｄ＿ｃｍｄ、Ｉｑ＿ｃｍｄを二相三相変換器３２に出力する。二相三相変換器３２は、電流制御器３１から入力されるｄｑ軸の電流指令値をモータ４の三相毎の電流指令値Ｉｕ＿ｃｍｄ、Ｉｖ＿ｃｍｄ、Ｉｗ＿ｃｍｄ、に変換し、パルス制御部１２に出力する。

【0022】

モータ制御部１１は、これらの情報をフィードバック制御情報としてパルス制御部１２に出力する。パルス制御部１２は、パルス生成ブロック１２ｕ、１２ｖ、１２ｗを三相の相毎に備える。図２に機能的に例示したように、パルス制御部１２のパルス生成ブロック１２ｕ、１２ｖ、１２ｗは、それぞれ、ゲート駆動部２１、ゼロ電流検出部２２、パルス演算部２３、及び、電流不連続動作切替部２４としての機能的構成を備える。

【0023】

各パルス生成ブロック１２ｕ、１２ｖ、１２ｗの各相のパルス演算部２３は、それぞれ、モータ４の三相毎の電流指令値Ｉｕ＿ｃｍｄ、Ｉｖ＿ｃｍｄ、Ｉｗ＿ｃｍｄを入力する。ゼロ電流検出部２２は、相毎にゼロ電流を検出し、パルス演算部２３に出力する。

【0024】

図３に示したように、各相のパルス演算部２３は、オン時間カウンタ２４ａ、開始位相カウンタ２４ｂ、終了位相カウンタ２４ｃなどによるカウンタを備える。パルス演算部２３は、各相のマルチフェーズコンバータ６ｕ、６ｖ、６ｗの各コンバータ５が電流境界モードにて動作するときの上アームスイッチＳＷ１及び下アームスイッチＳＷ２のオン時間Ｔon及びオフ時間Ｔoff、周期Ｔ、及び、同相（例えばＵ相）の複数のコンバータ５に入力させる多重パルス間の位相差Ｔｄの各パラメータを算出する。

【0025】

本実施形態の電流境界モードとは、インダクタ電流ＩＬがゼロとなることを検出すると当該検出タイミングで上アームスイッチＳＷ１及び下アームスイッチＳＷ２のオン・オフを切り替え、各相のマルチフェーズコンバータ６ｕ、６ｖ、６ｗの各コンバータ５を絶えず動作させてインダクタ電流ＩＬを変化させ続けるモードを示す。オン時間Ｔon、オフ時間Ｔoff、周期Ｔ、位相差Ｔｄの各パラメータは、同相のマルチフェーズコンバータ（例えば６ｕ）の各コンバータ５に入力させる多重パルスの間で同一に設定される。下記で詳述するが、オン時間Ｔonは、電流指令値Ｉ_０＞０のときのパワースイッチＳＷ１のオン時間Ｔon1、又は、電流指令値Ｉ_０＜０のときのパワースイッチＳＷ２のオン時間Ｔon2を示す。オフ時間Ｔoffは、電流指令値Ｉ_０＞０のときのパワースイッチＳＷ１のオフ時間Ｔoff1、又は、電流指令値Ｉ_０＜０のときのパワースイッチＳＷ２のオフ時間Ｔoff2を示す。

【0026】

ゲート駆動部２１は、パルス演算部２３の演算結果に基づいて三相インバータ３を駆動する。ゲート駆動部２１は、パルス演算部２３により算出されたオン時間Ｔon、周期Ｔ、位相差Ｔｄに基づいて上アームスイッチＳＷ１、下アームスイッチＳＷ２をオン・オフ駆動する。これにより、パルス制御部１２は、モータ制御部１１から入力される制御情報に基づいて、多重パルス（マルチフェーズパルス）を生成して三相インバータ３の３×ｎ個のコンバータ５に印加することでコンバータ５を多重動作させることができる。

【0027】

＜基本的なマルチフェーズコンバータ６ｕ、６ｖ、６ｗの動作説明＞
以下、フローチャートを用いて各相のマルチフェーズコンバータ６ｕ、６ｖ、６ｗに係る基本的処理動作を説明する。ＵＶＷ各相の動作は概ね同一であるため、Ｕ相のマルチフェーズコンバータ６ｕの処理動作を説明し、Ｖ相、Ｗ相のマルチフェーズコンバータ６ｖ、６ｗの処理動作説明を省略する。

【0028】

図４に１多重目のコンバータ５ｕ１の処理ステップを示す。ゼロ電流検出部２２がＳ１においてインダクタ電流ＩＬがゼロとなるタイミングを検出したことを条件として、ゲート駆動部２１がＳ３又はＳ４において上アームスイッチＳＷ１又は下アームスイッチＳＷ２をターンオンさせる。このとき、パルス演算部２３はＳ２において電流指令値Ｉoの値に基づいて、上アームスイッチＳＷ１をオンするか、下アームスイッチＳＷ２をオンするかを決定する。

【0029】

＜電流指令値Ｉ_ｏがゼロを超えている場合＞
電流指令値Ｉ_ｏがゼロを超えていれば、ゲート駆動部２１は、Ｓ３において上アームスイッチＳＷ１をターンオンする。例えばＵ相の電流指令値Ｉ_ｏが０を超える場合、ゲート駆動部２１が、マルチフェーズコンバータ６ｕを構成する各コンバータ５の下アームスイッチＳＷ２をオフに保持した状態で、上アームスイッチＳＷ１をオン・オフ駆動する。上アームスイッチＳＷ１がオンすると、バッテリ２から上アームスイッチＳＷ１を通じてインダクタ電流ＩＬを漸増させながらコンデンサＣを充電する。

【0030】

その後、Ｓ５においてオン時間Ｔon1が経過すると、ゲート駆動部２１はＳ６において上アームスイッチＳＷ１をターンオフ駆動する。上アームスイッチＳＷ１がオフしても、下アームスイッチＳＷ２に付属した還流ダイオードＤ２を通じてインダクタ電流Ｉ_Ｌが流れ続ける。

【0031】

インダクタ電流ＩＬは漸減するが、ゼロ電流検出部２２は、インダクタ電流ＩＬがゼロとなるタイミングを検出する。ゲート駆動部２１は、インダクタ電流ＩＬがゼロとなると、上アームスイッチＳＷ１を再びオンする。電流指令値Ｉoが０を超える限り、この動作が繰り返される。各コンバータ５は、ゼロ電流検出部２２によりインダクタ電流ＩＬがゼロ検出されたことを条件として、上アームスイッチＳＷ１をターンオンする電流境界モードにて動作する。

【0032】

＜電流指令値Ｉ_ｏがゼロ未満の場合＞
逆に、電流指令値Ｉ_ｏがゼロ未満であれば、ゲート駆動部２１はＳ４において下アームスイッチＳＷ２をターンオンする。ゲート駆動部２１は、上アームスイッチＳＷ１をオフに保持した状態で、下アームスイッチＳＷ２をオン・オフ駆動する。下アームスイッチＳＷ２がオンすると、インダクタ電流ＩＬを漸減させながらコンデンサＣから放電する。この後、Ｓ５においてオン時間Ｔon2が経過すると、ゲート駆動部２１はＳ６において下アームスイッチＳＷ２をターンオフ駆動する。下アームスイッチＳＷ２がオフしても、上アームスイッチＳＷ１に接続された還流ダイオードＤ１を通じてインダクタ電流ＩＬが流れ続ける。

【0033】

インダクタ電流ＩＬは漸増するが、ゼロ電流検出部２２は、インダクタ電流ＩＬがゼロとなるタイミングを検出する。ゲート駆動部２１は、インダクタ電流ＩＬがゼロになると再び下アームスイッチＳＷ２をオンする。電流指令値Ｉoが０を下回る限り、この動作が繰り返される。各コンバータ５は、ゼロ電流検出部２２によりインダクタ電流ＩＬがゼロ検出されると、下アームスイッチＳＷ２をターンオンする電流境界モードにて動作する。

【0034】

＜パルス演算部２３による演算方法＞
なお、各コンバータ５を駆動する際、パルス演算部２３は、各コンバータ５のパワースイッチＳＷ１又はＳＷ２をオン継続させるオン時間Ｔon、及び、各コンバータ５に印加する多重パルスの間の位相差Ｔｄを算出する。

【0035】

相電流Ｉｕの電流指令値Ｉo、コンバータ５の多重数ｎであれば、コンバータ５の平均電流Ｉ＝Ｉo／ｎとなる。本制御システム１では、インダクタ電流ＩＬはゼロを境界として漸増又は漸減を繰り返すため、インダクタ電流ＩＬのピーク電流Ｉ_Ｌｐは、平均電流Ｉの２倍＝２Ｉとなる。

【0036】

パルス演算部２３は、電流指令値Ｉo＞０のときには、上アームスイッチＳＷ１のオン時間Ｔon1及びオフ時間Ｔoff1、並びに、周期Ｔ及び位相差Ｔｄを、それぞれ下記の（１－１）式～（１－４）式に基づいて算出する。

【数1】

ここで、Ｖinは入力電圧、Ｖoutは相電圧、Ｌはインダクタのインダクタンス、ｎはコンバータ５の多重動作数を示す。

【0037】

電流指令値Ｉ_０が０未満の場合、パルス制御部１２は、下アームスイッチＳＷ２を駆動するためのパルスを生成する。パルス演算部２３は、電流指令値Ｉo＜０のときには、下アームスイッチＳＷ２のオン時間Ｔon2及びオフ時間Ｔoff2、並びに、周期Ｔ及び位相差Ｔｄを、それぞれ下記の（２－１）式～（２－４）式に基づいて算出する。

【数2】

【0038】

図５に１多重目～ｎ多重目のコンバータ５を起動させるためのパルス演算部２３によるパルス生成例を示している。オン時間カウンタ２４ａは、ゼロ電流検出部２２によりインダクタ電流Ｉ_Ｌがゼロ検出されたことを条件として、カウンタ値を所定値に設定しダウンカウントすることでオン時間Ｔon1又はＴon2を計測する。

【0039】

パルス演算部２３は、オン時間Ｔonを経過すれば図４のＳ５においてＹＥＳと判定し、オンされているパワースイッチＳＷ１又はＳＷ２をＳ６においてターンオフする。これにより、オン時間Ｔon1又はＴon2だけパワースイッチＳＷ１又はＳＷ２をオン継続させることできる。

【0040】

またパルス制御部１２のパルス演算部２３は、オン時間カウンタ２４ａと同時に開始位相カウンタ２４ｂを動作させる。開始位相カウンタ２４ｂは、２多重目～ｎ多重目のコンバータ５ｕ２…５ｕｎに入力させるパルスの開始タイミングを計測するためのカウンタを示す。

【0041】

開始位相カウンタ２４ｂは、カウンタ値を所定値に設定しダウンカウントすることでパルス演算部２３にて演算された位相差Ｔｄに相当する時間を計測する。終了位相カウンタ２４ｃは、１多重目～ｎ多重目のコンバータ５ｕ１…５ｕｎにそれぞれ入力させるパルスの終了タイミングを計測するカウンタを示す。終了位相カウンタ２４ｃは、カウンタ値を所定値に設定しダウンカウントすることでパルス演算部２３にて演算された位相差Ｔｄに相当する時間を計測する。

【0042】

図６にｍ多重目（ただしｍ≧２）のコンバータ５の処理ステップを示す。パルス制御部１２は、Ｓ１１においてｍ－１多重目のコンバータ５のパワースイッチＳＷｍ－１をオンしていることを条件としてＳ１２以降の処理を行っている。ここで示したパワースイッチＳＷｍ－１とは、ｍ－１多重目のコンバータ５の上アームスイッチＳＷ１又は下アームスイッチＳＷ２の何れかを示し電流指令値Ｉ_ｏに基づいて変化する。

【0043】

ｍ－１多重目のコンバータ５のパワースイッチＳＷｍ－１がオンした後、Ｓ１２においてｍ多重目の開始タイミングである位相差Ｔｄ＝Ｔon／ｎを経過したか否かを開始位相カウンタ２４ｂにより計測し、Ｓ１２の条件を満たしたとき、Ｓ１３においてｍ多重目のコンバータ５のパワースイッチＳＷｍをターンオンさせる。パワースイッチＳＷｍとは、ｍ多重目のコンバータ５の上アームスイッチＳＷ１又は下アームスイッチＳＷ２の何れかを示し電流指令値Ｉ_ｏに基づいて変化する。

【0044】

以降、パルス制御部１２は、開始位相カウンタ２４ｂのカウントが終了する度に、ｍ多重目のコンバータ５のパワースイッチＳＷｍを順次オンさせるパルスを生成する。これにより、互いに位相差Ｔｄを存して駆動用のパルスを出力開始できる。

【0045】

他方、図５に示すように、１多重目のコンバータ５ｕ１のオン時間カウンタ２４ａによるカウントが終了するとオン時間Ｔonを経過したと判断し、パルス制御部１２は、１多重目のコンバータ５ｕ１のパワースイッチＳＷ１又はＳＷ２へのパルス出力を停止する。パルス制御部１２は、オン時間カウンタ２４ａによるカウントを終了したタイミングにおいて終了位相カウンタ２４ｃのカウントを開始する。その後、パルス制御部１２は、終了位相カウンタ２４ｃによるカウントを終了し、Ｓ１４においてオン時間Ｔonを経過する度に、ｍ多重目のコンバータ５のパワースイッチＳＷｍへ出力しているパルスを順次停止させる。これにより、ｍ多重目のパワースイッチＳＷｍを順次ターンオフさせる。

【0046】

パワースイッチＳＷ１又はＳＷ２をターンオフするときにはハードスイッチングとなる。しかし、パワースイッチＳＷ１及びＳＷ２の出力に設けられるコンデンサＣの充電時間をスイッチング時間より十分長くすれば、電圧上昇を制限する期間を長期間化でき、ＺＶＳ（Zero Voltage Switching）とすることができる。これにより、スイッチング損失を概ねゼロにできる。出力コンデンサの容量が不足している場合には、並列にコンデンサＣを追加するとよい。

【0047】

この結果、パルス演算部２３は、１多重目のコンバータ５ｕ１へのパルスを出力したタイミングから前述のように計算した位相差Ｔｄの後に順次パルスを出力することで、１…ｎ多重目のコンバータ５ｕ１…５ｕｎに入力させる多重パルスを生成できる。

【0048】

各コンバータ５の共振時間は、パワースイッチＳＷ１及びＳＷ２の出力容量と、還流ダイオードＤ１及びＤ２の接合容量と、インダクタＬのインダクタンスとにより決定される。パワースイッチＳＷ１、ＳＷ２のオンタイミングは、これらの容量とインダクタンスによる共振半周期後の電圧最下点に設定することが好ましい。共振半周期後の電圧最下点とは、パワースイッチＳＷ１又はＳＷ２をオフすることで、インダクタ電流ＩＬがゼロをオーバーシュートした後に再度ゼロに近接するタイミングになる。これにより、ＺＣＳ（Zero-Current-Switching）、且つ、疑似ＺＶＳ（Zero-Voltage-Switching）にできるようになり、ターンオン時のスイッチング損失を実質ゼロにできる。

【0049】

図７に多重数ｎ＝４とし、周期をＴ、位相差ＴｄをＴ／ｎとした場合の電流境界モードにおける基本的な波形例と一部拡大図を示している。インダクタ電流ＩＬが漸増しその後に漸減すると、インダクタＬにはインダクタ電流ＩＬが三角波状に通電されることになる。

【0050】

制御装置１０は、前述のフィードバック情報に基づいてＵＶＷ各相の電流指令値Ｉoを正弦波状に徐々に変化させながらパルス制御部１２に制御情報を出力する。パルス制御部１２は、図５に例示したように多重パルスの各パラメータ（オン時間Ｔon、オフ時間Ｔoff、周期Ｔ、位相差Ｔｄ）を変化させる。

【0051】

各コンバータ５は、互いに同一の位相差Ｔｄ＝Ｔ／ｎを有して相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをモータ４に通電することで、各コンバータ５の出力電流を多重数ｎ分だけ重畳しつつ、モータ４のＵＶＷ各相に通電できる。これにより、所望の電流指令値Ｉo、ここでは正弦波状に変化する電流指令値Ｉoに各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを制御できる。

【0052】

各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの最大出力は、インダクタ飽和電流より小さく且つ三相インバータ３の発熱要件を満たすように決定され、多重数ｎは最大出力を満たす上限に基づいて決定すると良い。また、多重パルスの周期Ｔに対応した周波数は、可聴周波数より高く設定すると良い。

【0053】

多重数ｎは、大きいほど電流リップル相殺効果が高くなるため極力大きくすることが望ましい。なお、多重数ｎを大きくしすぎると制御装置１０による制御を複雑化する要因となるため、制御装置１０のリソースに基づく処理能力に応じて多重数ｎを決定すると良い。

【0054】

＜電流不連続動作切替部２４の説明＞
次に、本実施形態の電流不連続動作切替部２４、及び、その技術的意義について説明する。前述したように電流境界モードにおける基本的な制御を実行することで正弦波状の駆動電流によりモータ４を駆動できる。

【0055】

しかし、背景技術欄に述べたように、電流指令値Ｉ_０が小さくなると周期が短くなり、コンバータ５を駆動するパルス幅も短くなる。コンバータ５を駆動するパルス幅が短い場合、コンバータ５はパルスを正常に出力できない虞がある。この場合、電流波形歪みを生じノイズや騒音が増加する虞がある。

【0056】

そこで本実施形態では、図２に示したように、パルス制御部１２のパルス生成ブロック１２ｕ、１２ｖ、１２ｗがそれぞれ電流不連続動作切替部２４としての機能を備えている。電流不連続動作切替部２４は、電流指令値Ｉ_０の大きさに応じてコンバータ５を電流境界モードに切り替えたり、又は、電流不連続動作モードに切り替えたりする機能を備えるブロックである。以下では、本願に係る電流不連続動作切替部２４によるモード切替方法を説明すると共にその意義を説明する。

【0057】

本実施形態の電流不連続動作モードは、少なくとも前述の電流境界モードにならないモードを示している。前述したように電流境界モードは、インダクタ電流ＩＬがゼロとなることを検出すると当該検出タイミングで上アームスイッチＳＷ１及び下アームスイッチＳＷ２のオン・オフを切り替え、各相のマルチフェーズコンバータ６ｕ、６ｖ、６ｗの各コンバータ５を絶えず動作させてインダクタ電流ＩＬを変化させ続けるモードを示している。

【0058】

これに対し、電流不連続動作モードは、インダクタ電流ＩＬがゼロと検出されると当該検出タイミングから上アームスイッチＳＷ１及び下アームスイッチＳＷ２を共にオフし続けることで、動作周波数に対応した周期の中でインダクタ電流ＩＬをゼロのまま保持する期間を設ける動作モードを示す。

【0059】

電流不連続動作切替部２４は、電流指令値Ｉ_０（Ｉｕ＿ｃｍｄ、Ｉｖ＿ｃｍｄ、Ｉｗ＿ｃｍｄ）の絶対値が所定値以上のときには電流境界モードに切り替え、パルス演算部２３に電流境界モードとして指令することで電流境界モードの処理を実行させる。電流境界モードの動作説明は前述と同様である。

【0060】

パルス演算部２３は、電流指令値Ｉ_０が正のとき、上アームスイッチＳＷ１のオン時間Ｔon1及びオフ時間Ｔoff1、並びに、周期Ｔ及び前記多重パルスの間の位相差Ｔｄを、それぞれ前述の（１－１）式～（１－４）式に基づいて設定し、ゲート駆動部２１が上アームスイッチＳＷ１を駆動する。逆に、パルス演算部２３は、電流指令値Ｉ_０が負のとき、下アームスイッチＳＷ２のオン時間Ｔon2及びオフ時間Ｔoff2、並びに、周期Ｔ及び多重パルスの間の位相差Ｔｄを前述の（２－１）式～（２－４）式に基づいて設定し、ゲート駆動部２１が下アームスイッチＳＷ２を駆動する。

【0061】

他方、電流不連続動作切替部２４は、電流指令値Ｉ_０（Ｉｕ＿ｃｍｄ、Ｉｖ＿ｃｍｄ、Ｉｗ＿ｃｍｄ）の絶対値が所定値未満の場合には、電流不連続動作モードに切り替える。電流不連続動作切替部２４は、パルス演算部２３に電流不連続動作モードを指令することで、パルス演算部２３は下記のようにオン時間Ｔon3及びオフ時間Ｔoff3並びに周期Ｔ３及び多重パルスの間の位相差Ｔｄ３を下記のように算出して設定する。

【0062】

例えば、電流不連続動作モードでは、インダクタピーク電流：Ｉ_Ｌｐ、周期Ｔ３＝動作周波数限界Ｆ０における周期Ｔmin、上アームスイッチＳＷ１のオン時間Ｔon3、上アームスイッチＳＷ１がオフで且つインダクタ電流ＩＬがゼロにならない時間をオフ時間Ｔoff3と定義する。ここで周期Ｔ３を、動作周波数限界Ｆ０における周期Ｔminに設定している。この動作周波数限界Ｆ０は、上アームスイッチＳＷ１、下アームスイッチＳＷ２を安定して動作させるための周波数であり、各素子の特性により予め決められている値である。

【0063】

パルス演算部２３は、電流指令値Ｉｏが正で所定値未満のときにはＶout≒Ｖin／２と仮定し、前述の（１－１）式及び（１－２）式と同様にオン時間Ｔon3及びオフ時間Ｔoff3を算出する。これにより、パルス演算部２３は、オン時間Ｔon3及びオフ時間Ｔoff3を（３）式に示すように設定する。

【数3】

【0064】

コンバータ５の平均出力電流はＩout／ｎで求められる。このため、平均出力電流Ｉout／ｎは、下記の（４）式のように求めることができる。

【数4】

【0065】

したがって、所望の出力電流を得るためのオン時間Ｔon3及びオフ時間Ｔoff3は、下記の（５）式のように求めることができる。

【数5】

【0066】

なお、オン時間Ton3、オフ時間Ｔoff3を経過した後、周期Ｔminが終了するタイミングまでの期間の長さはＴmin－（Ｔon3＋Ｔoff3）によって表すことができる。この期間は電流ゼロに設定される（待期期間）。また電流不連続動作モードにおいて、位相差Ｔｄは、電流Ｉout及び入力電圧Ｖinなどのパラメータに基づいて最適化できるが、処理時間が膨大になるため、動作周波数Ｆ０における位相差Ｔｄ＝Ｔmin／ｎを簡易的に用いてもよい。

【0067】

パルス演算部２３が、オン時間Ｔon3、オフ時間Ｔoff3、位相差Ｔｄ、周期Ｔminを設定すると、ゲート駆動部２１はオン時間Ｔon3、オフ時間Ｔoff3、位相差Ｔｄ、周期Ｔminに基づいて、下アームスイッチＳＷ２をオフに保持したまま上アームスイッチＳＷ１を駆動する。具体的には、オン時間Ｔon3の間、ゲート駆動部２１は、下アームスイッチＳＷ２をオフに保持したまま上アームスイッチＳＷ１をオンするが、オフ時間Ｔoff3の間、上アームスイッチＳＷ１及び下アームスイッチＳＷ２を共にオフにする。オン時間Ｔon3の間、インダクタ電流ＩＬは上昇し続けるが、オフ時間Ｔoff3の間、インダクタ電流ＩＬは下降する。またオン時間Ｔon3及びオフ時間Ｔoff3とは別に設けられた前述の待期期間の間、ゲート駆動部２１は、上アームスイッチＳＷ１及び下アームスイッチＳＷ２を共にオフにし続けることで、インダクタ電流ＩＬをゼロに保持する。

【0068】

このように、ゲート駆動部２１が駆動することで、図１０に示すように、各インダクタ電流ＩＬを加算して得られる相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを所望の出力電流に制御できる。特に、パルス演算部２３は、オン時間Ｔon3及びオフ時間Ｔoff3を経過した後に電流をゼロに設定する待機期間を設けて電流不連続動作モードを設定しているため、たとえ電流指令値Ｉ_０の絶対値が所定値より小さく、相電流を小さくする必要があっても指令に合わせて出力の相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを制御できる。

【0069】

逆に、パルス演算部２３は、電流指令値Ｉ_０が負で絶対値が所定値未満のときにも同様にＶout≒Ｖin／２と仮定し、前述の（２－１）式及び（２－２）式と同様にオン時間Ｔon3及びオフ時間Ｔoff3を算出する。これによりパルス演算部２３は、オン時間Ｔon3及びオフ時間Ｔoff3を前述の（３）式～（５）式に示すように設定する。また、周期Ｔminは動作周波数限界Ｆ０に対応して設定すると共に、位相差Ｔｄ＝Ｔmin／ｎとすると良い。

【0070】

前述と同様に、オン時間Ton3、オフ時間Ｔoff3を経過した後、周期Ｔminが終了するタイミングまでの期間の長さはＴmin－（Ｔon3＋Ｔoff3）により表すことができるが、この期間は電流ゼロに設定される（待機期間）。

【0071】

パルス演算部２３が、オン時間Ｔon3、オフ時間Ｔoff3、位相差Ｔｄ、周期Ｔminを設定すると、ゲート駆動部２１はオン時間Ｔon3、オフ時間Ｔoff3、位相差Ｔｄ、周期Ｔminに基づいて上アームスイッチＳＷ１をオフに保持したまま下アームスイッチＳＷ２を駆動する。具体的には、オン時間Ｔon3の間、ゲート駆動部２１は、上アームスイッチＳＷ１をオフに保持したまま下アームスイッチＳＷ２をオンするが、オフ時間Ｔoff3の間、上アームスイッチＳＷ１及び下アームスイッチＳＷ２を共にオフにする。オン時間Ｔon3の間、インダクタ電流ＩＬは下降し続けるが、オフ時間Ｔoff3の間、インダクタ電流ＩＬは上昇する。またオン時間Ｔon3及びオフ時間Ｔoff3とは別に設けられた前述の待期期間の間、ゲート駆動部２１は、上アームスイッチＳＷ１及び下アームスイッチＳＷ２を共にオフにし続けることで、インダクタ電流ＩＬをゼロに保持する。

【0072】

前述では、Ｖout≒Ｖin／２と仮定してオン時間Ｔon3、オフ時間Ｔoff3を設定した形態を示したが、出力電圧Ｖoutを電圧センサ１５により検出すると共に、入力電圧Ｖinを電圧センサ１３により検出し、この検出結果に基づいてオン時間Ｔon3、オフ時間Ｔoff3を算出して設定するようにしてもよい。

【0073】

＜比較例＞
電流境界モードを適用したまま、電流指令値Ｉｏの絶対値を小さくするように設定すると、動作周波数限界Ｆ０を超える周波数で駆動しなければ理想的な波形を得ることができない。実際には、スイッチＳＷ１、ＳＷ２を動作周波数限界Ｆ０以下の周波数で駆動しなければ素子の特性を満足に満たすことができない。すると、電流境界モードを維持しようとすると、図１１の上図に示すように、コンバータ５が多重パルスを出力する際に電流波形歪みを生じてしまう。

【0074】

＜本実施形態のまとめ＞
本実施形態によれば、電流不連続動作切替部２４は、指令値に応じて電流境界モード又は電流不連続動作モードに切り替えている。電流不連続動作切替部２４は、例えば、指令値の絶対値が所定値より大きいときに電流境界モードに切り替え、指令値の絶対値が所定値より小さいときに電流不連続動作モードに切り替えている。

【0075】

本実施形態によれば、電流不連続動作切替部２４は、電流指令値Ｉ_０の絶対値が所定より小さいときに電流不連続動作モードに切り替えている。例えば、極力高い例えば最大の動作周波数限界Ｆ０（周期Ｔ３＝Ｔmin）のパルスを出力している。このように処理動作させることで、図９に示すように、コンバータ５はパルス幅の短縮化を抑制しつつ電流波形歪みを抑制して出力できる。

【0076】

指令値として電流指令値Ｉ_０を用いた形態を説明したが、これに限定されるものではない。例えば、指令値として指令回転数を用いても良い。指令回転数が大きくなれば指令回転数の変化に依存して電流指令値Ｉ_０が大きくなる。

【0077】

（第２実施形態）
第２実施形態について図１２を参照しながら説明する。第２実施形態については、第１実施形態と異なる部分について説明し、同一部分についての説明を省略する。

【0078】

図１２には図６に代わるフローチャートを示している。図１２に示すように、Ｓ１１ａにおいて１多重目のコンバータ５のパワースイッチＳＷ１又はＳＷ２をオンしたタイミングから、Ｓ１２ａにおいて１多重目のパルスを基準としてｍ多重目のパルスの位相差Ｔ_ｄｍ＝Ｔon×（ｍ－１）／ｎを経過した後、Ｓ１３においてｍ多重目のコンバータ５のパワースイッチＳＷｍをターンオンするようにしても良い。オン時間Ｔonは、電流指令値Ｉ_０＞０のときのパワースイッチＳＷ１のオン時間Ｔon1、又は、電流指令値Ｉ_０＜０のときのパワースイッチＳＷ２のオン時間Ｔon2を示す。

【0079】

なお、１多重目の開始位相を基準としたｍ多重目の開始位相の位相差Ｔ_ｄｍは、下記の（６）式の関係性に基づいて算出できる。

【数6】

【0080】

例えばＵ相の場合、１多重目のコンバータ５ｕ１をマスタ相として、当該マスタ相のコンバータ５ｕ１のパワースイッチＳＷ１又はＳＷ２をターンオンさせた後に、２以上のｍ多重目のコンバータ５ｕ２…５ｕｎをスレーブ相として順にパワースイッチＳＷ１又はＳＷ２をターンオンさせるようにしても良い。本実施形態においても、第１実施形態と同様の作用効果を奏する。

【0081】

（他の実施形態）
本発明は、前述した実施形態に限定されるものではなく、種々変形して実施することができ、その要旨を逸脱しない範囲で種々の実施形態に適用可能である。例えば、以下に示す変形又は拡張が可能である。

【0082】

前述実施形態では、降圧型のコンバータ５を用いた電力変換器を記載しているが、これに限定されるものではなく、例えば、昇圧型、昇降圧型のコンバータ５を用いることができる。またコンバータ５は、非絶縁型であっても絶縁型であっても良い。電圧センサ１５は必要に応じて設ければ良い。

【0083】

前述実施形態では、多重動作させる多重数ｎを４に設定した形態を示しているが、多重数ｎは２でも３でも５以上でも良い。前述実施形態では、パワースイッチＳＷ１及びＳＷ２は、Ｎチャネル型のパワーＭＯＳＦＥＴを例示しているが、他種類のパワースイッチング素子により構成しても良い。

【0084】

前述実施形態では、パワースイッチＳＷ１、ＳＷ２を構成するパワーＭＯＳＦＥＴに負荷電流を転流するため、並列に還流ダイオードＤ１、Ｄ２をそれぞれ設けているが、これに限定されるものではない。還流ダイオードＤ１、Ｄ２に代えてパワーＭＯＳＦＥＴに付加されるボディダイオードを用いても良い。また逆導通性を備えたパワースイッチ（例えば逆導通ＩＧＢＴ（ＲＣ－ＩＧＢＴ））を用いて構成しても良い。

【0085】

また、１多重目のコンバータ５ｕ１、５ｖ１、５ｗ１と同様に、２以上のｍ多重目のコンバータ５ｕ２…５ｕｎ、５ｖ２…５ｖｎ、５ｗ２…５ｗｎにゼロ電流検出部２２を設け、インダクタ電流Ｉ_Ｌをゼロ検出した後に、対応するパワースイッチＳＷ１又はＳＷ２をオンするようにしても良い。パワースイッチＳＷ１、ＳＷ２のオン時間Ｔonは、前述（１－１）式、（２－１）式のように算出したオン時間Ｔonを用いることが望ましい。

【0086】

制御装置１０の中の構成である「モータ制御部１１」、「パルス制御部１２」は、ロジック回路を組み合わせたハードウェアを用いて実現してもよいし、マイコンなどのハードウェアがプログラムを実行することで実現しても良い。

【0087】

本開示に記載の制御装置１０による手法は、コンピュータプログラムにより具体化された一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリを構成することにより提供された専用コンピュータにより実現されても良い。或いは、本開示に記載の制御装置１０及びその手法は、一つ以上の専用ハードウェア論理回路によりプロセッサを構成することにより提供された専用コンピュータにより実現されても良い。

【0088】

若しくは、本開示に記載の制御装置１０及びその手法は、一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリと一つ以上のハードウェア論理回路により構成されたプロセッサとの組み合わせにより構成された一つ以上の専用コンピュータにより実現されても良い。また、コンピュータプログラムは、コンピュータにより実行されるインストラクションとして、コンピュータ読み取り可能な非遷移有形記録媒体に記憶されていても良い。

【0089】

本発明は、前述した実施形態に準拠して記述したが、本発明は当該実施形態や構造に限定されるものではないと理解される。本発明は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本発明の範畴や思想範囲に入るものである。

【符号の説明】

【0090】

図面中、３は三相インバータ（電力変換部）、５、５ｕ１、５ｖ１、５ｗ１、５ｕ２、５ｖ２、５ｗ２、５ｕ３、５ｖ３、５ｗ３、５ｕｎ、５ｖｎ、５ｗｎはコンバータ、６ｕ、６ｖ、６ｗはマルチフェーズコンバータ、１０は制御装置、１１はモータ制御部、１２はパルス制御部、２１はゲート駆動部、２２はゼロ電流検出部、２３はパルス制御部、２４は電流不連続動作切替部、ＳＷ１は上アームスイッチ、ＳＷ２は下アームスイッチ、を示す。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】