特開 2024-155272 電力変換装置及びそれを備えた車載用電動コンプレッサ

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2024155272

(43)【公開日】2024-10-31

(54)【発明の名称】電力変換装置及びそれを備えた車載用電動コンプレッサ

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/48 20070101AFI20241024BHJP

   H02M 7/493 20070101ALI20241024BHJP

   H02P 27/08 20060101ALI20241024BHJP

   B60H 1/32 20060101ALI20241024BHJP

【ＦＩ】

H02M7/48 E

H02M7/493

H02P27/08

B60H1/32 613G

【審査請求】未請求

【請求項の数】6

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2023069868

(22)【出願日】2023-04-21

(71)【出願人】

【識別番号】000001845

【氏名又は名称】サンデン株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100098361

【弁理士】

【氏名又は名称】雨笠 敬

(72)【発明者】

【氏名】柏原 辰樹

(72)【発明者】

【氏名】荒木 雄志

(72)【発明者】

【氏名】小林 孝次

【テーマコード（参考）】

3L211

5H505

5H770

【Ｆターム（参考）】

3L211DA30

5H505AA06

5H505AA16

5H505BB06

5H505CC04

5H505DD03

5H505DD08

5H505EE32

5H505EE41

5H505EE49

5H505HA05

5H505HA10

5H505HB01

5H505HB05

5H505JJ03

5H505KK05

5H505LL22

5H770BA01

5H770BA05

5H770CA06

5H770DA03

5H770DA22

5H770DA30

5H770DA41

5H770EA01

5H770EA11

5H770EA19

5H770EA21

5H770EA27

5H770HA02Y

(57)【要約】

【課題】部品実装面積を増やすこと無く、低コストで入力電圧の変化に対する駆動可能領域の拡大を図ることができる電力変換装置を提供する。
【解決手段】第１のインバータ回路２０の正側入力端が直流電源２９の正側電源ライン３１に接続され、第１のインバータ回路２０の負側入力端が直流電源２９の負側電源ライン３２に接続され、第１のインバータ回路２０の出力端がモータ８の固定子巻線９Ｕ～９Ｗの一端に接続され、第２のインバータ回路２１の出力端がモータ８の固定子巻線の他端に接続され、第２のインバータ回路２１の正側入力端と負側入力端間にはコンデンサ３６が接続されている。第２のインバータ回路２１の正側入力端は直流電源２９の正側電源ライン３１に接続されておらず、第２のインバータ回路２１の負側入力端は直流電源２９の負側電源ライン３２に接続されている。
【選択図】図１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

両端が開放された複数の固定子巻線を備えるモータに、それぞれ複数のスイッチング素子から構成された第１のインバータ回路、及び、第２のインバータ回路を接続し、前記各スイッチング素子を制御装置によりスイッチングすることにより、直流電源から交流出力を生成して前記モータに印加する電力変換装置において、
前記第１のインバータ回路の正側入力端が前記直流電源の正側電源ラインに接続され、前記第１のインバータ回路の負側入力端が前記直流電源の負側電源ラインに接続され、前記第１のインバータ回路の出力端が前記モータの固定子巻線の一端に接続されており、
前記第２のインバータ回路の出力端が前記モータの固定子巻線の他端に接続され、前記第２のインバータ回路の正側入力端と負側入力端間にはコンデンサが接続されていると共に、
前記第２のインバータ回路の正側入力端は前記直流電源の正側電源ラインに接続されておらず、前記第２のインバータ回路の負側入力端は前記直流電源の負側電源ラインに接続されていることを特徴とする電力変換装置。

【請求項2】

前記第１のインバータ回路のスイッチング素子と、前記第２のインバータ回路のスイッチング素子を、共通のゲート駆動用電源によりスイッチングすることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。

【請求項3】

前記制御装置は、前記直流電源から前記モータを介して前記第２のインバータ回路により前記コンデンサに充電すると共に、
前記第２のインバータ回路のスイッチング素子をスイッチングすることにより、前記コンデンサに充電された電圧を用いて前記モータに交流出力を印加することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。

【請求項4】

前記制御装置は、前記コンデンサの充電電圧が所定の定電圧となるように前記各インバータ回路のスイッチング素子のスイッチングを制御することを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。

【請求項5】

前記制御装置は、前記第１のインバータ回路のスイッチング素子を、ゼロ電圧ベクトル、及び／又は、電気角一回転中に６回のみ電圧ベクトルを変更する６ステップ制御でスイッチングすることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。

【請求項6】

請求項１乃至請求項５のうちの何れかに記載の電力変換装置と、前記モータを備えて圧縮機構を駆動することを特徴とする車載用電動コンプレッサ。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、両端が開放された固定子巻線を有するモータに、二つのインバータ回路を用いて交流出力を印加する電力変換装置、及び、それを備えた車載用電動コンプレッサに関するものである。

【背景技術】

【0002】

インバータ回路で駆動されるモータは、入力電圧が低下した場合、駆動可能な回転数が低下し、或いは、高い回転数にて出力可能トルクが低下するため、高速の駆動可能範囲が狭くなる傾向がある。ハウジング内に収納されたモータにより圧縮機構を駆動する車載用電動コンプレッサでは、従来入力電圧の要求範囲は広くなかった（例えば、５００Ｖプラスマイナス１００Ｖ）。

【0003】

しかしながら、近年電動コンプレッサでも入力電圧の変化に対する駆動可能領域の要求が厳しくなってきている。これについて、図１３、図１４のグラフを用いてより具体的に説明する。図１３、図１４はインバータで駆動されるモータのＮＴ特性を示しており、横軸は回転数［ｒｐｍ］、縦軸は圧力条件を意味するトルク［Ｎｍ］である。各図中の黒丸は回転数の値に対してモータに要求されるトルクの値（要求駆動点）であり、モータはこの要求駆動点より高いトルクの出力が求められ、それを満たすことができるか否かで能力を評価することができる。

【0004】

尚、縦軸の縮尺を明瞭にするために、要求駆動点の最大トルク値を、描画する最大のトルク値として制限している。即ち、実際には要求駆動点の最大トルク値よりも高いトルクを出力可能な場合であっても、出力可能なトルクが要求駆動点の最大トルク値であるように制限している。

【0005】

図１３において、実線は通常の入力電圧のとき、点線は入力電圧が低下したときのＮＴ特性を示している。モータやインバータ回路を設計する場合、通常の入力電圧のときに駆動範囲（回転数）の全てで要求駆動点よりも高いトルクを出力でき、要求駆動点を満たすことができるように設計する（実線）。

【0006】

しかしながら、車載用電動コンプレッサでは、車両のバッテリを直流電源として使用するため、入力電圧が低下する場合があり、入力電圧が低下した場合は、回転数が高い領域では要求駆動点よりも出力可能なトルクが低くなってしまう（点線）。

【0007】

このように入力電圧が低下すると、駆動範囲が狭くなることが一般的であるが、入力電圧が低下した場合でも、図１４に示すように高速領域の駆動を可能としたい（図１４では点線が全駆動範囲で要求駆動点（黒丸）を満たしている）。

【0008】

図１４のように高い回転数を駆動するためには、昇圧コンバータを配置してモータに印加する電圧を高くする方法が考えられるが、昇圧コンバータは大型であるため、車載用電動コンプレッサ等に搭載することは難しい。

【0009】

そこで、入力電圧に対してモータへの出力電圧を大きくとる方法として、両端が開放された複数の固定子巻線を備えた所謂オープンエンド巻線型のモータ（モータの中性点を接続せずに外側に出したモータ）を、二つのインバータ回路で挟み込んで駆動するデュアルインバータ方式の電力変換装置が種々提案されている（例えば、特許文献１、特許文献２参照）。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0010】

【特許文献1】特許第４１２２４５８号公報

【特許文献2】特開２００５－３３９８４号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0011】

このような電力変換装置は、大別すると図１５と図１６に示すものに分けられる。図１５は一般的な所謂電圧共通型の電力変換装置で、特許文献１はこの部類に入る。図１５において、Ｍは上記オープンエンド巻線型のモータ、ＩＮＶ１は第１のインバータ回路、ＩＮＶ２は第２のインバータ回路であり、これらでモータＭの固定子巻線を挟み込んでいる。

【0012】

電圧共通型の電力変換装置では、二つのインバータ回路ＩＮＶ１、ＩＮＶ２で共通の直流電源を使用する。そのため、入力電圧が５００Ｖの場合には、例えばＵ相で見た場合、プラスマイナス５００ＶをモータＭに印加することができ、正弦波電圧を利用できるのはプラスマイナス５００Ｖとなる。尚、通常の三相インバータ回路の場合には、線間変調を利用した場合に正弦波電圧を利用できるのはプラスマイナス５００Ｖ／ルート３のため、ルート３倍大きくなる。

【0013】

一方、図１６は一般的な所謂フローティングキャパシタ方式の電力変換装置であり、特許文献２はこの部類に入る。図１６においては第２のインバータ回路ＩＮＶ２はキャパシタ（コンデンサＣ）に接続されている。そして、コンデンサＣには第２のインバータ回路ＩＮＶ２によりモータＭを介して充電することになる。そして、第１のインバータ回路ＩＮＶ１が力行運転をし、第２のインバータ回路ＩＮＶ２が回生運転と力行運転の両方を行うことで、コンデンサＣに充電しながら、モータＭに高電圧を印加できるようにしていた。この方式であれば、第２のインバータ回路ＩＮＶ２側に備えるコンデンサＣを昇圧しながらモータＭを駆動することができるため、モータＭに印加できる電圧を電圧共通型よりも更に高くすることができる。

【0014】

ここで、各インバータ回路ＩＮＶ１、ＩＮＶ２のスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦするためには、ゲート駆動用電源が必要となる。しかしながら、図１６のようなフローティングキャパシタ方式の電力変換装置では、第２のインバータ回路ＩＮＶ２が浮遊電位となるため、第１のインバータ回路ＩＮＶ１のスイッチング素子のゲート駆動用電源とは別に、基準電位の異なる第２のインバータ回路ＩＮＶ２のスイッチング素子のゲート駆動用電源（絶縁電源）を作る必要があり、車載用電動コンプレッサのように基板面積が限られる電力変換装置では、部品実装面積、及び、コスト面で採用することが困難であった。

【0015】

本発明は、係る従来の技術的課題を解決するためになされたものであり、部品実装面積を増やすこと無く、低コストで入力電圧の変化に対する駆動可能領域の拡大を図ることができる電力変換装置、及び、それを備えた車載用電動コンプレッサを提供するものである。

【課題を解決するための手段】

【0016】

本発明の電力変換装置は、両端が開放された複数の固定子巻線を備えるモータに、それぞれ複数のスイッチング素子から構成された第１のインバータ回路、及び、第２のインバータ回路を接続し、各スイッチング素子を制御装置によりスイッチングすることにより、直流電源から交流出力を生成してモータに印加するものであって、第１のインバータ回路の正側入力端が直流電源の正側電源ラインに接続され、第１のインバータ回路の負側入力端が直流電源の負側電源ラインに接続され、第１のインバータ回路の出力端がモータの固定子巻線の一端に接続されており、第２のインバータ回路の出力端がモータの固定子巻線の他端に接続され、第２のインバータ回路の正側入力端と負側入力端間にはコンデンサが接続されていると共に、第２のインバータ回路の正側入力端は直流電源の正側電源ラインに接続されておらず、第２のインバータ回路の負側入力端は直流電源の負側電源ラインに接続されていることを特徴とする。

【0017】

請求項２の発明の電力変換装置は、上記発明において第１のインバータ回路のスイッチング素子と、第２のインバータ回路のスイッチング素子を、共通のゲート駆動用電源によりスイッチングすることを特徴とする。

【0018】

請求項３の発明の電力変換装置は、請求項１の発明において制御装置は、直流電源からモータを介して第２のインバータ回路によりコンデンサに充電すると共に、第２のインバータ回路のスイッチング素子をスイッチングすることにより、コンデンサに充電された電圧を用いてモータに交流出力を印加することを特徴とする。

【0019】

請求項４の発明の電力変換装置は、上記発明において制御装置は、コンデンサの充電電圧が所定の定電圧となるように各インバータ回路のスイッチング素子のスイッチングを制御することを特徴とする。

【0020】

請求項５の発明の電力変換装置は、請求項１に発明において制御装置は、第１のインバータ回路のスイッチング素子を、ゼロ電圧ベクトル、及び／又は、電気角一回転中に６回のみ電圧ベクトルを変更する６ステップ制御でスイッチングすることを特徴とする。

【0021】

請求項６の発明の車載用電動コンプレッサは、上記各発明の電力変換装置と、モータを備えて圧縮機構を駆動することを特徴とする。

【発明の効果】

【0022】

本発明によれば、両端が開放された複数の固定子巻線を備えるモータに、それぞれ複数のスイッチング素子から構成された第１のインバータ回路、及び、第２のインバータ回路を接続し、各スイッチング素子を制御装置によりスイッチングすることにより、直流電源から交流出力を生成してモータに印加する電力変換装置であって、第１のインバータ回路の正側入力端が直流電源の正側電源ラインに接続され、第１のインバータ回路の負側入力端が直流電源の負側電源ラインに接続され、第１のインバータ回路の出力端がモータの固定子巻線の一端に接続されており、第２のインバータ回路の出力端がモータの固定子巻線の他端に接続され、第２のインバータ回路の正側入力端と負側入力端間にはコンデンサが接続されている構成としたので、請求項３の発明の如く制御装置が、直流電源からモータを介して第２のインバータ回路によりコンデンサに充電し、第２のインバータ回路のスイッチング素子をスイッチングすることにより、コンデンサに充電された電圧を用いてモータに交流出力を印加することで、入力電圧の変化に対する駆動可能領域の拡大を図ることができるようになる。

【0023】

特に、本発明では第２のインバータ回路の正側入力端を直流電源の正側電源ラインに接続せず、第２のインバータ回路の負側入力端を直流電源の負側電源ラインに接続するようにしたので、第２のインバータ回路が浮遊電位とならず、第１のインバータ回路と第２のインバータ回路の基準電圧をそろえることができるようになる。それにより、第１のインバータ回路のスイッチング素子のゲート駆動用電源（絶縁電源）とは別に、第２のインバータ回路のスイッチング素子のゲート駆動用電源（絶縁電源）を作る必要が無くなり、請求項２の発明の如く第１のインバータ回路のスイッチング素子と、第２のインバータ回路のスイッチング素子を、共通のゲート駆動用電源によりスイッチングすることができるようになる。

【0024】

以上により、別途昇圧コンバータ等を用いずに入力電圧の変化に対する駆動可能領域の拡大を図ることが可能となると共に、ゲート駆動用電源を各インバータ回路毎に作る必要が無くなることから、部品実装面積の増加を抑制し、コストダウンを実現することができるようになる。このことは、特に請求項６の発明のように入力電圧が大きく変化すると共に、コスト低減の要求も強く、且つ、基板面積が限られて電力変換装置の小型化が要求される車載用電動コンプレッサにおいては極めて有効なものとなる。

【0025】

また、請求項４の発明の如く制御装置が、コンデンサの充電電圧が所定の定電圧となるように各インバータ回路のスイッチング素子のスイッチングを制御することで、入力電圧が変化する場合にも、第２のインバータ回路のスイッチング素子として、第１のインバータ回路のスイッチング素子よりも耐圧が低いものを使用することが可能となり、部品コストの著しい削減を図ることができるようになる。

【0026】

更に、請求項５の発明の如く制御装置が、第１のインバータ回路のスイッチング素子を、ゼロ電圧ベクトル、及び／又は、電気角一回転中に６回のみ電圧ベクトルを変更する６ステップ制御でスイッチングすることで、電力変換装置から直流電源に流れ込む電流のリプルを大幅に抑制し、ノイズの低減を図ることができるようになる。

【図面の簡単な説明】

【0027】

【図1】本発明の一実施例の電力変換装置の電気回路図である。

【図2】本発明を適用した一実施例の車載用電動コンプレッサの概略縦断面図である。

【図3】図１の電力変換装置の動作を説明する図である（始動時）。

【図4】図３の場合の各部の電圧／電流を説明する図である。

【図5】図１の電力変換装置の動作を説明するもう一つ図である（定常運転時）。

【図6】図５場合の各部の電圧／電流を説明する図である。

【図7】通常の電力変換装置の電気回路図である。

【図8】図７の場合の各部の電圧を説明する図である。

【図9】図１の電力変換装置のもう一つの電気回路図である。

【図10】図９の場合の各部の電圧を説明する図である。

【図11】図９の場合のモータに印加する正弦波電圧の振幅を説明する図である。

【図12】図１の電力変換装置のゲートドライバの内部構成を示す図である。

【図13】モータのＮＴ特性を説明する図である。

【図14】モータのＮＴ特性を説明するもう一つの図である。

【図15】一般的な電圧共通型の電力変換装置の電気回路図である。

【図16】一般的なフローティングキャパシタ方式の電力変換装置の電気回路図である。

【発明を実施するための形態】

【0028】

以下、本発明の実施の形態について、図面に基づいて詳細に説明する。先ず、図２を用いて本発明を適用した一実施例の電動コンプレッサ１６について説明する。尚、図２の電動コンプレッサ１６は、電動車両に搭載される車両用空気調和装置の冷媒回路の一部を構成する車載用電動コンプレッサである。

【0029】

（１）電動コンプレッサ１６の構成
図２において、電動コンプレッサ１６の金属性の筐体２（ヒートシンク）内は、当該筐体２の軸方向に交差する仕切壁３（筐体２の一部）により圧縮機構収容部４とインバータ収容部６とに区画されており、圧縮機構収容部４内に例えばスクロール型の圧縮機構７と、この圧縮機構７を駆動するモータ８が収容されている。実施例のモータ８は筐体２に固定されたステータ９と、このステータ９の内側で回転するロータ１１から成るＩＰＭＳＭ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒ）である。

【0030】

仕切壁３の圧縮機構収容部４側の中心部には軸受部１２が形成されており、ロータ１１の駆動軸１３の一端はこの軸受部１２に支持され、駆動軸１３の他端は圧縮機構７に連結されている。筐体２の圧縮機構収容部４に対応する位置の仕切壁３近傍には吸入口１４が形成されており、モータ８のロータ１１（駆動軸１３）が回転して圧縮機構７が駆動されると、この吸入口１４から筐体２の圧縮機構収容部４内に作動流体である低温の冷媒が流入し、圧縮機構７に吸引されて圧縮される。

【0031】

そして、この圧縮機構７で圧縮され、高温・高圧となった冷媒は、図示しない吐出口より筐体２外の前記冷媒回路に吐出される構成とされている。また、吸入口１４から流入した低温の冷媒は、仕切壁３近傍を通ってモータ８の周囲を通過し、圧縮機構７に吸引されることから、仕切壁３も冷却されることになる。

【0032】

そして、この仕切壁３で圧縮機構収容部４と区画されたインバータ収容部６内には、モータ８を駆動制御する本発明の電力変換装置１が収容される。この場合、電力変換装置１は、仕切壁３を貫通する密封端子やリード線を介してモータ８に給電する構成とされている。

【0033】

（２）電力変換装置１の構造
実施例の場合、電力変換装置１は、基板１７と、この基板１７の一面側に配線された１２個の上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆ、１８Ａ１～１８Ｆ１と、基板１７の他面側に配線された制御装置２２と、図示しないＨＶコネクタ、ＬＶコネクタ等から構成されている。各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆ、１８Ａ１～１８Ｆ１は、実施例ではＭＯＳ構造をゲート部に組み込んだ絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）から構成されている。

【0034】

電力変換装置１は、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆ、１８Ａ１～１８Ｆ１がある一面側が仕切壁３側となった状態でインバータ収容部６内に収容されて仕切壁３に取り付けられ、カバー２３にて塞がれる。この場合、基板１７は仕切壁３から起立するボス部２４を介して仕切壁３に固定されることになる。

【0035】

このように電力変換装置１が仕切壁３に取り付けられた状態で、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆ、１８Ａ１～１８Ｆ１は仕切壁３に密着し、筐体２の仕切壁３と熱交換関係となる。そして、前述した如く仕切壁３は圧縮機構収容部４内に吸入される冷媒によって冷やされているので、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆ、１８Ａ１～１８Ｆ１は仕切壁３を介して吸入冷媒と熱交換関係となり、仕切壁３を介して圧縮機構収容部４内に吸入された冷媒によって冷却され、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆ、１８Ａ１～１８Ｆ１自体は仕切壁３を介して冷媒に放熱するかたちとなる。

【0036】

（３）電力変換装置１の回路構成
次に、図１において電力変換装置１は、何れも三相の第１のインバータ回路２０、及び、第２のインバータ回路２１と、制御装置２２を備えている。この発明では、第１及び第２のインバータ回路２０、２１により、直流電源（電動車両の高電圧バッテリ）２９の直流電圧（例えば、ＤＣ５００Ｖ。但し、１２５Ｖ～５００Ｖの範囲で変動する）を三相交流電圧（交流出力）に変換してモータ８のステータ９の固定子巻線９Ｕ、９Ｖ、９Ｗに印加する。ここで、モータ８のステータ９の固定子巻線９Ｕ、９Ｖ、９Ｗは中性点で束ねられていない。

【0037】

（３－１）第１のインバータ回路２０
第１のインバータ回路２０は、Ｕ相のハーフブリッジ回路１９Ｕ、Ｖ相のハーフブリッジ回路１９Ｖ、Ｗ相のハーフブリッジ回路１９Ｗを有しており、各相のハーフブリッジ回路１９Ｕ～１９Ｗは、それぞれ前述した上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃと、下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆを個別に有している。更に、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは、それぞれ逆並列に接続されたフライホイールダイオードを内蔵する。

【0038】

そして、第１のインバータ回路２０の正側入力端である上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃのコレクタ電極は、直流電源２９の正側電源ライン３１（ＨＶ＋）に接続されている。一方、第１のインバータ回路２０の負側入力端である下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆのエミッタ電極は、直流電源２９の負側電源ライン３２（ＨＶ－）に接続されている。

【0039】

尚、図中３３は正側電源ライン３１に接続されたインダクタ、３４は正側電源ライン３１と負側電源ライン３２間に接続されたコンデンサであり、インダクタ３３とコンデンサ３４でノイズフィルタを構成している。

【0040】

第１のインバータ回路２０は、Ｕ相のハーフブリッジ回路１９Ｕの上アームスイッチング素子１８Ａのエミッタ電極と下アームスイッチング素子１８Ｄのコレクタ電極が接続され、それらの接続点（アーム中点：第１のインバータ回路２０の出力端）はモータ８のＵ相の固定子巻線９Ｕの一端に接続されている。また、Ｖ相のハーフブリッジ回路１９Ｖの上アームスイッチング素子１８Ｂのエミッタ電極と下アームスイッチング素子１８Ｅのコレクタ電極が接続され、それらの接続点（アーム中点：第１のインバータ回路２０の出力端）はモータ８のＶ相の固定子巻線９Ｖの一端に接続されている。更に、Ｗ相のハーフブリッジ回路１９Ｗの上アームスイッチング素子１８Ｃのエミッタ電極と下アームスイッチング素子１８Ｆのコレクタ電極が接続され、それらの接続点（アーム中点：第１のインバータ回路２０の出力端）はモータ８のＷ相の固定子巻線９Ｗの一端に接続されている。

【0041】

（３－２）第２のインバータ回路２１
第２のインバータ回路２１も、ＵＶＷの各相に対応する３個のハーフブリッジ回路１９Ｕ１、１９Ｖ１、１９Ｗ１を備えている。そして、モータ８の各相の中性点は束ねられずに、第１のインバータ回路２０のハーフブリッジ回路１９Ｕ～１９Ｗと、第２のインバータ回路のハーフブリッジ回路１９Ｕ１～１９Ｗ１で、モータ８の固定子巻線９Ｕ～９Ｗを挟んだ構成とされている。即ち、本発明の電力変換装置１は、所謂デュアルインバータ方式の電力変換装置である。

【0042】

第２のインバータ回路２１のハーフブリッジ回路１９Ｕ１～１９Ｗ１も、それぞれ上アームスイッチング素子１８Ａ１～１８Ｃ１と、下アームスイッチング素子１８Ｄ１～１８Ｆ１を個別に有している。また、各スイッチング素子１８Ａ１～１８Ｆ１も、それぞれ逆並列に接続されたフライホイールダイオードを内蔵する。

【0043】

そして、第２のインバータ回路の２１の正側入力端である上アームスイッチング素子１８Ａ１～１８Ｃ１のコレクタ電極と、第２のインバータ回路２１の負側入力端である下アームスイッチング素子１８Ｄ１～１８Ｆ１のエミッタ電極間には、コンデンサ３６（キャパシタ）が接続されている。

【0044】

但し、第２のインバータ回路の２１の正側入力端である上アームスイッチング素子１８Ａ１～１８Ｃ１のコレクタ電極は、直流電源２９の正側電源ライン３１に接続していない。一方、本発明では第２のインバータ回路２１の負側入力端である下アームスイッチング素子１８Ｄ１～１８Ｆ１のエミッタ電極を、直流電源２９の負側電源ライン３２に接続している。

【0045】

そして、Ｕ相のハーフブリッジ回路１９Ｕ１の上アームスイッチング素子１８Ａ１のエミッタ電極と下アームスイッチング素子１８Ｄ１のコレクタ電極が接続され、それらの接続点（アーム中点：第２のインバータ回路２１の出力端）はモータ８のＵ相の固定子巻線９Ｕの他端に接続されている。また、Ｖ相のハーフブリッジ回路１９Ｖ１の上アームスイッチング素子１８Ｂ１のエミッタ電極と下アームスイッチング素子１８Ｅ１のコレクタ電極が接続され、それらの接続点（アーム中点：第２のインバータ回路２１の出力端）はモータ８のＶ相の固定子巻線９Ｖの他端に接続されている。更に、Ｗ相のハーフブリッジ回路１９Ｗ１の上アームスイッチング素子１８Ｃ１のエミッタ電極と下アームスイッチング素子１８Ｆ１のコレクタ電極が接続され、それらの接続点（アーム中点：第２のインバータ回路２１の出力端）はモータ８のＷ相の固定子巻線９Ｗの他端に接続されている。

【0046】

（３－３）制御装置２２
次に、制御装置２２はプロセッサを有するマイクロコンピュータから構成されており、電動車両ＥＣＵから回転数指令値を入力し、図示しない電流センサからモータ８の相電流を入力して、これらに基づき、第１及び第２のインバータ回路２０、２１の各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆ、１８Ａ１～１８Ｆ１のＯＮ／ＯＦＦ状態を制御する。具体的には、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆ、１８Ａ１～１８Ｆ１のゲートに印加するゲート電圧を制御する。

【0047】

この制御装置２２は、相電圧指令演算部４１と、線間変調演算部４２と、ＰＷＭ信号生成部４３と、ゲートドライバ４４を有している。相電圧指令演算部４１は、モータ８の電気角、電流指令値と相電流に基づいてモータ８の各相の固定子巻線９Ｕ～９Ｗに印加する相電圧指令値Ｖｕ（Ｕ相の相電圧指令値）、Ｖｖ（Ｖ相の相電圧指令値）、Ｖｗ（Ｗ相の相電圧指令値）を演算する。

【0048】

線間変調演算部４２は、相電圧指令演算部４１により演算され、算出された相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに基づき、第１のインバータ回路２０の相電圧指令値Ｖｕ１（Ｕ相の相電圧指令値）、Ｖｖ１（Ｖ相の相電圧指令値）、Ｖｗ１（Ｗ相の相電圧指令値）、及び、第２のインバータ回路２１の相電圧指令値Ｖｕ２（Ｕ相の相電圧指令値）、Ｖｖ２（Ｖ相の相電圧指令値）、Ｖｗ２（Ｗ相の相電圧指令値）を生成する。ここで、これらのパルス幅指令値は以下の数式（Ｉ）～（ＩＩＩ）の関係となるように設定する。
Ｖｕ＝Ｖｕ１－Ｖｕ２ ・・・（Ｉ）
Ｖｖ＝Ｖｖ１－Ｖｖ２ ・・・（ＩＩ）
Ｖｗ＝Ｖｗ１－Ｖｗ２ ・・・（ＩＩＩ）

【0049】

そのため、例えば第１のインバータ回路２０を電気角一回転中に６回のみ電圧ベクトルを変更する６ステップ制御で駆動するように第１のインバータ回路２０側の相電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１を与えた場合には、相電圧指令演算部４１が生成した相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとなるように、第２のインバータ回路２１側の相電圧指令値Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２を調整することができる。更には、上記数式（Ｉ）～（ＩＩＩ）を満たすように相電圧を選択することで、第２のインバータ回路２１側の相電圧指令値を二相変調のようにして、スイッチング損失の低減を図ることもできる。

【0050】

次に、ＰＷＭ信号生成部４３は、線間変調演算部４２により演算され、算出された第１のインバータ回路２０の相電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１に基づき、第１のインバータ回路２０のＵ相のハーフブリッジ回路１９Ｕ、Ｖ相のハーフブリッジ回路１９Ｖ、Ｗ相のハーフブリッジ回路１９Ｗの駆動指令信号となるＰＷＭ信号ｖｕ、ｖｖ、ｖｗを、キャリア三角波と大小を比較することにより発生させると共に、算出された第２のインバータ回路２１の相電圧指令値Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２に基づき、第２のインバータ回路２１のＵ相のハーフブリッジ回路１９Ｕ１、Ｖ相のハーフブリッジ回路１９Ｖ１、Ｗ相のハーフブリッジ回路１９Ｗ１の駆動指令信号となるＰＷＭ信号ｖｕ１、ｖｖ１、ｖｗ１を、キャリア三角波と大小を比較することにより発生させる。

【0051】

ゲートドライバ４４は、ＰＷＭ信号生成部４３から出力されるＰＷＭ信号ｖｕ、ｖｖ、ｖｗ、ｖｕ１、ｖｖ１、ｖｗ１に基づき、第１のインバータ回路２０のＵ相のハーフブリッジ回路１９Ｕのスイッチング素子１８Ａ、１８Ｄのゲート電圧と、Ｖ相のハーフブリッジ回路１９Ｖのスイッチング素子１８Ｂ、１８Ｅのゲート電圧と、Ｗ相のハーフブリッジ回路１９Ｗのスイッチング素子１８Ｃ、１８Ｆのゲート電圧と、第２のインバータ回路２１のＵ相のハーフブリッジ回路１９Ｕ１のスイッチング素子１８Ａ１、１８Ｄ１のゲート電圧と、Ｖ相のハーフブリッジ回路１９Ｖ１のスイッチング素子１８Ｂ１、１８Ｅ１のゲート電圧と、Ｗ相のハーフブリッジ回路１９Ｗ１のスイッチング素子１８Ｃ１、１８Ｆ１のゲート電圧を発生させる。

【0052】

そして、第１のインバータ回路２０の各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆと、第２のインバータ回路２１の各スイッチング素子１８Ａ１～１８Ｆ１は、ゲートドライバ４４から出力されるゲート電圧に基づき、ＯＮ／ＯＦＦ駆動される。このゲートドライバ４４は、スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆ、１８Ａ１～１８Ｆ１が前述したＩＧＢＴである場合には、ＰＷＭ信号に基づいてゲート電圧をＩＧＢＴに印加するための回路であり、後述するブートストラップ回路５８の他、絶縁回路やプッシュプル回路（フォトカプラやロジックＩＣ、トランジスタ等）から成る上アームのゲートドライブ回路５９及び下アームのゲートドライブ回路６１を有する（図１２に示す）。尚、ブートストラップ回路５８や各ゲートドライブ回路５９、６１、ゲート駆動用電源６２については後に詳述する。

【0053】

（４）電力変換装置１の動作
次に、図３～図１１を参照しながら、デュアルインバータ方式の本発明の電力変換装置１の動作について説明する。
（４－１）始動時の充電動作
先ず、図３、図４を参照して制御装置２２による電力変換装置１の始動時の動作について説明する。各図においてＶｕ１は第１のインバータ回路２０のＵ相のハーフブリッジ回路１９Ｕのアーム中点の電圧（中間電圧）、Ｖｖ１は第１のインバータ回路２０のＶ相のハーフブリッジ回路１９Ｖのアーム中点の電圧（中間電圧）、Ｖｗ１は第１のインバータ回路２０のＷ相のハーフブリッジ回路１９Ｗのアーム中点の電圧（中間電圧）である。

【0054】

上アームスイッチング１８ＡがＯＮのとき中間電圧Ｖｕ１は高くなり、実施例のように直流電源２９の電圧が１２５Ｖのときは１２５Ｖとなる。下アームスイッチング素子１８ＤがＯＮのとき中間電圧Ｖｕ１は０Ｖとなる。Ｖ相とＷ相の中間電圧Ｖｖ１、Ｖｗ１も同様である。

【0055】

図中Ｖｕ２は第２のインバータ回路２１のＵ相のハーフブリッジ回路１９Ｕ１のアーム中点の電圧（中間電圧）、Ｖｖ２は第２のインバータ回路２１のＶ相のハーフブリッジ回路１９Ｖ１のアーム中点の電圧（中間電圧）、Ｖｗ２は第２のインバータ回路２１のＷ相のハーフブリッジ回路１９Ｗ１のアーム中点の電圧（中間電圧）である。

【0056】

第２のインバータ回路２１の中間電圧Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２も第１のインバータ回路２０の場合と同様のことが云えるが、第２のインバータ回路２１は直流電源２９では無く、コンデンサ３６に接続されているため、始動時の充電動作中は各中間電圧Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２は徐々に上昇している。

【0057】

図中Ｖｄｃ２はコンデンサ３６の電圧（充電電圧）である。また、ｉｕ、ｉｖ、ｉｗはモータ８のＵＶＷ各相の固定子巻線９Ｕ、９Ｖ、９Ｗに流れる相電流（Ｕ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ、Ｗ相電流ｉｗ）であり、図３の左から右に向かって流れるときの値を正としている。また、ｉｄｃ１はコンデンサ３４の正極から第１のインバータ回路２０に流れ出る電流を示しており、第１のインバータ回路２０が力行運転時にはコンデンサ３４の正極から第１のインバータ回路２０に電流が流れ込み、ｉｄｃ１は正であり、回生運転時には第１のインバータ回路２０からコンデンサ３４の正極に電流が流れ込み、ｉｄｃ１は負である。第２のインバータ回路２１でも同様に、ｉｄｃ２はコンデンサ３６の正極から第２のインバータ回路２１に流れ出す電流を示しており、第２のインバータ回路２１の力行運転時にはコンデンサ３６の正極から第２のインバータ回路２１に電流が流れ込み、ｉｄｃ２は正であり、回生運転時には第２のインバータ回路２１からコンデンサ３６の正極に電流が流れ込み、ｉｄｃ２は負である。

【0058】

図３は図４の破線枠部分の電流の流れを示している。ハーフブリッジ回路ではスイッチング素子がＯＮしている側に電流が流れるため、図４では各相の電流経路で考えると、ｉｄｃ２が負となっており、回生されている。その結果、Ｖｄｃ２が充電されている。図４の区間全体で見たときには、ｉｄｃ２が負の区間が長いことが分かり、即ち、コンデンサ３６は力行運転よりも回生運転の方が多く、充電できていることが分かる。その結果、Ｖｄｃ２（コンデンサ３６の充電電圧）を上昇（昇圧）させることができる。

【0059】

（４－２）定常運転時の動作
次に、図５、図６は電力変換装置１の定常運転時の動作を示している。ここで、制御装置２２の相電圧指令演算部４１は、前述した始動時の動作でコンデンサ３６の電圧（充電電圧）Ｖｄｃ２を２５０Ｖまで上昇（昇圧）させ、２５０Ｖの定電圧に保つスイッチング制御を実行する。ここで、直流電源２９は前述した如く１２５Ｖ～５００Ｖの範囲で変動するが、相電圧指令演算部４１はコンデンサ３６の電圧Ｖｄｃ２を直流電源２９の最も低い電圧（１２５Ｖ）より高い一定の２５０Ｖ（定電圧）に維持する。

【0060】

尚、図５、図６は直流電源２９の電圧が１２５Ｖの場合である。また、相電圧指令演算部４１は第１のインバータ回路２０の各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆを、電気角一回転中に６回のみ電圧ベクトルを変更する６ステップ制御でスイッチングする。尚、スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆのスイッチングは、それに限らず、ゼロ電圧ベクトルと６ステップ制御を組み合わせて制御してもよく、また、二相変調や三相変調などの方法で制御してもよい。

【0061】

図５は図６中の或る時点の電流の流れを示している。第１のインバータ回路２０のＷ相のハーフブリッジ回路１９Ｗの下アームスイッチング素子１８Ｄと第２のインバータ回路２１のＷ相のハーフブリッジ回路１９Ｗ１の下アームスイッチング素子１８Ｄ１がＯＮしているため、第１のインバータ回路２０のＷ相の中間電圧Ｖｗ１と第２のインバータ回路２１のＷ相の中間電圧Ｖｗ２は０Ｖになっている。

【0062】

また、第２のインバータ回路２１に流れ込む電流ｉｄｃ２は、正と負の両方に電流が流れているが、平均電流で見れば０（ゼロ）となるようになっており、そのためコンデンサ３６の電圧Ｖｄｃ２は２５０Ｖに維持される（定電圧）。

【0063】

この実施例では第１のインバータ回路２０が６ステップ制御されており、第１のインバータ回路２０のＵ相のハーフブリッジ回路１９Ｕの中間電圧Ｖｕ１は、上アームスイッチング素子１８ＡをＯＮに固定しているため１２５Ｖ、Ｖ相のハーフブリッジ回路１９Ｖの中間電圧Ｖｖ１とＷ相のハーフブリッジ回路１９Ｗの中間電圧Ｖｗ１は下アームスイッチング素子１８Ｅ、１８ＦがＯＮに固定されるため０Ｖである。

【0064】

この場合でも、第２のインバータ回路２１の各ハーフブリッジ回路１９Ｕ１～１９Ｗ１の中間電圧Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２をＰＷＭ制御することにより、モータ８には任意の正弦波の電圧を印加することができる。尚、図６では第２のインバータ回路２１は二相変調駆動しているため、Ｗ相のハーフブリッジ回路１９Ｗ１はスイッチングを停止している。

【0065】

ここで、通常の三相のインバータ回路の場合（図７に示す）、ＰＷＭによりモータ８に任意の電圧を印加するために、インバータ回路には図６のｉｄｃ２のような不連続なパルス電流が流れることになる。このパルス電流でインバータ回路ＩＮＶから直流電源側にノイズ成分が流出することになる。

【0066】

それに対して、本発明の電力変換装置１の構成で、実施例の如く第１のインバータ回路２０を６ステップ制御でスイッチング駆動し、第２のインバータ回路２１を正弦波で駆動する場合には、ｉｄｃ２にのみが高周波電流となり、ｉｄｃ１は高周波電流とならない。そして、ｉｄｃ２は回路内（電力変換装置１内）で還流する電流であり、直流電源２９まで流出せず、直流電源２９まで流出するノイズはｉｄｃ１の成分のみとなるため、これにより、ディファレンシャルモードノイズを大幅に低減することができるようになる。

【0067】

ここで、固定子巻線が中性点で束ねられたモータＭを通常のインバータＩＮＶで駆動する図７の回路と本発明の電力変換装置１を比較する。入力電圧が１２５Ｖの三相インバータＩＮＶの場合、各ハーフブリッジ回路の中間電圧をＶｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１として、モータＭの中性点電圧をＶｍｉｄとすると、Ｖｍｉｄの大きさは、（Ｖｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗ）／３で与えられ、モータＭのＵ相に対して中性点電圧ｖｍｉｄからインバータＩＮＶのＵ相のハーフブリッジ回路の中間電圧Ｖｕ１までの電位Ｖｕｓｅｔを考えると、ｖｓｅｔ＝Ｖｕ１－ｖｍｉｄで求められる。Ｖ相、Ｗ相の電位Ｖｖｓｅｔ、Ｖｗｓｅｔも同様に求められる。

【0068】

中間電圧Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１はそれぞれ上アームスイッチング素子がＯＮのときに１２５Ｖで、下アームスイッチング素子がＯＮのときは０Ｖとなる。この各条件のときの電位Ｖｕｓｅｔ、Ｖｖｓｅｔ、Ｖｗｓｅｔを計算すると図８のようになる。また、α軸電圧Ｖα、β軸電圧Ｖβは、電位Ｖｕｓｅｔ、Ｖｖｓｅｔ、Ｖｗｓｅｔから数式（ＩＶ）で算出することができ、これらも図８に示す。尚、ここでは印加電圧の振幅の評価を行いたいために相対変換にて計算を行っている。

【0069】

【数1】

【0070】

ここで、ＵＶＷ軸の電位（相印加電圧）Ｖｕｓｅｔ、Ｖｖｕｓｅｔ、Ｖｗｓｅｔと、αβ軸のα軸電圧Ｖα、β軸電圧Ｖβの関係は図１１のようになり、図８Ｖ１～Ｖ６は図１１に示す電圧ベクトルと対応している。図１１では、ＵＶＷ軸を一点鎖線で、αβ軸を点線で記載しており、軸の正方向を矢印で示している。このように電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の電圧を出力でき、モータ８に印加できる正弦波電圧の振幅は、線間変調を利用することで図１１の六角形の内接円となる。

【0071】

また、このときの六角形の内接円の振幅は、電圧ベクトルＶ２のβ軸の長さと一致するため、プラスマイナス７２．１７Ｖとなる。これは、入力電圧振幅に対してルート３で除算した値となる。尚、線間変調を利用しない場合には、モータ８に印加できる正弦波電圧の振幅は、入力電圧振幅に対して２で除算したプラスマイナス６２．５Ｖとなり、線間変調を利用した場合と比較して、２／ルート３で除算した値となる。

【0072】

これに対して、デュアルインバータ方式の本発明の電力変換装置１の場合の相印加電圧を図９と図１０で説明する。尚、図９は定常運転の状態を示している（直流電源２９は１２５Ｖ、コンデンサ３６の電圧Ｖｄｃは２５０Ｖ）。この場合にモータ８のＵ相の固定子巻線９Ｕに印加される電圧（相印加電圧）Ｖｕｓｅｔは、Ｖｕｓｅｔ＝Ｖｕ１－Ｖｕ２となる。第１のインバータ回路２０の上アームスイッチング素子１８ＡがＯＮで、第２のインバータ回路２１の下アームスイッチング素子１８Ｄ１がＯＮの場合、Ｖｕｓｅｔ＝１２５－０＝１２５Ｖとなるが、逆に第１のインバータ回路２０の下アームスイッチング素子１８ＤがＯＮで、第２のインバータ回路２１の上アームスイッチング素子１８Ａ１がＯＮの場合、Ｖｕｓｅｔ＝０－２５０＝－２５０Ｖとなる。

【0073】

この二つの電圧を利用して、印加電圧の振幅を確認したものが図１０である。前述した図７、図８の通常の三相インバータ回路と比較して、α軸電圧Ｖαとβ軸電圧Ｖβを大きくすることができることが分かる。具体的には、電圧ベクトルＶ１～Ｖ６のα軸電圧Ｖαとβ軸電圧Ｖβは全て３倍になっている。そのため、図１１の電圧ベクトルの振幅は３倍となる。但し、デュアルインバータ方式の場合には、線間変調は利用できないため、出力できる正弦波電圧の振幅は２／ルート３で除算した大きさになるものの、通常の三相インバータ回路よりも大きな振幅である３／（２／ルート３）倍の正弦波電圧をモータ８に印加することができる。

【0074】

前述したように、直流電源２９からの入力電圧は１２５Ｖ～５００Ｖの範囲で変動するが、上記のようにコンデンサ３６の電圧Ｖｄｃ２を２５０Ｖで一定に制御することで、直流電源２９からの入力電圧が１２５Ｖのときは昇圧しながら駆動することができるようになり、入力電圧が低い場合でも高い電圧をモータ８に印加することができるようになる。

【0075】

また、第１のインバータ回路２０のスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは、入力電圧が５００Ｖのときに対応するため、サージ電圧等を考慮して６００Ｖ耐圧のものが必要となるが、上述したようにコンデンサ３６の電圧Ｖｄｃ２を２５０Ｖの一定に制御すれば、第２のインバータ回路２１のスイッチング素子１８Ａ１～１８Ｆ１としては、３００Ｖ耐圧（コンデンサ３６の電圧２５０Ｖの電圧に耐えられれば良いという意味）のものを採用することができるようになり、コストダウンにつながる。

【0076】

（５）ブートストラップ回路５８とゲート駆動用電源６２
次に、図１２を参照しながら、ゲートドライバ４４の前述したブートストラップ回路５８について説明する。尚、図１２において図１と同一符号で示すものは同一とする。また、図１２では第１のインバータ回路２０のＵ相のみを示しているが、第１のインバータ回路２０のＶ相及びＷ相、第２のインバータ回路２１のＵＶＷ各相についても同様の回路構成であるものとする。

【0077】

図中において、５８は前述したブートストラップ回路、５９は第１のインバータ回路２０のＵ相のハーフブリッジ回路１９Ｕを構成する上アームスイッチング素子１８Ａのゲートドライブ回路、６１は下アームスイッチング素子１８Ｄのゲートドライブ回路である。また、６２はＤＣ＋１５Ｖのゲート駆動用電源（絶縁電源）であり、基板１７に構成される。

【0078】

ゲートドライブ回路５９は、ゲートドライバ４４内部で生成されるＵ相上ゲート指令に基づき、前述したゲート電圧を生成して上アームスイッチング素子１８Ａのゲートに印加するもので、ブートストラップ回路５８を介してＤＣ１５Ｖのゲート駆動電源６２に接続されている。また、ゲートドライブ回路６１はゲートドライバ４４内部で生成されるＵ相下ゲート指令に基づき、前述したゲート電圧を生成して下アームスイッチング素子１８Ｄのゲートに印加するもので、ゲート駆動用電源６２に接続されている。尚、ここでは標準的なＩＧＢＴを例として示しているため、ＤＣ１５Ｖをゲート駆動電圧として設定しているが、この電圧は使用するスイッチング素子により異なる。

【0079】

一方、ブートストラップ回路５８は、ブートストラップコンデンサ６３（上アームスイッチング素子をスイッチングするためのブートストラップコンデンサ）と、ダイオード６４と、電流制限抵抗６６から構成されており、上アームのゲートドライブ回路５９とゲート駆動用電源６２の間に図１２のように接続されている。ここで、上下アームスイッチング素子１８Ａ、１８Ｄはゲート電圧が１５Ｖ必要なＩＧＢＴであるものとすると、下アームスイッチング素子１８Ｄを駆動するためのゲート電圧は、ＨＶＧＮＤ（筐体２）に対して＋１５Ｖでよいため、特に特殊な対策を施すことなく駆動可能である。

【0080】

他方、上アームスイッチング素子１８Ａを駆動するためには、上アームスイッチング素子１８Ａのゲート電圧は、モータ８に接続されているアーム中点に対して＋１５Ｖである必要がある。そこで、ブートストラップ回路５８を用いて上アームスイッチング素子１８Ａを駆動するための＋１５Ｖを作る。

【0081】

図１２で下アームスイッチング素子１８ＤがＯＮし、上アームスイッチング素子１８ＡがＯＦＦした状態の場合、アーム中点の中間電圧Ｖｕ１はＨＶＧＮＤになり、図中破線矢印の経路で電流が流れ、ブートストラップコンデンサ６３に充電が行われる。次に、下アームスイッチング素子１８ＤをＯＦＦし、上アームスイッチング素子１８ＡをＯＮする。こうすることで、アーム中点の電圧に対して上アームスイッチング素子１８Ａのゲート電圧は、１５Ｖ高い電位に保たれる。

【0082】

上記のようなブートストラップ回路５８は、第１のインバータ回路２０及び第２のインバータ回路２１のスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆ１のゲートに対してそれぞれ設けられるものであるが、本発明では前述した如く、第２のインバータ回路２１の負側入力端である下アームスイッチング素子１８Ｄ１～１８Ｆ１のエミッタ電極を、直流電源２９の負側電源ライン３２に接続しているので、第２のインバータ回路２１が浮遊電位とならず、第１のインバータ回路２０と第２のインバータ回路２１の基準電圧をＨＶＧＮＤ（筐体２）の電位にそろえることができるようになる。

【0083】

それにより、第１のインバータ回路２０のスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆ用のブートストラップ回路５８と、第２のインバータ回路２１のスイッチング素子１８Ａ１～１８Ｆ１用のブートストラップ回路５８で、共通のゲート駆動用電源６２を使用することができるようになる。

【0084】

即ち、第１のインバータ回路２０のスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆのゲート駆動用電源（絶縁電源）とは別に、第２のインバータ回路２１のスイッチング素子１８Ａ１～１８Ｆ１のゲート駆動用電源（絶縁電源）を基板１７上に作る必要が無くなる。

【0085】

以上詳述した如く、本発明のデュアルインバータ方式の電力変換装置１によれは、コンデンサ３６に充電された電圧を用いてモータ８に交流出力を印加することで、入力電圧の変化に対する駆動可能領域の拡大を図ることができるようになる。

【0086】

特に、本発明では第２のインバータ回路２１の正側入力端を直流電源２９の正側電源ライン３１に接続せず、第２のインバータ回路２１の負側入力端を直流電源２９の負側電源ライン３２に接続するようにしたので、第２のインバータ回路２１が浮遊電位とならず、第１のインバータ回路２０と第２のインバータ回路２１の基準電圧をそろえることができるようになる。それにより、第１のインバータ回路２０のスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆのゲート駆動用電源（絶縁電源）６２とは別に、第２のインバータ回路２１のスイッチング素子１８Ａ１～１８Ｆ１のゲート駆動用電源（絶縁電源）を作る必要が無くなり、第１のインバータ回路２０のスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆと、第２のインバータ回路２１のスイッチング素子１８Ａ１～１８Ｆ１を、共通のゲート駆動用電源６２によりスイッチングすることができるようになる。

【0087】

以上により、別途昇圧コンバータ等を用いずに入力電圧の変化に対する駆動可能領域の拡大を図ることが可能となると共に、ゲート駆動用電源６２を各インバータ回路２０、２１毎に作る必要が無くなることから、部品実装面積の増加を抑制し、コストダウンを実現することができるようになる。このことは、特に実施例のように入力電圧が大きく変化すると共に、コスト低減の要求も強く、且つ、基板１７の面積が限られて電力変換装置１の小型化が要求される車載用電動コンプレッサ１６においては極めて有効なものとなる。

【0088】

また、実施例の如く制御装置２２が、コンデンサ３６の充電電圧が所定の定電圧（２５０Ｖ）となるように各インバータ回路２０、２１のスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆ１のスイッチングを制御することで、入力電圧が１２５Ｖ～５００Ｖの範囲で変化する場合にも、第２のインバータ回路２１のスイッチング素子１８Ａ１～１８Ｆ１として、第１のインバータ回路２０のスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆよりも耐圧が低いものを使用することが可能となり、部品コストの著しい削減を図ることができるようになる。

【0089】

更に、実施例の如く制御装置２２が、第１のインバータ回路２０のスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆを、ゼロ電圧ベクトル、及び／又は、電気角一回転中に６回のみ電圧ベクトルを変更する６ステップ制御でスイッチングすることで、電力変換装置１から直流電源２９に流れ込む電流のリプルを大幅に抑制することができるようになり、ノイズフィルタを構成するインダクタ３３やコンデンサ３４の容量を小型化しながら、ノイズの低減を図ることができるようになる。

【0090】

尚、実施例ではＩＧＢＴから成るスイッチング素子で説明したが、ＭＯＳＦＥＴでもよい。また、実施例では電力変換装置１を車載用電動コンプレッサ１６に適用したが、請求項６の発明ではそれに限らず、モータを備える各種機器に本発明の電力変換装置１は有効である。更に、各実施例で示した具体的構成や数値は、それらに限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で変更可能である。

【符号の説明】

【0091】

１ 電力変換装置
２ 筐体
６ インバータ収容部
７ 圧縮機構
８ モータ
９ ステータ
９Ｕ、９Ｖ、９Ｗ 固定子巻線
１６ 電動コンプレッサ
１７ 基板
１８Ａ～１８Ｈ、 １８Ａ１～１８Ｆ１ スイッチング素子
１９Ｕ、１９Ｕ１ Ｕ相のハーフブリッジ回路
１９Ｖ、１９Ｖ１ Ｖ相のハーフブリッジ回路
１９Ｗ、１９Ｗ１ Ｗ相のハーフブリッジ回路
２０ 第１のインバータ回路
２１ 第２のインバータ回路
２２ 制御装置
２９ 直流電源
３１ 正側電源ライン
３２ 負側電源ライン
３６ コンデンサ
５８ ブートストラップ回路
６２ ゲート駆動用電源

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】