特開 2024-154990 コンバータ装置及びその制御方法並びにモータ駆動装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2024154990

(43)【公開日】2024-10-31

(54)【発明の名称】コンバータ装置及びその制御方法並びにモータ駆動装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/155 20060101AFI20241024BHJP

   H02M 7/12 20060101ALI20241024BHJP

【ＦＩ】

H02M3/155 H

H02M3/155 E

H02M7/12 Q

【審査請求】未請求

【請求項の数】8

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2023069280

(22)【出願日】2023-04-20

(71)【出願人】

【識別番号】516299338

【氏名又は名称】三菱重工サーマルシステムズ株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100112737

【弁理士】

【氏名又は名称】藤田 考晴

(74)【代理人】

【識別番号】100136168

【弁理士】

【氏名又は名称】川上 美紀

(74)【代理人】

【識別番号】100172524

【弁理士】

【氏名又は名称】長田 大輔

(72)【発明者】

【氏名】中村 秀男

(72)【発明者】

【氏名】大野 賢三

【テーマコード（参考）】

5H006

5H730

【Ｆターム（参考）】

5H006AA01

5H006BB05

5H006CA01

5H006CA02

5H006CB01

5H006DA04

5H006DB01

5H006DC05

5H730AA02

5H730AS04

5H730AS13

5H730BB14

5H730BB57

5H730BB82

5H730BB89

5H730CC02

5H730DD03

5H730DD04

5H730EE59

5H730FD01

5H730FD11

5H730FD21

5H730FD61

5H730FG05

(57)【要約】

【課題】高調波規制を満足しながら、スイッチング損失を効果的に低減させること。
【解決手段】コンバータ装置２は、交流電源４から入力された交流電力を直流電力に変換して出力する整流回路１０と、整流回路１０の出力側に接続されるとともに、スイッチング素子１２を有する昇圧チョッパ回路１１と、昇圧チョッパ回路１１の出力側に接続されるとともに、スイッチング素子１２と並列に接続されたコンデンサ１５と、スイッチング素子１２の駆動を制御するコンバータ制御部２０とを備えている。コンバータ制御部２０は、スイッチング素子１２のオフ状態を連続的に維持する休止期間を設けた部分スイッチング制御を行い、スイッチング素子１２のスイッチング周波数は、高調波規制の規制値に対する余裕度が所定値以上であり、かつ、スイッチング損失を最小化するスイッチング周波数の値に基づいて設定されている。
【選択図】図１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

交流電源から入力された交流電力を直流電力に変換して出力する整流回路と、
前記整流回路の出力側に接続されるとともに、スイッチング素子を有する昇圧チョッパ回路と、
前記昇圧チョッパ回路の出力側に接続されるとともに、前記スイッチング素子と並列に接続されたコンデンサと、
前記スイッチング素子の駆動を制御するコンバータ制御部と
を備え、
前記コンバータ制御部は、前記スイッチング素子のオフ状態を連続的に維持する休止期間を設けた部分スイッチング制御を行い、
前記スイッチング素子のスイッチング周波数は、高調波規制の規制値に対する余裕度が所定値以上であり、かつ、スイッチング損失を最小化するスイッチング周波数の値に基づいて設定されているコンバータ装置。

【請求項2】

前記コンバータ制御部は、
目標電圧を設定する目標電圧設定部と、
前記整流回路の出力電圧と前記目標電圧との比較に基づいて前記スイッチング素子の駆動制御信号を生成する制御信号生成部と
を備え、
前記目標電圧設定部は、前記整流回路の出力電圧から前記目標電圧を算出するための係数を有し、前記係数を前記出力電圧に乗じることにより前記目標電圧を設定する請求項１に記載のコンバータ装置。

【請求項3】

前記昇圧チョッパ回路は、高周波リアクトルを有している請求項１に記載のコンバータ装置。

【請求項4】

請求項１に記載のコンバータ装置と、
前記コンバータ装置から出力された直流電圧を交流電圧に変換してモータに供給するインバータ装置と
を備えるモータ駆動装置。

【請求項5】

前記コンバータ制御部は、モータ回転数が予め設定されている低速閾値未満である場合に、前記休止期間を伴う部分スイッチング制御を行い、前記モータ回転数が前記低速閾値以上である場合に、前記休止期間を伴わないフルスイッチング制御を行う請求項４に記載のモータ駆動装置。

【請求項6】

前記コンバータ制御部は、モータ回転数が予め設定されている高速閾値以上である場合に、前記モータ回転数が前記低速閾値未満である回転数領域で使用される低速キャリア周波数よりも周波数の高い高速キャリア周波数を用いてフルスイッチング制御を行う請求項５に記載のモータ駆動装置。

【請求項7】

前記コンバータ制御部は、モータ回転数に応じて設定される目標直流電圧と、前記整流回路の出力電圧との比較に基づいて休止期間を設定する休止期間設定部を備える請求項４に記載のモータ駆動装置。

【請求項8】

交流電源から入力された交流電力を直流電力に変換して出力する整流回路と、前記整流回路の出力側に接続されるとともに、スイッチング素子を有する昇圧チョッパ回路と、前記昇圧チョッパ回路の出力側に接続されるとともに、前記スイッチング素子と並列に接続されたコンデンサとを備えるコンバータ装置の制御方法であって、
前記スイッチング素子のオフ状態を連続的に維持する休止期間を設けた部分スイッチング制御を行い、
前記スイッチング素子のスイッチング周波数は、高調波規制の規制値に対する余裕度が所定値以上であり、かつ、スイッチング損失を最小化するスイッチング周波数の値に基づいて設定されているコンバータ装置の制御方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本開示は、コンバータ装置及びその制御方法並びにモータ駆動装置に関するものである。

【背景技術】

【0002】

従来、コンバータ装置の制御方法の一つとして、特許文献１に開示される制御方法が知られている。特許文献１には、昇圧チョッパ回路を備えるコンバータ装置において、三相交流整流回路の出力直流電力と、平滑コンデンサの端子電圧とを用いてＰＷＭ制御を行い、昇圧チョッパ回路のスイッチング制御を行う技術が開示されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0003】

【特許文献1】特開２０１２－６５３９９号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0004】

特許文献１に開示されているように、スイッチング素子のスイッチングによって昇圧や力率改善を行うコンバータ装置においては、スイッチング素子のオンオフによって発生するスイッチング損失が問題となる。スイッチング損失を低減させるためには、スイッチング周波数を低減させればよい。しかしながら、スイッチング周波数を低減させると、入力電流の歪みが大きくなり、例えば、国際電気標準会議（ＩＥＣ）、ＪＩＳ等で定められる高調波規制を満足できなくなるおそれがある。また、スイッチング周波数を低くすると、リアクトルの電流リプルが大きくなり、鉄損が増加するおそれもある。

【0005】

本開示は、このような事情に鑑みてなされたものであって、高調波規制を満足しながら、スイッチング損失を効果的に低減させることのできるコンバータ装置及びその制御方法並びにモータ駆動装置を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0006】

本開示の一態様は、交流電源から入力された交流電力を直流電力に変換して出力する整流回路と、前記整流回路の出力側に接続されるとともに、スイッチング素子を有する昇圧チョッパ回路と、前記昇圧チョッパ回路の出力側に接続されるとともに、前記スイッチング素子と並列に接続されたコンデンサと、前記スイッチング素子の駆動を制御するコンバータ制御部とを備え、前記コンバータ制御部は、前記スイッチング素子のオフ状態を連続的に維持する休止期間を設けた部分スイッチング制御を行い、前記スイッチング素子のスイッチング周波数は、高調波規制の規制値に対する余裕度が所定値以上であり、かつ、スイッチング損失を最小化するスイッチング周波数の値に基づいて設定されているコンバータ装置である。

【0007】

本開示の一態様は、上記コンバータ装置と、前記コンバータ装置から出力された直流電圧を交流電圧に変換してモータに供給するインバータ装置とを備えるモータ駆動装置である。

【0008】

本開示の一態様は、交流電源から入力された交流電力を直流電力に変換して出力する整流回路と、前記整流回路の出力側に接続されるとともに、スイッチング素子を有する昇圧チョッパ回路と、前記昇圧チョッパ回路の出力側に接続されるとともに、前記スイッチング素子と並列に接続されたコンデンサとを備えるコンバータ装置の制御方法であって、前記スイッチング素子のオフ状態を連続的に維持する休止期間を設けた部分スイッチング制御を行い、前記スイッチング素子のスイッチング周波数は、高調波規制の規制値に対する余裕度が所定値以上であり、かつ、スイッチング損失を最小化するスイッチング周波数の値に基づいて設定されているコンバータ装置の制御方法である。

【発明の効果】

【0009】

本開示のコンバータ装置及びその制御方法並びにモータ駆動装置によれば、高調波規制の規制値を満足しながら、スイッチング損失を効果的に低減させることができるという効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【0010】

【図1】本開示の第１実施形態に係るモータ駆動装置の概略構成を示した図である。

【図2】本開示の第１実施形態に係るコンバータ制御部が備える機能を示した機能構成図である。

【図3】本開示の第１実施形態に係る部分スイッチング制御時における駆動期間の出力電圧、キャリア波、及び駆動制御信号の関係を示した図である。

【図4】本開示の第１実施形態に係る部分スイッチング制御時における（ａ）三相電源電圧、（ｂ）入力電流、（ｃ）リアクトル電流、（ｄ）駆動制御信号の波形の一例を示した図である。

【図5】本開示の第１実施形態に係るフルスイッチング制御時における（ａ）三相電源電圧、（ｂ）入力電流、（ｃ）リアクトル電流、（ｄ）駆動制御信号の波形の一例を示した図である。

【図6】モータ回転数に対する制御モードの切り替えについて説明するための図である。

【図7】本開示の変形例に係るモータ駆動装置の概略構成を示した図である。

【図8】本開示の第２実施形態に係るコンバータ制御部が備える機能を示した機能構成図である。

【図9】本開示の第２実施形態に係る休止期間と駆動期間の設定方法について説明するための図である。

【発明を実施するための形態】

【0011】

〔第１実施形態〕
以下に、本開示の第１実施形態に係るコンバータ装置及びその制御方法並びにモータ駆動装置について、図面を参照して説明する。以下の説明において、モータ駆動装置は、例えば、家庭用空気調和機に適用される場合を例示して説明するが、本開示のコンバータ装置及びその制御方法並びにモータ駆動装置はその他の機器に対しても汎用的に広く適用可能である。

【0012】

図１は、本実施形態に係るモータ駆動装置１の概略構成を示した図である。図１に示すように、本実施形態に係るモータ駆動装置１は、コンバータ装置２及びインバータ装置３を主な構成として備えている。コンバータ装置２は、整流回路１０、昇圧チョッパ回路１１、コンデンサ１５及びコンバータ制御部２０を主な構成として備えている。

【0013】

整流回路１０は、例えば、交流電源４から入力された三相の交流電力を直流電力に変換して出力する。例えば、整流回路１０は、２つで１対をなすダイオード素子がブリッジ接続された構成とされている。なお、整流回路１０に用いられる素子は、ダイオードに限られず、サイリスタなどの整流素子を用いてもよい。なお、入力電圧は、三相に限られない。例えば、二相、四相であってもよい。

【0014】

昇圧チョッパ回路１１は、例えば、スイッチング素子１２、リアクトル１３、及びダイオード１４を備えている。
スイッチング素子１２は、整流回路１０の出力端子間に接続されている。スイッチング素子１２は、例えば、ＩＧＢＴ、ＦＥＴ等の半導体素子である。また、スイッチング素子１２として、高周波でもスイッチング損失を効果的に低減することのできるＳｉＣ等のワイドギャップ半導体を用いることとしてもよい。スイッチング素子１２のオンオフは、後述するコンバータ制御部２０によって制御される。

【0015】

スイッチング素子１２の出力側には、スイッチング素子１２と並列にコンデンサ１５が接続されている。コンデンサ１５は、スイッチング素子１２のオンオフに応じて、電荷の充電及び放電を行う。

【0016】

リアクトル１３は、例えば、整流回路１０とスイッチング素子１２との間の電力線に設けられている。リアクトル１３は、例えば、ダストコア、スーパーコア（６．５％ケイ素鋼板）、アモルファス等の材料から構成された高周波リアクトルを採用可能である。

【0017】

図１では、リアクトル１３は、高圧側電力線に設けられているが、これに限られない。例えば、リアクトル１３は、整流回路１０とスイッチング素子１２との間の低圧側電力線に設けられてもよいし、高圧側と低圧側の両方（計２個）に設けられてもよい。

【0018】

スイッチング素子１２とコンデンサ１５との間の高圧側電力線にはダイオード１４が設けられている。図１では高圧側電力線にダイオード１４を設ける場合を例示しているが、ダイオード１４は、低圧側電力線に設けられていてもよく、また、高圧側電力線と低圧側電力線との両方に設けられていてもよい。ダイオード１４によって、コンデンサ１５に充電された電荷の逆流が防止される。なお、ダイオード１４に代えて、他の整流素子を用いてもよい。

【0019】

更に、コンバータ装置２は、交流電源４から整流回路１０に入力される入力電圧Ｖ１を検出し、コンバータ制御部２０に出力する電圧検出部１６、整流回路１０から出力される出力電圧Ｖ２を検出し、コンバータ制御部２０に出力する電圧検出部１７を備えている。入力電圧Ｖ１は、例えば、３相のうちのいずれか２相の相間電圧である。また、電圧検出については、公知の推定技術を用いることとしてもよい。例えば、入力電圧Ｖ１から出力電圧Ｖ２を推定することとしてもよい。この場合、電圧検出部１７は省略可能である。

【0020】

コンバータ制御部２０は、スイッチング素子１２の駆動を制御する。コンバータ制御部２０は、後述するように、スイッチング素子１２のオフ状態を連続的に維持する休止期間を設けた部分スイッチング制御を行う。以下、説明の便宜上、部分スイッチング制御において、スイッチングを停止している期間を「休止期間」、スイッチングを行っている期間を「駆動期間」という。

【0021】

コンバータ制御部２０は、例えば、マイクロコンピュータであり、ＣＰＵがＲＯＭなどに記憶された制御プログラムをＲＡＭに読みだして実行することにより、後述する各部の機能が実現される。なお、コンバータ制御部２０は、各種機能を実現するアナログ回路やデジタル回路等として構成されていてもよい。
駆動回路１８は、コンバータ制御部２０から供給される駆動制御信号Ｖｐａｍに基づいてスイッチング素子（例えば、ＩＧＢＴ）のゲート入力信号を生成し、スイッチング素子１２を駆動する。

【0022】

インバータ装置３は、コンバータ装置２から出力された直流電圧を三相交流電圧に変換してモータ５に出力する。本実施形態において、モータ５は、家庭用空気調和機に用いられる圧縮機モータである。インバータ装置３は、例えば、６つのスイッチング素子を有する三相ブリッジ型のインバータ回路３１と、インバータ回路３１を制御するインバータ制御部３２とを備えている。インバータ回路３１が備える各スイッチング素子は、例えば、インバータ制御部３２から出力されるＰＷＭ信号に基づいて駆動される。

【0023】

図２は、本実施形態に係るコンバータ制御部２０が備える機能を示した機能構成図である。図２に示すように、コンバータ制御部２０は、目標電圧設定部２１と、キャリア波（三角波）生成部２２と、制御信号生成部２３と、フィルタ部２４とを備えている。

【0024】

目標電圧設定部２１は、例えば、目標電圧Ｖｔａｒを設定する。例えば、目標電圧設定部２１は、整流回路１０の出力電圧Ｖ２から目標電圧Ｖｔａｒを算出するための係数Ｋを有し、係数Ｋを用いて目標電圧Ｖｔａｒを設定する。ここで、係数Ｋは、１よりも大きい値に設定されている。また、係数Ｋについては、事前に最適化処理を行い、後述するキャリア周波数との兼ね合いから最適化範囲内で決定すればよい。

【0025】

キャリア波生成部２２は、波高値をＶｔａｒとしたキャリア波Ｖｓを生成する。このように、目標電圧Ｖｔａｒの波高値を持つキャリア波とすることで、スイッチング素子のオン期間に対する休止期間の比率を一定にすることができる。
ここで、キャリア波の周波数であるキャリア周波数（スイッチング周波数）は、高調波規制の規制値に対する余裕度が所定値以上であり、かつ、スイッチング損失を最小化するスイッチング周波数の値に基づいて設定されている。例えば、キャリア周波数は、リアクトル１３を流れるリアクトル電流に含まれる高調波、休止期間の長さ、及びスイッチング損失をパラメータとして最適化処理された値に基づいて設定されている。

【0026】

すなわち、キャリア周波数を低く、若しくは、休止期間をなくす又は短くすれば、スイッチング損失は低減するが、その一方で、リアクトルを流れるリアクトル電流の歪み（リップル）が大きくなり、高調波規格の規制値への余裕度が減少する。そこで、本実施形態では、これらの３つの要素をパラメータとして、事前にシミュレーションや試験を行い、所望の高調波規格の規制値への余裕度が所定値以上であり、かつ、スイッチング損失を可能な限り低減できるようなキャリア周波数の数値範囲を特定し、この数値範囲から採用するキャリア周波数を決定する。また、上記３つの要素だけでなく、モータ５の回転数、要求出力電圧等を要素として含めて最適化処理を行ってもよい。

【0027】

上記高調波規制の規制値の一例として、例えば、「ＪＩＳ Ｃ ６１０００－３－２」に規定されるエアコンディショナに適用する限度値、「家電・汎用品高調波抑制対策ガイドライン」に規定される限度値、ＥＮ規格の高調波電流規制である「ＥＮ６１０００－３－２」に規定される限度値、ＥＭＣ（Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ ｃｏｍｐａｔｉｂｉｌｉｔｙ）の電磁両立性（ＥＭＣ）－第３－２部：限度値－高調波電流エミッションの限度値（機器の入力電流，相当たり１６Ａ以下）等が挙げられる。

【0028】

制御信号生成部２３は、キャリア波生成部２２によって生成されたキャリア波Ｖｓと電圧検出部１６によって検出された出力電圧Ｖ２とを比較することにより、スイッチング素子１２の駆動制御信号Ｖｐａｍを生成する。図３は、出力電圧Ｖ２、キャリア波Ｖｓ、及び駆動制御信号Ｖｐａｍの関係を示した図である。図３に示すように、制御信号生成部２３は、キャリア波Ｖｓが出力電圧Ｖ２以上のレベルとなっている間はＨｉｇｈレベル「１」、キャリア波Ｖｓが出力電圧Ｖ２以下のレベルとなっている間はＬｏｗレベル「０」となる矩形波信号である駆動制御信号Ｖｐａｍを生成する。制御信号生成部２３は、生成した駆動制御信号Ｖｐａｍを駆動回路１８に出力する。なお、図３では、説明の便宜上、出力電圧Ｖ２を直線として描いているが、実際には三相整流電圧のリップルが含まれていることから、例えば、図９に示すような波形となる。

【0029】

フィルタ部２４は、予め設定された休止期間において、制御信号生成部２３から入力された駆動制御信号ＶｐａｍをＬｏｗレベルにして駆動回路１８に出力する。例えば、休止期間は、交流電圧の１周期において所定の位相範囲として設定されている。ここで、休止期間は、交流電圧の１周期において、複数の位相範囲として設定されていてもよい。このように、複数の位相範囲として設定することで、交流電圧の１周期において、駆動期間と休止期間とが複数回にわたって切り替えられることとなる。
フィルタ部２４は、電圧検出部１６から入力される入力電圧Ｖ１において、予め設定されている休止期間においては、Ｌｏｗレベル「０」の駆動制御信号Ｖｐａｍを出力し、休止期間以外の期間、すなわち、駆動期間においては、制御信号生成部２３から入力された駆動制御信号Ｖｐａｍを出力する。

【0030】

駆動回路１８は、フィルタ部２４から出力された駆動制御信号Ｖｐａｍに基づいて、スイッチング素子１２のオンオフ制御を行う。これにより、駆動制御信号ＶｐａｍがＨｉｇｈレベルのときにはスイッチング素子１２がオン状態に、駆動制御信号ＶｐａｍがＬｏｗレベルのときにはスイッチング素子１２がオフ状態に制御される。

【0031】

次に、本実施形態に係るモータ駆動装置１の動作について説明する。
まず、交流電源４から出力された交流電圧は、整流回路１０によって全波整流され、リアクトル１３を介してスイッチング素子１２、例えば、ＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間に供給される。

【0032】

一方、交流電源４から整流回路１０に入力される入力電圧Ｖ１、整流回路１０の出力電圧Ｖ２は、それぞれ電圧検出部１６、１７によって検出され、コンバータ制御部２０に出力される。
目標電圧設定部２１は、電圧検出部１７によって検出された出力電圧Ｖ２に係数Ｋを乗じることにより目標電圧Ｖｔａｒを算出する。

【0033】

キャリア波生成部２２は、入力電圧Ｖ１に同期し、予め設定された所定の周波数であって、波高値として目標電圧Ｖｔａｒを有するキャリア波Ｖｓを生成する。
制御信号生成部２３は、出力電圧Ｖ２とキャリア波Ｖｓとを比較することにより、矩形波信号である駆動制御信号Ｖｐａｍを生成する。
フィルタ部２４は、電圧検出部１６によって検出された入力電圧Ｖ１に基づいて、休止期間として設定されている位相範囲において、Ｌｏｗレベル「０」の駆動制御信号Ｖｐａｍを出力し、休止期間以外の位相範囲において、制御信号生成部２３によって生成された駆動制御信号Ｖｐａｍを出力する。
駆動回路１８は、フィルタ部２４からの駆動制御信号Ｖｐａｍに基づくデューティ比でスイッチング素子１２をオン／オフ制御する。ここで、インバータ装置３に供給される出力電圧の大きさは、スイッチング素子１２をオンオフするデューティ比に応じて決定される。

【0034】

このようにして、スイッチング素子１２がオンすると、リアクトル１３を流れる電流が増加し、リアクトル１３にエネルギーが蓄積される。そして、スイッチング素子１２がオフされると、リアクトル１３に蓄積されていたエネルギーが放出され、ダイオード１４を通じてコンデンサ１５を充電する。そして、コンデンサ１５に充電された電圧がインバータ装置３のインバータ回路３１に出力電圧として供給される。

【0035】

インバータ装置３では、インバータ制御部３２によってインバータ回路３１のスイッチング素子が所定のデューティ比でオンオフされることにより、三相交流電圧が生成され、この三相交流電圧がモータ５に供給されることにより、モータ５が回転制御される。

【0036】

図４は、本実施形態に係る部分スイッチング制御時における（ａ）三相電源電圧、（ｂ）入力電流、（ｃ）リアクトル電流、（ｄ）駆動制御信号Ｖｐａｍの波形の一例を示した図である。また、図５は、休止期間を設けないフルスイッチング制御時における（ａ）三相電源電圧、（ｂ）入力電流、（ｃ）リアクトル電流、（ｄ）駆動制御信号Ｖｐａｍの波形の一例を示した図である。
図４に示すように、本実施形態に係る（ｂ）入力電流、（ｃ）リアクトル電流は、図５に示した（ｂ）入力電流、（ｃ）リアクトル電流に比べて多少歪みが大きいが、いずれも高調波規制値以内である。また、本実施形態によれば、休止期間を設けていることから、休止期間を設けていない場合と比べて、スイッチング損失を効果的に低減させることが可能となる。

【0037】

以上説明してきたように、本実施形態によれば、スイッチングを行わない休止期間を設ける部分スイッチング制御を行うので、スイッチング損失を低減することができる。更に、スイッチング素子１２のスイッチング周波数が、高調波規制の規制値に対する余裕度が所定値以上であり、かつ、スイッチング損失を最小化するスイッチング周波数の値に基づいて設定されている。これにより、高調波規制の規制値を満足しながら、スイッチング損失を効果的に低減させることが可能となる。

【0038】

また、本実施形態によれば、昇圧チョッパ回路１１を構成するリアクトル１３として、例えば、ダストコア、スーパーコア（６．５％ケイ素鋼板）、アモルファス等の材料から構成された高周波リアクトルを採用する。これにより、インダクタンスを小さくすることができ、スイッチングの際のリアクトルの鉄損を低減することができる。また、高周波リアクトルを採用することにより、重量比率の大きいリアクトルを小型化及び軽量化することが可能となる。これにより、スイッチング周波数を低減することによるリアクトルへの鉄損の増加や温度上昇を効果的に抑制することが可能となる。

【0039】

〔変形例１〕
例えば、コンバータ制御部２０は、モータ回転数を入力信号として取得し、モータ回転数に基づいて上述した部分スイッチング制御を行うか否かを決定することとしてもよい。例えば、図６に示すように、コンバータ制御部２０は、休止期間を伴う部分スイッチング制御を行うモータ回転数の低速閾値Ｒ１を有しており、モータ回転数が低速閾値Ｒ１未満の低速領域Ａにおいて、上述した部分スイッチング制御（例えば、図４参照）を行うこととし、モータ回転数が低速閾値Ｒ１以上の場合に、休止期間を設けないフルスイッチング制御（例えば、図５参照）を行うこととしてもよい。

【0040】

〔変形例２〕
上記変形例１に加えて、コンバータ制御部２０は、例えば、モータ回転数を入力信号として取得し、モータ回転数に基づいて高速スイッチングを行うか否かを決定することとしてもよい。例えば、図６に示すように、コンバータ制御部２０は、高速スイッチングを行うモータ回転数の高速閾値Ｒ２を有しており、モータ回転数が高速閾値Ｒ２以上の高速領域Ｂにおいて、予め設定されている高速領域用のキャリア周波数を用いてフルスイッチング制御（例えば、図５参照）を行うこととしてもよい。ここで、高速領域用のキャリア周波数は、モータ回転数が低速閾値Ｒ１未満の低速領域Ａで使用されるキャリア周波数よりも高い周波数に設定されている。

【0041】

このように、変形例２によれば、コンバータ制御部２０は、低速領域Ａの低速キャリア周波数と、高速領域Ｂの高速キャリア周波数とを保有しており、モータ回転数に応じてキャリア周波数を切り替える。なお、低速領域Ａと高速領域Ｂとの間の中間領域については、低速キャリア周波数を適用することとしてもよいし、高速キャリア周波数を適用することとしてもよい。また、中間領域用のキャリア周波数を更に保有しており、多段階にキャリア周波数を変更することとしてもよい。

【0042】

変形例２によれば、モータ回転数が低速閾値Ｒ１未満（図６における低速領域Ａ）の場合には、部分スイッチング制御を行うとともに、高調波規制に対する高調波余裕度を考慮してスイッチング周波数を可能な限り低減させる。これにより、ＡＰＦ（通年エネルギー消費効率）への寄与率の高い低速領域Ａにおいて効果的にスイッチング損失を低減させることが可能となり、ＡＰＦを効果的に向上させることが可能となる。
また、モータ回転数が予め設定されている高速閾値Ｒ２以上である高速領域Ｂにおいては、低速キャリア周波数よりも周波数の高い高速キャリア周波数を用いてフルスイッチング制御を行うので、入力電流の歪みを低減でき、高周波を抑制することが可能となる。また、高速領域（高出力）で高速キャリア周波数に切り替えることにより、リアクトルの損失（鉄損）を低減し、発熱を抑えることが可能となる。
なお、図６では、低速閾値Ｒ１と高速閾値Ｒ２とを異なる値に設定していたが、同じ値に設定されていてもよい。この場合には、中間領域がなくなり、２段階でキャリア周波数が切り替えられることとなる。

【0043】

〔変形例３〕
上述した実施形態では、１つの昇圧チョッパ回路１１を備えるコンバータ装置２について説明したが、この例に限られない。例えば、２つ以上の昇圧チョッパ回路を備えていてもよい。例えば、図７に示すように、モータ駆動装置１ａは、２つの昇圧チョッパ回路１１ａ、１１ｂを備えるインターリーブ方式のコンバータ装置２ａを備えていてもよい。
コンバータ装置２ａにおいて、昇圧チョッパ回路１１ａは、スイッチング素子１２ａ、リアクトル１３ａ及びダイオード１４ａを備えている。同様に、昇圧チョッパ回路１１ｂは、スイッチング素子１２ｂ、リアクトル１３ｂ及びダイオード１４ｂを備えている。

【0044】

コンバータ制御部２０ａは、スイッチング素子１２ａ、１２ｂのスイッチング制御を行う。具体的には、以下のような制御を行うための駆動制御信号Ｖｐａｍ’を生成し、生成した駆動制御信号Ｖｐａｍ’を駆動回路１８ａに出力する。駆動回路１８ａは、駆動制御信号Ｖｐａｍ’に基づいてスイッチング素子１２ａ、１２ｂのオンオフ制御を行う。

【0045】

コンバータ制御部２０ａは、モータ出力（モータ５の出力電力）が予め設定されている低出力閾値未満の場合に、スイッチング素子１２ａのみを駆動させ、モータ出力が低出力閾値以上の場合に、スイッチング素子１２ａ及びスイッチング素子１２ｂを駆動させる。２つのスイッチング素子１２ａ、１２ｂを駆動する場合、コンバータ制御部２０ａは、例えば、交流電源４の入力電圧の半周期毎に駆動するスイッチング素子を切り替える。例えば、入力電圧Ｖ１の位相０°から１８０°においてスイッチング素子１２ａをフルスイッチング制御させる一方でスイッチング素子１２ｂのスイッチングを停止させ、入力電圧Ｖ１の位相１８０°～３６０°においてスイッチング素子１２ｂをフルスイッチング制御する一方でスイッチング素子１２ａのスイッチングを停止させる。

【0046】

コンバータ制御部２０ａによって生成された駆動制御信号Ｖｐａｍ’は、駆動回路１８ａに出力される。駆動回路１８ａは、駆動制御信号Ｖｐａｍ’に基づいてスイッチング素子１２ａ、１２ｂのオンオフ制御を行う。

【0047】

そして、変形例３においても、モータ回転数が図６に示した低速閾値Ｒ１未満の低速領域Ａにおいて、スイッチング素子１２ａの部分スイッチング制御（例えば、図４参照）を行うこととし、モータ回転数が低速閾値Ｒ１以上の場合に、休止期間を設けないフルスイッチング制御（例えば、図５参照）を行う。また、スイッチング素子１２ａ、１２ｂの両方を駆動する場合においても所定の回転数範囲において、部分スイッチング制御を行ってもよい。この場合、高調波規制の規制値を満足するように、スイッチング周波数を決定する必要がある。

【0048】

〔第２実施形態〕
次に、本開示の第２実施形態に係るコンバータ装置及びその制御方法並びにモータ駆動装置について、図面を参照して説明する。以下、上述した第１実施形態と共通の構成については同一の符号を付して説明を省略し、異なる点について主に説明する。

【0049】

まず、モータ駆動装置の全体の構成については、図１と同様であるため、ここでの説明は省略する。ただし、本実施形態では、必要に応じて電圧検出部１６を省略することが可能である。また、コンバータ制御部２０ｃ（図８参照）には、モータ回転数が入力信号として入力される。

【0050】

図８は、本実施形態に係るコンバータ制御部２０ｃが備える機能を示した機能構成図である。図８に示すように、コンバータ制御部２０ｃは、目標電圧設定部２１ｃと、キャリア波生成部２２と、制御信号生成部２３ｃと、休止期間設定部２５とを備えている。

【0051】

休止期間設定部２５は、例えば、モータ回転数に応じて設定される目標直流電圧Ｖｄｃと出力電圧Ｖ２との比較に基づいて休止期間を設定する。例えば、休止期間設定部２５は、モータ回転数と目標直流電圧Ｖｄｃとが関連付けられた情報（例えば、テーブルや演算式など）を有しており、この情報を用いて入力信号として得たモータ回転数に対応する目標直流電圧Ｖｄｃを得る。そして、出力電圧Ｖ２が目標直流電圧Ｖｄｃ以下のときに駆動期間を設定し、出力電圧Ｖ２が目標直流電圧Ｖｄｃよりも大きい場合に休止期間を設定する。

【0052】

具体的には、休止期間設定部２５は、図９に示すように、Ｖ２≦Ｖｄｃの間はＨｉｇｈレベル「１」の休止信号Ｓｔを出力し、Ｖ２＞Ｖｄｃの間はＬｏｗレベル「０」の休止信号を出力する。休止信号がＨｉｇｈレベルの場合に休止期間となる。

【0053】

目標電圧設定部２１ｃは、例えば、モータ回転数から決定される目標直流電圧Ｖｄｃに所定の係数Ｋを乗じることにより目標電圧Ｖｔａｒを算出する。係数Ｋは、１よりも大きい値とされている。また、所定の係数Ｋについては、事前に最適化処理を行い、キャリア周波数との兼ね合いから最適化範囲内で決定すればよい。

【0054】

キャリア波生成部２２は、波高値をＶｔａｒとしたキャリア波Ｖｓを生成する。ここで、キャリア波の周波数については、上述した第１実施形態と同様の手法により事前に設定されている。すなわち、キャリア波の周波数であるキャリア周波数（スイッチング周波数）は、高調波規制の規制値に対する余裕度が所定値以上であり、かつ、スイッチング損失を最小化するスイッチング周波数の値に基づいて設定されている。例えば、キャリア周波数は、リアクトル１３を流れるリアクトル電流に含まれる高調波、休止期間の長さ、及びスイッチング損失をパラメータとして最適化処理された値に基づいて設定されている。

【0055】

制御信号生成部２３ｃは、休止信号ＳｔがＨｉｇｈレベル「１」の場合、すなわち、休止期間の場合には、Ｌｏｗレベルで一定の駆動制御信号Ｖｐａｍを生成する。これに対し、休止信号ＳｔがＬｏｗレベル「０」の場合、すなわち、駆動期間の場合には、キャリア波生成部２２によって生成されたキャリア波Ｖｓと電圧検出部１６によって検出された出力電圧Ｖ２とを比較することにより、スイッチング素子１２の駆動制御信号Ｖｐａｍを生成する。Ｖｐａｍの生成手法については、上述した第１実施形態と同様である。

【0056】

以上説明してきたように、本実施形態によれば、モータ回転数に基づいて決定される目標直流電圧Ｖｄｃと、整流回路１０から出力された出力電圧Ｖ２とを比較し、この比較結果に基づいて休止期間を設定する休止期間設定部２５を備えている。そして、休止期間設定部２５によって設定された期間については、ＰＷＭ制御に基づくスイッチング素子１２のスイッチングが停止される。このように、リアルタイムで休止期間を設定することにより、その時々の電圧状態に応じて適切に休止期間を設けることができる。また、このように、スイッチングを行わない休止期間を設ける部分スイッチング制御を行うので、スイッチング損失を低減することができる。更に、上述した第１実施形態と同様に、スイッチング素子１２のスイッチング周波数が、高調波規制の規制値に対する余裕度が所定値以上であり、かつ、スイッチング損失を最小化するスイッチング周波数の値に基づいて設定されている。これにより、高調波規制の規制値を満足しながら、スイッチング損失を効果的に低減させることが可能となる。

【0057】

また、上述した第１実施形態と同様に、昇圧チョッパ回路１１を構成するリアクトル１３として、例えば、ダストコア、スーパーコア（６．５％ケイ素鋼板）、アモルファス等の材料から構成された高周波リアクトルを採用する。これにより、インダクタンスを小さくすることができ、スイッチングの際のリアクトルの鉄損を低減することができる。また、高周波リアクトルを採用することにより、重量比率の大きいリアクトルを小型化及び軽量化することが可能となる。これにより、スイッチング周波数を低減することによるリアクトルへの鉄損の増加や温度上昇を効果的に抑制することが可能となる。

【0058】

なお、上述したコンバータ装置では、休止期間設定部２５から休止信号Ｓｔを制御信号生成部２３ｃに出力し、この休止信号に基づいて制御信号生成部２３ｃが駆動制御信号Ｖｐａｍを生成していたが、これに限られない。例えば、制御信号生成部２３ｃの後段に休止期間設定部２５を設け、休止信号ＳｔがＨｉｇｈレベル「１」の期間において、駆動制御信号ＶｐａｍをＬｏｗレベル「０」にフィルタリングするような構成としてもよい。

【0059】

また、上述した変形例１～３についても本実施形態に係るコンバータ装置及びその制御方法並びにモータ駆動装置に適用することができる。

【0060】

〔変形例１〕
例えば、コンバータ制御部２０ｃは、モータ回転数に基づいて上述した部分スイッチング制御を行うか否かを決定することとしてもよい。例えば、図６に示すように、コンバータ制御部２０ｃは、休止期間を伴う部分スイッチング制御を行うモータ回転数の低速閾値Ｒ１を有しており、モータ回転数が低速閾値Ｒ１未満の低速領域Ａにおいて、上述した部分スイッチング制御（例えば、図４参照）を行うこととし、モータ回転数が低速閾値Ｒ１以上の場合に、休止期間を設けないフルスイッチング制御（例えば、図５参照）を行うこととしてもよい。

【0061】

〔変形例２〕
上記変形例１に加えて、コンバータ制御部２０ｃは、例えば、モータ回転数に基づいて高速スイッチングを行うか否かを決定することとしてもよい。なお、詳細は、上述した通りである。

【0062】

〔変形例３〕
本実施形態に係るコンバータ装置は、２つ以上の昇圧チョッパ回路を備えていてもよい。なお、制御手法については上述した通りである。

【0063】

以上説明したコンバータ装置及びその制御方法並びにモータ駆動装置は、例えば以下のように把握される。

【0064】

本開示の第１態様に係るコンバータ装置（２，２ａ）は、交流電源（４）から入力された交流電力を直流電力に変換して出力する整流回路（１０）と、前記整流回路の出力側に接続されるとともに、スイッチング素子（１２，１２ａ，１２ｂ）を有する昇圧チョッパ回路（１１，１１ａ，１１ｂ）と、前記昇圧チョッパ回路の出力側に接続されるとともに、前記スイッチング素子と並列に接続されたコンデンサ（１５）と、前記スイッチング素子の駆動を制御するコンバータ制御部（２０，２０ａ）とを備え、前記コンバータ制御部は、前記スイッチング素子のオフ状態を連続的に維持する休止期間を設けた部分スイッチング制御を行い、前記スイッチング素子のスイッチング周波数は、高調波規制の規制値に対する余裕度が所定値以上であり、かつ、スイッチング損失を最小化するスイッチング周波数の値に基づいて設定されている。

【0065】

上記第１態様によれば、スイッチングを行わない休止期間を設ける部分スイッチング制御を行うので、スイッチング損失を低減することができる。加えて、スイッチング素子のスイッチング周波数が、高調波規制の規制値に対する余裕度が所定値以上であり、かつ、スイッチング損失を最小化するスイッチング周波数の値に基づいて設定されている。これにより、高調波規制の規制値を満足しながら、スイッチング損失を効果的に低減させることが可能となる。

【0066】

本開示の第２態様に係るコンバータ装置（２，２ａ）は、上記第１態様において、前記コンバータ制御部は、目標電圧（Ｖｔａｒ）を設定する目標電圧設定部（２１）と、前記整流回路の出力電圧（Ｖ２）と前記目標電圧との比較に基づいて前記スイッチング素子の駆動制御信号（Ｖｐａｍ）を生成する制御信号生成部（２３）とを備え、前記目標電圧設定部は、前記整流回路の出力電圧から前記目標電圧を算出するための係数（Ｋ）を有し、前記係数を前記出力電圧に乗じることにより前記目標電圧を設定する。

【0067】

上記第２態様によれば、部分オフスイッチング制御中において、予め設定されている係数を整流回路の出力電圧に乗じることにより目標電圧を設定する。これにより、駆動期間におけるデューティ比を適切な値にすることができる。

【0068】

本開示の第３態様に係るコンバータ装置（２，２ａ）は、上記第１態様または第２態様において、前記昇圧チョッパ回路は、高周波リアクトルを有している。

【0069】

上記第３態様によれば、昇圧チョッパ回路を構成するリアクトルとして、高周波リアクトルを採用するので、インダクタンスを小さくすることができ、スイッチングの際のリアクトルの鉄損を低減することができる。これにより、スイッチング周波数を低減することによるリアクトルの鉄損の増加や温度上昇を効果的に抑制することが可能となる。また、高周波リアクトルを採用することにより、重量比率の大きいリアクトルを小型化及び軽量化することが可能となる。

【0070】

本開示の第４態様に係るモータ駆動装置（１，１ａ）は、上記第１態様から第３態様のいずれかに係るコンバータ装置（２，２ａ）と、前記コンバータ装置から出力された直流電圧を交流電圧に変換してモータ（５）に供給するインバータ装置（３）とを備える。

【0071】

上記第４態様によれば、上記第１態様から第３態様のいずれかに係るコンバータ装置を備えるので、スイッチング損失を効果的に低減させることのできるモータ駆動装置を提供することができる。

【0072】

本開示の第５態様に係るモータ駆動装置（１，１ａ）は、上記第４態様において、前記コンバータ制御部は、モータ回転数が予め設定されている低速閾値（Ｒ１）未満である場合に、前記休止期間を伴う部分スイッチング制御を行い、前記モータ回転数が前記低速閾値（Ｒ１）以上である場合に、前記休止期間を伴わないフルスイッチング制御を行う。

【0073】

上記第５態様によれば、モータ回転数が低速閾値未満である低速領域において部分スイッチング制御が行われる。これにより、ＡＰＦ（通年エネルギー消費効率）に寄与率の高い低速領域において、スイッチング損失を低減させることが可能となる。これにより、ＡＰＦを効果的に向上させることが可能となる。

【0074】

本開示の第６態様に係るモータ駆動装置（１，１ａ）は、上記第５態様において、前記コンバータ制御部は、モータ回転数が予め設定されている高速閾値（Ｒ２）以上である場合に、前記モータ回転数が前記低速閾値（Ｒ１）未満である回転数領域で使用される低速キャリア周波数よりも周波数の高い高速キャリア周波数を用いてフルスイッチング制御を行う。

【0075】

上記第６態様によれば、モータ回転数が予め設定されている高速閾値以上である場合には、低速キャリア周波数よりも周波数の高い高速キャリア周波数を用いてフルスイッチング制御を行うので、入力電流の歪みを低減でき、高周波を抑制することが可能となる。

【0076】

本開示の第７態様に係るモータ駆動装置（１，１ａ）は、上記第４態様から第６態様のいずれかにおいて、前記コンバータ制御部は、モータ回転数に応じて設定される目標直流電圧と、前記整流回路の出力電圧との比較に基づいて休止期間を設定する休止期間設定部を備える。

【0077】

上記第７態様によれば、リアルタイムで休止期間を設定することが可能となる。これにより、その時々の電圧状態に応じて適切に休止期間を設けることができる。

【0078】

本開示の第８態様に係るコンバータ装置（２，２ａ）の制御方法は、交流電源（４）から入力された交流電力を直流電力に変換して出力する整流回路（１０）と、前記整流回路の出力側に接続されるとともに、スイッチング素子（１２，１２ａ，１２ｂ）を有する昇圧チョッパ回路（１１，１１ａ，１１ｂ）と、前記昇圧チョッパ回路の出力側に接続されるとともに、前記スイッチング素子と並列に接続されたコンデンサ（１５）とを備えるコンバータ装置（２，２ａ）の制御方法であって、前記スイッチング素子のオフ状態を連続的に維持する休止期間を設けた部分スイッチング制御を行い、前記スイッチング素子のスイッチング周波数は、高調波規制の規制値に対する余裕度が所定値以上であり、かつ、スイッチング損失を最小化するスイッチング周波数の値に基づいて設定されている。

【符号の説明】

【0079】

１ ：モータ駆動装置
１ａ ：モータ駆動装置
２ ：コンバータ装置
２ａ ：コンバータ装置
３ ：インバータ装置
４ ：交流電源
５ ：モータ
１０ ：整流回路
１１ ：昇圧チョッパ回路
１１ａ ：昇圧チョッパ回路
１１ｂ ：昇圧チョッパ回路
１２ ：スイッチング素子
１２ａ ：スイッチング素子
１２ｂ ：スイッチング素子
１３ ：リアクトル
１３ａ ：リアクトル
１３ｂ ：リアクトル
１４ ：ダイオード
１４ａ ：ダイオード
１４ｂ ：ダイオード
１５ ：コンデンサ
１６ ：電圧検出部
１７ ：電圧検出部
１８ ：駆動回路
１８ａ ：駆動回路
２０ ：コンバータ制御部
２０ａ ：コンバータ制御部
２０ｃ ：コンバータ制御部
２１ ：目標電圧設定部
２１ｃ ：目標電圧設定部
２２ ：キャリア波生成部
２３ ：制御信号生成部
２３ｃ ：制御信号生成部
２４ ：フィルタ部
２５ ：休止期間設定部
３１ ：インバータ回路
３２ ：インバータ制御部
Ａ ：低速領域
Ｂ ：高速領域
Ｋ ：係数
Ｒ１ ：低速閾値
Ｒ２ ：高速閾値
Ｖ１ ：入力電圧
Ｖ２ ：出力電圧
Ｖｐａｍ ：駆動制御信号
Ｖｐａｍ’：駆動制御信号
Ｖｓ ：キャリア波
Ｖｔａｒ ：目標電圧

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】