特開 2024-154458 三相ＡＣ／ＤＣ変換装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2024154458

(43)【公開日】2024-10-31

(54)【発明の名称】三相ＡＣ／ＤＣ変換装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/12 20060101AFI20241024BHJP

【ＦＩ】

H02M7/12 Q

【審査請求】未請求

【請求項の数】6

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2023068264

(22)【出願日】2023-04-19

(71)【出願人】

【識別番号】000004606

【氏名又は名称】ニチコン株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110000475

【氏名又は名称】弁理士法人みのり特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】山口 雅史

【テーマコード（参考）】

5H006

【Ｆターム（参考）】

5H006AA02

5H006CA01

5H006CA02

5H006CA07

5H006CB01

5H006DA02

5H006DA04

5H006DC02

5H006DC05

(57)【要約】

【課題】従来のものよりも低コスト、小型、長寿命であり、かつ制御が簡単な三相ＡＣ／ＤＣ変換装置を提供する。
【解決手段】三相ＡＣ／ＤＣ変換装置１Ａは、第１相電力が入力される第１ＰＦＣ部２１Ａと、第２相電力が入力される第２ＰＦＣ部２２Ａと、第３相電力が入力される第３ＰＦＣ部２３Ａと、ＰＦＣ部２１Ａ，２２Ａ，２３Ａに１対１に接続された第１入力端、第２入力端および第３入力端を有する三相ＬＬＣコンバータ部３Ａとを備える。ＰＦＣ部２１Ａ，２２Ａ，２３Ａは、スイッチング素子の制御により生じる高周波ノイズを除去するためのコンデンサを含む。三相ＬＬＣコンバータ部３Ａは、第１入力端、第２入力端および第３入力端に各１つ接続されたトランスＴｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３を含む。
【選択図】図１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

三相交流電源から供給される第１相電力、第２相電力および第３相電力を所望の直流電力に変換する三相ＡＣ／ＤＣ変換装置であって、
入力端に前記第１相電力が入力される第１ＰＦＣ部と、
入力端に前記第２相電力が入力される第２ＰＦＣ部と、
入力端に前記第３相電力が入力される第３ＰＦＣ部と、
前記第１ＰＦＣ部の出力端に接続された第１入力端、前記第２ＰＦＣ部の出力端に接続された第２入力端および前記第３ＰＦＣ部の出力端に接続された第３入力端を有する三相ＬＬＣコンバータ部と、
少なくとも前記第１ＰＦＣ部、前記第２ＰＦＣ部および前記第３ＰＦＣ部を制御する制御部と
を備え、
前記第１ＰＦＣ部、前記第２ＰＦＣ部および前記第３ＰＦＣ部は、それぞれ前記制御部によって前記三相交流電源の周波数よりも高い周波数でオンオフ制御されるスイッチング素子と該制御により生じるノイズを除去するためのコンデンサとを含み、
前記三相ＬＬＣコンバータ部は、前記第１入力端に接続された第１絶縁トランス、前記第２入力端に接続された第２絶縁トランスおよび前記第３入力端に接続された第３絶縁トランスを含む
ことを特徴とする三相ＡＣ／ＤＣ変換装置。

【請求項2】

前記第１ＰＦＣ部、前記第２ＰＦＣ部および前記第３ＰＦＣ部は、互いに中性点接続され、
前記第１絶縁トランス、前記第２絶縁トランスおよび前記第３絶縁トランスを構成する３つの一次側コイルおよび３つの二次側コイルは、それぞれ互いに中性点接続されている
ことを特徴とする請求項１に記載の三相ＡＣ／ＤＣ変換装置。

【請求項3】

前記オンオフ制御の周波数は、１０ｋＨｚ以上である
ことを特徴とする請求項２に記載の三相ＡＣ／ＤＣ変換装置。

【請求項4】

前記コンデンサは、フィルムコンデンサまたはセラミックコンデンサである
ことを特徴とする請求項２に記載の三相ＡＣ／ＤＣ変換装置。

【請求項5】

前記第１ＰＦＣ部、前記第２ＰＦＣ部および前記第３ＰＦＣ部は、それぞれインタリーブ方式のＰＦＣ回路である
ことを特徴とする請求項１～４のいずれか一項に記載の三相ＡＣ／ＤＣ変換装置。

【請求項6】

前記制御部は、前記第１ＰＦＣ部、前記第２ＰＦＣ部および前記第３ＰＦＣ部における前記オンオフ制御を、それぞれの前記出力端の電圧の実効値に基づいて行う
ことを特徴とする請求項１～４のいずれか一項に記載の三相ＡＣ／ＤＣ変換装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、三相交流電源から供給される電力を所望の直流電力に変換する三相ＡＣ／ＤＣ変換装置に関する。

【背景技術】

【0002】

従来のものよりも高出力、小型、低コストな電気自動車用急速充電器が求められている。このような急速充電器によれば、近年の電気自動車に搭載される大容量バッテリを短時間で充電することができる。また、このような急速充電器の実現は、電気自動車のより一層の普及に繋がると期待される。

【0003】

高出力な急速充電器は、単相のＡＣ／ＤＣ変換装置に比べて一相当たりの電流値が小さな三相のＡＣ／ＤＣ変換装置で構成されることが多い。三相ＡＣ／ＤＣ変換装置は、通常、入力される交流電圧を、力率を改善しつつ直流の中間電圧（これは、リンク電圧、バス電圧等と呼ばれることもある）に変換するＰＦＣ（Power Factor Correction）部と、中間電圧を変換して所望の直流電力を出力するＤＣ／ＤＣコンバータ部とを備える。ＤＣ／ＤＣコンバータ部としては、小型で高効率な電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータが採用されることが多い。

【0004】

従来の三相ＡＣ／ＤＣ変換装置として、特許文献１に記載のものが知られている。このＡＣ／ＤＣ変換装置は、図６に示すように、各相に入力リアクトルを設けた三相ブリッジ方式のＰＷＭ整流（インバータ）回路からなるＰＦＣ部と、単相ブリッジ方式のＬＬＣコンバータからなるＬＬＣ部と、これらの間に設けられた平滑コンデンサＣとを備えている。この三相ＡＣ／ＤＣ変換装置では、ＰＦＣ部の整流出力を平滑コンデンサＣで平滑することにより中間電圧が生成される。

【0005】

平滑コンデンサＣは、通常、ＰＦＣ部で生じた高周波スイッチングノイズを吸収するためのフィルムコンデンサと、交流電源の周波数（例えば、商用周波数である５０Ｈｚ／６０Ｈｚ）に起因する低周波リップルを除去するための大容量の電解コンデンサとで構成される。

【0006】

交流電源が三相２００Ｖ系である場合、中間電圧の電圧値は３８０～４００Ｖ程度となる。この場合は、高耐圧で高リップルに対応した多数（例えば、１０個以上）の電解コンデンサで平滑コンデンサＣを構成することになる。一般に、このような電解コンデンサは、高周波スイッチングノイズ用のフィルムコンデンサに比べ、単位体積あたりの静電容量が大きく、商用周波数に起因する低周波リップルの除去に適している反面、高コストで、大型で、短寿命であり、耐環境性能も高くない。したがって、前述の急速充電器を実現するためには、電解コンデンサの使用に伴う高コスト化、大型化、短寿命化の問題を解決する必要がある。なお、この問題は、交流電源から入力される電圧が高くなればなるほど重要となる。

【0007】

さらに、従来の別の三相ＡＣ／ＤＣ変換装置として、特許文献２に記載のものが知られている。この三相ＡＣ／ＤＣ変換装置は、図７に示すように、相毎に設けられた昇圧チョッパ部（計３つの昇圧チョッパ部）およびＤＣ／ＤＣコンバータ部（計３つのＤＣ／ＤＣコンバータ部）で構成されている。昇圧チョッパ部はダイオードブリッジ整流回路を含み、ＤＣ／ＤＣコンバータ部はフォワード型のコンバータである。

【0008】

この三相ＡＣ／ＤＣ変換装置では、ＤＣ／ＤＣコンバータ部において中間電圧に含まれるリップルがある程度除去されるとのことである。しかしながら、完全に除去されるわけではないので、やはり、昇圧チョッパ部およびＤＣ／ＤＣコンバータ部の出力部に設けられた平滑コンデンサを高コスト、大型、短寿命な大容量の電解コンデンサで構成する必要がある。すなわち、この三相ＡＣ／ＤＣ変換装置も、図６に示した三相ＡＣ／ＤＣ変換装置と同様の問題を有している。

【0009】

この問題を解決し得る従来の三相ＡＣ／ＤＣ変換装置として、特許文献３に記載のものが知られている。この三相ＡＣ／ＤＣ変換装置は、図８に示すように、相毎に設けられた一次側コンバータユニット（計３つの一次側コンバータユニット）と、相毎に設けられた高周波トランス（計３つの高周波トランス）と、共通の二次側コンバータとで構成されている。

【0010】

この三相ＡＣ／ＤＣ変換装置では、一次側コンバータユニットが非平滑ＤＣリンクキャパシタＣｄによって低周波（商用周波数）と高周波とをリンクする非平滑直流ステージとなるように構成されており、平滑直流リンクを使用するようには構成されていない。このため、この三相ＡＣ／ＤＣ変換装置によれば、大容量の電解コンデンサを不要とすることができる、とのことである。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0011】

【特許文献1】特開２０１８－１８３０３７号公報

【特許文献2】特開平１０－３０４６６３号公報

【特許文献3】特開２０１９－１６９９９１号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0012】

しかしながら、図８に示す従来の三相ＡＣ／ＤＣ変換装置では、ＰＦＣ回路とフルブリッジインバータ回路とを組み合わせてなる一次側コンバータユニットに対し、位相シフトパルス幅変調制御と称するこの回路特有の複雑な制御がなされる。そして、この制御の下では、ＰＦＣ回路がＤＣＭ（不連続通電モード）で動作する。このため、この三相ＡＣ／ＤＣ変換装置は、ピーク電流が大きく、効率が低いので、大電力用途には向いていない。

【0013】

さらに、図８に示す従来の三相ＡＣ／ＤＣ変換装置では、二次側コンバータにおいて各相の出力が単純に加算されるだけなので、相間の不平衡が生じ得る。そして、この不平衡を解消するためには、複雑な相毎の個別制御が必要となる。なお、相間の不平衡は、高周波トランス、コイルＬｂ、コンデンサＣｒ等の相毎に設けられた回路要素の特性バラつき、とりわけ、高周波トランスおよびコイルＬｂの特性バラつきによって生じることが知られている。

【0014】

本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであって、従来のものよりも低コスト、小型、長寿命であり、かつ制御が簡単な三相ＡＣ／ＤＣ変換装置を提供することを課題とする。

【課題を解決するための手段】

【0015】

上記課題を解決するために、本発明に係る三相ＡＣ／ＤＣ変換装置は、三相交流電源から供給される第１相電力、第２相電力および第３相電力を所望の直流電力に変換するものであって、入力端に第１相電力が入力される第１ＰＦＣ部と、入力端に第２相電力が入力される第２ＰＦＣ部と、入力端に第３相電力が入力される第３ＰＦＣ部と、第１ＰＦＣ部の出力端に接続された第１入力端、第２ＰＦＣ部の出力端に接続された第２入力端および第３ＰＦＣ部の出力端に接続された第３入力端を有する三相ＬＬＣコンバータ部と、少なくとも第１ＰＦＣ部、第２ＰＦＣ部および第３ＰＦＣ部を制御する制御部とを備え、第１ＰＦＣ部、第２ＰＦＣ部および第３ＰＦＣ部は、それぞれ制御部によって三相交流電源の周波数よりも高い周波数でオンオフ制御されるスイッチング素子と該制御により生じるノイズを除去するためのコンデンサとを含み、三相ＬＬＣコンバータ部は、第１入力端に接続された第１絶縁トランス、第２入力端に接続された第２絶縁トランスおよび第３入力端に接続された第３絶縁トランスを含む、との構成を有している。

【0016】

上記の構成、すなわち、第１相に設けられた第１ＰＦＣ部の出力端を三相ＬＬＣコンバータ部の第１入力端に接続し、第２相に設けられた第２ＰＦＣ部の出力端を三相ＬＬＣコンバータ部の第２入力端に接続し、かつ第３相に設けられた第３ＰＦＣ部の出力端を三相ＬＬＣコンバータ部の第３入力端に接続した構成では、三相ＬＬＣコンバータ部の出力に三相交流電源の周波数の６倍の高調波が重畳される。したがって、この構成によれば、従来の中間電圧における低周波リップルの除去に用いるコンデンサよりも小容量な出力コンデンサで低周波リップルを吸収することが可能となる。

【0017】

第１ＰＦＣ部、第２ＰＦＣ部および第３ＰＦＣ部は、互いに中性点接続され、第１絶縁トランス、第２絶縁トランスおよび第３絶縁トランスを構成する３つの一次側コイルおよび３つの二次側コイルは、それぞれ互いに中性点接続されていることが好ましい。

【0018】

上記の構成、すなわち、第１ＰＦＣ部、第２ＰＦＣ部および第３ＰＦＣ部が互いに中性点接続され、かつ第１絶縁トランス、第２絶縁トランスおよび第３絶縁トランスを構成する３つの一次側コイルおよび３つの二次側コイルがそれぞれ互いに中性点接続された構成によれば、第１ＰＦＣ部、第２ＰＦＣ部、第３ＰＦＣ部および三相ＬＬＣコンバータ部における相間の不平衡が自律的に解消または緩和される。したがって、この構成によれば、複雑な相毎の個別制御を行ったり、第１ＰＦＣ部、第２ＰＦＣ部および第３ＰＦＣ部と三相ＬＬＣコンバータ部とを連携させる特別な制御を行ったりする必要がなくなる。

【0019】

三相交流電源が商用交流電源である場合は、オンオフ制御の周波数を１０ｋＨｚ以上とし、コンデンサをフィルムコンデンサまたはセラミックコンデンサとすることが好ましい。フィルムコンデンサおよびセラミックコンデンサは、電解コンデンサに比べ、低コストで、小型で、長寿命で、耐環境性能も優れている。

【0020】

第１ＰＦＣ部、第２ＰＦＣ部および第３ＰＦＣ部は、それぞれインタリーブ方式のＰＦＣ回路であることが好ましい。このような構成とすることで、三相ＬＬＣコンバータ部の出力に重畳される高調波の周波数がｎ倍（ただし、ｎはＰＦＣ回路のステージ数）され、より小容量の出力コンデンサで低周波リップルを吸収することが可能となり、三相ＡＣ／ＤＣ変換装置全体の小型化が可能となる。

【0021】

制御部は、第１ＰＦＣ部、第２ＰＦＣ部および第３ＰＦＣ部におけるオンオフ制御を、それぞれの出力端の電圧の実効値に基づいて行ってもよい。このような構成とすることで、各ＰＦＣ部の出力端における電圧の変動、具体的には、三相交流電源の周波数に起因する低周波リップルの影響を受けることなく制御を行うことが可能となる。

【発明の効果】

【0022】

本発明によれば、従来のものよりも低コスト、小型、長寿命であり、かつ制御が簡単な三相ＡＣ／ＤＣ変換装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【0023】

【図1】本発明の第１実施例に係る三相ＡＣ／ＤＣ変換装置を示す回路図である。

【図2】本発明の第２実施例に係る三相ＡＣ／ＤＣ変換装置を示す回路図である。

【図3】本発明の第３実施例に係る三相ＡＣ／ＤＣ変換装置を示す回路図である。

【図4】本発明の変形例に係る三相ＡＣ／ＤＣ変換装置を示す回路図である。

【図5】本発明の別の変形例に係る三相ＡＣ／ＤＣ変換装置を示す回路図である。

【図6】従来の三相ＡＣ／ＤＣ変換装置を示す回路図である。

【図7】従来の別の三相ＡＣ／ＤＣ変換装置を示す回路図である。

【図8】従来のさらに別の三相ＡＣ／ＤＣ変換装置を示す回路図である。

【発明を実施するための形態】

【0024】

以下、添付図面を参照しながら、本発明に係る三相ＡＣ／ＤＣ変換装置の実施例について説明する。

【0025】

［第１実施例］
図１に、本発明の第１実施例に係る三相ＡＣ／ＤＣ変換装置１Ａを示す。三相ＡＣ／ＤＣ変換装置１Ａは、三相交流電源１０から供給される電力を所望の直流電力に変換して負荷２０に供給するためのもので、同図に示すように、第１ＰＦＣ部２１Ａと、第２ＰＦＣ部２２Ａと、第３ＰＦＣ部２３Ａと、三相ＬＬＣコンバータ部３Ａとを備えている。このほか、三相ＡＣ／ＤＣ変換装置１Ａは、三相交流電源１０の第１相に接続される入力端子Ｔ１、三相交流電源１０の第２相に接続される入力端子Ｔ２、三相交流電源１０の第３相に接続される入力端子Ｔ３、負荷２０の一端に接続される出力端子Ｔ４、および負荷２０の他端に接続される出力端子Ｔ５も備えている。なお、本実施例および後述する第２，第３実施例では、三相交流電源１０は三相２００Ｖ系の商用交流電源であり、負荷２０は電気自動車の駆動用バッテリである。

【0026】

第１ＰＦＣ部２１Ａは、高周波スイッチングが可能なブリッジレス方式のトーテムポール型ＰＦＣ回路で構成されており、コイルＬ１と、第１スイッチング素子Ｑ１および第２スイッチング素子Ｑ２と、第１ダイオードＤ１および第２ダイオードＤ２と、非平滑コンデンサＣ１とを備えている。なお、ブリッジレス方式の整流回路は、ダイオードブリッジ整流回路に比べて素子の導通損が少なく、ダイオードの逆回復時間に起因する損失もないため高効率で、ＰＦＣ（力率改善）機能を兼ねることができるため、ｋＷ程度以上の高出力なＡＣ／ＤＣ変換装置に向いている。

【0027】

コイルＬ１は、入力端子Ｔ１に接続された一端と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に接続された他端とを有している。コイルＬ１の一端は、第１ＰＦＣ部２１Ａの「入力端」であるといえる。

【0028】

スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、パワー半導体スイッチング素子の一種であるＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）で構成されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にはＦＷＤ（Free Wheeling Diode）としてのダイオードが逆並列接続されているが、これは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に内蔵されたものであってもよいし、外付けされたものであってもよい。

【0029】

第１スイッチング素子Ｑ１は、ノードＶｐ１に接続されたコレクタと、コイルＬ１の他端に接続されたエミッタとを有している。また、第２スイッチング素子Ｑ２は、コイルＬ１の他端に接続されたコレクタと、ノードＶｎ１に接続されたエミッタとを有している。つまり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、直列に接続された状態でノードＶｐ１－Ｖｎ１間に設けられている。

【0030】

スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、不図示の制御部により、商用周波数よりも十分に高い１０ｋＨｚ～数１００ｋＨｚの範囲内の高い周波数でオンオフ制御される。制御部は、不図示の検出回路によって検出された各部の電流または電圧を参照しながら、不図示の適当な駆動回路を介してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフ制御する。

【0031】

第１ダイオードＤ１は、ノードＶｐ１に接続されたカソードと、中性点Ｎに接続されたアノードとを有している。また、第２ダイオード素子Ｄ２は、中性点Ｎに接続されたカソードと、ノードＶｎ１に接続されたアノードとを有している。つまり、ダイオードＤ１，Ｄ２は、直列に接続された状態でノードＶｐ１－Ｖｎ１間に逆方向に設けられている。なお、ダイオードＤ１，Ｄ２の接続点は、第１ＰＦＣ部２１Ａの「他の入力端」であるといえる。

【0032】

非平滑コンデンサＣ１は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフ制御により生じる高周波スイッチングノイズを吸収し得るように選定されたコンデンサであり、ノードＶｐ１に接続された一端と、ノードＶｎ１に接続された他端とを有している。「非平滑」との名称から明らかなように、非平滑コンデンサＣ１は、平滑を意図したものではない。言い換えると、非平滑コンデンサＣ１は、商用周波数に起因する低周波リップルの除去を意図したものではない。このため、本実施例では、非平滑コンデンサＣ１として、従来の三相ＡＣ／ＤＣ変換装置において中間電圧の低周波リップル除去のために使用されてきた高リップルに対応した大容量の電解コンデンサではなく、電解コンデンサよりも小型、低コスト、長寿命で、かつ耐環境性能が優れたフィルムコンデンサを使用したが、これに代えてセラミックコンデンサ等を使用することもできる。非平滑コンデンサＣ１としてこのようなコンデンサを使用した結果、非平滑コンデンサＣ１の両端、すなわち、ノードＶｐ１－Ｖｎ１間に生じる中間電圧は、低周波リップルを含み得る。なお、非平滑コンデンサＣ１の両端は、第１ＰＦＣ部２１Ａの「出力端」であるといえる。

【0033】

第２ＰＦＣ部２２Ａおよび第３ＰＦＣ部２３Ａは、接続先が入力端子Ｔ１ではなくＴ２，Ｔ３である点、および接続先がノードＶｐ１，Ｖｎ１ではなくＶｐ２，Ｖｎ２，Ｖｐ３，Ｖｎ３である点を除き、第１ＰＦＣ部２１Ａと共通している。

【0034】

各ＰＦＣ部２１Ａ，２２Ａ，２３Ａを構成するダイオードＤ１，Ｄ２の接続点は、中性点Ｎにおいて互いに接続されている。つまり、ＰＦＣ部２１Ａ，２２Ａ，２３Ａは、他の入力端において互いに中性点接続されている。

【0035】

三相ＬＬＣコンバータ部３Ａは、第５スイッチング素子Ｑ５、第６スイッチング素子Ｑ６、第７スイッチング素子Ｑ７、第８スイッチング素子Ｑ８、第９スイッチング素子Ｑ９および第１０スイッチング素子Ｑ１０と、第１共振コイルＬｒ１、第２共振コイルＬｒ２および第３共振コイルＬｒ３と、第１共振コンデンサＣｒ１、第２共振コイルＣｒ２および第３共振コイルＣｒ３と、第１高周波絶縁トランス（以下、単に「トランス」という）Ｔｒ１、第２トランスＴｒ２および第３トランスＴｒ３とを備えている。

【0036】

スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８，Ｑ９，Ｑ１０は、ＩＧＢＴで構成されている。スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８，Ｑ９，Ｑ１０にはＦＷＤとしてのダイオードが逆並列接続されているが、これは、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８，Ｑ９，Ｑ１０に内蔵されたものであってもよいし、外付けされたものであってもよい。

【0037】

第５スイッチング素子Ｑ５は、ノードＶｐ１に接続されたコレクタと、第１共振コイルＬｒ１の一端に接続されたエミッタとを有している。また、第６スイッチング素子Ｑ６は、第１共振コイルＬｒ１の一端に接続されたコレクタと、ノードＶｎ１に接続されたエミッタとを有している。つまり、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６は、直列に接続された状態でノードＶｐ１－Ｖｎ１間に設けられている。なお、第５スイッチング素子Ｑ５のコレクタおよび第６スイッチング素子Ｑ６のエミッタは、三相ＬＬＣコンバータ部３Ａの「第１入力端」であるといえる。

【0038】

第１共振コイルＬｒ１は、前述の一端と、第１トランスＴｒ１を構成する一次巻線の一端に接続された他端とを有している。なお、図１に示されている第１トランスＴｒ１の一次巻線には、励磁インダクタンスが含まれているものとする。

【0039】

第１トランスＴｒ１を構成する一次巻線は、前述の一端と、第１共振コンデンサＣｒ１の一端に接続された他端とを有している。また、第１トランスＴｒ１を構成する二次巻線は、一端と、他のトランスＴｒ２，Ｔｒ３を構成する二次巻線の他端に接続された他端とを有している。

【0040】

第１共振コンデンサＣｒ１は、前述の一端と、他の共振コンデンサＣｒ２，Ｃｒ３の他端に接続された他端とを有している。

【0041】

本実施例では、第１共振コイルＬｒ１、第１トランスＴｒ１（励磁インダクタンス）および第１共振コンデンサＣｒ１が直列共振回路を構成している。なお、この直列共振回路は、三相ＬＬＣコンバータ部３Ａの第１相に位置する共振回路なので、「第１共振回路」であるといえる。第１共振回路は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６によって駆動される。

【0042】

スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８、第２共振コイルＬｒ２、第２共振コンデンサＣｒ２および第２トランスＴｒ２は、接続先がノードＶｐ１，Ｖｎ１ではなくＶｐ２，Ｖｎ２である点を除き、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６、第１共振コイルＬｒ１、第１共振コンデンサＣｒ１および第１トランスＴｒ１と共通している。なお、第７スイッチング素子Ｑ７のコレクタおよび第８スイッチング素子Ｑ８のエミッタは、三相ＬＬＣコンバータ部３Ａの「第２入力端」であるといえる。また、第２共振コイルＬｒ２、第２トランスＴｒ２および第２共振コンデンサＣｒ２で構成された直列共振回路は、「第２共振回路」であるといえる。第２共振回路は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８によって駆動される。

【0043】

スイッチング素子Ｑ９，Ｑ１０、第３共振コイルＬｒ３、第３共振コンデンサＣｒ３および第３トランスＴｒ３も、接続先がノードＶｐ１，Ｖｎ１ではなくＶｐ３，Ｖｎ３である点を除き、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６、第１共振コイルＬｒ１、第１共振コンデンサＣｒ１および第１トランスＴｒ１と共通している。なお、第９スイッチング素子Ｑ９のコレクタおよび第１０スイッチング素子Ｑ１０のエミッタは、三相ＬＬＣコンバータ部３Ａの「第３入力端」であるといえる。また、第３共振コイルＬｒ３、第３トランスＴｒ３および第３共振コンデンサＣｒ３で構成された直列共振回路は、「第３共振回路」であるといえる。第３共振回路は、スイッチング素子Ｑ９，Ｑ１０によって駆動される。

【0044】

前述の通り、各トランスＴｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３の一次巻線は、共振コンデンサＣｒ１，Ｃｒ２，Ｃｒ３を介して互いに接続されている。つまり、トランスＴｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３の一次巻線は、Ｙ結線により中性点接続されている。

【0045】

前述の通り、各トランスＴｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３の二次巻線は、互いに直接的に接続されている。つまり、トランスＴｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３の二次巻線も、Ｙ結線により中性点接続されている。

【0046】

三相ＬＬＣコンバータ部３Ａは、第３ダイオードＤ３、第４ダイオードＤ４、第５ダイオードＤ５、第６ダイオードＤ６、第７ダイオードＤ７および第８ダイオードＤ８と、出力コンデンサＣ２とをさらに備えている。

【0047】

第３ダイオードＤ３は、出力端子Ｔ４に接続されたカソードと、第１トランスＴｒ１を構成する二次巻線の一端に接続されたアノードとを有している。また、第４ダイオードＤ４は、第１トランスＴｒ１を構成する二次巻線の一端に接続されたカソードと、出力端子Ｔ５に接続されたアノードとを有している。つまり、ダイオードＤ３，Ｄ４は、直列に接続された状態で出力端子Ｔ４－Ｔ５間に逆方向に設けられている。

【0048】

ダイオードＤ５，Ｄ６は、接続先が第１トランスＴｒ１の二次巻線ではなく第２トランスＴｒ２の二次巻線である点を除き、ダイオードＤ３，Ｄ４と共通している。ダイオードＤ７，Ｄ８も、接続先が第１トランスＴｒ１の二次巻線ではなく第３トランスＴｒ３の二次巻線である点を除き、ダイオードＤ３，Ｄ４と共通している。

【0049】

このように、ダイオードＤ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６，Ｄ７，Ｄ８は、三相ＬＬＣコンバータ部３Ａの三相ダイオードブリッジ整流回路を構成している。

【0050】

出力コンデンサＣ２は、ダイオードＤ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６，Ｄ７，Ｄ８で構成された三相ダイオードブリッジ整流回路による整流後の電圧を平滑し得るように選定された平滑用コンデンサであり、出力端子Ｔ４に接続された一端と、出力端子Ｔ５に接続された他端とを有している。本実施例では、出力コンデンサＣ２として電解コンデンサを使用したが、これに代えてフィルムコンデンサを使用することもできる。

【0051】

不図示の制御部は、ＭＰＵ（Micro Processing Unit）、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）等で構成されている。制御部は、中間電圧（ノードＶｐ１－Ｖｎ１間の電圧）に基づいて、ＰＦＣ部２１Ａ，２２Ａ，２３Ａを構成するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２、および三相ＬＬＣコンバータ部３Ａを構成するスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８，Ｑ９，Ｑ１０をオンオフ制御するように構成されている。

【0052】

具体的には、制御部は、不図示の検出回路によって各ＰＦＣ部２１Ａ，２２Ａ，２３Ａの入力電圧、すなわち入力端子Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３の電圧と、各ＰＦＣ部２１Ａ，２２Ａ，２３Ａの出力電圧、すなわち中間電圧Ｖｐ１－Ｖｎ１，Ｖｐ２－Ｖｎ２，Ｖｐ３－Ｖｎ３とを検出し、中間電圧が所望の電圧になるように、各相に１２０°の位相差を設けて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を背反にＰＷＭ制御する。このように制御することで、各相を同じデューティで制御することができ、制御を簡素化することができる。また、制御部は、不図示の検出回路によって三相ＬＬＣコンバータ部３Ａの出力電圧（出力端子Ｔ４－Ｔ５間の電圧）と、負荷２０に供給する出力電流とを検出し、出力電流が所望の電流値になるようにスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６の組、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８の組およびスイッチング素子Ｑ９，Ｑ１０の組を背反に、かつ各組に１２０°の位相差を設けて、各組を同一周波数で、デューティ５０％で周波数変調制御する。三相ＬＬＣコンバータ部３Ａは電流共振型であるため、制御部は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８，Ｑ９，Ｑ１０を１０ｋＨｚ～数１００ｋＨｚの範囲内）の高い周波数で駆動することができる。

【0053】

前述の通り、中間電圧は、商用周波数に起因する低周波リップルを含み得る。言い換えると、中間電圧は、安定した直流電圧ではない。このため、制御部は、商用周波数の逓倍に対して十分に短い周期で中間電圧をサンプリングし、このサンプリングにより得られた数値群から算出した実効値に基づいて制御を行う。

【0054】

本実施例に係る三相ＡＣ／ＤＣ変換装置１Ａにより、使用するコンデンサの容量を従来よりも小さく（究極的には、三相交流電源１０の瞬時停電対策のためのものを除いて完全に電解コンデンサレスに）することができる理由は次の通りである。

【0055】

第１相に設けられた第１ＰＦＣ部２１Ａに接続されたスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６、第２相に設けられた第２ＰＦＣ部２２Ａに接続されたスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８および第３相に設けられた第３ＰＦＣ部２３Ａに接続されたスイッチング素子Ｑ９，Ｑ１０を商用周波数よりも十分に高い周波数でオンオフさせることで、発生する高周波スイッチングノイズを非平滑コンデンサＣ１で除去し、中間電圧に含まれる商用周波数の低周波リップルを、後段の三相ダイオードブリッジ整流回路（Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６，Ｄ７，Ｄ８）で６倍の高調波に変換する。高周波スイッチングノイズを除去するために必要な非平滑コンデンサＣ１の容量は、低周波リップルを除去するために必要な平滑コンデンサの容量よりも大幅に小さい。また、６倍に高周波化されたリップルを除去するために必要な出力コンデンサＣ２の容量は、ＰＣＦ部２１Ａ，２２Ａ，２３Ａ内で低周波リップルを除去する場合に必要となる平滑コンデンサの容量よりも小さい。このため、三相ＡＣ／ＤＣ変換装置１Ａ全体で使用されるコンデンサの容量は小さくなる。

【0056】

また、本実施例に係る三相ＡＣ／ＤＣ変換装置１Ａにより、制御が簡単になる理由は次の通りである。

【0057】

３つのＰＦＣ部２１Ａ，２２Ａ，２３Ａが互いに中性点接続されているので、ＰＦＣ部２１Ａ，２２Ａ，２３Ａにおける相間の不平衡が自律的に解消または緩和される。また、トランスＴｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３を構成する３つの一次側コイルおよび３つの二次側コイルがそれぞれ互いに中性点接続されているので、三相ＬＬＣコンバータ部３Ａにおける相間の不平衡も自律的に解消または緩和される。このため、複雑な相毎の個別制御を行ったり、ＰＦＣ部２１Ａ，２２Ａ，２３Ａおよび三相ＬＬＣコンバータ部３Ａを連携させる特別な制御を行ったりする必要がない。

【0058】

［第２実施例］
図２に、本発明の第２実施例に係る三相ＡＣ／ＤＣ変換装置１Ｂを示す。三相ＡＣ／ＤＣ変換装置１Ｂは、ＰＦＣ部２１Ａ，２２Ａ，２３Ａの代わりにＰＦＣ部２１Ｂ，２２Ｂ，２３Ｂを備えている点において三相ＡＣ／ＤＣ変換装置１Ａと相違しているが、他の点においては三相ＡＣ／ＤＣ変換装置１Ａと共通している。

【0059】

第１ＰＦＣ部２１Ｂは、双方向の動作が可能で、しかも部品点数が少ないブリッジＰＷＭ整流（インバータ）方式のＰＦＣ回路で構成されており、コイルＬ１と、第１スイッチング素子Ｑ１および第２スイッチング素子Ｑ２と、非平滑コンデンサＣ１とを備えている。

【0060】

コイルＬ１は、入力端子Ｔ１に接続された一端と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に接続された他端とを有している。コイルＬ１の一端は、第１ＰＦＣ部２１Ｂの「入力端」であるといえる。

【0061】

スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、ＩＧＢＴで構成されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にはＦＷＤとしてのダイオードが逆並列接続されているが、これは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に内蔵されたものであってもよいし、外付けされたものであってもよい。

【0062】

第１スイッチング素子Ｑ１は、ノードＶｐ１に接続されたコレクタと、コイルＬ１の他端に接続されたエミッタとを有している。また、第２スイッチング素子Ｑ２は、コイルＬ１の他端に接続されたコレクタと、ノードＶｎ１に接続されたエミッタとを有している。つまり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、直列に接続された状態でノードＶｐ１－Ｖｎ１間に設けられている。なお、第２スイッチング素子Ｑ２のエミッタは、第１ＰＦＣ部２１Ｂの「他の入力端」であるといえる。

【0063】

スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、不図示の制御部により、商用周波数よりも十分に高い１０ｋＨｚ～数１００ｋＨｚの範囲内の高い周波数でオンオフ制御される。

【0064】

非平滑コンデンサＣ１は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフ制御により生じる高周波スイッチングノイズを吸収し得るように選定されたコンデンサであり、ノードＶｐ１に接続された一端と、ノードＶｎ１に接続された他端とを有している。本実施例でも、非平滑コンデンサＣ１としてフィルムコンデンサを使用したが、これに代えてセラミックコンデンサ等を使用することもできる。非平滑コンデンサＣ１の両端は、第１ＰＦＣ部２１Ｂの「出力端」であるといえる。

【0065】

第２ＰＦＣ部２２Ｂおよび第３ＰＦＣ部２３Ｂは、接続先が入力端子Ｔ１ではなくＴ２，Ｔ３である点、および接続先がノードＶｐ１，Ｖｎ１ではなくＶｐ２，Ｖｎ２，Ｖｐ３，Ｖｎ３である点を除き、第１ＰＦＣ部２１Ｂと共通している。

【0066】

各ＰＦＣ部２１Ｂ，２２Ｂ，２３Ｂを構成する第２スイッチング素子Ｑ２のエミッタ、すなわちノードＶｎ１，Ｖｎ２，Ｖｎ３は、中性点Ｎにおいて互いに接続されている。つまり、ＰＦＣ部２１Ｂ，２２Ｂ，２３Ｂは、他の入力端において互いに中性点接続されている。

【0067】

本実施例に係る三相ＡＣ／ＤＣ変換装置１Ｂによれば、第１実施例と同様の作用効果が得られる。

【0068】

［第３実施例］
図３に、本発明の第３実施例に係る三相ＡＣ／ＤＣ変換装置１Ｃを示す。三相ＡＣ／ＤＣ変換装置１Ｃは、ＰＦＣ部２１Ａ，２２Ａ，２３Ａの代わりにＰＦＣ部２１Ｃ，２２Ｃ，２３Ｃを備えている点において三相ＡＣ／ＤＣ変換装置１Ａと相違しているが、他の点においては三相ＡＣ／ＤＣ変換装置１Ａと共通している。

【0069】

第１ＰＦＣ部２１Ｃは、２ステージ・インタリーブ方式のトーテムポール型ＰＦＣ回路で構成されており、第１コイルＬ１および第２コイルＬ２と、第１スイッチング素子Ｑ１、第２スイッチング素子Ｑ２、第３スイッチング素子Ｑ３および第４スイッチング素子Ｑ４と、第１ダイオードＤ１および第２ダイオードＤ２と、非平滑コンデンサＣ１とを備えている。

【0070】

第１コイルＬ１は、入力端子Ｔ１に接続された一端と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に接続された他端とを有している。また、第２コイルＬ２は、入力端子Ｔ１に接続された一端と、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に接続された他端とを有している。コイルＬ１，Ｌ２の一端は、第１ＰＦＣ部２１Ｃの「入力端」であるといえる。

【0071】

スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４は、ＩＧＢＴで構成されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４にはＦＷＤとしてのダイオードが逆並列接続されているが、これは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４に内蔵されたものであってもよいし、外付けされたものであってもよい。

【0072】

第１スイッチング素子Ｑ１は、ノードＶｐ１に接続されたコレクタと、第１コイルＬ１の他端に接続されたエミッタとを有している。また、第２スイッチング素子Ｑ２は、第１コイルＬ１の他端に接続されたコレクタと、ノードＶｎ１に接続されたエミッタとを有している。つまり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、直列に接続された状態でノードＶｐ１－Ｖｎ１間に設けられている。

【0073】

第３スイッチング素子Ｑ３は、ノードＶｐ１に接続されたコレクタと、第２コイルＬ２の他端に接続されたエミッタとを有している。また、第４スイッチング素子Ｑ４は、第２コイルＬ２の他端に接続されたコレクタと、ノードＶｎ１に接続されたエミッタとを有している。つまり、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４は、直列に接続された状態でノードＶｐ１－Ｖｎ１間に設けられている。

【0074】

スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４は、不図示の制御部により、商用周波数よりも十分に高い１０ｋＨｚ～数１００ｋＨｚの範囲内の高い周波数でオンオフ制御される。

【0075】

第１ダイオードＤ１は、ノードＶｐ１に接続されたカソードと、中性点Ｎに接続されたアノードとを有している。また、第２ダイオード素子Ｄ２は、中性点Ｎに接続されたカソードと、ノードＶｎ１に接続されたアノードとを有している。つまり、ダイオードＤ１，Ｄ２は、直列に接続された状態でノードＶｐ１－Ｖｎ１間に逆方向に設けられている。なお、ダイオードＤ１，Ｄ２の接続点は、第１ＰＦＣ部２１Ｃの「他の入力端」であるといえる。

【0076】

非平滑コンデンサＣ１は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のオンオフ制御により生じる高周波スイッチングノイズを吸収し得るように選定されたコンデンサであり、ノードＶｐ１に接続された一端と、ノードＶｎ１に接続された他端とを有している。本実施例でも、非平滑コンデンサＣ１としてフィルムコンデンサを使用したが、これに代えてセラミックコンデンサ等を使用することもできる。非平滑コンデンサＣ１の両端は、第１ＰＦＣ部２１Ｃの「出力端」であるといえる。

【0077】

第２ＰＦＣ部２２Ｃおよび第３ＰＦＣ部２３Ｃは、接続先が入力端子Ｔ１ではなくＴ２，Ｔ３である点、および接続先がノードＶｐ１，Ｖｎ１ではなくＶｐ２，Ｖｎ２，Ｖｐ３，Ｖｎ３である点を除き、第１ＰＦＣ部２１Ｃと共通している。

【0078】

各ＰＦＣ部２１Ｃ，２２Ｃ，２３Ｃを構成するダイオードＤ１，Ｄ２の接続点は、中性点Ｎにおいて互いに接続されている。つまり、ＰＦＣ部２１Ｃ，２２Ｃ，２３Ｃは、他の入力端において互いに中性点接続されている。

【0079】

前述の通り、第１実施例および第２実施例では、中間電圧が商用周波数に等しい周波数のリップルを含み得る。一方、ＰＦＣ部２１Ｃ，２２Ｃ，２３Ｃが２ステージ・インタリーブ方式のトーテムポール型ＰＦＣ回路である本実施例では、中間電圧が商用周波数の２倍の周波数のリップルを含み得る。このため、本実施例では、三相ダイオードブリッジ整流回路（Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６，Ｄ７，Ｄ８）による整流後の電圧に商用周波数の１２倍（＝２×６倍）の高調波が重畳される。そして、この結果、本実施例に係る三相ＡＣ／ＤＣ変換装置１Ｃによれば、第１実施例および第２実施例で使用した出力コンデンサＣ２よりも小容量な出力コンデンサＣ２で低周波リップルを吸収することが可能となり、ひいては三相ＡＣ／ＤＣ変換装置１Ｃをより一層小型化することができる。

【0080】

［変形例］
以上、本発明に係る三相ＡＣ／ＤＣ変換装置の第１実施例、第２実施例および第３実施例について説明してきたが、本発明の構成はこれらに限定されるものではない。

【0081】

例えば、本発明に係る三相ＡＣ／ＤＣ変換装置は、図４に示す三相ＡＣ／ＤＣ変換装置１Ｄのように、三相ＬＬＣコンバータ部３Ｄの各トランスＴｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３を構成する一次巻線がΔ結線により中性点接続され、かつ各トランスＴｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３の二次巻線がΔ結線により中性点接続された三相ＬＬＣコンバータ部３Ｄを備えていてもよい。あるいは、本発明に係る三相ＡＣ／ＤＣ変換装置は、図５に示す三相ＡＣ／ＤＣ変換装置１Ｅのように、三相ＬＬＣコンバータ部３Ｅの各トランスＴｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３を構成する一次巻線がΔ－Ｃｒ結線により中性点接続され、かつ各トランスＴｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３の二次巻線がＹ結線により中性点接続された三相ＬＬＣコンバータ部３Ｅを備えていてもよい。つまり、本発明では、三相ＬＬＣコンバータ部のトランスＴｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３を構成する３つの一次巻線および３つの二次巻線を、それぞれ任意の方法で中性点接続することができる。

【0082】

また、三相ＬＬＣコンバータ部を構成する共振コイルＬｒ１，Ｌｒ２，Ｌｒ３および共振コンデンサＣｒ１，Ｃｒ２，Ｃｒ３は、一次側の任意に位置に配置されていてもよい。ただし、共振コイルＬｒ１、共振コンデンサＬｒ１および第１トランスＴｒ１の一次巻線は、直列接続されていなければならない。共振コイルＬｒ２，Ｌｒ３、共振コンデンサＣｒ２，Ｃｒ３およびトランスＴｒ２，Ｔｒ３についても同様である。

【0083】

また、三相ＬＬＣコンバータ部を構成する共振コイルＬｒ１，Ｌｒ２，Ｌｒ３は、トランスＴｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３の漏れインダクタンスであってもよい。言い換えると、本発明では、トランスＴｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３の漏れインダクタンスを共振コイルＬｒ１，Ｌｒ２，Ｌｒ３として利用することができる。

【0084】

また、三相ＬＬＣコンバータ部は、三相ダイオードブリッジ整流回路（Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６，Ｄ７，Ｄ８）の代わりに、スイッチング素子で構成された同期整流回路を備えていてもよい。あるいは、三相ＬＬＣコンバータ部は、ダイオードのいくつか（Ｄ３，Ｄ５，Ｄ７、あるいはＤ４，Ｄ６，Ｄ８）をスイッチング素子に置き替えたブースト制御回路を備えていてもよい。

【0085】

また、三相ＬＬＣコンバータ部を構成するスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８，Ｑ９，Ｑ１０は、部分共振のためのコンデンサが並列に外付けされたものであってもよい。

【0086】

また、第１ＰＦＣ部、第２ＰＦＣ部および第３ＰＦＣ部は、高周波変換が可能なＰＦＣ回路（力率改善回路）と非平滑コンデンサとを組み合わせてなる任意の回路であってもよい。例えば、第１実施例のＰＦＣ部２１Ａ，２２Ａ，２３Ａを構成するスイッチング素子Ｑ１およびダイオードＤ２は、位置が入れ替わっていてもよい。また、第３実施例のＰＦＣ部２１Ｃ，２２Ｃ，２３Ｃは、３以上のステージ数のインタリーブ方式のＰＦＣ回路であってもよい。また、第１実施例のＰＦＣ部２１Ａ，２２Ａ，２３Ａおよび第３実施例のＰＦＣ部２１Ｃ，２２Ｃ，２３Ｃは、ダイオードＤ１，Ｄ２の接続点と中性点Ｎとの間に位置するコイルをさらに備えていてもよい。

【0087】

また、第１ＰＦＣ部、第２ＰＦＣ部および第３ＰＦＣ部は、中性点接続されていなくてもよい。例えば、第１ＰＦＣ部、第２ＰＦＣ部および第３ＰＦＣ部の他の入力端は、三相交流電源の負極に接続されていてもよい。

【0088】

また、第１ＰＦＣ部、第２ＰＦＣ部、第３ＰＦＣ部および三相ＬＬＣコンバータ部は、ＩＧＢＴ以外の任意のパワー半導体スイッチング素子（例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor）等）で構成されたスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８，Ｑ９，Ｑ１０を備えていてもよい。もちろん、本発明では、Ｓｉ（Silicon）系以外の任意の種類（例えば、ＳｉＣ（Silicon Carbide）系、ＧａＮ（Gallium Nitride）系等）のパワー半導体スイッチング素子を使用することもできる。

【0089】

また、制御部は、第１ＰＦＣ部、第２ＰＦＣ部、第３ＰＦＣ部および三相ＬＬＣコンバータ部をまとめて制御する単一の制御部で構成されていてもよいし、これらを分担して制御する複数の制御部で構成されていてもよい。さらに、制御部は、第１ＰＦＣ部、第２ＰＦＣ部および第３ＰＦＣ部を任意の方法で制御してもよい。例えば、制御部は、ＰＷＭ方式でこれらを制御してもよいし、ＰＦＭ方式でこれらを制御してもよい。

【0090】

また、制御部は、三相ＬＬＣコンバータ部の上アームを構成するスイッチング素子Ｑ５，Ｑ７，Ｑ９をオンオフさせるタイミングと下アームを構成するスイッチング素子Ｑ６，Ｑ８，Ｑ１０をオンオフさせるタイミングとを所定の量だけずらす位相シフト制御により出力を増減させてもよいし、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８，Ｑ９，Ｑ１０のデューティを変更することにより出力を増減させてもよい。

【0091】

また、制御部は、ローパスフィルタ回路を介して中間電圧を検出することにより中間電圧の実効値を取得してもよい。あるいは、制御部は、ピークホールド回路を介して検出した中間電圧のピーク値に基づいて中間電圧の実効値を算出してもよい。なお、ローパスフィルタ回路またはピークホールド回路に使用するコンデンサは、取り扱う信号が小信号なので、主回路（ＰＦＣ部）の中間電圧を平滑するコンデンサに比べて十分に小容量で小型のものでよい。

【0092】

また、制御部は、各相の中間電圧の実効値ではなく、例えば、各相の中間電圧の時間平均値（つまり、３つの平均値）に基づいて制御を行ってもよいし、各相の中間電圧の時間平均値をさらに平均化したもの（つまり、１つの平均値）に基づいて制御を行ってもよい。

【0093】

また、制御部は、相間の不平衡が前述の不平衡解消（緩和）機能により解消（緩和）可能な範囲を超えそうな場合、または超えた場合に、各相のＰＦＣ部（例えば、第１実施例では第１ＰＦＣ部２１Ａ、第２ＰＦＣ部２２Ａおよび第３ＰＦＣ部２３Ａ）の出力電圧を個別に制御し、これにより不平衡を解消（緩和）可能な程度とする機能を有していてもよい。

【0094】

また、図１～図５に示された各素子は機能を表す記号にすぎず、例えば、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８，Ｑ９，Ｑ１０は、同一の、または異なる複数の素子を直列に、または並列に接続したものであってもよい。また、トランスＴｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３のそれぞれは、単相巻きのトランスであってもよいし、直列または並列に接続された複数のトランスで構成されたものであってもよい。あるいは、トランスＴｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３は、三相コイルを有する１個または複数個のトランスで構成された結合トランスであってもよい。その他の素子についても同様である。

【0095】

また、本発明に係る三相ＡＣ／ＤＣ変換装置に電力を供給する三相交流電源は、２００Ｖ系の商用交流電源に限定されない。例えば、三相交流電源は、２００Ｖ系の他の交流電源であってもよいし、４００Ｖ系等の交流電源であってもよい。

【0096】

また、本発明に係る三相ＡＣ／ＤＣ変換装置によって電力が供給される負荷は、電気自動車の駆動用バッテリに限定されない。例えば、負荷は、分散電源等における他の蓄電池であってもよいし、直流負荷等であってもよい。

【符号の説明】

【0097】

１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅ 三相ＡＣ／ＤＣ変換装置
２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ 第１ＰＦＣ部
２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃ 第２ＰＦＣ部
２３Ａ，２３Ｂ，２３Ｃ 第３ＰＦＣ部
３Ａ，３Ｄ，３Ｅ 三相ＬＬＣコンバータ部
１０ 三相交流電源
２０ 負荷

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】