特開 2024-155218 モータ制御装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2024155218

(43)【公開日】2024-10-31

(54)【発明の名称】モータ制御装置

(51)【国際特許分類】

   H02P 25/22 20060101AFI20241024BHJP

   H02M 7/48 20070101ALI20241024BHJP

   H02P 21/14 20160101ALI20241024BHJP

【ＦＩ】

H02P25/22

H02M7/48 E

H02P21/14

【審査請求】未請求

【請求項の数】8

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2023069711

(22)【出願日】2023-04-21

(71)【出願人】

【識別番号】000001845

【氏名又は名称】サンデン株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100098361

【弁理士】

【氏名又は名称】雨笠 敬

(72)【発明者】

【氏名】荒木 雄志

(72)【発明者】

【氏名】柏原 辰樹

(72)【発明者】

【氏名】小林 孝次

【テーマコード（参考）】

5H505

5H770

【Ｆターム（参考）】

5H505AA06

5H505CC01

5H505DD08

5H505EE41

5H505EE49

5H505GG04

5H505HB01

5H505HB05

5H505JJ03

5H505JJ04

5H505LL01

5H505LL22

5H505LL41

5H770BA05

5H770DA03

5H770DA22

5H770DA27

5H770DA41

5H770EA01

5H770HA02Y

(57)【要約】

【課題】インバータ回路を用いて多重巻線構造のモータを制御する制御装置において、各巻線に流れる電流を検出するための電流センサの数を削減する。
【解決手段】モータ制御装置２０は、相互に磁気的に結合したスター結線の第１巻線６及び第２巻線７を有するモータ１を制御する。三相交流出力を第１巻線６及び第２巻線７に印加するインバータ回路２１、２２と、インバータ回路２１を流れる電流を検出する電流センサ４８、４９と、第１巻線６と第２巻線７が相互に干渉しあうことを利用し、電流センサ４８、４９の検出値に基づいて、第２巻線７に流れる電流の値を推定する相電流推定部４３を備える。
【選択図】図１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

相互に磁気的に結合したスター結線の第１巻線及び第２巻線を有するモータを制御する制御装置において、
三相交流出力を前記第１巻線及び第２巻線に印加するインバータ回路と、
該インバータ回路を流れる電流を検出する電流センサと、
前記第１巻線と前記第２巻線が相互に干渉しあうことを利用し、前記電流センサの検出値に基づいて、前記第１巻線に流れる電流と、前記第２巻線に流れる電流の値を求める相電流推定部を備えたことを特徴とするモータの制御装置。

【請求項2】

前記第１巻線に三相交流出力を印加する第１インバータ回路と、
前記第２巻線に三相交流出力を印加する第２インバータ回路を備え、
前記電流センサは、前記第１インバータ回路から前記第１巻線に流れる電流を検出すると共に、
前記相電流推定部は、前記電流センサの検出値から、前記第２巻線が前記第１巻線に干渉する成分を導出することで、前記第２巻線に流れる電流の値を推定することを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。

【請求項3】

前記相電流推定部は、前記電流センサの検出値から求まる値をシステムの制御入力と出力とし、前記第２巻線が前記第１巻線に干渉する成分を外乱とし、前記システムの逆モデルから当該システムの入力を推定して前記制御入力との差分をとることで前記外乱を求め、前記第２巻線に流れる電流の値を推定する電流推定オブザーバを用いることを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。

【請求項4】

前記インバータ回路に対して前記第１巻線及び前記第２巻線が並列に接続され、且つ、前記第２巻線はスイッチング素子を介して前記インバータ回路に接続されており、
前記電流センサは、前記第１巻線と第２巻線に流れる電流の合算値を検出すると共に、
前記相電流推定部は、前記電流センサの検出値から、前記第２巻線が前記第１巻線に干渉する成分を導出することで、前記第２巻線に流れる電流の値を推定し、推定した値を前記合算値から差し引くことで、前記第１巻線に流れる電流の値を推定することを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。

【請求項5】

前記相電流推定部は、前記電流センサの検出値から求まる値をシステムの制御入力と出力とし、前記第２巻線が前記第１巻線に干渉する成分を外乱とし、前記システムの逆モデルから当該システムの入力を推定して前記制御入力との差分をとることで前記外乱を求め、前記第２巻線に流れる電流の値を推定し、推定した値を前記合算値から差し引くことで、前記第１巻線に流れる電流の値を推定する電流推定オブザーバを用いることを特徴とする請求項４に記載のモータ制御装置。

【請求項6】

前記相電流推定部が用いる前記電流推定オブザーバでは、前記制御入力及び前記出力としてｄｑ軸電流値又はそれから求まる値を採用し、前記システムとしては前記モータの伝達関数を採用することを特徴とする請求項３又は請求項５に記載のモータ制御装置。

【請求項7】

前記第１巻線と前記第２巻線は、前記モータを構成するステータのティースに共通巻きされていることを特徴とする請求項１乃至請求項５のうちの何れかに記載のモータ制御装置。

【請求項8】

前記電流センサは、前記インバータ回路の二相を流れる電流を検出することを特徴とする請求項１乃至請求項５のうちの何れかに記載のモータ制御装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、インバータ回路により三相交流出力を多重巻線構造のモータに印加して駆動するモータ制御装置に関するものである。

【背景技術】

【0002】

多重巻線構造のモータは、一つのステータに第１巻線と第２巻線を巻装したモータであり、大容量・大トルク化に加え、入力電圧の要求範囲の拡大も可能となることから、従来より広く用いられている（例えば、特許文献１～３参照）。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0003】

【特許文献1】特許第６０７６４５６号公報

【特許文献2】特開２０２０－１９５２４０号公報

【特許文献3】ＷＯ２０１６／１１７０６７号

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0004】

しかしながら、第１巻線と第２巻線に流れる電流（相電流）を検出するために、それぞれ電流センサを取り付けなければならず、一般的なモータと比較してセンサ数が増大し、コストが高騰すると共に、センサ故障等により信頼性が低下する問題があった。

【0005】

本発明は、係る従来の技術的課題を解決するためになされたものであり、インバータ回路を用いて多重巻線構造のモータを制御する制御装置において、各巻線に流れる電流を検出するための電流センサの数を削減することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0006】

本発明のモータ制御装置は、相互に磁気的に結合したスター結線の第１巻線及び第２巻線を有するモータを制御するものであって、三相交流出力を第１巻線及び第２巻線に印加するインバータ回路と、このインバータ回路を流れる電流を検出する電流センサと、第１巻線と第２巻線が相互に干渉しあうことを利用し、電流センサの検出値に基づいて、第１巻線に流れる電流と、第２巻線に流れる電流の値を求める相電流推定部を備えたことを特徴とする。

【0007】

請求項２の発明のモータ制御装置は、上記発明において第１巻線に三相交流出力を印加する第１インバータ回路と、第２巻線に三相交流出力を印加する第２インバータ回路を備え、電流センサは、第１インバータ回路から第１巻線に流れる電流を検出すると共に、相電流推定部は、電流センサの検出値から、第２巻線が第１巻線に干渉する成分を導出することで、第２巻線に流れる電流の値を推定することを特徴とする。

【0008】

請求項３の発明のモータ制御装置は、上記発明において相電流推定部は、電流センサの検出値から求まる値をシステムの制御入力と出力とし、第２巻線が第１巻線に干渉する成分を外乱とし、システムの逆モデルから当該システムの入力を推定して制御入力との差分をとることで外乱を求め、第２巻線に流れる電流の値を推定する電流推定オブザーバを用いることを特徴とする。

【0009】

請求項４の発明のモータ制御装置は、請求項１の発明においてインバータ回路に対して第１巻線及び第２巻線が並列に接続され、且つ、第２巻線はスイッチング素子を介してインバータ回路に接続されており、電流センサは、第１巻線と第２巻線に流れる電流の合算値を検出すると共に、相電流推定部は、電流センサの検出値から、第２巻線が第１巻線に干渉する成分を導出することで、第２巻線に流れる電流の値を推定し、推定した値を合算値から差し引くことで、第１巻線に流れる電流の値を推定することを特徴とする。

【0010】

請求項５の発明のモータ制御装置は、上記発明において相電流推定部は、電流センサの検出値から求まる値をシステムの制御入力と出力とし、第２巻線が第１巻線に干渉する成分を外乱とし、システムの逆モデルから当該システムの入力を推定して制御入力との差分をとることで外乱を求め、第２巻線に流れる電流の値を推定し、推定した値を合算値から差し引くことで、第１巻線に流れる電流の値を推定する電流推定オブザーバを用いることを特徴とする。

【0011】

請求項６の発明のモータ制御装置は、請求項３又は請求項５の発明において相電流推定部が用いる電流推定オブザーバでは、制御入力及び出力としてｄｑ軸電流値又はそれから求まる値を採用し、システムとしてはモータの伝達関数を採用することを特徴とする。

【0012】

請求項７の発明のモータ制御装置は、請求項１乃至請求項５の発明において第１巻線と第２巻線は、モータを構成するステータのティースに共通巻きされていることを特徴とする。

【0013】

請求項８の発明のモータ制御装置は、請求項１乃至請求項５の発明において電流センサは、インバータ回路の二相を流れる電流を検出することを特徴とする。

【発明の効果】

【0014】

本発明によれば、相互に磁気的に結合したスター結線の第１巻線及び第２巻線を有するモータを制御するモータ制御装置において、三相交流出力を第１巻線及び第２巻線に印加するインバータ回路と、このインバータ回路を流れる電流を検出する電流センサと、第１巻線と第２巻線が相互に干渉しあうことを利用し、電流センサの検出値に基づいて、第１巻線に流れる電流と、第２巻線に流れる電流の値を求める相電流推定部を設けたので、第１巻線に流れる電流の値と第２巻線に流れる電流の値を検出するための電流センサの数を削減することが可能となる。

【0015】

これにより、多重巻線構造のモータを制御する制御装置のコストの削減を図ることができるようになると共に、センサ故障の発生を抑制し、信頼性の向上も図ることが可能となる。

【0016】

ここで、第１巻線に三相交流出力を印加する第１インバータ回路と、第２巻線に三相交流出力を印加する第２インバータ回路を備える場合には、請求項２の発明の如く電流センサが第１インバータ回路から第１巻線に流れる電流を検出するようにし、相電流推定部が、電流センサの検出値から第２巻線が第１巻線に干渉する成分を導出することで、第２巻線に流れる電流の値を推定するようにする。

【0017】

その場合は、請求項３の発明の如く相電流推定部が、電流センサの検出値から求まる値をシステムの制御入力と出力とし、第２巻線が第１巻線に干渉する成分を外乱とし、システムの逆モデルから当該システムの入力を推定して制御入力との差分をとることで外乱を求め、第２巻線に流れる電流の値を推定する電流推定オブザーバを用いることで、的確に第２巻線に流れる電流の値を推定することができるようになる。

【0018】

また、インバータ回路に対して第１巻線及び第２巻線が並列に接続され、且つ、第２巻線がスイッチング素子を介してインバータ回路に接続されている場合には、請求項４の発明の如く電流センサが、第１巻線と第２巻線に流れる電流の合算値を検出するようにし、相電流推定部が、電流センサの検出値から第２巻線が第１巻線に干渉する成分を導出することで、第２巻線に流れる電流の値を推定し、推定した値を合算値から差し引くことで、第１巻線に流れる電流の値を推定するようにする。

【0019】

その場合は、請求項５の発明の如く相電流推定部が、電流センサの検出値から求まる値をシステムの制御入力と出力とし、第２巻線が第１巻線に干渉する成分を外乱とし、システムの逆モデルから当該システムの入力を推定して制御入力との差分をとることで外乱を求め、第２巻線に流れる電流の値を推定し、推定した値を合算値から差し引くことで、第１巻線に流れる電流の値を推定する電流推定オブザーバを用いることで、的確に第２巻線に流れる電流の値と第１巻線に流れる電流の値を推定することができるようになる。

【0020】

そして、以上のことは請求項７の発明の如く第１巻線と第２巻線がステータのティースに共通巻きされている場合に特に有効である。

【0021】

尚、相電流推定部が用いる上記電流推定オブザーバでは、請求項６の発明の如く制御入力及び出力としてｄｑ軸電流値又はそれから求まる値を採用し、システムとしてはモータの伝達関数を採用する。

【0022】

また、電流センサは請求項８の発明の如く、インバータ回路の二相を流れる電流を検出するようにすることで、より簡単且つ正確に各巻線の電流の値を検出／推定可能となる。

【図面の簡単な説明】

【0023】

【図1】本発明のモータ制御装置の一実施例の電気回路図である（実施例１）。

【図2】二重三相巻線構造のモータの実施例を説明する図である。

【図3】図１におけるモータのｄ軸に関するモータモデルを示すブロック図である。

【図4】図１におけるモータのｑ軸に関するモータモデルを示すブロック図である。

【図5】外乱オブザーバの概要を説明するブロック図である。

【図6】第１巻線のみに着目した図３のモータモデルを示すブロック図である。

【図7】図６を図５の外乱オブザーバに当てはめた場合の電流推定オブザーバの概要を説明するブロック図である。

【図8】実際に構築した図７の電流推定オブザーバの概要を説明するブロック図である。

【図9】ｑ軸に関して実際に構築した電流推定オブザーバの概要を説明するブロック図である。

【図10】図１における各巻線を流れる電流の値の推定結果と実際の値を説明する図である。

【図11】本発明のモータ制御装置の他の実施例の電気回路図である（実施例２）。

【図12】図１１の第１巻線のみに着目し、ｄ軸に関して実際に構築した電流推定オブザーバの概要を説明するブロック図である。

【図13】図１１の第１巻線のみに着目し、ｑ軸に関して実際に構築した電流推定オブザーバの概要を説明するブロック図である。

【図14】図１１における各巻線を流れる電流の値の推定結果と実際の値を説明する図である。

【発明を実施するための形態】

【0024】

以下、本発明の実施の形態について、図面に基づき詳細に説明する。先ず、図２を参照しながら、本発明を適用する実施例のモータＭの構造について説明する。
（１）モータ１
実施例のモータ１は、所謂インバータ一体型車載用電動コンプレッサの圧縮機構を駆動するものであり、圧縮機構と共に電動コンプレッサの図示しないハウジング内に設けられる。実施例の場合、モータ１はハウジングに固定されたステータ２と、このステータ２の内側で回転する永久磁石内蔵型のロータ３から成るＩＰＭＳＭ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒ）である。

【0025】

実施例のモータ１のステータ２のティース４には、第１巻線６と第２巻線７が共通巻きされている。即ち、モータ１は二重三相巻線構造のモータである。尚、図２中の１１は第１巻線６のＵ相の電機子コイル、１２は第１巻線６のＶ相の電機子コイル、１３は第１巻線６のＷ相の電機子コイルを示し、Ｎ₁は第１巻線６の巻数を示している。また、図２中の１６は第２巻線７のＵ相の電機子コイル、１７は第２巻線７のＶ相の電機子コイル、１８は第２巻線７のＷ相の電機子コイルを示し、Ｎ₂は第２巻線７の巻数を示している。

【0026】

第１巻線６と第２巻線７は、何れも三相がスター結線とされている。また、第１巻線６と第２巻線７は、同一の相が同一のティース４に巻装されており、相互に磁気的に結合している。尚、図２ではティース４を３個のみ示すが実際には更に複数存在している。即ち、図２はＵＶＷ各相（三相）の位相差１２０°を示すためにティース４を３個示している。

【実施例0027】

（２）モータ制御装置２０
次に、図１は本発明の一実施例のモータ制御装置２０の電気回路図である。この実施例のモータ制御装置２０は、何れも本発明におけるインバータ回路としての第１インバータ回路２１と、第２インバータ回路２２の二系統のインバータ回路と、各系統にそれぞれ接続された平滑コンデンサ２３、２４、Ｙコンデンサ２６Ａ、２７Ａ、２６Ｂ、２７Ｂと、制御部３０等から構成されている。

【0028】

（２－１）第１インバータ回路２１
モータ制御装置２０の第１インバータ回路２１は、直流電源（車両に搭載されたＨＶバッテリ：例えば、３５０Ｖ）２８の直流電圧を三相交流電圧（三相交流出力）に変換してモータ１の第１巻線６に印加する回路である。第１インバータ回路２１は、Ｕ相ハーフブリッジ回路２９Ｕ、Ｖ相ハーフブリッジ回路２９Ｖ、Ｗ相ハーフブリッジ回路２９Ｗを有しており、各相ハーフブリッジ回路２９Ｕ～２９Ｗは、それぞれ上アームスイッチング素子３１Ａ～３１Ｃ（実施例ではＩＧＢＴ）と、下アームスイッチング素子３１Ｄ～３１Ｆ（実施例ではＩＧＢＴ）を個別に有している。更に、各スイッチング素子３１Ａ～３１Ｆには、それぞれフライホイールダイオード３２が逆並列に接続されている。

【0029】

そして、第１インバータ回路２１の上アームスイッチング素子３１Ａ～３１Ｃの上端側（ＩＧＢＴのコレクタ）は、直流電源２８の上アーム電源ライン（正極側母線ＨＶ＋）３３に接続されている。一方、第１インバータ回路２１の下アームスイッチング素子３１Ｄ～３１Ｆの下端側（ＩＧＢＴのエミッタ）は、直流電源２８の下アーム電源ライン（負極側母線ＨＶ－）３４に接続されている。

【0030】

この場合、Ｕ相ハーフブリッジ回路２９Ｕの上アームスイッチング素子３１Ａと下アームスイッチング素子３１Ｄが直列に接続され、Ｖ相ハーフブリッジ回路２９Ｖの上アームスイッチング素子３１Ｂと下アームスイッチング素子３１Ｅが直列に接続され、Ｗ相ハーフブリッジ回路２９Ｗの上アームスイッチング素子３１Ｃと下アームスイッチング素子３１Ｆが直列に接続されている。

【0031】

そして、Ｕ相ハーフブリッジ回路２９Ｕの上アームスイッチング素子３１Ａと下アームスイッチング素子３１Ｄの接続点である中性点（Ｕ相電圧Ｖｕ１）は、モータ１の第１巻線６のＵ相の電機子コイル１１に接続され、Ｖ相ハーフブリッジ回路２９Ｖの上アームスイッチング素子３１Ｂと下アームスイッチング素子３１Ｅの接続点である中性点（Ｖ相電圧Ｖｖ１）は、モータ１の第１巻線６のＶ相の電機子コイル１２に接続され、Ｗ相ハーフブリッジ回路２９Ｗの上アームスイッチング素子３１Ｃと下アームスイッチング素子３１Ｆの接続点である中性点（Ｗ相電圧Ｖｗ１）は、モータ１の第１巻線６のＷ相の電機子コイル１３に接続されている。

【0032】

（２－２）第２インバータ回路２２
また、モータ制御装置２０の第２インバータ回路２２は、直流電源２８の直流電圧を三相交流電圧（三相交流出力）に変換してモータ１の第２巻線７に印加する回路である。第２インバータ回路２２は、Ｕ相ハーフブリッジ回路３６Ｕ、Ｖ相ハーフブリッジ回路３６Ｖ、Ｗ相ハーフブリッジ回路３６Ｗを有しており、各相ハーフブリッジ回路３６Ｕ～３６Ｗは、それぞれ上アームスイッチング素子３７Ａ～３７Ｃ（実施例ではＩＧＢＴ）と、下アームスイッチング素子３７Ｄ～３７Ｆ（実施例ではＩＧＢＴ）を個別に有している。更に、各スイッチング素子３７Ａ～３７Ｆには、それぞれフライホイールダイオード３８が逆並列に接続されている。

【0033】

そして、第２インバータ回路２２の上アームスイッチング素子３７Ａ～３７Ｃの上端側（ＩＧＢＴのコレクタ）は、直流電源２８のもう一つの上アーム電源ライン（正極側母線ＨＶ＋）４１に接続されている。一方、第２インバータ回路２２の下アームスイッチング素子３７Ｄ～３７Ｆの下端側（ＩＧＢＴのエミッタ）は、直流電源２８のもう一つの下アーム電源ライン（負極側母線ＨＶ－）４２に接続されている。

【0034】

この場合、Ｕ相ハーフブリッジ回路３６Ｕの上アームスイッチング素子３７Ａと下アームスイッチング素子３７Ｄが直列に接続され、Ｖ相ハーフブリッジ回路３６Ｖの上アームスイッチング素子３７Ｂと下アームスイッチング素子３７Ｅが直列に接続され、Ｗ相ハーフブリッジ回路３６Ｗの上アームスイッチング素子３７Ｃと下アームスイッチング素子３７Ｆが直列に接続されている。

【0035】

そして、Ｕ相ハーフブリッジ回路３６Ｕの上アームスイッチング素子３７Ａと下アームスイッチング素子３７Ｄの接続点である中性点（Ｕ相電圧Ｖｕ２）は、モータ１の第２巻線７のＵ相の電機子コイル１６に接続され、Ｖ相ハーフブリッジ回路３６Ｖの上アームスイッチング素子３７Ｂと下アームスイッチング素子３７Ｅの接続点である中性点（Ｖ相電圧Ｖｖ２）は、モータ１の第２巻線７のＶ相の電機子コイル１７に接続され、Ｗ相ハーフブリッジ回路３６Ｗの上アームスイッチング素子３７Ｃと下アームスイッチング素子３７Ｆの接続点である中性点（Ｗ相電圧Ｖｗ２）は、モータ１の第２巻線７のＷ相の電機子コイル１８に接続されている。

【0036】

（２－３）制御部３０
次に、モータ制御装置２０の制御部３０は、プロセッサを有するマイクロコンピュータから構成されており、実施例では車両ＥＣＵから回転数指令値を入力し、モータ１から相電流を入力して、これらに基づき、第１インバータ回路２１の各スイッチング素子３１Ａ～３１ＦのＯＮ／ＯＦＦ状態（スイッチング）を制御し、第２インバータ回路２２の各スイッチング素子３７Ａ～３７ＦのＯＮ／ＯＦＦ状態を制御する。具体的には、各スイッチング素子３１Ａ～３１Ｆ、３７Ａ～３７Ｆのゲート端子に印加するゲート電圧を制御する。

【0037】

実施例の制御部３０は、相電流推定部４３と、相電圧指令演算部４４と、ＰＷＭ信号生成部４６と、ゲートドライバ４７と、第１インバータ回路２１から第１巻線６に流れる相電流であるＵ相電流ｉ_u1、Ｖ相電流ｉ_v1、及び、Ｗ相電流ｉ_w1を検出するための電流センサ４８、４９を有しており、各電流センサ４８、４９は相電流推定部４３に接続されている。

【0038】

（２－３－１）相電流推定部４３
尚、電流センサ４８は第１インバータ回路２１から第１巻線６に流れるＵ相電流ｉ_u1を検出し、電流センサ４９は第１インバータ回路２１から第１巻線６に流れるＷ相電流ｉ_w1を検出する。そして、第１インバータ回路２１から第１巻線６に流れるＶ相電流ｉ_v1については、これらから計算により求める。

【0039】

また、この実施例では相電流推定部４３が、これら第１インバータ回路２１から第１巻線６に流れるＵＶＷ相の各相電流ｉ_u1、ｉ_v1、ｉ_w1に基づき、後述する如く第２インバータ回路２２から第２巻線７に流れるＵＶＷ相の各相電流ｉ_u2、ｉ_v2、ｉ_w2を推定する。実際には第１インバータ回路２１から第１巻線６に流れる相電流ｉ_u1、ｉ_v1、ｉ_w1から座標変換して得られる第１巻線６のｄ軸電流ｉ_d1、ｑ軸電流ｉ_q1から、第２インバータ回路２２から第２巻線７に流れるｄ軸電流ｉ_d2、ｑ軸電流ｉ_q2（第２巻線７のｄ軸電流ｉ_d2、ｑ軸電流ｉ_q2）を推定するものであるが、これについては後に詳述する。

【0040】

（２－３－２）相電圧指令演算部４４
相電圧指令演算部４４は、モータ１の電気角、電流指令値と相電流ｉ_u1、ｉ_v1、ｉ_w1から得られる上記ｄ軸電流ｉ_d1、ｑ軸電流ｉ_q1に基づくベクトル制御により、モータ１の第１巻線６の各相の電機子コイル１１～１３に印加するＵ相電圧Ｖｕ１、Ｖ相電圧Ｖｖ１、Ｗ相電圧Ｖｗ１を生成するための三相変調電圧指令値Ｖｕ１’（以下、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ１’）、Ｖｖ１’（以下、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ１’）、Ｖｗ１’（以下、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ１’）を演算し、生成する。

【0041】

また、相電圧指令演算部４４は、モータ１の電気角、電流指令値と相電流推定部４３により推定される前記ｄ軸電流ｉ_d2、ｑ軸電流ｉ_q2に基づくベクトル制御により、モータ１の第２巻線７の各相の電機子コイル１６～１８に印加するＵ相電圧Ｖｕ２、Ｖ相電圧Ｖｖ２、Ｗ相電圧Ｖｗ２を生成するための三相変調電圧指令値Ｖｕ２’（以下、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ２’）、Ｖｖ２’（以下、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ２’）、Ｖｗ２’（以下、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ２’）を演算し、生成する。

【0042】

（２－３－３）ＰＷＭ信号生成部４６
ＰＷＭ信号生成部４６は、相電圧指令演算部４４により演算された三相変調電圧指令値Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’を入力し、これら三相変調電圧指令値Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’と、キャリア信号（キャリア三角波）の大小を比較することによって、第１インバータ回路２１のＵ相ハーフブリッジ回路２９Ｕ、Ｖ相ハーフブリッジ回路２９Ｖ、Ｗ相ハーフブリッジ回路２９Ｗの駆動指令信号となる第１インバータ回路２１用のＰＷＭ信号を生成し、出力する。

【0043】

また、ＰＷＭ信号生成部４６は、相電圧指令演算部４４により演算された三相変調電圧指令値Ｖｕ２’、Ｖｖ２’、Ｖｗ２’を入力し、これら三相変調電圧指令値Ｖｕ２’、Ｖｖ２’、Ｖｗ２’と、キャリア信号（キャリア三角波）の大小を比較することによって、第２インバータ回路２２のＵ相ハーフブリッジ回路３６Ｕ、Ｖ相ハーフブリッジ回路３６Ｖ、Ｗ相ハーフブリッジ回路３６Ｗの駆動指令信号となる第２インバータ回路２２用のＰＷＭ信号を生成し、出力する。

【0044】

（２－３－４）ゲートドライバ４７
ゲートドライバ４７は、ＰＷＭ信号生成部４６から出力される第１インバータ回路２１用のＰＷＭ信号に基づき、第１インバータ回路２１のＵ相ハーフブリッジ回路２９Ｕの上アームスイッチング素子３１Ａ、下アームスイッチング素子３１Ｄのゲート電圧と、Ｖ相ハーフブリッジ回路２９Ｖの上アームスイッチング素子３１Ｂ、下アームスイッチング素子３１Ｅのゲート電圧と、Ｗ相ハーフブリッジ回路２９Ｗの上アームスイッチング素子３１Ｃ、下アームスイッチング素子３１Ｆのゲート電圧を発生させる。

【0045】

また、ゲートドライバ４７は、ＰＷＭ信号生成部４６から出力される第２インバータ回路２２用のＰＷＭ信号に基づき、第２インバータ回路２２のＵ相ハーフブリッジ回路３６Ｕの上アームスイッチング素子３７Ａ、下アームスイッチング素子３７Ｄのゲート電圧と、Ｖ相ハーフブリッジ回路３６Ｖの上アームスイッチング素子３７Ｂ、下アームスイッチング素子３７Ｅのゲート電圧と、Ｗ相ハーフブリッジ回路３６Ｗの上アームスイッチング素子３７Ｃ、下アームスイッチング素子３７Ｆのゲート電圧を発生させる。

【0046】

そして、第１インバータ回路２１の各スイッチング素子３１Ａ～３１Ｆは、ゲートドライバ４７から出力されるゲート電圧に基づき、ＯＮ／ＯＦＦ駆動される。即ち、ゲート電圧がＯＮ状態（所定の電圧値）となるとスイッチング素子がＯＮ動作し、ゲート電圧がＯＦＦ状態（零）となるとスイッチング素子がＯＦＦ動作する。このゲートドライバ４７は、スイッチング素子３１Ａ～３１Ｆ、３７Ａ～３７Ｆが前述したＩＧＢＴである場合には、ＰＷＭ信号に基づいてゲート電圧をＩＧＢＴに印加するための回路であり、フォトカプラやロジックＩＣ、トランジスタ等から構成される。

【0047】

上記第１インバータ回路２１のＵ相ハーフブリッジ回路２９Ｕの上アームスイッチング素子３１Ａと下アームスイッチング素子３１Ｄの接続点の電圧がＵ相電圧Ｖｕ１（相電圧）としてモータ１の第１巻線６のＵ相の電機子コイル１１に印加（出力）され、Ｖ相ハーフブリッジ回路２９Ｖの上アームスイッチング素子３１Ｂと下アームスイッチング素子３１Ｅの接続点の電圧がＶ相電圧Ｖｖ１（相電圧）としてモータ１の第１巻線６のＶ相の電機子コイル１２に印加（出力）され、Ｗ相ハーフブリッジ回路２９Ｗの上アームスイッチング素子３１Ｃと下アームスイッチング素子３１Ｆの接続点の電圧がＷ相電圧Ｖｗ１（相電圧）としてモータ１の第１巻線６のＷ相の電機子コイル１３に印加（出力）される。

【0048】

また、第２インバータ回路２２のＵ相ハーフブリッジ回路３６Ｕの上アームスイッチング素子３７Ａと下アームスイッチング素子３７Ｄの接続点の電圧がＵ相電圧Ｖｕ２（相電圧）としてモータ１の第２巻線７のＵ相の電機子コイル１６に印加（出力）され、Ｖ相ハーフブリッジ回路３６Ｖの上アームスイッチング素子３７Ｂと下アームスイッチング素子３７Ｅの接続点の電圧がＶ相電圧Ｖｖ２（相電圧）としてモータ１の第２巻線７のＶ相の電機子コイル１７に印加（出力）され、Ｗ相ハーフブリッジ回路３６Ｗの上アームスイッチング素子３７Ｃと下アームスイッチング素子３７Ｆの接続点の電圧がＷ相電圧Ｖｗ２（相電圧）としてモータ１の第２巻線７のＷ相の電機子コイル１８に印加（出力）される。

【0049】

（３）相電流推定部４３による推定動作
次に、図３～図１０を参照しながら制御部３０の相電流推定部４３の具体的な推定動作について説明する。図３は図１におけるモータ１のｄ軸に関するモータモデルを示すブロック図、図４は図１におけるモータ１のｑ軸に関するモータモデルを示すブロック図である。各図は下記数式（Ｉ）より求められる。

【0050】

【数1】

【0051】

尚、数式（Ｉ）及び図３、図４中のｖ_d1は第１巻線６のｄ軸電圧（指令値）、ｖ_q1は第１巻線６のｑ軸電圧（指令値）、ｖ_d2は第２巻線７のｄ軸電圧（指令値）、ｖ_q2は第２巻線７のｑ軸電圧（指令値）、ｉ_d1は第１巻線６のｄ軸電流、ｉ_q1は第１巻線６のｑ軸電流、ｉ_d2は第２巻線７のｄ軸電流、ｉ_q2は第２巻線７のｑ軸電流、Ｌ_d1は第１巻線６のｄ軸インダクタンス、Ｌ_d2は第２巻線７のｄ軸インダクタンス、Ｒ₁は第１巻線６の抵抗、Ｒ₂は第２巻線７の抵抗、Ｍ_dはｄ軸の第１巻線６と第２巻線７の相互インダクタンス、Ｍ_qはｑ軸の第１巻線６と第２巻線７の相互インダクタンス、ω_reは電気角速度、ｋは結合係数、ｋ_E1は第１巻線６の誘起電圧定数、ｋ_E2は第２巻線７の誘起電圧定数、ｓは微分演算子、Ｔ_sはキャリア周期である。

【0052】

前述した如く第１巻線６と第２巻線７は相互に磁気的に結合しているので、各巻線６、７は相互に干渉しあう性質を有しており、図３の枠５１で囲んだ部分がｄ軸に関する干渉成分、図４の枠５２で囲んだ部分がｑ軸に関する干渉成分をそれぞれ示している。

【0053】

（３－１）外乱オブザーバ
ここで、本発明で用いる外乱オブザーバの概要を図５にブロック図で示す。外乱オブザーバは、システムＧ（ｓ）の制御入力ｕと出力ｙより外乱Ｅを推定する手法である。システムＧ（ｓ）が既知の場合、システムの逆モデルＧ（ｓ）^-1からシステム入力ｘ（ハット）を推定し、制御入力ｕとの差分をとることで、入力に発生している外乱Ｅを推定する。現実世界のシステムＧ（ｓ）は全てプロパーなシステム（微分項がない）とされているため、逆モデルＧ（ｓ）^-1の多くは微分項を含む。そのため、ローパスフィルタＦ（ｓ）を入れることで不完全微分とし、システムを実現させている。

【0054】

（３－２）電流推定オブザーバ
次に、図３のｄ軸について第１巻線６のみに着目すると、モータモデルは図６のようなブロック図となる。図６より、第１巻線６から見て第２巻線７のｄ軸電流ｉ_d2は外乱のように働いている（ｑ軸も同様）。このことに着目して、電流センサ４８、４９の検出値に基づく第１巻線６の電流情報（ｉ_d1、ｉ_q1）のみで、第２巻線７の電流を外乱として推定する電流推定オブザーバを構築し、第２巻線７の電流（ｉ_d2、ｉ_q2）の推定を行う。

【0055】

即ち、電流推定オブザーバでは、第２巻線７が第１巻線６に干渉する成分を図３の外乱Ｅとし、図３のシステムＧ（ｓ）としてモータ１の伝達関数を採用し、図３の制御入力ｕとして第１巻線６のｄ軸電流ｉ_d1から求まる値を採用し、図３の出力ｙとして第１巻線６のｑ軸電流ｉ_q1を採用し、システムＧ（ｓ）の逆モデルＧ（ｓ）^-1からシステムの入力ｘハットを推定して、制御入力ｕとの差分をとることで、外乱Ｅを求め（第２巻線７が第１巻線６に干渉する成分の導出）、それから第２巻線７のｄ軸電流ｉ_d2、ｑ軸電流ｉ_q2の推定を行う。

【0056】

これをブロック図で示したものが図７である。ｄ軸の第１巻線６について外乱オブザーバを導入すると図７のようになる。推定する外乱Ｅは第２巻線７のｄ軸電流ｉ_d2となる。制御入力は本来はｖ_d1、ｖ_d2であるが、第１巻線６の電流が検出可能であるため、速度起電力に関する干渉項を含んだ入力とすることで、外乱Ｅをｄ軸電流ｉ_d2に限定している。

【0057】

そして、実際に構築した電流推定オブザーバは図８のブロック図となる。相電流推定部４３は図８の電流推定オブザーバを用いて、電流センサ４８、４９の検出値から第２巻線７のｄ軸電流ｉ_d2ハットの値を推定する。図８を離散方程式で表すと数式（ＩＩ）～（ＩＸ）のようになる。尚、図８及び数式（ＩＩ）～（ＩＸ）中のω_LPFはローパスフィルタのカットオフ周波数である。

【0058】

【数2】

【0059】

【数3】

【0060】

同様に、ｑ軸に関して実際に構築した電流推定オブザーバのブロック図を図９に示す。相電流推定部４３は図９の電流推定オブザーバを用いて、電流センサ４８、４９の検出値から第２巻線７のｑ軸電流ｉ_q2ハットの値を推定する。図９を離散方程式で表すと数式（Ｘ）～（ＸＶ）のようになる。

【0061】

【数4】

【0062】

【数5】

【0063】

以上の電流推定オブザーバを用いて相電流推定部４３が推定した第２巻線７のｄ軸電流ｉ_d2ハット、ｑ軸電流ｉ_q2ハットと、実際に測定した第２巻線７のｄ軸電流ｉ_d2c、ｑ軸電流ｉ_q2cを図１０の上から２段目と最下段に示す。尚、図１０の最上段と下から２段目は、前述とは逆に第２インバータ回路２２に流れる電流を電流センサで検出し、第１巻線６のｄ軸電流ｉ_d1ハットとｑ軸電流ｉ_q1ハットを電流推定オブザーバで推定した場合と、実際に測定した第１巻線６のｄ軸電流ｉ_d1c、ｑ軸電流ｉ_q1cを参考として示している。

【0064】

この図から明らかな如く、推定結果（推定値ｉ_d2ハット、ｉ_q2ハット、ｉ_d1ハット、ｉ_q1ハット）と実際の値（実測値ｉ_d2c、ｉ_q2c、ｉ_d1c、ｉ_q1c）は殆ど差が無く、略同一となった。

【0065】

以上のように、第１巻線６と第２巻線７が相互に干渉しあうことを利用し、相電流推定部４３により、電流センサ４８、４９の検出値に基づいて、第１巻線６に流れる電流と、第２巻線７に流れる電流の値を求めるようにしたので、第１巻線６に流れる電流の値と第２巻線７に流れる電流の値を検出するための電流センサの数を削減することが可能となる。

【0066】

即ち、本発明を用いない場合、第２巻線７に流れる電流の値を検出する電流センサも２個必要となり、合計で４個必要となるが、本発明によれば電流センサ４８、４９の２個で済むことになる。これにより、多重巻線構造のモータ１を制御する制御装置２０のコストの削減を図ることができるようになると共に、センサ故障の発生を抑制し、信頼性の向上も図ることが可能となる。

【0067】

特に、この実施例の如く第１巻線６に三相交流出力を印加する第１インバータ回路２１と、第２巻線７に三相交流出力を印加する第２インバータ回路２２を備える場合には、例えば、電流センサ４８、４９が第１インバータ回路２１から第１巻線６に流れる電流を検出するようにし、相電流推定部４３が、電流センサ４８、４９の検出値から第２巻線７が第１巻線６に干渉する成分を導出することで、第２巻線７に流れる電流の値を推定する。

【0068】

具体的には上記実施例の如く相電流推定部４３は、電流センサ４８、４９の検出値から求まる値をシステムＧ（ｓ）の制御入力ｕと出力ｙとし、第２巻線７が第１巻線６に干渉する成分を外乱Ｅとし、システムＧ（ｓ）の逆モデルＧ（ｓ）^-1から当該システムの入力を推定して制御入力ｕとの差分をとることで外乱Ｅを求め、第２巻線７に流れる電流の値（推定値ｉ_d2ハット、ｉ_q2ハット）を推定する電流推定オブザーバを用いているので、的確に第２巻線７に流れる電流の値（推定値ｉ_d2ハット、ｉ_q2ハット）を推定することができるようになる。

【実施例0069】

次に、図１１～図１４を参照しながら本発明の他の実施例のモータ制御装置１について説明する。尚、適用するモータ１は図２の構造のものである。また、各図中図１～図１０と同一符号で示すものは同一若しくは同様の機能を奏するものとする。

【0070】

（４）この実施例のモータ制御装置２０
図１１はこの実施例のモータ制御装置２０の電気回路図である。この実施例のモータ制御装置２０は、三相のインバータ回路５３と、切換回路５４と、平滑コンデンサ５６、Ｙコンデンサ５７、５８と、制御部５９等から構成されている。インバータ回路５３は、直流電源２８の直流電圧を三相交流電圧に変換してモータ１に印加する回路である。

【0071】

（４－１）インバータ回路５３
このインバータ回路５３は、Ｕ相ハーフブリッジ回路６１Ｕ、Ｖ相ハーフブリッジ回路６１Ｖ、Ｗ相ハーフブリッジ回路６１Ｗを有しており、各相ハーフブリッジ回路６１Ｕ～６１Ｗは、それぞれ上アームスイッチング素子６２Ａ～６２Ｃ（ＩＧＢＴ）と、下アームスイッチング素子６２Ｄ～６２Ｆ（ＩＧＢＴ）を個別に有している。更に、各スイッチング素子６２Ａ～６２Ｆには、それぞれフライホイールダイオード６３が逆並列に接続されている。

【0072】

そして、インバータ回路５３の上アームスイッチング素子６２Ａ～６２Ｃの上端側（ＩＧＢＴのコレクタ）は、直流電源２８の上アーム電源ライン（正極側母線）３３に接続されている。一方、インバータ回路５３の下アームスイッチング素子６２Ｄ～６２Ｆの下端側（ＩＧＢＴのエミッタ）は、直流電源２８の下アーム電源ライン（負極側母線）３４に接続されている。

【0073】

この場合、Ｕ相ハーフブリッジ回路６１Ｕの上アームスイッチング素子６２Ａと下アームスイッチング素子６２Ｄが直列に接続され、Ｖ相ハーフブリッジ回路６１Ｖの上アームスイッチング素子６２Ｂと下アームスイッチング素子６２Ｅが直列に接続され、Ｗ相ハーフブリッジ回路６１Ｗの上アームスイッチング素子６２Ｃと下アームスイッチング素子６２Ｆが直列に接続されている。

【0074】

そして、Ｕ相ハーフブリッジ回路６１Ｕの上アームスイッチング素子６２Ａと下アームスイッチング素子６２Ｄの接続点である中性点（Ｕ相電圧Ｖｕ）は、モータ１の第１巻線６のＵ相の電機子コイル１１に接続され、Ｖ相ハーフブリッジ回路６１Ｖの上アームスイッチング素子６２Ｂと下アームスイッチング素子６２Ｅの接続点である中性点（Ｖ相電圧Ｖｖ）は、モータ１の第１巻線６のＶ相の電機子コイル１２に接続され、Ｗ相ハーフブリッジ回路６１Ｗの上アームスイッチング素子６２Ｃと下アームスイッチング素子６２Ｆの接続点である中性点（Ｗ相電圧Ｖｗ）は、モータ１の第１巻線６のＷ相の電機子コイル１３に接続されている。

【0075】

（４－２）切換回路５４
一方、モータ１の第２巻線７は前述した切換回路５４の切換用スイッチング素子６２Ｇ～６２Ｉ（スイッチング素子：ＩＧＢＴ）を介してインバータ回路５３に接続される。この場合、モータ１の第２巻線７のＵ相の電機子コイル１６は、切換用スイッチング素子６２Ｇを介してＵ相ハーフブリッジ回路６１Ｕの上アームスイッチング素子６２Ａと下アームスイッチング素子６２Ｄの接続点である中性点（Ｕ相電圧Ｖｕ）に接続され、モータ１の第２巻線７のＶ相の電機子コイル１７は、切換用スイッチング素子６２Ｈを介してＶ相ハーフブリッジ回路６１Ｖの上アームスイッチング素子６２Ｂと下アームスイッチング素子６２Ｅの接続点である中性点（Ｖ相電圧Ｖｖ）に接続され、モータ１の第２巻線７のＷ相の電機子コイル１８は、切換用スイッチング素子６２Ｉを介してＷ相ハーフブリッジ回路６１Ｗの上アームスイッチング素子６２Ｃと下アームスイッチング素子６２Ｆの接続点である中性点（Ｗ相電圧Ｖｗ）に接続されている。

【0076】

また、切換用スイッチング素子６２Ｇの上端側（ＩＧＢＴのコレクタ）が電機子コイル１６に接続され、下端側（ＩＧＢＴのエミッタ）がＵ相ハーフブリッジ回路６１Ｕの上アームスイッチング素子６２Ａと下アームスイッチング素子６２Ｄの接続点である中性点に接続され、切換用スイッチング素子６２Ｈの上端側（ＩＧＢＴのコレクタ）が電機子コイル１７に接続され、下端側（ＩＧＢＴのエミッタ）がＶ相ハーフブリッジ回路６１Ｖの上アームスイッチング素子６２Ｂと下アームスイッチング素子６２Ｅの接続点である中性点に接続され、切換用スイッチング素子６２Ｉの上端側（ＩＧＢＴのコレクタ）が電機子コイル１８に接続され、下端側（ＩＧＢＴのエミッタ）がＷ相ハーフブリッジ回路６１Ｗの上アームスイッチング素子６２Ｃと下アームスイッチング素子６２Ｆの接続点である中性点に接続されている。尚、各切換用スイッチング素子６２Ｇ～６２Ｉにも、それぞれフライホイールダイオード６３が逆並列に接続されている。

【0077】

（４－３）制御部５９
次に、この実施例のモータ制御装置２０の制御部５９は、プロセッサを有するマイクロコンピュータから構成されており、実施例では車両ＥＣＵから回転数指令値を入力し、モータ１から相電流を入力して、これらに基づき、インバータ回路５３の各スイッチング素子６２Ａ～６２ＦのＯＮ／ＯＦＦ状態（スイッチング）を制御する。具体的には、各スイッチング素子６２Ａ～６２Ｆのゲート端子に印加するゲート電圧を制御する。

【0078】

この実施例の制御部５９は、相電流推定部６６と、相電圧指令演算部６７と、ＰＷＭ信号生成部６８と、ゲートドライバ６９と、切換制御部７１と、インバータ回路５３を流れる相電流であるＵ相電流ｉ_u、Ｖ相電流ｉ_v、及び、Ｗ相電流ｉ_wを検出するための電流センサ７２、７３を有しており、各電流センサ７２、７３は相電流推定部６６に接続されている。

【0079】

（４－３－１）相電流推定部６６
尚、電流センサ７２はインバータ回路５３を流れるＵ相電流ｉ_uを検出し、電流センサ７３はインバータ回路５３を流れるＷ相電流ｉ_wを検出する。そして、インバータ回路５３を流れるＶ相電流ｉ_vについては、これらから計算により求める。このインバータ回路３を流れる相電流ｉ_u、ｉ_v、ｉ_wは、第１巻線６に流れるＵＶＷｉ_u1、ｉ_v1、ｉ_w1と、第２巻線７に流れるＵＶＷ相の各相電流ｉ_u2、ｉ_v2、ｉ_w2の合算値である。

【0080】

そこで、この実施例では相電流推定部６６が、インバータ回路５３を流れるＵＶＷ相の各相電流ｉ_u、ｉ_v、ｉ_wに基づき、後述する如く第１巻線６に流れるＵＶＷ相の各相電流ｉ_u1、ｉ_v1、ｉ_w1と、第２巻線７に流れるＵＶＷ相の各相電流ｉ_u2、ｉ_v2、ｉ_w2を推定する。実際にはインバータ回路５３を流れる相電流ｉ_u、ｉ_v、ｉ_wから座標変換して得られるｄ軸電流ｉ_d、ｑ軸電流ｉ_qから、第１巻線６に流れるｄ軸電流ｉ_d1、ｑ軸電流ｉ_q1と、第２巻線７に流れるｄ軸電流ｉ_d2、ｑ軸電流ｉ_q2を推定するものであるが、これについては後に詳述する。

【0081】

（４－３－２）相電圧指令演算部６７
相電圧指令演算部６７は、モータ１の電気角、電流指令値と相電流推定部６６により推定される上記第１巻線６のｄ軸電流ｉ_d1、ｑ軸電流ｉ_q1、第２巻線７のｄ軸電流ｉ_d2、ｑ軸電流ｉ_q2に基づくベクトル制御により、モータ１の第１巻線６と第２巻線７の各相の電機子コイル１１～１３、１６～１８に印加するＵ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧Ｖｖ、Ｗ相電圧Ｖｗを生成するための三相変調電圧指令値Ｖｕ’（以下、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ’）、Ｖｖ’（以下、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ’）、Ｖｗ’（以下、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ’）を演算し、生成する。

【0082】

（４－３－３）ＰＷＭ信号生成部６８
ＰＷＭ信号生成部６８は、相電圧指令演算部６７により演算された三相変調電圧指令値Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’を入力し、これら三相変調電圧指令値Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’と、キャリア信号（キャリア三角波）の大小を比較することによって、インバータ回路６３のＵ相ハーフブリッジ回路６１Ｕ、Ｖ相ハーフブリッジ回路６１Ｖ、Ｗ相ハーフブリッジ回路６１Ｗの駆動指令信号となるＰＷＭ信号を生成し、出力する。

【0083】

（４－３－４）ゲートドライバ６９
ゲートドライバ６９は、ＰＷＭ信号生成部６８から出力されるＰＷＭ信号に基づき、インバータ回路５３のＵ相ハーフブリッジ回路６１Ｕの上アームスイッチング素子６２Ａ、下アームスイッチング素子６２Ｄのゲート電圧と、Ｖ相ハーフブリッジ回路６１Ｖの上アームスイッチング素子６２Ｂ、下アームスイッチング素子６２Ｅのゲート電圧と、Ｗ相ハーフブリッジ回路６１Ｗの上アームスイッチング素子６２Ｃ、下アームスイッチング素子６２Ｆのゲート電圧を発生させる。

【0084】

そして、インバータ回路５３の各スイッチング素子６２Ａ～６２Ｆは、ゲートドライバ６９から出力されるゲート電圧に基づき、ＯＮ／ＯＦＦ駆動される。即ち、ゲート電圧がＯＮ状態（所定の電圧値）となるとスイッチング素子がＯＮ動作し、ゲート電圧がＯＦＦ状態（零）となるとスイッチング素子がＯＦＦ動作する。このゲートドライバ６９は、スイッチング素子６２Ａ～６２Ｆが前述したＩＧＢＴである場合には、ＰＷＭ信号に基づいてゲート電圧をＩＧＢＴに印加するための回路であり、フォトカプラやロジックＩＣ、トランジスタ等から構成される。

【0085】

上記インバータ回路５３のＵ相ハーフブリッジ回路６１Ｕの上アームスイッチング素子６２Ａと下アームスイッチング素子６２Ｄの接続点の電圧がＵ相電圧Ｖｕ（相電圧）としてモータ１の第１巻線６のＵ相の電機子コイル１１及び第２巻線７のＵ相の電機子コイル１６に印加（出力）され、Ｖ相ハーフブリッジ回路６１Ｖの上アームスイッチング素子６２Ｂと下アームスイッチング素子６２Ｅの接続点の電圧がＶ相電圧Ｖｖ（相電圧）としてモータ１の第１巻線６のＶ相の電機子コイル１２と第２巻線７のＶ相の電機子コイル１７に印加（出力）され、Ｗ相ハーフブリッジ回路６１Ｗの上アームスイッチング素子６２Ｃと下アームスイッチング素子６２Ｆの接続点の電圧がＷ相電圧Ｖｗ（相電圧）としてモータ１の第１巻線６のＷ相の電機子コイル１３と第２巻線７のＷ相の電機子コイル１８に印加（出力）される。

【0086】

（４－３－５）切換制御部７１
切換制御部７１は、例えば直流電源２８の電圧に応じて切換用スイッチング素子６２Ｇ～６２ＩをＯＮ／ＯＦＦすることで、インバータ回路５３に対して第１巻線６のみが接続された状態と、第１巻線６と第２巻線７が並列に接続された状態とを切り換える。即ち、切換制御部７１により切換用スイッチング素子６２Ｇ～６２ＩがＯＮされると、第２巻線７のＵＶＷ相の電機子コイル１６～１８は、第１巻線６のＵＶＷ各相の電機子コイル１１～１３に対してそれぞれ並列に接続されたかたちとなる。また、切換用スイッチング素子６２Ｇ～６２ＩがＯＦＦされると、第２巻線７は電気回路から切り離されたかたちとなる。

【0087】

（５）この実施例の相電流推定部６６による推定動作
次に、図１２～図１４を参照しながらこの実施例の制御部５９の相電流推定部６６の具体的な推定動作について説明する。尚、以下の説明は切換用スイッチング素子６２Ｇ～６２ＩがＯＮされて、第２巻線７が第１巻線６と並列にインバータ回路５３に接続されている場合とする。

【0088】

この実施例でも相電流推定部６６は電流推定オブザーバを用いて推定を行うが、この実施例では、電流センサ７２、７３の検出値から第１巻線６のｄ軸電流ｉ_d1ハット、ｑ軸電流ｉ_q1ハットの値と、第２巻線７のｄ軸電流ｉ_d2ハット、ｑ軸電流ｉ_q2ハットの値を推定する。図１２は図１１の第１巻線６のみに着目し、ｄ軸に関して実際に構築した電流推定オブザーバの概要を説明するブロック図、図１３は図１１の第１巻線６のみに着目し、ｑ軸に関して実際に構築した電流推定オブザーバの概要を説明するブロック図である。尚、各図中のパラメータは前述した実施例（図６～図９）の場合と同様である。

【0089】

（５－１）この実施例の電流推定オブザーバ
即ち、この実施例でも第１巻線６から見て第２巻線７のｄ軸電流ｉ_d2は外乱のように働いている（ｑ軸も同様）。しかしながら、電流センサ７２、７３の検出値に基づくインバータ回路５３の電流情報（ｄ軸電流ｉ_d、ｑ軸電流ｉ_q）は、第１巻線６のｄ軸電流ｉ_d1、ｑ軸電流ｉ_q1と、第２巻線７のｄ軸電流ｉ_d2、ｑ軸電流ｉ_q2の合算値のため、推定した第２巻線７のｄ軸電流ｉ_d2ハット（前回のｄ軸電流ｉ_d2ハット）をｄ軸電流ｉ_dから差し引くことで、今回の第１巻線６のｄ軸電流ｉ_d1ハットを推定する（ｑ軸電流も同様）。

【0090】

即ち、この場合のｄ軸に関する電流推定オブザーバでは、第２巻線７が第１巻線６に干渉する成分を図３の外乱Ｅとし、図３のシステムＧ（ｓ）としてモータ１の伝達関数を採用し、図３の制御入力ｕ_dとして第１巻線６のｑ軸電流ｉ_q1ハットから求まる値を採用し（ｑ軸電流ｉ_q1ハットも電流センサ７２、７３の検出値から後述する図１３で求まる値である）、図３の出力ｙとしてインバータ回路５３を流れるｄ軸電流ｉ_dを採用し、システムＧ（ｓ）の逆モデルＧ（ｓ）^-1からシステムの入力ｘ_dを推定して、制御入力ｕ_dとの差分をとることで、外乱Ｅを求め（第２巻線７が第１巻線６に干渉する成分の導出）、それから第２巻線７のｄ軸電流ｉ_d2ハットの推定を行う。

【0091】

その後、この推定した第２巻線７のｄ軸電流ｉ_d2ハット（前回のｄ軸電流ｉ_d2ハット）を、インバータ回路５３を流れるｄ軸電流ｉ_dから差し引くことで、第１巻線６のｄ軸電流ｉ_d1ハットを推定する。これを実際に構築したブロック図が図１２である。図１２を離散方程式で表すと数式（ＸＶＩ）～（ＸＸＩ）のようになる。

【0092】

【数6】

【0093】

【数7】

【0094】

同様に、この実施例でｑ軸に関して実際に構築した電流推定オブザーバのブロック図が図１３である。この場合のｑ軸に関する電流推定オブザーバでも、第２巻線７が第１巻線６に干渉する成分を図３の外乱Ｅとし、図３のシステムＧ（ｓ）としてモータ１の伝達関数を採用し、図３の制御入力ｕ_qとして第１巻線６のｄ軸電流ｉ_d1ハットから求まる値を採用し（ｄ軸電流ｉ_d1ハットも電流センサ７２、７３の検出値から図１２で求まる値である）、図３の出力ｙとしてインバータ回路５３を流れるｑ軸電流ｉ_qを採用し、システムＧ（ｓ）の逆モデルＧ（ｓ）^-1からシステムの入力ｘ_qを推定して、制御入力ｕ_qとの差分をとることで、外乱Ｅを求め（第２巻線７が第１巻線６に干渉する成分の導出）、それから第２巻線７のｑ軸電流ｉ_q2ハットの推定を行う。

【0095】

その後、この推定した第２巻線７のｑ軸電流ｉ_q2ハット（前回のｑ軸電流ｉ_q2ハット）を、インバータ回路５３を流れるｑ軸電流ｉ_qから差し引くことで、第１巻線６のｑ軸電流ｉ_q1ハットを推定する。図１３を離散方程式で表すと数式（ＸＸＩＩ）～（ＸＸＶＩＩ）のようになる。

【0096】

【数8】

【0097】

【数9】

【0098】

以上の電流推定オブザーバを用いて相電流推定部６６が推定した第１巻線６のｄ軸電流ｉ_d1ハット、ｑ軸電流ｉ_q1ハットと、実際に測定した第１巻線６のｄ軸電流ｉ_d1c、ｑ軸電流ｉ_q1cを図１４の最上段と下から２段目に示し、第２巻線７のｄ軸電流ｉ_d2ハット、ｑ軸電流ｉ_q2ハットと、実際に測定した第２巻線７のｄ軸電流ｉ_d2c、ｑ軸電流ｉ_q2cを図１４の上から２段目と最下段に示す。

【0099】

この図から明らかな如く、推定結果（推定値ｉ_d1ハット、ｉ_q1ハット、ｉ_d2ハット、ｉ_q2ハット）と実際の値（実測値ｉ_d1c、ｉ_q1c、ｉ_d2c、ｉ_q2c）は殆ど差が無く、略同一となった。

【0100】

以上のようにこの実施例においても、第１巻線６と第２巻線７が相互に干渉しあうことを利用し、相電流推定部６６により、電流センサ７２、７３の検出値に基づいて、第１巻線６に流れる電流と、第２巻線７に流れる電流の値を求めるようにしたので、第１巻線６に流れる電流の値と第２巻線７に流れる電流の値を検出するための電流センサの数を削減することが可能となる。

【0101】

即ち、本発明を用いない場合、第２巻線７に流れる電流の値を検出する電流センサも２個必要となり、合計で４個必要となるが、本発明によれば電流センサ７２、７３の２個で済むことになる。これにより、多重巻線構造のモータ１を制御する制御装置２０のコストの削減を図ることができるようになると共に、センサ故障の発生を抑制し、信頼性の向上も図ることが可能となる。

【0102】

特に、この実施例の如くインバータ回路５３に対して第１巻線６及び第２巻線７が並列に接続され、且つ、第２巻線７が切換用スイッチング素子６２Ｇ～６２Ｉを介してインバータ回路５３に接続されている場合には、例えば、電流センサ７２、７３が第１巻線６と第２巻線７に流れる電流の合算値を検出するようにし、相電流推定部６６が、電流センサ７２、７３の検出値から第２巻線７が第１巻線６に干渉する成分を導出することで、第２巻線７に流れる電流の値を推定し、推定した値を合算値から差し引くことで、第１巻線６に流れる電流の値を推定する。

【0103】

具体的には上記実施例の如く相電流推定部６６が、電流センサ７２、７３の検出値から求まる値をシステムＧ（ｓ）の制御入力ｕと出力ｙとし、第２巻線７が第１巻線６に干渉する成分を外乱Ｅとし、システムＧ（ｓ）の逆モデルＧ（ｓ）^-1から当該システムの入力を推定して制御入力ｕとの差分をとることで外乱Ｅを求め、第２巻線７に流れる電流の値（推定値ｉ_d2ハット、ｉ_q2ハット）を推定し、推定した値を合算値（ｉ_d、ｉ_q）から差し引くことで、第１巻線６に流れる電流の値（推定値ｉ_d1ハット、ｉ_q1ハット）を推定する電流推定オブザーバを用いることで、的確に第２巻線７に流れる電流の値と第１巻線６に流れる電流の値を推定することができるようになる。

【0104】

尚、実施例２の構成において電流センサを、インバータ回路５３のＵＶＷ相の各相電流ｉ_u、ｉ_v、ｉ_wの検出ではなく、第１巻線６に流れるＵＶＷ相の各相電流ｉ_u1、ｉ_v1、ｉ_w1、或いは、第２巻線７に流れるＵＶＷ相の各相電流ｉ_u2、ｉ_v2、ｉ_w2を検出するように設置し、実施例１の如く電流を推定してもよい。

【0105】

また、実施例では本発明のモータ制御装置２０を電動コンプレッサに適用したが、それに限らず、インバータ回路により多重巻線構造のモータを制御する種々の機器について本発明は有効である。

【0106】

更に、実施例では第１巻線６と第２巻線７をティース４に共通巻きしたが、請求項７以外の発明ではそれに限らず、磁気的結合関係がある状態で第１巻線６と第２巻線７を異なるティースに巻装したモータにも本発明は有効である。

【0107】

更にまた、実施例ではインバータ回路２１、５３を流れる二相の電流を電流センサ４８、４９、７２、７３で検出するようにしたが、請求項８以外の発明ではそれに限らず、各インバータ回路の下アーム電源ラインに流れる電流値をシャント抵抗により検出するものや、各インバータ回路を流れる一相の電流を電流センサで検出するものにも本発明は有効である。