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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2024156255
(43)【公開日】2024-11-06
(54)【発明の名称】二次電池を備えた電源装置および充電制御方法
(51)【国際特許分類】
H02J 7/10 20060101AFI20241029BHJP
H02J 7/00 20060101ALI20241029BHJP
【ＦＩ】
H02J7/10 B
H02J7/10 H
H02J7/00 S
【審査請求】未請求
【請求項の数】6
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2023070566
(22)【出願日】2023-04-24
(71)【出願人】
【識別番号】000006220
【氏名又は名称】ミツミ電機株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】100090033
【弁理士】
【氏名又は名称】荒船 博司
(74)【代理人】
【識別番号】100093045
【弁理士】
【氏名又は名称】荒船 良男
(72)【発明者】
【氏名】田中 智洋
【テーマコード（参考）】
5G503
【Ｆターム（参考）】
5G503AA01
5G503BA01
5G503BB01
5G503CA02
5G503CA12
5G503CA14
5G503FA17
5G503GA12
5G503GA13
(57)【要約】
【課題】充電器と二次電池との間の双方向の突入電流を防止できる充電制御方法を提供する。
【解決手段】直流電源部と二次電池との間に直列に接続された第１及び第２のスイッチ素子を備え、第１及び第２のスイッチ素子はそれぞれＭＯＳトランジスタにより構成され、寄生ダイオードが互いに逆向きとなるように接続されている電源装置における二次電池の充電制御方法において、第１のスイッチ素子をオンさせ第２のスイッチ素子をオフさせた状態で、定電圧制御によって直流電源部の出力電圧を二次電池の電圧を超えるまで上昇させる工程と、直流電源部の出力電圧を一定したまま定電流制御によって直流電源部の出力電流を第１目標電流値まで増加させる工程と、直流電源部の出力電流が安定した後、第２のスイッチ素子をオンさせ、第１目標電流値よりも高い第２目標電流値に変更し定電流制御によって直流電源部の出力電流を増加させる工程とを含むようにした。
【選択図】図１
【解決手段】直流電源部と二次電池との間に直列に接続された第１及び第２のスイッチ素子を備え、第１及び第２のスイッチ素子はそれぞれＭＯＳトランジスタにより構成され、寄生ダイオードが互いに逆向きとなるように接続されている電源装置における二次電池の充電制御方法において、第１のスイッチ素子をオンさせ第２のスイッチ素子をオフさせた状態で、定電圧制御によって直流電源部の出力電圧を二次電池の電圧を超えるまで上昇させる工程と、直流電源部の出力電圧を一定したまま定電流制御によって直流電源部の出力電流を第１目標電流値まで増加させる工程と、直流電源部の出力電流が安定した後、第２のスイッチ素子をオンさせ、第１目標電流値よりも高い第２目標電流値に変更し定電流制御によって直流電源部の出力電流を増加させる工程とを含むようにした。
【選択図】図１
【特許請求の範囲】
【請求項1】
二次電池の充電電圧を生成する直流電源部と該直流電源部によって充電される二次電池との間に直列に接続された第１のスイッチ素子および第２のスイッチ素子を備え、
前記第１および第２のスイッチ素子はそれぞれＭＯＳトランジスタにより構成され、前記第１のスイッチ素子はその寄生ダイオードが前記二次電池から前記直流電源部へ向かって順方向となるように接続され、前記第２のスイッチ素子はその寄生ダイオードが前記直流電源部から前記二次電池へ向かって順方向となるように接続されている電源装置における二次電池の充電制御方法であって、
前記第１のスイッチ素子をオンさせ前記第２のスイッチ素子をオフさせた状態で、定電圧制御によって前記直流電源部の出力電圧を前記二次電池の電圧を超えるまで上昇させる第１工程と、
前記直流電源部の出力電圧を一定したまま定電流制御によって前記直流電源部の出力電流を第１の目標電流値まで増加させる第２工程と、
前記直流電源部の出力電流が安定した後、前記第２のスイッチ素子をオンさせ、前記第１の目標電流値よりも高い第２の目標電流値に変更し定電流制御によって前記直流電源部の出力電流を増加させる第３工程と、
を含んでいることを特徴とする二次電池の充電制御方法。
前記第１および第２のスイッチ素子はそれぞれＭＯＳトランジスタにより構成され、前記第１のスイッチ素子はその寄生ダイオードが前記二次電池から前記直流電源部へ向かって順方向となるように接続され、前記第２のスイッチ素子はその寄生ダイオードが前記直流電源部から前記二次電池へ向かって順方向となるように接続されている電源装置における二次電池の充電制御方法であって、
前記第１のスイッチ素子をオンさせ前記第２のスイッチ素子をオフさせた状態で、定電圧制御によって前記直流電源部の出力電圧を前記二次電池の電圧を超えるまで上昇させる第１工程と、
前記直流電源部の出力電圧を一定したまま定電流制御によって前記直流電源部の出力電流を第１の目標電流値まで増加させる第２工程と、
前記直流電源部の出力電流が安定した後、前記第２のスイッチ素子をオンさせ、前記第１の目標電流値よりも高い第２の目標電流値に変更し定電流制御によって前記直流電源部の出力電流を増加させる第３工程と、
を含んでいることを特徴とする二次電池の充電制御方法。
【請求項2】
二次電池の充電電圧を生成する直流電源部と該直流電源部によって充電される二次電池との間に直列に接続された第１のスイッチ素子および第２のスイッチ素子と、
前記第１および第２のスイッチ素子をそれぞれオン、オフ制御する信号を生成し出力する主制御回路と、を備え、
前記第１および第２のスイッチ素子はそれぞれＭＯＳトランジスタにより構成され、前記第１のスイッチ素子はその寄生ダイオードが前記二次電池から前記直流電源部へ向かって順方向となるように接続され、前記第２のスイッチ素子はその寄生ダイオードが前記直流電源部から前記二次電池へ向かって順方向となるように接続されている電源装置であって、
前記直流電源部の出力電流の検出値に応じて前記直流電源部へ伝達する定電流制御のための信号を生成し出力する定電流制御回路と、
前記直流電源部の出力電圧の検出値に応じて前記直流電源部へ伝達する定電圧制御のための信号を生成し出力する定電圧制御回路と、を備えたことを特徴とする電源装置。
前記第１および第２のスイッチ素子をそれぞれオン、オフ制御する信号を生成し出力する主制御回路と、を備え、
前記第１および第２のスイッチ素子はそれぞれＭＯＳトランジスタにより構成され、前記第１のスイッチ素子はその寄生ダイオードが前記二次電池から前記直流電源部へ向かって順方向となるように接続され、前記第２のスイッチ素子はその寄生ダイオードが前記直流電源部から前記二次電池へ向かって順方向となるように接続されている電源装置であって、
前記直流電源部の出力電流の検出値に応じて前記直流電源部へ伝達する定電流制御のための信号を生成し出力する定電流制御回路と、
前記直流電源部の出力電圧の検出値に応じて前記直流電源部へ伝達する定電圧制御のための信号を生成し出力する定電圧制御回路と、を備えたことを特徴とする電源装置。
【請求項3】
前記主制御回路は、
充電開始時に前記定電圧制御回路へ目標電圧値を出力し、前記第１のスイッチ素子をオン、前記第２のスイッチ素子をオフさせて、定電圧制御によって前記直流電源部の出力電圧を前記二次電池の電圧を超えるまで上昇させ、
前記直流電源部の出力電圧が前記二次電池の電圧を超えると、前記直流電源部の出力電圧を一定にしたまま定電流制御によって前記直流電源部の出力電流を第１の目標電流値まで増加させ、
前記直流電源部の出力電流が安定した後、前記第２のスイッチ素子をオンさせ、前記第１の目標電流値よりも高い第２の目標電流値に変更し定電流制御によって前記直流電源部の出力電流を増加させることを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
充電開始時に前記定電圧制御回路へ目標電圧値を出力し、前記第１のスイッチ素子をオン、前記第２のスイッチ素子をオフさせて、定電圧制御によって前記直流電源部の出力電圧を前記二次電池の電圧を超えるまで上昇させ、
前記直流電源部の出力電圧が前記二次電池の電圧を超えると、前記直流電源部の出力電圧を一定にしたまま定電流制御によって前記直流電源部の出力電流を第１の目標電流値まで増加させ、
前記直流電源部の出力電流が安定した後、前記第２のスイッチ素子をオンさせ、前記第１の目標電流値よりも高い第２の目標電流値に変更し定電流制御によって前記直流電源部の出力電流を増加させることを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
【請求項4】
前記定電流制御回路は、前記直流電源部の出力電流の検出値を増幅する第１差動増幅器と、前記第１差動増幅器の出力電圧と前記主制御回路より与えられる目標電流値に応じた電圧とを入力とする電圧入力－電流出力型の第２差動増幅器とを有し、
前記定電圧制御回路は、前記直流電源部の出力電圧の検出値と基準となる電圧との電位差を増幅する第３差動増幅器と、前記第３差動増幅器の出力電圧と前記主制御回路より与えられる目標電圧値に応じた電圧とを入力とする電圧入力－電流出力型の第４差動増幅器とを有することを特徴とする請求項３に記載の電源装置。
前記定電圧制御回路は、前記直流電源部の出力電圧の検出値と基準となる電圧との電位差を増幅する第３差動増幅器と、前記第３差動増幅器の出力電圧と前記主制御回路より与えられる目標電圧値に応じた電圧とを入力とする電圧入力－電流出力型の第４差動増幅器とを有することを特徴とする請求項３に記載の電源装置。
【請求項5】
前記定電流制御のための信号および前記定電圧制御のための信号を前記定電流制御回路と前記定電圧制御回路から前記直流電源部へ伝達する絶縁型信号伝達手段を備え、
前記絶縁型信号伝達手段の一次側素子とそれぞれ直列をなすように第１整流素子および第２整流素子がそれぞれ接続され、
前記第１整流素子のカソード端子に前記第２差動増幅器の出力端子が接続され、
前記第２整流素子のカソード端子に前記第４差動増幅器の出力端子が接続されていることを特徴とする請求項４に記載の電源装置。
前記絶縁型信号伝達手段の一次側素子とそれぞれ直列をなすように第１整流素子および第２整流素子がそれぞれ接続され、
前記第１整流素子のカソード端子に前記第２差動増幅器の出力端子が接続され、
前記第２整流素子のカソード端子に前記第４差動増幅器の出力端子が接続されていることを特徴とする請求項４に記載の電源装置。
【請求項6】
前記主制御回路より出力される前記第１および第２のスイッチ素子をオン、オフ制御するための信号に基づいて前記第１および第２のスイッチ素子のゲート電圧を生成するゲート駆動回路を備え、
前記第１および第２のスイッチ素子はＮチャネル型ＭＯＳトランジスタであり、
前記ゲート駆動回路は、前記ゲート電圧を前記直流電源部の充電電圧よりも高い電圧に昇圧するチャージポンプ回路を有していることを特徴とする請求項２～５のいずれかに記載の電源装置。
前記第１および第２のスイッチ素子はＮチャネル型ＭＯＳトランジスタであり、
前記ゲート駆動回路は、前記ゲート電圧を前記直流電源部の充電電圧よりも高い電圧に昇圧するチャージポンプ回路を有していることを特徴とする請求項２～５のいずれかに記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、二次電池を備えた電源装置さらには二次電池の充電機能を備えた電源装置および充電制御方法に関し、特に充電器と二次電池との間の双方向の突入電流を防止する技術に関する。
【背景技術】
【0002】
二次電池を備えた電源装置には、二次電池を充電する機能を有するものがある。二次電池（以下、単に電池と記す）の充電は充電器を用いて行われるが、充電器を電池に接続する際に、電池の電圧と充電器の電圧に差異があると突入電流が流れる。突入電流の発生時には、瞬間的に大電流が流れるため充電器の制御では抑制することができない。
また、充電器と電池の接続時に電池電圧の方が高いと充電器へ向かって突入電流が流れて電池容量が減少する一方、接続時に充電器電圧の方が高いと電池へ向かって突入電流が流れて電池へ大きなストレスがかかり、電池寿命を短くするおそれがある。
また、充電器と電池の接続時に電池電圧の方が高いと充電器へ向かって突入電流が流れて電池容量が減少する一方、接続時に充電器電圧の方が高いと電池へ向かって突入電流が流れて電池へ大きなストレスがかかり、電池寿命を短くするおそれがある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0003】
【特許文献1】特開２０２０－２０２６５６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0004】
従来、充電器への突入電流の防止策としてはダイオードを使用する方法が知られている。しかし、ダイオードを用いる方法は、電池から充電器への突入電流は防止できるが、充電器から電池への突入電流は防止できない。
また、突入電流対策としてダイオードを使用した場合、ＶF×電流の損失による発熱が発生するため、電流が大きくなると損失による発熱が大きくなり素子が破損するおそれがあるので、電池電流が大きな場合には適用が困難であるという課題がある。
また、突入電流対策としてダイオードを使用した場合、ＶF×電流の損失による発熱が発生するため、電流が大きくなると損失による発熱が大きくなり素子が破損するおそれがあるので、電池電流が大きな場合には適用が困難であるという課題がある。
【0005】
なお、本出願の発明に類似する構成の回路を有する発明として、特許文献１に記載されている発明がある。特許文献１には、バッテリーとバックアップ電源としての降圧装置（ＤＣＤＣコンバータ）を備えた電源システムにおいて、電源ライン上に一対のスイッチＭＯＳトランジスタと直列にそれぞれ接続されたダイオードを設けて、上記２つの電力供給源のうちより高電位である方からシステムＥＣＵへ選択的に電力を供給することが可能に構成した技術が開示されている。しかし、特許文献１には、充電器と二次電池との間の双方向の突入電流を防止する技術については開示されていない。
【0006】
また、特許文献１には、バッテリーを備えた電源システムにおいて、平滑コンデンサのプリチャージ実行時における突入電流を緩和するため、平滑コンデンサのプリチャージを行う際には、抵抗を有するコンタクタ（スイッチ）をオンさせるようにした技術が記載されている（［００４８］）。しかし、抵抗を用いて突入電流を緩和する方法においても、電流が大きくなると損失による発熱が大きくなり素子が破損するおそれがあるので、電流が大きな場合には適用が困難である。
【0007】
本発明は上記のような課題に着目してなされたもので、その目的とするところは、充電器の出力電圧が高い場合も電池電圧が高い場合も、充電器と二次電池との間の双方向の突入電流を充電器側で防止することができる電源装置および充電制御方法を提供することにある。
本発明の他の目的は、電池電流が大きい場合にも損失による発熱を抑制することができる電源装置および充電制御方法を提供することにある。
本発明の他の目的は、電池電流が大きい場合にも損失による発熱を抑制することができる電源装置および充電制御方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【0008】
上記目的を達成するため、この発明は、
二次電池の充電電圧を生成する直流電源部と該直流電源部によって充電される二次電池との間に直列に接続された第１のスイッチ素子および第２のスイッチ素子を備え、
前記第１および第２のスイッチ素子はそれぞれＭＯＳトランジスタにより構成され、前記第１のスイッチ素子はその寄生ダイオードが前記二次電池から前記直流電源部へ向かって順方向となるように接続され、前記第２のスイッチ素子はその寄生ダイオードが前記直流電源部から前記二次電池へ向かって順方向となるように接続されている電源装置における二次電池の充電制御方法において、
前記第１のスイッチ素子をオンさせ前記第２のスイッチ素子をオフさせた状態で、定電圧制御によって前記直流電源部の出力電圧を前記二次電池の電圧を超えるまで上昇させる第１工程と、
前記直流電源部の出力電圧を一定したまま定電流制御によって前記直流電源部の出力電流を第１の目標電流値まで増加させる第２工程と、
前記直流電源部の出力電流が安定した後、前記第２のスイッチ素子をオンさせ、前記第１の目標電流値よりも高い第２の目標電流値に変更し定電流制御によって前記直流電源部の出力電流を増加させる第３工程と、を含むようにしたものである。
二次電池の充電電圧を生成する直流電源部と該直流電源部によって充電される二次電池との間に直列に接続された第１のスイッチ素子および第２のスイッチ素子を備え、
前記第１および第２のスイッチ素子はそれぞれＭＯＳトランジスタにより構成され、前記第１のスイッチ素子はその寄生ダイオードが前記二次電池から前記直流電源部へ向かって順方向となるように接続され、前記第２のスイッチ素子はその寄生ダイオードが前記直流電源部から前記二次電池へ向かって順方向となるように接続されている電源装置における二次電池の充電制御方法において、
前記第１のスイッチ素子をオンさせ前記第２のスイッチ素子をオフさせた状態で、定電圧制御によって前記直流電源部の出力電圧を前記二次電池の電圧を超えるまで上昇させる第１工程と、
前記直流電源部の出力電圧を一定したまま定電流制御によって前記直流電源部の出力電流を第１の目標電流値まで増加させる第２工程と、
前記直流電源部の出力電流が安定した後、前記第２のスイッチ素子をオンさせ、前記第１の目標電流値よりも高い第２の目標電流値に変更し定電流制御によって前記直流電源部の出力電流を増加させる第３工程と、を含むようにしたものである。
【0009】
上記の方法によれば、第１工程では第１のスイッチ素子をオンさせ第２のスイッチ素子をオフさせた状態で、定電圧制御で充電器の出力電圧を二次電池の電圧を超えるまで上昇させるため、二次電池の電圧の方が充電器の電圧よりも高い間は第２のスイッチ素子の寄生ダイオードに電流が流れないので、二次電池から充電器へ向かう突入電流を防止することができる。
また、充電器の電圧の上昇により充電器の電圧の方が二次電池の電圧よりも高くなると、第２工程において定電流制御で電流を増加させるため、第２のスイッチ素子の寄生ダイオードを通して電流が流れることで、二次電池を充電することができるとともに充電器から二次電池へ向かう突入電流を防止することができる。しかも、その間は電流が小さいため、寄生ダイオードを通して電流が流れても発熱を抑えることができる。そして、その後、第３工程で電流を大きくするとともに第２のスイッチ素子をオン状態にすることで抵抗を下げるため、充電電流が大きくても発熱を抑えつつ二次電池を速やかに充電することができる。
また、充電器の電圧の上昇により充電器の電圧の方が二次電池の電圧よりも高くなると、第２工程において定電流制御で電流を増加させるため、第２のスイッチ素子の寄生ダイオードを通して電流が流れることで、二次電池を充電することができるとともに充電器から二次電池へ向かう突入電流を防止することができる。しかも、その間は電流が小さいため、寄生ダイオードを通して電流が流れても発熱を抑えることができる。そして、その後、第３工程で電流を大きくするとともに第２のスイッチ素子をオン状態にすることで抵抗を下げるため、充電電流が大きくても発熱を抑えつつ二次電池を速やかに充電することができる。
【発明の効果】
【0010】
本発明によると、充電器の出力電圧が高い場合も電池電圧が高い場合も、双方向の突入電流を充電器側で防止することができ、充電器と二次電池の接続時の突入電流による電池容量の減少を防止するとともに、二次電池へのストレスを減らすことができる。また、充電電流が大きくても損失による発熱を抑制することができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【0011】
【図1】本発明に係る二次電池を備えた電源装置の一実施形態を示す回路構成図である。
【図2】実施形態の電源装置を構成するスイッチ用のトランジスタのオン／オフ状態に対応した等価回路を示す回路図である。
【図3】実施形態の電源装置におけるＣＣ制御とＣＶ制御の際の電圧および電流の変化の様子を示すグラフである。
【図4】実施形態の電源装置を構成する定電流制御回路としてのＣＣ制御用エラーアンプの具体的な回路例を示す回路図である。
【図5】実施形態の電源装置を構成する定電圧制御回路としてのＣＶ制御用エラーアンプの具体的な回路例を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【0012】
以下、本発明の好適な実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明を適用した二次電池の充電機能を備えた電源装置の一実施形態を示す。
この実施形態における電源装置は、直流電源としての充電器１０とリチウムイオン電池のような二次電池２０とを備え、充電器１０は直流電源部１１と、該直流電源部１１と二次電池２０との間に直列に接続されたスイッチ用のトランジスタＱ１,Ｑ２を備えている。トランジスタＱ１,Ｑ２には、特に限定されるものでないが、本実施形態においてはＮチャネル形ＭＯＳＦＥＴ（絶縁ゲート型電界効果トランジスタ）が使用されている。
図１は、本発明を適用した二次電池の充電機能を備えた電源装置の一実施形態を示す。
この実施形態における電源装置は、直流電源としての充電器１０とリチウムイオン電池のような二次電池２０とを備え、充電器１０は直流電源部１１と、該直流電源部１１と二次電池２０との間に直列に接続されたスイッチ用のトランジスタＱ１,Ｑ２を備えている。トランジスタＱ１,Ｑ２には、特に限定されるものでないが、本実施形態においてはＮチャネル形ＭＯＳＦＥＴ（絶縁ゲート型電界効果トランジスタ）が使用されている。
【0013】
ここで、 スイッチ用のトランジスタＱ１は、ドレイン・ソース間の寄生ダイオード（ボディダイオード）Ｄs1が、充電器から二次電池に向かって順方向となるように接続がなされ、トランジスタＱ２は、寄生ダイオードＤs2が、充電器から二次電池に向かって逆方向となるように接続がなされている。直流電源部１１は、ＤＣ－ＤＣコンバータなどにより構成されるが、交流電圧が入力される場合にはＤＣ－ＤＣコンバータの前段に、入力された交流電圧を整流するブリッジ回路などがさらに設けられる。
【0014】
また、本実施形態の電源装置は、トランジスタＱ１,Ｑ２をオン、オフ制御する制御回路１２と、制御回路１２からの制御信号に基づいてＱ１,Ｑ２のゲート電圧を生成するゲート駆動回路１３と、ＣＣ制御（定電流制御）用のエラーアンプ１４およびＣＶ制御（定電圧制御）用のエラーアンプ１５を備えている。制御回路１２は、例えばＭＣＵ（マイクロコントローラユニット）などにより構成される。なお、直流電源部１１、トランジスタＱ１,Ｑ２、制御回路１２、ゲート駆動回路１３、ＣＣ制御（定電流制御）用のエラーアンプ１４およびＣＶ制御（定電圧制御）用のエラーアンプ１５は、同一基板上に実装された充電器１０として構成してもよい。
【0015】
ゲート駆動回路１３は、トランジスタＱ１,Ｑ２のゲート端子に印加される電圧を充電器電圧Ｖcgよりも充分に高くするためのチャージポンプ回路を備えており、これによりＱ１,Ｑ２のオン抵抗を小さくことができる。トランジスタＱ１またはＱ２をオンさせる場合、制御回路１２からゲート駆動回路１３へオン、オフ制御ための信号としてパルス信号が供給され、パルス信号が繰り返し入力されることによって内部のチャージポンプが動作して、昇圧されたゲート電圧がそれぞれ生成され、Ｑ１,Ｑ２のゲート端子に印加される。
【0016】
また、ＣＣ制御用のエラーアンプ１４には、充電動作中の電流を検出するために設けられた電流検出用の抵抗Ｒｓにより電流－電圧変換された電圧と制御回路１２からＣＣ制御のための目標電流値（ＣＣ目標値）とが入力される。一方、ＣＶ制御用のエラーアンプ１５には、直流電源部１１から供給される充電器電圧Ｖcgを抵抗Ｒ１,Ｒ２で分圧した電圧と制御回路１２からのＣＶ制御のための目標電圧値（ＣＶ目標値）とが入力される。
なお、制御回路１２には、エラーアンプ１４から出力される充電電流の検出値とエラーアンプ１５から出力される充電器電圧Ｖcgの検出値、二次電池２０の電圧を抵抗Ｒ３,Ｒ４で分圧した電圧が入力され、制御回路１２は、所定のシーケンスに従って、スイッチ用のトランジスタＱ１,Ｑ２をオン、オフ制御するための信号を生成し出力する。
なお、制御回路１２には、エラーアンプ１４から出力される充電電流の検出値とエラーアンプ１５から出力される充電器電圧Ｖcgの検出値、二次電池２０の電圧を抵抗Ｒ３,Ｒ４で分圧した電圧が入力され、制御回路１２は、所定のシーケンスに従って、スイッチ用のトランジスタＱ１,Ｑ２をオン、オフ制御するための信号を生成し出力する。
【0017】
さらに、本実施形態の電源装置には、例えば５Ｖのような電源電圧端子ＶDCとエラーアンプ１４および１５の出力端子との間に、直流電源部１１を構成する絶縁型のＤＣ－ＤＣコンバータの一次側に設けられているフォトトランジスタへエラーアンプ１４または１５により流されるフィードバック電流ＩFBに応じた光信号を出力する発光ダイオードＰＤが設けられている。ここで、上記一次側フォトトランジスタと上記発光ダイオードＰＤとは、絶縁型信号伝達手段としてのフォトカプラを構成している。
なお、フォトトランジスタの一次側電圧値に応じて絶縁型のＤＣ－ＤＣコンバータの一次側に設けられているスイッチ素子を駆動する制御信号が可変可能なように構成されており、これによりＣＣ電圧制御またはＣＣ電流制御が可能となる。
なお、フォトトランジスタの一次側電圧値に応じて絶縁型のＤＣ－ＤＣコンバータの一次側に設けられているスイッチ素子を駆動する制御信号が可変可能なように構成されており、これによりＣＣ電圧制御またはＣＣ電流制御が可能となる。
【0018】
また、発光ダイオードＰＤのカソード端子とエラーアンプ１４および１５の各出力端子との間には、逆流防止用のダイオードＤ１とＤ２がそれぞれ接続されており、エラーアンプ１４および１５はその出力端子から、それぞれの入力電圧と目標値との電位差に応じた電流を引き込むことで、発光ダイオードＰＤに、ＣＣ制御やＣＶ制御のためのフィードバック電流ＩFBを流すように構成されている。ここで、エラーアンプ１４によるＣＣ制御とエラーアンプ１５によるＣＶ制御はＯＲ（論理和）制御であり、出力電力を下げる方向の制御が優先して実行される。
【0019】
具体的には、例えば目標電圧を３５Ｖ、目標電流を１Ａに変更した場合には、ＣＶ制御は出力を下げる方向に、またＣＣ制御は出力を上げる方向に制御しようとするが、この場合、ＣＶ制御が優先され、出力を下げるように動作する。また、目標電圧を２０Ｖ、目標電流を１２Ａに変更した場合には、ＣＶ制御は出力を上げる方向に、ＣＣ制御は出力を下げる方向に制御しようとするが、この場合には、ＣＣ制御が優先され出力を下げるように動作する。このようなＯＲ制御はダイオードＤ１,Ｄ２があることによって可能になる。
【0020】
同様にして、目標電圧を３５Ｖ、目標電流を１２Ａに変更した場合には、ＣＶ制御は出力を下げる方向に制御し、ＣＣ制御も出力を下げる方向に制御しようとするが、この場合、ＣＣ制御とＣＶ制御のうち出力を下げる制御幅が大きい方が優先され、出力を下げるように動作する。また、目標電圧を２０Ｖに、目標電流を１Ａに変更した場合、ＣＶ制御は出力を上げる方向に制御し、ＣＣ制御は出力も上げる方向に制御しようとするが、この場合、ＣＣ制御とＣＶ制御のうち出力を上げる制御幅が小さい方が優先され、出力を上げるように動作することとなる。
【0021】
次に、本実施形態の電源装置における制御回路１２による二次電池の充電制御の手順について、図２の等価回路図および図３のグラフを用いて説明する。図３において、線Ａは充電器の電圧の変化を、線Ｂは電流の変化を示す。
図１に示されている電源装置においては、直流電源部１１と二次電池２０との間に直列に接続されている２個のトランジスタＱ１,Ｑ２の寄生ダイオードＤs1とＤs2が互いに逆向きであるため、図２（Ａ）のように、Ｑ１とＱ２が共にオフ（非導通）の状態だといずれの方向にも方向に電流は流れない。一方、図２（Ｃ）のように、Ｑ１とＱ２を同時にオンにすると、電圧が高い側から低い側へ突入電流が流れてしまう。
図１に示されている電源装置においては、直流電源部１１と二次電池２０との間に直列に接続されている２個のトランジスタＱ１,Ｑ２の寄生ダイオードＤs1とＤs2が互いに逆向きであるため、図２（Ａ）のように、Ｑ１とＱ２が共にオフ（非導通）の状態だといずれの方向にも方向に電流は流れない。一方、図２（Ｃ）のように、Ｑ１とＱ２を同時にオンにすると、電圧が高い側から低い側へ突入電流が流れてしまう。
【0022】
そこで、トランジスタＱ１とＱ２のゲート電圧を制御して、先ず図２（Ｂ）のように、Ｑ１のみをオン（導通）にし、Ｑ２はオフ（非導通）の状態になるように動作させる（ステップＳ１）。このとき、Ｑ２は寄生ダイオードＤs2のみが動作可能となる。なお、ＭＯＳトランジスタのチャンネルのオン抵抗は寄生ダイオードの順方向オン抵抗に比べて充分に小さいため、Ｑ１のオンによって,Ｑ１の寄生ダイオードＤs1は見えなくなる。
【0023】
次に、図３の期間Ｔ１に示すように、充電器１０の出力電圧（充電器電圧）をＣＶＣＣ制御で上昇させる（ステップ２）。すると、充電器電圧＞（電池電圧ＶBAT＋寄生ダイオードＤs2の順方向電圧ＶF）になったタイミングｔ１で充電器１０から二次電池２０へ電流が流れ始める。なお、その際のＣＣ制御の目標値は低い電流値に設定しておくことで、寄生ダイオードＤs2すなわちトランジスタＱ２の発熱を抑える。ここで、目標とする低電流値は、寄生ダイオードＤs2における発熱を素子に悪影響を及ぼすことがないように抑えるため、例えば１Ａのような値に設定すると良い。
また、ＣＶＣＣ制御においては、充電器１０から二次電池２０へ電流が流れ始めるタイミングｔ１までは、ＣＶ制御がＣＣ制御に優先し、タイミングｔ１以降はＣＣ制御が有効に機能して、図３の期間Ｔ２に示すように、充電電流が目標の低電流値へ向かって上昇する。
また、ＣＶＣＣ制御においては、充電器１０から二次電池２０へ電流が流れ始めるタイミングｔ１までは、ＣＶ制御がＣＣ制御に優先し、タイミングｔ１以降はＣＣ制御が有効に機能して、図３の期間Ｔ２に示すように、充電電流が目標の低電流値へ向かって上昇する。
【0024】
そこで、次に、ＣＣ制御による電流(低電流)が安定したタイミングｔ２を見計らって、図２（Ｃ）のように、トランジスタＱ２をオンにする（ステップＳ３）。これにより、Ｑ２の寄生ダイオードＤs2は見えなくなる。なお、ＣＣ制御の電流が安定するタイミングｔ２は、例えばタイマで決定するようにすることができる。電圧検出用の抵抗Ｒｓの端子間電圧に基づいてＣＣ制御の電流が安定したか判断するようにしても良い。
上記のようなタイミングｔ２でトランジスタＱ２をオンにすると、充電器側の電圧と電池側の電圧はほぼ同電位のため、突入電流が流れないようにすることができる。
上記のようなタイミングｔ２でトランジスタＱ２をオンにすると、充電器側の電圧と電池側の電圧はほぼ同電位のため、突入電流が流れないようにすることができる。
【0025】
また、タイミングｔ２でトランジスタＱ２をオンにした後、速やかにＣＣ制御の目標値を最終目標電流値に変更する（ステップＳ４）。すると、ＣＣ制御によって、図３の期間Ｔ３に示すように、充電器１０から二次電池２０へ流れる電流が増加し、最終目標値に到達する。その後、充電器の電圧が緩やかに上昇しながら充電電流が流れて二次電池の充電完了となるまでこの状態を維持する。なお、直前までのＣＶＣＣ制御における目標とする低電流値が１Ａのような場合、Ｑ２をオンにした後の目標電流値は、例えば１０Ａのような値に設定することが考えられる。
【0026】
上述したように、本実施形態の電源装置においては、制御回路１２による上記のような制御により、二次電池２０を充電器１０に接続する際にはトランジスタＱ１,Ｑ２をオフにしておくことによって、二次電池２０から充電器１０への突入電流を防止して電池容量の減少を防止することができる。また、充電開始直後のＣＶＣＣ制御によって、充電電圧および電流を徐々に増加させることで充電器１０から二次電池２０への突入電流を防止して二次電池へのストレスを減らすことができる。
【0027】
次に、上記ＣＣ制御用のエラーアンプ１４とＣＶ制御用のエラーアンプ１５の具体的な回路例について、図４および図５を用いて説明する。
ＣＣ制御用のエラーアンプ１４は、前記電流検出用抵抗Ｒｓ（図１）の端子電圧Ｖs1,Ｖs2が入力されるオペアンプ（差動増幅器）ＡＭＰ１と、該オペアンプＡＭＰ１の出力および制御回路１２からのＣＣ制御の目標電流値が入力されるオペアンプＡＭＰ２を備え、該オペアンプＡＭＰ２の出力端子が、前記ダイオードＤ１のカソード端子に接続されている。また、本実施形態の電源装置においては、ＣＣ制御の目標電流値が制御回路１２からＰＷＭ（パルス幅変調）信号として与えられるため、目標電流値を指示するＰＷＭ信号に基づいてそのパルス幅に比例した電圧Ｖtg1を生成するためのＲＣフィルタ回路ＦＬＴ１が設けられている。
なお、オペアンプＡＭＰ２は、フィードバック電流ＩFBを制御するため電圧入力－電流出力型のアンプである。具体的には、オペアンプＡＭＰ２の出力は、当該オペアンプＡＭＰ２の出力端子と反転入力端子との間に直列に接続された帰還容量Ｃf2および帰還抵抗Ｒf2を用いた位相補償によって電圧制御され、その結果フィードバック電流ＩFBが一定になるように制御する。
ＣＣ制御用のエラーアンプ１４は、前記電流検出用抵抗Ｒｓ（図１）の端子電圧Ｖs1,Ｖs2が入力されるオペアンプ（差動増幅器）ＡＭＰ１と、該オペアンプＡＭＰ１の出力および制御回路１２からのＣＣ制御の目標電流値が入力されるオペアンプＡＭＰ２を備え、該オペアンプＡＭＰ２の出力端子が、前記ダイオードＤ１のカソード端子に接続されている。また、本実施形態の電源装置においては、ＣＣ制御の目標電流値が制御回路１２からＰＷＭ（パルス幅変調）信号として与えられるため、目標電流値を指示するＰＷＭ信号に基づいてそのパルス幅に比例した電圧Ｖtg1を生成するためのＲＣフィルタ回路ＦＬＴ１が設けられている。
なお、オペアンプＡＭＰ２は、フィードバック電流ＩFBを制御するため電圧入力－電流出力型のアンプである。具体的には、オペアンプＡＭＰ２の出力は、当該オペアンプＡＭＰ２の出力端子と反転入力端子との間に直列に接続された帰還容量Ｃf2および帰還抵抗Ｒf2を用いた位相補償によって電圧制御され、その結果フィードバック電流ＩFBが一定になるように制御する。
【0028】
また、オペアンプＡＭＰ１は、その出力端子と反転入力端子との間に帰還容量Ｃf1および帰還抵抗Ｒf1が並列に接続されており、入力電圧Ｖs1とＶs2の電位差を差動増幅して電流検出用抵抗Ｒｓに流れる充電電流に比例した電圧Ｖout1を出力する。一方、オペアンプＡＭＰ２は、その出力端子と反転入力端子との間に帰還容量Ｃf2および帰還抵抗Ｒf2が直列に接続されており、オペアンプＡＭＰ１の出力電圧Ｖout1とＣＣ制御の目標電流値に相当する電圧Ｖtg1との電位差に比例した電流をダイオードＤ１より引き込むように動作する。
【0029】
これにより、ＣＣ制御用のエラーアンプ１４は、制御回路１２より目標電流値が入力されると、発光ダイオードＰＤに流れる電流ＩFBを制御して、充電器１０により流される電流が目標値になるように制御する。従って、ＣＣ制御用のエラーアンプ１４と発光ダイオードＰＤによって、充電器１０の出力電流の検出値に応じて充電器へ伝達する定電流制御のための信号を生成し出力する定電流制御回路が構成される。なお、特に限定されるものでないが、オペアンプＡＭＰ１から出力される電流検出用抵抗Ｒｓに流れる充電電流に比例した電圧Ｖout1は、制御回路１２へも伝達される。
【0030】
ＣＶ制御用のエラーアンプ１５は、図５に示すように、前記分圧用抵抗Ｒ１,Ｒ２（図１）により分圧された検出電圧Ｖcdと基準となる電圧Ｖrefとが入力されるオペアンプＡＭＰ３と、該オペアンプＡＭＰ３の出力および制御回路１２からのＣＶ制御の目標電圧値が入力される電圧入力－電流出力型のオペアンプＡＭＰ４を備え、該オペアンプＡＭＰ４の出力端子が、前記ダイオードＤ２のカソード端子に接続されている。また、本実施形態の電源装置においては、ＣＶ制御の目標電圧値が制御回路１２からＰＷＭ（パルス幅変調）信号として与えられるため、目標電圧値を指示するＰＷＭ信号に基づいてそのパルス幅に比例した電圧Ｖtg2を生成するためのＲＣフィルタ回路ＦＬＴ２が設けられている。
【0031】
また、オペアンプＡＭＰ３は、その出力端子と反転入力端子との間に帰還容量Ｃf3および帰還抵抗Ｒf3が並列に接続されており、検出電圧Ｖcdと基準となる電圧Ｖrefの電位差を差動増幅して充電器電圧Ｖcgに比例した電圧Ｖout3を出力する。一方、オペアンプＡＭＰ４は、その出力端子と反転入力端子との間に帰還容量Ｃf4および帰還抵抗Ｒf4が直列に接続されており、オペアンプＡＭＰ３の出力電圧Ｖout3とＣＶ制御の目標電圧値に相当する電圧Ｖtg2との電位差に比例した電流をダイオードＤ２より引き込むように動作する。
【0032】
上記のような動作により、ＣＶ制御用のエラーアンプ１５は、制御回路１２よりＣＶ制御の目標電圧値が入力されると、発光ダイオードＰＤに流れる電流ＩFBを制御して、充電器電圧Ｖcgを生成する図示しないＤＣ－ＤＣコンバータの出力電圧が目標値になるよう制御する。従って、ＣＶ制御用のエラーアンプ１５と発光ダイオードＰＤによって、充電器１０の出力電圧の検出値に応じて充電器へ伝達する定電圧制御のための信号を生成し出力する定電圧制御回路が構成される。
なお、特に限定されるものでないが、オペアンプＡＭＰ３から出力される充電器電圧Ｖcgに比例した電圧Ｖout3は制御回路１２へも伝達される。
なお、特に限定されるものでないが、オペアンプＡＭＰ３から出力される充電器電圧Ｖcgに比例した電圧Ｖout3は制御回路１２へも伝達される。
【0033】
以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施形態に限定されるものではない。例えば前記実施形態では、スイッチ用のトランジスタＱ１,Ｑ２としてＮチャネル型ＭＯＳトランジスタを使用しているが、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタを使用しても良い。そして、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタを使用した場合、ゲート電圧を充電器電圧よりも高くする必要がないので、ゲート駆動回路１３はチャージポンプを備えなくても良い。また、スイッチ用のトランジスタＱ１,Ｑ２の配置は、図１に示す順序に限定されず、Ｑ１とＱ２の配置を逆にしても良い。
また、ＣＣ制御用のエラーアンプ１４とＣＶ制御用のエラーアンプ１５は、図４および図５に示すような構成を有する回路に限定されるものではなく、上記と同様に機能を有する回路であればどのような構成であっても良い。
また、ＣＣ制御用のエラーアンプ１４とＣＶ制御用のエラーアンプ１５は、図４および図５に示すような構成を有する回路に限定されるものではなく、上記と同様に機能を有する回路であればどのような構成であっても良い。
【符号の説明】
【0034】
１０…充電器、１１…直流電源部、１２…ＭＣＵ（主制御回路）、１３…ゲート駆動回路、１４…ＣＣ制御用のエラーアンプ（定電流制御回路）、１５…ＣＶ制御用のエラーアンプ（定電圧制御回路）、２０…二次電池、Ｑ１,Ｑ２…スイッチ用トランジスタ（スイッチ素子）、Ｄs1,Ｄs2…寄生ダイオード
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】