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▶ インナー、エナジー、テクノロジー、カンパニー、リミテッドの特許一覧
(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2024155801
(43)【公開日】2024-10-31
(54)【発明の名称】電力変換器及び可変周波数ドライブ
(51)【国際特許分類】
H02M 7/12 20060101AFI20241024BHJP
H02M 7/48 20070101ALI20241024BHJP
【ＦＩ】
H02M7/12 A
H02M7/48 L
H02M7/12 G
【審査請求】有
【請求項の数】10
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2024066362
(22)【出願日】2024-04-16
(31)【優先権主張番号】112114983
(32)【優先日】2023-04-21
(33)【優先権主張国・地域又は機関】TW
(71)【出願人】
【識別番号】524147007
【氏名又は名称】インナー、エナジー、テクノロジー、カンパニー、リミテッド
【氏名又は名称原語表記】ＩＮＮＥＲ ＥＮＥＲＧＹ ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＹ ＣＯ．， ＬＴＤ．
(74)【代理人】
【識別番号】100120031
【弁理士】
【氏名又は名称】宮嶋 学
(74)【代理人】
【識別番号】100107582
【弁理士】
【氏名又は名称】関根 毅
(74)【代理人】
【識別番号】100096921
【弁理士】
【氏名又は名称】吉元 弘
(72)【発明者】
【氏名】チェン ハオ ミン
【テーマコード（参考）】
5H006
5H770
【Ｆターム（参考）】
5H006BB05
5H006CA03
5H006CB01
5H006CC02
5H006DB02
5H006DB03
5H006DC04
5H006DC05
5H006GA01
5H006GA04
5H770BA01
5H770CA02
5H770DA01
5H770FA03
5H770FA13
5H770HA03W
5H770HA05W
(57)【要約】
【課題】より優れた安定効果やフィルタリング効果を図る電力変換器及び可変周波数ドライブを提供する。
【解決手段】交流入力電圧ＶＡＣを受けて交流を直流に変換する電力変換器１００であって、蓄電部と、複数のシリコン制御整流器１と、第１制御ユニット３と、を備え、シリコン制御整流器１は、フルブリッジ整流器となるとともに、蓄電部と電気的に接続され、受信した制御信号Ｓに基づいて導通状態と非導通状態との間で切り替えられて、交流入力電圧ＶＡＣを直流出力電圧ＶＯ１に変換して直流出力電圧ＶＯ１を蓄電部へ出力することができ、第１制御ユニット３は、交流入力電圧ＶＡＣのゼロクロスポイント及び直流出力電圧ＶＯ１を検出して、ゼロクロスポイント及び直流出力電圧ＶＯ１に基づいて制御信号Ｓを生成して、直流出力電圧ＶＯ１を所定の電圧にさせることができる。
【選択図】図２
【解決手段】交流入力電圧ＶＡＣを受けて交流を直流に変換する電力変換器１００であって、蓄電部と、複数のシリコン制御整流器１と、第１制御ユニット３と、を備え、シリコン制御整流器１は、フルブリッジ整流器となるとともに、蓄電部と電気的に接続され、受信した制御信号Ｓに基づいて導通状態と非導通状態との間で切り替えられて、交流入力電圧ＶＡＣを直流出力電圧ＶＯ１に変換して直流出力電圧ＶＯ１を蓄電部へ出力することができ、第１制御ユニット３は、交流入力電圧ＶＡＣのゼロクロスポイント及び直流出力電圧ＶＯ１を検出して、ゼロクロスポイント及び直流出力電圧ＶＯ１に基づいて制御信号Ｓを生成して、直流出力電圧ＶＯ１を所定の電圧にさせることができる。
【選択図】図２
【特許請求の範囲】
【請求項1】
交流入力電圧を受けて交流を直流に変換するための電力変換器であって、
蓄電部と、複数のシリコン制御整流器と、第１制御ユニットと、を備えており、
前記蓄電部は、スーパーキャパシタ及びリチウムイオンキャパシタにおけるいずれか一者であり、
前記複数のシリコン制御整流器は、互いに電気的に接続されていて、前記交流入力電圧を受けるように配置されているフルブリッジ整流器となっているとともに、前記蓄電部と電気的に接続されており、且つ制御信号を受信して、前記制御信号に基づいて導通状態と非導通状態との間で切り替えられるように制御されることによって、前記交流入力電圧を直流出力電圧に変換して前記直流出力電圧を前記蓄電部へ出力することができるように構成されており、
前記第１制御ユニットは、前記交流入力電圧のゼロクロスポイント及び前記直流出力電圧を検出して、前記ゼロクロスポイント及び前記直流出力電圧に基づいて前記制御信号を生成して、前記直流出力電圧を所定の電圧にさせることができるように構成されている、
ことを特徴とする電力変換器。
蓄電部と、複数のシリコン制御整流器と、第１制御ユニットと、を備えており、
前記蓄電部は、スーパーキャパシタ及びリチウムイオンキャパシタにおけるいずれか一者であり、
前記複数のシリコン制御整流器は、互いに電気的に接続されていて、前記交流入力電圧を受けるように配置されているフルブリッジ整流器となっているとともに、前記蓄電部と電気的に接続されており、且つ制御信号を受信して、前記制御信号に基づいて導通状態と非導通状態との間で切り替えられるように制御されることによって、前記交流入力電圧を直流出力電圧に変換して前記直流出力電圧を前記蓄電部へ出力することができるように構成されており、
前記第１制御ユニットは、前記交流入力電圧のゼロクロスポイント及び前記直流出力電圧を検出して、前記ゼロクロスポイント及び前記直流出力電圧に基づいて前記制御信号を生成して、前記直流出力電圧を所定の電圧にさせることができるように構成されている、
ことを特徴とする電力変換器。
【請求項2】
前記制御信号の論理値が第１論理値に等しい場合、前記複数のシリコン制御整流器が前記非導通状態にあり、
前記制御信号の論理値が第２論理値に等しい場合、前記複数のシリコン制御整流器が前記導通状態にあり、
前記第１制御ユニットは、生成した前記制御信号における論理値のいずれかの変化が前記交流入力電圧における１つの前記ゼロクロスポイントで発生するように制御するとともに、前記制御信号の論理値を前記交流入力電圧における任意の周期を通じて前記第１論理値及び前記第２論理値におけるいずれか一者に等しくなるようにさせることができ、
前記第１制御ユニットは、前記直流出力電圧が前記所定の電圧よりも大きいと判定した場合、前記交流入力電圧における電圧上昇の周期数を減少することができ、前記電圧上昇の周期は、前記制御信号の論理値が所定期間内において第２論理値に等しくあり続ける前記交流入力電圧の周期であり、
前記第１制御ユニットは、前記直流出力電圧が前記所定の電圧よりも小さいと判定した場合、前記交流入力電圧における前記電圧上昇の周期数を増加することができる、
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換器。
前記制御信号の論理値が第２論理値に等しい場合、前記複数のシリコン制御整流器が前記導通状態にあり、
前記第１制御ユニットは、生成した前記制御信号における論理値のいずれかの変化が前記交流入力電圧における１つの前記ゼロクロスポイントで発生するように制御するとともに、前記制御信号の論理値を前記交流入力電圧における任意の周期を通じて前記第１論理値及び前記第２論理値におけるいずれか一者に等しくなるようにさせることができ、
前記第１制御ユニットは、前記直流出力電圧が前記所定の電圧よりも大きいと判定した場合、前記交流入力電圧における電圧上昇の周期数を減少することができ、前記電圧上昇の周期は、前記制御信号の論理値が所定期間内において第２論理値に等しくあり続ける前記交流入力電圧の周期であり、
前記第１制御ユニットは、前記直流出力電圧が前記所定の電圧よりも小さいと判定した場合、前記交流入力電圧における前記電圧上昇の周期数を増加することができる、
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換器。
【請求項3】
前記制御信号の論理値が第１論理値に等しい場合、前記複数のシリコン制御整流器が前記非導通状態にあり、
前記制御信号の論理値が第２論理値に等しい場合、前記複数のシリコン制御整流器が前記導通状態にあり、
前記第１制御ユニットは、前記制御信号における前記第１論理値から前記第２論理値への論理値のいずれかの変化を前記交流入力電圧における１つの前記ゼロクロスポイントで発生するように制御することができ、前記制御信号は前記交流入力電圧の周期に対応する周期を含んでいる周期信号であり、
前記第１制御ユニットは、前記直流出力電圧が前記所定の電圧よりも大きいと判定した場合、前記制御信号のデューティサイクルを減少することができ、前記制御信号の前記デューティサイクルは、前記制御信号の論理値が前記第２論理値に等しい期間と前記制御信号の周期との比率であり、
前記第１制御ユニットは、前記直流出力電圧が前記所定の電圧よりも小さいと判定した場合、前記制御信号の前記デューティサイクルを増加することができる、
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換器。
前記制御信号の論理値が第２論理値に等しい場合、前記複数のシリコン制御整流器が前記導通状態にあり、
前記第１制御ユニットは、前記制御信号における前記第１論理値から前記第２論理値への論理値のいずれかの変化を前記交流入力電圧における１つの前記ゼロクロスポイントで発生するように制御することができ、前記制御信号は前記交流入力電圧の周期に対応する周期を含んでいる周期信号であり、
前記第１制御ユニットは、前記直流出力電圧が前記所定の電圧よりも大きいと判定した場合、前記制御信号のデューティサイクルを減少することができ、前記制御信号の前記デューティサイクルは、前記制御信号の論理値が前記第２論理値に等しい期間と前記制御信号の周期との比率であり、
前記第１制御ユニットは、前記直流出力電圧が前記所定の電圧よりも小さいと判定した場合、前記制御信号の前記デューティサイクルを増加することができる、
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換器。
【請求項4】
交流電源及び誘導負荷に適用される可変周波数ドライブであって、
請求項１～請求項３のいずれか１項に記載の電力変換器と、インバータユニットと、第２制御ユニットと、を備えており、
前記電力変換器は、前記交流電源から前記交流入力電圧を受けて、前記交流入力電圧を前記直流出力電圧に変換することができるように構成されており、
前記インバータユニットは、前記電力変換器と電気的に接続されていることによって、前記電力変換器から前記直流出力電圧を受けて前記直流出力電圧を交流出力電圧に変換するように制御されることができ、かつ前記誘導負荷と電気的に接続されていることによって、前記交流出力電圧を前記誘導負荷へ出力することができるように構成されており、
前記第２制御ユニットは、前記インバータユニットと電気的に接続されており、かつ前記インバータユニットを制御して前記交流出力電圧を生成するとともに、前記交流出力電圧の周波数及び振幅におけるいずれか一者を制御することができるように構成されている、
ことを特徴とする可変周波数ドライブ。
請求項１～請求項３のいずれか１項に記載の電力変換器と、インバータユニットと、第２制御ユニットと、を備えており、
前記電力変換器は、前記交流電源から前記交流入力電圧を受けて、前記交流入力電圧を前記直流出力電圧に変換することができるように構成されており、
前記インバータユニットは、前記電力変換器と電気的に接続されていることによって、前記電力変換器から前記直流出力電圧を受けて前記直流出力電圧を交流出力電圧に変換するように制御されることができ、かつ前記誘導負荷と電気的に接続されていることによって、前記交流出力電圧を前記誘導負荷へ出力することができるように構成されており、
前記第２制御ユニットは、前記インバータユニットと電気的に接続されており、かつ前記インバータユニットを制御して前記交流出力電圧を生成するとともに、前記交流出力電圧の周波数及び振幅におけるいずれか一者を制御することができるように構成されている、
ことを特徴とする可変周波数ドライブ。
【請求項5】
前記誘導負荷は、前記交流出力電圧に基づいて作動することができるモータであり、かつ前記モータが減速または制動を行なっている際に逆起電力が発生し、
前記蓄電部は、前記逆起電力のエネルギーを吸収して蓄積することができるものであるので、前記モータが減速または制動を行なっていても前記直流出力電圧の安定性を維持することができ、前記複数のシリコン制御整流器及び前記インバータユニットが前記逆起電力により損壊されることを防ぐことができる、
ことを特徴とする請求項４に記載の可変周波数ドライブ。
前記蓄電部は、前記逆起電力のエネルギーを吸収して蓄積することができるものであるので、前記モータが減速または制動を行なっていても前記直流出力電圧の安定性を維持することができ、前記複数のシリコン制御整流器及び前記インバータユニットが前記逆起電力により損壊されることを防ぐことができる、
ことを特徴とする請求項４に記載の可変周波数ドライブ。
【請求項6】
前記可変周波数ドライブは、起動信号を受信して前記交流入力電圧を受け始める場合、前記第１制御ユニットは、前記起動信号に基づいてスロースタート手順を行ない、
前記スロースタート手順において、前記第１制御ユニットは、前記制御信号の前記デューティサイクルを、前記蓄電部の両端電圧が所定の値に達するまで漸次に増加させることによって、前記蓄電部に短絡が形成されることを防ぐことができる、
ことを特徴とする請求項４に記載の可変周波数ドライブ。
前記スロースタート手順において、前記第１制御ユニットは、前記制御信号の前記デューティサイクルを、前記蓄電部の両端電圧が所定の値に達するまで漸次に増加させることによって、前記蓄電部に短絡が形成されることを防ぐことができる、
ことを特徴とする請求項４に記載の可変周波数ドライブ。
【請求項7】
前記スロースタート手順において、前記第１制御ユニットは、前記蓄電部の両端電圧に基づいて前記蓄電部の両端電圧が所定の値に達するまで、前記制御信号の前記デューティサイクルの増加を制御することができる、
ことを特徴とする請求項４に記載の可変周波数ドライブ。
ことを特徴とする請求項４に記載の可変周波数ドライブ。
【請求項8】
前記可変周波数ドライブは、スイッチを更に備えており、
前記スイッチは、前記蓄電部と電気的に接続されている第１端と、接地されている第２端と、ターンオフ信号を受信する制御端と、を有しており、
前記スイッチの前記制御端が前記ターンオフ信号を受信した場合、前記スイッチは、前記第１端と前記第２端とが電気的に接続して、前記蓄電部の放電を行なうことができ、
前記スイッチの前記制御端がターンオフ信号を受信しなかった場合、前記スイッチは、前記第１端と前記第２端との電気的な接続を切断することができるように構成されている、
ことを特徴とする請求項４に記載の可変周波数ドライブ。
前記スイッチは、前記蓄電部と電気的に接続されている第１端と、接地されている第２端と、ターンオフ信号を受信する制御端と、を有しており、
前記スイッチの前記制御端が前記ターンオフ信号を受信した場合、前記スイッチは、前記第１端と前記第２端とが電気的に接続して、前記蓄電部の放電を行なうことができ、
前記スイッチの前記制御端がターンオフ信号を受信しなかった場合、前記スイッチは、前記第１端と前記第２端との電気的な接続を切断することができるように構成されている、
ことを特徴とする請求項４に記載の可変周波数ドライブ。
【請求項9】
交流電源及び誘導負荷に適用される可変周波数ドライブであって、
蓄電部と、複数のシリコン制御整流器と、第１制御ユニットと、インバータユニットと、第２制御ユニットと、を備えており、
前記蓄電部は、スーパーキャパシタ及びリチウムイオンキャパシタにおけるいずれか一者であり、
前記複数のシリコン制御整流器は、互いに電気的に接続されていて、前記交流電源から交流入力電圧を受けるように配置されているフルブリッジ整流器となっているとともに、前記蓄電部と電気的に接続されており、且つ制御信号を受信して、前記制御信号に基づいて導通状態と非導通状態との間で切り替えられるように制御されることによって、前記交流入力電圧を直流出力電圧に変換して前記直流出力電圧を前記蓄電部へ出力することができるように構成されており、
前記第１制御ユニットは、前記交流入力電圧のゼロクロスポイント及び前記直流出力電圧を検出して、前記ゼロクロスポイント及び前記直流出力電圧に基づいて前記制御信号を生成して、前記直流出力電圧を所定の電圧にさせるとともに、前記蓄電部のパワーレベルに基づいて前記所定の電圧を調整することができるように構成されており、
前記インバータユニットは、前記電力変換器と電気的に接続されていることによって、前記電力変換器から前記直流出力電圧を受けて前記直流出力電圧を交流出力電圧に変換するように制御されることができ、かつ前記誘導負荷と電気的に接続されていることによって、前記交流出力電圧を前記誘導負荷へ出力することができるように構成されており、
前記第２制御ユニットは、前記インバータユニットと電気的に接続されており、かつ前記インバータユニットを制御して前記交流出力電圧を生成するとともに、前記交流出力電圧の周波数及び振幅におけるいずれか一者を制御することができるように構成されている、
ことを特徴とする可変周波数ドライブ。
蓄電部と、複数のシリコン制御整流器と、第１制御ユニットと、インバータユニットと、第２制御ユニットと、を備えており、
前記蓄電部は、スーパーキャパシタ及びリチウムイオンキャパシタにおけるいずれか一者であり、
前記複数のシリコン制御整流器は、互いに電気的に接続されていて、前記交流電源から交流入力電圧を受けるように配置されているフルブリッジ整流器となっているとともに、前記蓄電部と電気的に接続されており、且つ制御信号を受信して、前記制御信号に基づいて導通状態と非導通状態との間で切り替えられるように制御されることによって、前記交流入力電圧を直流出力電圧に変換して前記直流出力電圧を前記蓄電部へ出力することができるように構成されており、
前記第１制御ユニットは、前記交流入力電圧のゼロクロスポイント及び前記直流出力電圧を検出して、前記ゼロクロスポイント及び前記直流出力電圧に基づいて前記制御信号を生成して、前記直流出力電圧を所定の電圧にさせるとともに、前記蓄電部のパワーレベルに基づいて前記所定の電圧を調整することができるように構成されており、
前記インバータユニットは、前記電力変換器と電気的に接続されていることによって、前記電力変換器から前記直流出力電圧を受けて前記直流出力電圧を交流出力電圧に変換するように制御されることができ、かつ前記誘導負荷と電気的に接続されていることによって、前記交流出力電圧を前記誘導負荷へ出力することができるように構成されており、
前記第２制御ユニットは、前記インバータユニットと電気的に接続されており、かつ前記インバータユニットを制御して前記交流出力電圧を生成するとともに、前記交流出力電圧の周波数及び振幅におけるいずれか一者を制御することができるように構成されている、
ことを特徴とする可変周波数ドライブ。
【請求項10】
前記蓄電部のパワーレベルが閾値よりも小さい場合、前記第１制御ユニットは、前記所定の電圧を第１設定値から前記第１設定値よりも大きい第２設定値となるように調整することによって、前記蓄電部の充電速度を増加させて、前記直流出力電圧が前記第１設定値に達するまでの時間を短縮させることができるように構成されている、
ことを特徴とする請求項９に記載の可変周波数ドライブ。
ことを特徴とする請求項９に記載の可変周波数ドライブ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、電力変換器及び可変周波数ドライブに関し、具体的には、スーパーキャパシタまたはリチウムイオンキャパシタを有している電力変換器及び可変周波数ドライブに関する。
【背景技術】
【0002】
可変周波数ドライブ（ｖａｒｉａｂｌｅ－ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｒｉｖｅ、略称：ＶＦＤ）は、交流モータの動作電圧の周波数または振幅を変えることによって、交流モータの速度やトルクを円滑に制御することができるものである。
【0003】
【0004】
図１に示されるように、従来の可変周波数ドライブは、交流電源１８及び誘導負荷１９と電気的に接続されており、かつ整流ユニット１１と、インバータユニット１２と、制御ユニット１３と、フィルタコンデンサ（ｆｉｌｔｅｒ ｃａｐａｃｉｔｏｒ）１４と、制動ユニット１５と、を備えている。
【0005】
整流ユニット１１は、交流電源１８による交流電圧Ｖ１を受けて、その交流電圧Ｖ１を直流入力電圧Ｖ２となるように変換するためのものである。
【0006】
インバータユニット１２は、図１に示されるように、整流ユニット１１及び誘導負荷１９と電気的に接続されている。
【0007】
制御ユニット１３は、図１に示されるように、インバータユニット１２と電気的に接続されており、インバータユニット１２を制御して整流ユニット１１から受けた直流入力電圧Ｖ２を交流出力電圧Ｖ３に変換して、その交流出力電圧Ｖ３を誘導負荷１９へ出力することができる。また、該制御ユニット１３は、交流出力電圧Ｖ３の周波数または振幅を更に制御することができる。
【0008】
フィルタコンデンサ１４は、電解コンデンサであり、図１に示されるように、整流ユニット１１とインバータユニット１２との間にあって該整流ユニット１１及び該インバータユニット１２と電気的に接続されており、直流入力電圧Ｖ２に対してフィルタリング及び安定化を行なうことができる。
【0009】
制動ユニット１５は、図１に示されるように、スイッチ１５２と、ブリーダ抵抗器１５１と、を有している。スイッチ１５２及びブリーダ抵抗器１５１は、フィルタコンデンサ１４の一端と接地点との間にあってフィルタコンデンサ１４の一端及び接地点と直列にそれぞれ接続されている。
【0010】
ブリーダ抵抗器１５１は、電力抵抗器である。スイッチ１５２は、他の検出回路や部品により制御されることができる。誘導負荷１９が逆起電力を生成しない場合、スイッチ１５２は非導通状態となるように制御される一方、誘導負荷１９が逆起電力を生成する場合、スイッチ１５２は導通状態となるように制御される。
【0011】
よって、誘導負荷１９により生成された逆起電力にかかるエネルギーは、スイッチ１５２及びブリーダ抵抗器１５１を通して放出され得る。このため、整流ユニット１１とインバータユニット１２とフィルタコンデンサ１４とが逆起電力により損壊されることが防がれる。
【0012】
ここで、フィルタコンデンサ１４が電解コンデンサである場合、誘導負荷１９により生成された逆起電力が従来の可変周波数ドライブにおける部品に損壊を与えることを防止するために、従来の可変周波数ドライブには、制動ユニット１５が含まれる必要がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0013】
【特許文献1】台湾特許第Ｉ７８７８４５号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0014】
しかしながら、特許文献１に記載された従来の可変周波数ドライブには、スーパーキャパシタが搭載されると、その構成が複雑となるおそれがある。このため、このような従来技術は、改善する余地がある。
【0015】
よって、本発明は上記問題点に鑑みて、上記した欠点を解決することができる電力変換器及び可変周波数ドライブを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【0016】
上記目的を達成するための手段として、本発明は、交流入力電圧を受けて交流を直流に変換するための電力変換器であって、
蓄電部と、複数のシリコン制御整流器と、第１制御ユニットと、を備えており、
前記蓄電部は、スーパーキャパシタ及びリチウムイオンキャパシタにおけるいずれか一者であり、
前記複数のシリコン制御整流器は、互いに電気的に接続されていて、前記交流入力電圧を受けるように配置されているフルブリッジ整流器となっているとともに、前記蓄電部と電気的に接続されており、且つ制御信号を受信して、前記制御信号に基づいて導通状態と非導通状態との間で切り替えられるように制御されることによって、前記交流入力電圧を直流出力電圧に変換して前記直流出力電圧を前記蓄電部へ出力することができるように構成されており、
前記第１制御ユニットは、前記交流入力電圧のゼロクロスポイント及び前記直流出力電圧を検出して、前記ゼロクロスポイント及び前記直流出力電圧に基づいて前記制御信号を生成して、前記直流出力電圧を所定の電圧にさせることができるように構成されている、ことを特徴とする電力変換器を提供する。
蓄電部と、複数のシリコン制御整流器と、第１制御ユニットと、を備えており、
前記蓄電部は、スーパーキャパシタ及びリチウムイオンキャパシタにおけるいずれか一者であり、
前記複数のシリコン制御整流器は、互いに電気的に接続されていて、前記交流入力電圧を受けるように配置されているフルブリッジ整流器となっているとともに、前記蓄電部と電気的に接続されており、且つ制御信号を受信して、前記制御信号に基づいて導通状態と非導通状態との間で切り替えられるように制御されることによって、前記交流入力電圧を直流出力電圧に変換して前記直流出力電圧を前記蓄電部へ出力することができるように構成されており、
前記第１制御ユニットは、前記交流入力電圧のゼロクロスポイント及び前記直流出力電圧を検出して、前記ゼロクロスポイント及び前記直流出力電圧に基づいて前記制御信号を生成して、前記直流出力電圧を所定の電圧にさせることができるように構成されている、ことを特徴とする電力変換器を提供する。
【0017】
また、交流電源及び誘導負荷に適用される可変周波数ドライブであって、
上記した電力変換器と、インバータユニットと、第２制御ユニットと、を備えており、
前記電力変換器は、前記交流電源から前記交流入力電圧を受けて、前記交流入力電圧を前記直流出力電圧に変換することができるように構成されており、
前記インバータユニットは、前記電力変換器と電気的に接続されていることによって、前記電力変換器から前記直流出力電圧を受けて前記直流出力電圧を交流出力電圧に変換するように制御されることができ、かつ前記誘導負荷と電気的に接続されていることによって、前記交流出力電圧を前記誘導負荷へ出力することができるように構成されており、
前記第２制御ユニットは、前記インバータユニットと電気的に接続されており、かつ前記インバータユニットを制御して前記交流出力電圧を生成するとともに、前記交流出力電圧の周波数及び振幅におけるいずれか一者を制御することができるように構成されている、ことを特徴とする可変周波数ドライブを提供する。
上記した電力変換器と、インバータユニットと、第２制御ユニットと、を備えており、
前記電力変換器は、前記交流電源から前記交流入力電圧を受けて、前記交流入力電圧を前記直流出力電圧に変換することができるように構成されており、
前記インバータユニットは、前記電力変換器と電気的に接続されていることによって、前記電力変換器から前記直流出力電圧を受けて前記直流出力電圧を交流出力電圧に変換するように制御されることができ、かつ前記誘導負荷と電気的に接続されていることによって、前記交流出力電圧を前記誘導負荷へ出力することができるように構成されており、
前記第２制御ユニットは、前記インバータユニットと電気的に接続されており、かつ前記インバータユニットを制御して前記交流出力電圧を生成するとともに、前記交流出力電圧の周波数及び振幅におけるいずれか一者を制御することができるように構成されている、ことを特徴とする可変周波数ドライブを提供する。
【0018】
更に、交流電源及び誘導負荷に適用される可変周波数ドライブであって、
蓄電部と、複数のシリコン制御整流器と、第１制御ユニットと、インバータユニットと、第２制御ユニットと、を備えており、
前記蓄電部は、スーパーキャパシタ及びリチウムイオンキャパシタにおけるいずれか一者であり、
前記複数のシリコン制御整流器は、互いに電気的に接続されていて、前記交流入力電圧を受けるように配置されているフルブリッジ整流器となっているとともに、前記蓄電部と電気的に接続されており、且つ制御信号を受信して、前記制御信号に基づいて導通状態と非導通状態との間で切り替えられるように制御されることによって、前記交流入力電圧を直流出力電圧に変換して前記直流出力電圧を前記蓄電部へ出力することができるように構成されており、
前記第１制御ユニットは、前記交流入力電圧のゼロクロスポイント及び前記直流出力電圧を検出して、前記ゼロクロスポイント及び前記直流出力電圧に基づいて前記制御信号を生成して、前記直流出力電圧を所定の電圧にさせるとともに、前記蓄電部のパワーレベルに基づいて前記所定の電圧を調整することができるように構成されており、
前記インバータユニットは、前記電力変換器と電気的に接続されていることによって、前記電力変換器から前記直流出力電圧を受けて前記直流出力電圧を交流出力電圧に変換するように制御されることができ、かつ前記誘導負荷と電気的に接続されていることによって、前記交流出力電圧を前記誘導負荷へ出力することができるように構成されており、
前記第２制御ユニットは、前記インバータユニットと電気的に接続されており、かつ前記インバータユニットを制御して前記交流出力電圧を生成するとともに、前記交流出力電圧の周波数及び振幅におけるいずれか一者を制御することができるように構成されている、ことを特徴とする可変周波数ドライブを提供する。
蓄電部と、複数のシリコン制御整流器と、第１制御ユニットと、インバータユニットと、第２制御ユニットと、を備えており、
前記蓄電部は、スーパーキャパシタ及びリチウムイオンキャパシタにおけるいずれか一者であり、
前記複数のシリコン制御整流器は、互いに電気的に接続されていて、前記交流入力電圧を受けるように配置されているフルブリッジ整流器となっているとともに、前記蓄電部と電気的に接続されており、且つ制御信号を受信して、前記制御信号に基づいて導通状態と非導通状態との間で切り替えられるように制御されることによって、前記交流入力電圧を直流出力電圧に変換して前記直流出力電圧を前記蓄電部へ出力することができるように構成されており、
前記第１制御ユニットは、前記交流入力電圧のゼロクロスポイント及び前記直流出力電圧を検出して、前記ゼロクロスポイント及び前記直流出力電圧に基づいて前記制御信号を生成して、前記直流出力電圧を所定の電圧にさせるとともに、前記蓄電部のパワーレベルに基づいて前記所定の電圧を調整することができるように構成されており、
前記インバータユニットは、前記電力変換器と電気的に接続されていることによって、前記電力変換器から前記直流出力電圧を受けて前記直流出力電圧を交流出力電圧に変換するように制御されることができ、かつ前記誘導負荷と電気的に接続されていることによって、前記交流出力電圧を前記誘導負荷へ出力することができるように構成されており、
前記第２制御ユニットは、前記インバータユニットと電気的に接続されており、かつ前記インバータユニットを制御して前記交流出力電圧を生成するとともに、前記交流出力電圧の周波数及び振幅におけるいずれか一者を制御することができるように構成されている、ことを特徴とする可変周波数ドライブを提供する。
【発明の効果】
【0019】
本発明に係る電力変換器及び可変周波数ドライブによれば、蓄電部は、電容量が高いスーパーキャパシタまたはリチウムイオンキャパシタであるため、複数のシリコン制御整流器からなるフルブリッジ整流器によって生成される直流出力電圧に対して優れた安定効果やフィルタリング効果を有する。
【図面の簡単な説明】
【0020】
【図1】特許文献１に記載された従来の可変周波数ドライブが示されるブロック図である。
【図2】本発明の一実施形態に係る電力変換器が示されるブロック図である。
【図3】本発明の一実施形態に係る第１制御ユニットの制御信号が示されるタイミング図である。
【図4】本発明の他の実施形態に係る第１制御ユニットの制御信号が示されるタイミング図である。
【図5】本発明の一実施形態に係る可変周波数ドライブが示されるブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【0021】
以下、本発明に係る電力変換器及び可変周波数ドライブについて図面を参照して説明する。
【0022】
図２～図４を参照して本発明に係る電力変換器の構成を説明する。ここで、図２は本発明の一実施形態に係る電力変換器１００が示されるブロック図であり、図３は本発明の一実施形態に係る第１制御ユニット３の制御信号Ｓが示されるタイミング図であり、また、図４は本発明の他の実施形態に係る第１制御ユニット３の制御信号Ｓが示されるタイミング図である。
【0023】
本発明の一実施形態に係る電力変換器１００は、図２に示されるように、交流電源８８から交流入力電圧ＶＡＣを受けて交流を直流に変換するためのものであり、且つ複数のシリコン制御整流器（ｓｉｌｉｃｏｎ ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ｒｅｃｔｉｆｉｅｒｓ、略称：ＳＣＲｓ）１と、蓄電部と、第１制御ユニット３と、を備えている。
【0024】
なお、本実施形態では、蓄電部は、スーパーキャパシタ（ｓｕｐｅｒｃａｐａｃｉｔｏｒ）２である。
【0025】
本実施形態では、交流電源８８は、例えば、電圧が２２０Ｖ（実効値）であり且つ周波数が６０Ｈｚである交流入力電圧ＶＡＣを提供する商用電源であるが、ここでこれに限定されない。
【0026】
複数のシリコン制御整流器１は、図２に示されるように、互いに電気的に接続されていて、交流入力電圧ＶＡＣを受けるように配置されているフルブリッジ整流器となっている。なお、本実施形態では、フルブリッジ整流器は、４つのシリコン制御整流器１から構成されたものであるが、ここでそれに限定されない。
【0027】
また、該複数のシリコン制御整流器１は、図２に示されるように、スーパーキャパシタ２と電気的に接続されており、第１制御ユニット３から制御信号Ｓを受信するように構成されており、そしてその制御信号Ｓに基づいて導通状態と非導通状態との間で切り替えられるように制御されることができる。
【0028】
制御信号Ｓの論理値が第１論理値に等しい場合、複数のシリコン制御整流器１が非導通状態となるように切り替えられる一方、制御信号Ｓの論理値が第２論理値に等しい場合、複数のシリコン制御整流器１が導通状態となるように切り替えられる。ここで、第１論理値は、例えば、０ボルトに対応する０である一方、第２論理値は、例えば、シリコン制御整流器１の規格に基づく電圧に対応する１である。
【0029】
複数のシリコン制御整流器１が導通状態にある場合、複数のシリコン制御整流器１からなるフルブリッジ整流器は、交流入力電圧ＶＡＣを直流出力電圧ＶＯ１に変換してその直流出力電圧ＶＯ１をスーパーキャパシタ２へ出力することができる。
【0030】
スーパーキャパシタ２は、シリコン制御整流器１から受けた直流出力電圧ＶＯ１に対してフィルタリングや安定化を行なうことができるものである。本実施形態では、スーパーキャパシタ２は、電気二重層コンデンサ（ｅｌｅｃｔｒｉｃ ｄｏｕｂｌｅ ｌａｙｅｒ ｃａｐａｃｉｔｏｒ、略称：ＥＤＬＣ）であり、且つエネルギー密度の高い電気化学キャパシタである。なお、スーパーキャパシタ２は、従来の電解コンデンサと比べて、静電容量が一般的に数百倍から数千倍も大きくなっている。
【0031】
一例として、従来の可変周波数ドライに用いられるフィルタコンデンサ１４（図１を参照）の静電容量は、約数百μＦである。これに対し、本実施形態のスーパーキャパシタ２の静電容量は、例えば２．６５Ｆであるが、ここでそれに限定されない。
【0032】
なお、本実施形態では、電力変換器１００には、スーパーキャパシタ２が用いられるが、ここでそれに限定されず、他の実施形態においてスーパーキャパシタ２ではなく、リチウムイオンキャパシタ（ｌｉｔｈｉｕｍ－ｉｏｎ ｃａｐａｃｉｔｏｒ）を用いて蓄電部とすることもできる。
【0033】
スーパーキャパシタ２は、静電容量が高いので、フルブリッジ整流器を通る全波整流信号（ｆｕｌｌ－ｗａｖｅ ｒｅｃｔｉｆｉｅｄ ｓｉｇｎａｌ）、即ち、直流出力電圧ＶＯ１は、安定な直流信号となるように安定化され得る。
【0034】
第１制御ユニット３は、例えば、マイクロコントローラユニット（ｍｉｃｒｏｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ ｕｎｉｔ、略称：ＭＣＵ）又はマイクロコントローラユニットと周辺回路との組み合わせであり、交流入力電圧ＶＡＣのゼロクロスポイントを検出することができるように、交流電源８８と電気的に接続されているとともに、直流出力電圧ＶＯ１を検出することができるように、複数のシリコン制御整流器１と電気的に接続されている。
【0035】
また、該第１制御ユニット３は、交流入力電圧ＶＡＣのゼロクロスポイント及び直流出力電圧ＶＯ１に基づいて制御信号Ｓを生成して、その直流出力電圧ＶＯ１を所定の電圧にさせることができるように構成されている。
【0036】
一例として、ハーフブリッジ整流器により、交流入力電圧ＶＡＣの正の半周期信号を取得して、光カプラーにより、正の半周期信号の高いピーク値（例えば、３１１Ｖ）を、位相が該正の半周期信号と同じであり且つ振幅が比較的に小さい交流電圧信号（例えば、振幅３．３Ｖ）に変換することができる。そして、比較器（例えば、演算増幅器）により、交流電圧信号を基準電圧（例えば、０．２Ｖ）と比較して、交流入力電圧ＶＡＣのゼロクロスポイントを取得することができる。
【0037】
ここで、多くの手法や回路が、交流入力電圧ＶＡＣのゼロクロスポイントを検出するために用いられ得るが、簡潔を期すためその詳細な説明を省略する。
【0038】
第１制御ユニット３は、生成した制御信号Ｓにおける論理値の変化が交流入力電圧ＶＡＣにおける１つのゼロクロスポイントで発生するように制御するとともに、制御信号Ｓの論理値を、交流入力電圧ＶＡＣにおける任意の周期を通じて第１論理値及び第２論理値におけるいずれか一者に等しくなるようにさせることができる。
【0039】
第１制御ユニット３は、直流出力電圧ＶＯ１が所定の電圧よりも大きいと判定した場合、交流入力電圧ＶＡＣにおける電圧上昇の周期数を減少することができる。ここで、電圧上昇の周期とは、制御信号Ｓの論理値が所定期間内において第２論理値に等しくあり続ける交流入力電圧ＶＡＣの周期を指す。つまり、第１制御ユニット３は、交流入力電圧ＶＡＣにおける電圧上昇の周期の発生頻度を減少することができる。
【0040】
一方、第１制御ユニット３は、直流出力電圧ＶＯ１が所定の電圧よりも小さいと判定した場合、交流入力電圧ＶＡＣにおける電圧上昇の周期数を増加することができる。つまり、第１制御ユニット３は、交流入力電圧ＶＡＣにおける電圧上昇の周期の発生頻度を増加することができる。
【0041】
上記した所定期間は、交流入力電圧ＶＡＣの周期の整数倍からなる期間である。即ち、第１制御ユニット３は、所定期間内においてがシリコン制御整流器１が導通状態にある総期間長を制御することによって、対応する直流出力電圧ＶＯ１を調整することができる。
【0042】
図３に示されるように、一例として、上記した所定の電圧は、例えば３１０Ｖであり、上記した所定期間Ｐ１は、例えば１秒である。交流入力電圧ＶＡＣは、所定期間Ｐ１において６０個の周期の正弦波信号を含んでいる。ここで、制御信号Ｓの論理値は、交流入力電圧ＶＡＣにおける１つの周期に対応する第２論理値に等しいとともに、交流入力電圧ＶＡＣにおける５９個の周期に対応する第１論理値に等しい。
【0043】
ここで、図３は、交流入力電圧ＶＡＣと制御信号Ｓの論理値との間の位相が対応している状態を示すのみであり、直流出力電圧ＶＯ１が所定の電圧に達したときに制御信号Ｓが安定な状態となることを示すものではない。
【0044】
いくつかの実施形態において、第１制御ユニット３は、制御信号Ｓにおける第１論理値から第２論理値への論理値のいずれかの変化を交流入力電圧ＶＡＣにおける１つのゼロクロスポイントで発生するように制御することができる。且つ、該制御信号Ｓは、交流入力電圧ＶＡＣの周期に対応する周期を含んでいる周期信号である。図４は、制御信号Ｓの周期が交流入力電圧ＶＡＣの周期に等しいことを示している。
【0045】
第１制御ユニット３は、直流出力電圧ＶＯ１が所定の電圧よりも大きいと判定した場合、制御信号ＳのデューティサイクルＤを減少することができる一方、直流出力電圧ＶＯ１が所定の電圧よりも小さいと判定した場合、制御信号ＳのデューティサイクルＤを増加することができる。ここで、該制御信号ＳのデューティサイクルＤは、制御信号Ｓの論理値が第２論理値に等しい期間と制御信号Ｓの周期との比率である。
【0046】
即ち、第１制御ユニット３は、制御信号Ｓにおける各周期（例えば、１／６０秒）において、各シリコン制御整流器１が導通状態にある期間の長さを制御して、これに応じて直流出力電圧ＶＯ１を調整する。
【0047】
【0048】
本発明の一実施形態に係る可変周波数ドライブは、図５に示されるように、交流電源８８及び誘導負荷８９に適用されるものである。本実施形態では、誘導負荷８９は、モータである。
【0049】
該実施形態の可変周波数ドライブは、図５に示されるように、上記した電力変換器１００と、インバータユニット４と、第２制御ユニット５と、を備えており、交流電源８８から受けた交流入力電圧ＶＡＣを直流出力電圧ＶＯ１に変換するとともに、その直流出力電圧ＶＯ１を交流出力電圧ＶＯ２に更に変換することによって、モータの速度やトルクを円滑に制御することができる。
【0050】
本実施形態では、インバータユニット４は、直流を交流に変換する電力変換器であり、図５に示されるように、上記した交流を直流に変換するための電力変換器１００と電気的に接続されていることによって、その電力変換器１００から直流出力電圧ＶＯ１を受けることができる。
【0051】
インバータユニット４は、第２制御ユニット５により制御されて直流出力電圧ＶＯ１を交流出力電圧ＶＯ２に変換するとともに、交流出力電圧ＶＯ２に対して位相（或いは、周波数）の変調や振幅（即ち、ピーク電圧）の調整を行なうことができる。また、該インバータユニット４は、図５に示されるように、誘導負荷８９と電気的に接続されていることによって、交流出力電圧ＶＯ２を誘導負荷８９へ出力することができる。
【0052】
したがって、該誘導負荷８９は、交流出力電圧ＶＯ２に基づいて作動することができるモータであり、かつモータが減速または制動を行なっている際に逆起電力が発生する。
【0053】
第２制御ユニット５は、図５に示されるように、インバータユニット４と電気的に接続されており、かつインバータユニット４を制御して交流出力電圧ＶＯ２を生成するとともに、交流出力電圧ＶＯ２の位相（或いは、周波数）や振幅を制御することができる。これによって、異なる位相（或いは、周波数）を用いて、例えばモータの回転速度を制御し、或いは、異なる電圧（即ち、交流出力電圧ＶＯ２の異なる振幅）を用いて、例えばモータのトルクを制御することができる。
【0054】
ここで、第２制御ユニット５は、例えば、マイクロコントローラユニット又はインバータユニット４を制御するように用いられ得る任意の既知の制御回路である。
【0055】
一例として、該実施形態の可変周波数ドライブはエレベーターに応用される。この場合、モータは、交流出力電圧ＶＯ２に基づいて作動され、エレベーターを昇降することができるように用いられるものである。
【0056】
エレベーターが上昇している際、第２制御ユニット５は、交流出力電圧ＶＯ２の周波数や振幅を制御することによって、モータの回転速度やトルクを円滑に制御することができる。一方、エレベーターが下降している際、モータ（即ち、誘導負荷８９）が減速または制動を行なって逆起電力（ｃｏｕｎｔｅｒ ｅｌｅｃｔｒｏｍｏｔｉｖｅ ｆｏｒｃｅ、略称：ＥＭＦ）が生じる。
【0057】
スーパーキャパシタ２は、逆起電力のエネルギーを吸収して蓄積することができるものであるので、モータが減速または制動を行なっていても直流出力電圧ＶＯ１の安定性を維持することができ、これによって、フルブリッジ整流器（シリコン制御整流器１）及びインバータユニット４が逆起電力により損壊されることを防ぐことができる。
【0058】
更に、モータに逆起電力が生じた後に、第２制御ユニット５がインバータユニット４を制御して交流出力電圧ＶＯ２を再び生成する場合（例えば、エレベーターが下降から上昇に転換しようとする場合）、スーパーキャパシタ２に蓄積されている逆起電力によるエネルギーは、インバータユニット４を介して誘導負荷８９に転送され、これによって、誘導負荷８９が必要として交流電源８８により供給される電力量を低減させることができる。
【0059】
該実施形態の可変周波数ドライブがエレベーターに応用されることを例とする場合、即ち、誘導負荷８９がエレベーターのモータである場合、電解コンデンサを用いる従来のものと比べると、本発明に係る可変周波数ドライブは、消費電力量が少なくとも６０％も削減され得る。即ち、モータが減速または制動を行なっている際、逆起電力から生じるエネルギーは、スーパーキャパシタ２に蓄積されて、モータにより将来的に用いられ得る。
【0060】
可変周波数ドライブの損壊を防止するために逆起電力のエネルギーが図１に示すように制動ユニット１５のブリーダ抵抗器１５１を介して放出される従来の例と比較すると、該実施形態の可変周波数ドライブのスーパーキャパシタ２は、可変周波数ドライブにおける他の部品を保護してそれらの損壊を防ぐだけではなく、逆起電力のエネルギーを蓄積して再利用に供することもできる。
【0061】
更に、該実施形態のスーパーキャパシタ２は、電解コンデンサよりもサイズが小さいので、該実施形態の可変周波数ドライブの構成は、従来よりも小型化や簡単化することができる。
【0062】
留意されたいのは、簡潔を期すため、図１と図２と図５とは単一回路のみ示している。通常実際には、交流入力電圧ＶＡＣ及び交流出力電圧ＶＯ２は、いずれも三相電源であり、且つ電力変換器１００及び可変周波数ドライブは、交流入力電圧ＶＡＣ及び交流出力電圧ＶＯ２に対応する三相回路を有している。
【0063】
モータを常時作動させる必要がない場合（例えば、モータがエレベーターの駆動に用いられる場合）、モータに必要な電力出力（ｋＷ）は、交流電源８８のみにより供給されてもよく、或いは、スーパーキャパシタ２及び交流電源８８により共に供給されてもよい。
【0064】
ここで、モータに要求される出力は、例えば６ｋＷであり、その６ｋＷのうち、３ｋＷは交流電源８８により即時に供給され、他の３ｋＷはスーパーキャパシタ２に蓄積されているエネルギーから取り出される。勿論、ここでそれに限定されない。
【0065】
本実施形態において、可変周波数ドライブの第１制御ユニット３が起動信号を受信すると、可変周波数ドライブが交流入力電圧ＶＡＣを受け始める。この際、第１制御ユニット３は、起動信号に基づいてスロースタート手順を行なう。
【0066】
このスロースタート手順において、第１制御ユニット３は、直流出力電圧ＶＯ１を０ボルトから漸次に増加させることによって、スーパーキャパシタ２の短絡を防止することができる。また、スロースタート手順が行われた後、第１制御ユニット３は、直流出力電圧ＶＯ１が所定の電圧となるように制御する。
【0067】
具体的に、上記した起動信号は、例えば使用者がスタートボタン（図示せず）を押すことによって生成される信号である。第１制御ユニット３は、所定のモードに従って、ある周期内において交流入力電圧ＶＡＣにおける電圧上昇の周期数を漸次に増加させ、或いは、制御信号ＳのデューティサイクルＤを、スーパーキャパシタ２の両端電圧が所定の値に達するまで漸次に増加させることによって、直流出力電圧ＶＯ１を漸次に増加させる。このため、スーパーキャパシタ２に短絡が形成されることが防がれる。
【0068】
スーパーキャパシタ２の両端電圧は、スーパーキャパシタ２の近傍で測定される直流出力電圧ＶＯ１であって、線路インピーダンスを考慮した場合のスーパーキャパシタ２の実際の蓄積電圧を反映する。ここで、その所定の値は、例えば、所定の電圧の９０％となっている。
【0069】
いくつかの実施形態において、スロースタート手順において、第１制御ユニット３は、スーパーキャパシタ２の両端電圧に基づいて、ある周期内において交流入力電圧ＶＡＣにおける電圧上昇の周期数を漸次に増加させ、或いは、制御信号ＳのデューティサイクルＤを、スーパーキャパシタ２の両端電圧が所定の値に達するまで増加させるように制御することができる。
【0070】
なお、本実施形態では、所定のモードに従って制御信号Ｓを調整する開ループ制御方法を用いることに代えて、第１制御ユニット３は、スーパーキャパシタ２の両端電圧に基づいて制御信号Ｓを調整する閉ループ制御方法を用いるので、スーパーキャパシタ２の両端電圧が所定の値に達した場合にのみスロースタート手順が終了することを確保することができる。
【0071】
このように、閉ループ制御方法を用いると、スロースタート手順において、第１制御ユニット３は、スーパーキャパシタ２の両端電圧が所定の値に達するまで、制御信号のデューティサイクルの増加を制御することができ、第１制御ユニット３が開ループ制御方法を用いたときのように、スーパーキャパシタ２の両端電圧と所定の値との間に差がある場合にスロースタート手順が終了してしまうことを避けることができる。
【0072】
図５に示されるように、該実施形態の可変周波数ドライブは、スイッチ６を更に備えている。スイッチ６は、例えば、継電器であり、且つスーパーキャパシタ２と電気的に接続されている第１端と、接地されている第２端と、ターンオフ信号を受信する制御端と、を有している。
【0073】
スイッチ６は、制御端がターンオフ信号を受信した場合、第１端及び第２端を電気的に接続して、スーパーキャパシタ２を放電させ、スーパーキャパシタ２の両端電圧が０ボルトとなるようにさせることができる。一方、スイッチ６の制御端がターンオフ信号を受信しなかった場合、スイッチ６は、第１端と第２端との電気的な接続を切断する。
【0074】
より詳しく言うと、ターンオフ信号とは、例えば、使用者がスタートボタンを放すことによって生成されて、第１制御ユニット３およびスイッチ６に送信され得る。第１制御ユニット３は、ターンオフ信号に基づいて、シリコン制御整流器１を制御して、直流出力電圧ＶＯ１の出力を停止させ、そして、スイッチ６は閉じて、スーパーキャパシタ２に蓄積されているエネルギーは放出され、スーパーキャパシタ２は、接地されているスイッチ６の第２端を経由して０ボルトとなるように放電される。
【0075】
よって、上記した構成によれば、該実施形態の可変周波数ドライブは、安全規制に準拠することができるとともに、使用者が該可変周波数ドライブに触れたときに感電することを防止することができる。
【0076】
留意されたいのは、スーパーキャパシタ２の静電容量が大きいため、スイッチ６は、該実施形態の可変周波数ドライブにおける他の部品に損傷を与えることなく、スーパーキャパシタ２に対して放電をゆっくりと行なうことができる。これに対し、従来の可変周波数ドライブにおける制動ユニット１５のスイッチ１５２（図１を参照）は、逆起電力が他の部品に損傷を与える前にその逆起電力を放出するために、導通状態に迅速に切り替えられる必要がある。
【0077】
即ち、該実施形態の可変周波数ドライブのスイッチ６は、スーパーキャパシタ２の放電を迅速に行なう必要がない一方、従来の可変周波数ドライブの場合であれば、スイッチ１５２は、逆起電力の放電を迅速に行なう必要がある。よって、本発明に係る可変周波数ドライブと従来の可変周波数ドライブとは、動作原理についても解決しようとする問題についても部品の規格についても異なっている。
【0078】
いくつかの実施形態において、第１制御ユニット３は、スーパーキャパシタ２のパワーレベルに基づいて直流出力電圧ＶＯ１にかかる所定の電圧を調整することができる。具体的に、第１制御ユニット３に予め設定且つ記憶されている所定の電圧は、第１設定値（例えば、３１０Ｖ）に等しいことに加え、第１制御ユニット３は、スーパーキャパシタ２の両端電圧に基づいてスーパーキャパシタ２のパワーレベルを判定し、或いは、クーロンメータを用いてスーパーキャパシタ２のパワーレベルを判定することができる。
【0079】
第１制御ユニット３は、スーパーキャパシタ２のパワーレベルが閾値よりも小さいと判定した場合、所定の電圧を第１設定値から第１設定値よりも大きい第２設定値（例えば、３１２Ｖ）となるように調整し、これによって、スーパーキャパシタ２の充電速度を増加させて、直流出力電圧ＶＯ１が第１設定値に達するまでの時間を短縮させることができる。
【0080】
第１制御ユニット３は、スーパーキャパシタ２の両端電圧に基づいてスーパーキャパシタ２のパワーレベルを判定しようとする場合、第１制御ユニット３は、スーパーキャパシタ２の両端電圧が、例えば第１設定値の５０％（即ち、閾値が第１設定値の５０％に対応し）よりも小さいと判定したとき、第１制御ユニット３は、スーパーキャパシタ２のパワーレベルが閾値よりも小さいと判定する。
【0081】
いくつかの実施形態において、可変周波数ドライブは、上記した電力変換器１００と、複数のインバータユニット４と、複数の第２制御ユニット５と、を備えている。
【0082】
複数のインバータユニット４は、電力変換器１００と電気的に接続されていることによって、直流出力電圧ＶＯ１を受けることができ、直流出力電圧ＶＯ１を複数の交流出力電圧ＶＯ２に変換するようにそれぞれ制御されることができ、かつ複数の誘導負荷８９と電気的にそれぞれ接続されていることによって、複数の交流出力電圧ＶＯ２を複数の誘導負荷８９へそれぞれ出力することができる。
【0083】
つまり、可変周波数ドライブの電力変換器１００は、１つのインバータユニット４だけではなく、直流出力電圧ＶＯ１を複数のインバータユニット４へそれぞれ出力することができるように構成されることもできる。
【0084】
この場合、複数の第２制御ユニット５は、複数のインバータユニット４と電気的にそれぞれ接続され、かつ各第２制御ユニット５は、対応するインバータユニット４を制御して対応する交流出力電圧ＶＯ２を生成するとともに、対応する交流出力電圧ＶＯ２の周波数や振幅を制御することができる。
【0085】
総括すると、本発明に係る電力変換器１００及び可変周波数ドライブによれば、蓄電部は、電容量が高いスーパーキャパシタ２またはリチウムイオンキャパシタであるため、複数のシリコン制御整流器１からなるフルブリッジ整流器によって生成される直流出力電圧ＶＯ１に対して優れた安定効果やフィルタリング効果を有する。
【0086】
また、本発明に係る可変周波数ドライブは、第１制御ユニット３により、シリコン制御整流器１が交流入力電圧ＶＡＣを直流出力電圧ＶＯ１に変換することを制御することができるとともに、本発明に係る可変周波数ドライブの起動時または停止時に、スイッチ６により短絡や感電による危険を避けることができる。
【0087】
更に、本発明に係る可変周波数ドライブは、誘導負荷８９によって生成される逆起電力を放出するために、従来のものに必要とされている制動ユニット１５が要らず、蓄電部内の誘導負荷８９によって生成される逆起電力のエネルギーを効果的に吸収且つ蓄積することができる。
【0088】
上記においては、本発明の全体的な理解を促すべく、多くの具体的な詳細が示された。しかしながら、当業者であれば、一またはそれ以上の他の実施形態が具体的な詳細を示さなくとも実施され得ることが明らかである。
【0089】
以上、本発明の好ましい実施形態及び変化例を説明したが、本発明はこれらに限定されるものではなく、最も広い解釈の精神および範囲内に含まれる様々な構成として、全ての修飾および均等な構成を包含するものとする。
【産業上の利用可能性】
【0090】
本発明に係る電力変換器及び可変周波数ドライブによれば、交流入力電圧を直流出力電圧に変換するシリコン制御整流器によって生成される直流出力電圧に対して優れた安定効果やフィルタリング効果を有する。そのため、産業上の利用可能性がある。
【符号の説明】
【0091】
１１ 整流ユニット
１２ インバータユニット
１３ 制御ユニット
１４ フィルタコンデンサ
１５ 制動ユニット
１５１ ブリーダ抵抗器
１５２ スイッチ
１８ 交流電源
１９ 誘導負荷
Ｖ１ 交流電圧
Ｖ２ 直流入力電圧
Ｖ３ 交流出力電圧
１００ 電力変換器
１ シリコン制御整流器
２ スーパーキャパシタ
３ 第１制御ユニット
４ インバータユニット
５ 第２制御ユニット
６ スイッチ
８８ 交流電源
８９ 誘導負荷
Ｓ 制御信号
Ｄ デューティサイクル
Ｐ１ 所定周期
ＶＡＣ 交流入力電圧
ＶＯ１ 直流出力電圧
ＶＯ２ 交流出力電圧
１２ インバータユニット
１３ 制御ユニット
１４ フィルタコンデンサ
１５ 制動ユニット
１５１ ブリーダ抵抗器
１５２ スイッチ
１８ 交流電源
１９ 誘導負荷
Ｖ１ 交流電圧
Ｖ２ 直流入力電圧
Ｖ３ 交流出力電圧
１００ 電力変換器
１ シリコン制御整流器
２ スーパーキャパシタ
３ 第１制御ユニット
４ インバータユニット
５ 第２制御ユニット
６ スイッチ
８８ 交流電源
８９ 誘導負荷
Ｓ 制御信号
Ｄ デューティサイクル
Ｐ１ 所定周期
ＶＡＣ 交流入力電圧
ＶＯ１ 直流出力電圧
ＶＯ２ 交流出力電圧
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
