特開 2024-160938 双方向電源装置、双方向共振コンバータ及び双方向共振コンバータの製造方法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2024160938

(43)【公開日】2024-11-15

(54)【発明の名称】双方向電源装置、双方向共振コンバータ及び双方向共振コンバータの製造方法

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/12 20060101AFI20241108BHJP

   H02M 3/28 20060101ALI20241108BHJP

【ＦＩ】

H02M7/12 601A

H02M3/28 Q

【審査請求】有

【請求項の数】20

【出願形態】ＯＬ

【外国語出願】

(21)【出願番号】P 2024052149

(22)【出願日】2024-03-27

(31)【優先権主張番号】18/311,651

(32)【優先日】2023-05-03

(33)【優先権主張国・地域又は機関】US

(71)【出願人】

【識別番号】504162361

【氏名又は名称】台達電子工業股▲ふん▼有限公司

【氏名又は名称原語表記】ＤＥＬＴＡ ＥＬＥＣＴＲＯＮＩＣＳ， ＩＮＣ．

【住所又は居所原語表記】１８６ Ｒｕｅｙ Ｋｕａｎｇ Ｒｏａｄ， Ｎｅｉｈｕ， Ｔａｉｐｅｉ １１４， Ｔａｉｗａｎ

(74)【代理人】

【識別番号】110001139

【氏名又は名称】ＳＫ弁理士法人

(74)【代理人】

【識別番号】100130328

【弁理士】

【氏名又は名称】奥野 彰彦

(74)【代理人】

【識別番号】100130672

【弁理士】

【氏名又は名称】伊藤 寛之

(72)【発明者】

【氏名】クマール、ミシャ

(72)【発明者】

【氏名】バルボサ・ピーター マントヴァネッリ

(72)【発明者】

【氏名】フェルナンデス ロハス、セルヒオ

(72)【発明者】

【氏名】黄昭睿

【テーマコード（参考）】

5H006

5H730

【Ｆターム（参考）】

5H006AA02

5H006CA07

5H006CB01

5H006CC01

5H006DA02

5H006DA04

5H006DB01

5H006DC02

5H006DC05

5H730AA18

5H730AS08

5H730BB27

5H730BB57

5H730BB62

5H730BB82

5H730BB88

5H730CC02

5H730CC04

5H730EE04

5H730EE07

5H730EE58

5H730EE59

5H730EE60

5H730FD01

5H730FD51

5H730FG05

(57)【要約】      （修正有）

【課題】単段双方向電源装置、単段双方向共振コンバータ及び単段双方向共振コンバータの製造方法に関する。
【解決手段】コントローラ（１５０）は、一次側スイッチ（２４０）と二次側スイッチ（２５０）の制御間の時間遅延を所定の時間遅延に設定しながら、決定された値に基づいてスイッチング周波数を制御することにより、第１制御モード中に前記一次側スイッチ（２４０、）と前記二次側スイッチ（２５０、）を制御することにより、または前記スイッチング周波数を所定のスイッチング周波数に設定しながら、決定された値に基づいて一次側スイッチ（２４０）と二次側スイッチ（２５０）の制御間の時間遅延を制御することにより、第２制御モード中に一次側スイッチ（２４０）と二次側スイッチ（２５０）を制御する。
【選択図】図２

【特許請求の範囲】

【請求項1】

双方向電源装置（１００、１０００）であって、
前記電源装置（１００、１０００）は、ACポート（１１０）と、ライン周波数整流器／インバータ（１２０）と、双方向共振コンバータ（１３０）と、コントローラ（１５０）とを含み、
前記ACポート（１１０）は、第１動作モードでソースとして、第２動作モードで負荷として構成され、
前記ライン周波数整流器／インバータ（１２０）は、第１動作モードでACポート（１１０）からの入力を整流する整流器として機能するように構成された１組のダイオード（２１０）と、第２動作モードでACポート（１１０）に供給するインバータとして機能する１組のスイッチ（２１５、２１５－１）とを含み、
前記双方向共振コンバータ（１３０）は、前記ライン周波数整流器／インバータ（１２０）及びDCポート（１４０）に結合され、前記双方向共振コンバータ（１３０）は、変圧器（２２５、２２５－１）の一次側及び二次側にそれぞれ配置された、一次側スイッチ（２４０、２４０－１）を有する一次側ポート（２２０、２２０－１）と、二次側スイッチ（２５０、２５０－１）を有する二次側ポート（２３０、２３０－１）とを含み、
前記コントローラ（１５０）は、一次側スイッチ（２４０、２４０－１）と二次側スイッチ（２５０、２５０－１）の制御間の時間遅延を所定の時間遅延に設定しながら、決定された値に基づいてスイッチング周波数を制御することにより、第１制御モード中に前記一次側スイッチ（２４０、２４０－１）と前記二次側スイッチ（２５０、２５０－１）を制御し、前記スイッチング周波数を所定のスイッチング周波数に設定しながら、決定された値に基づいて一次側スイッチ（２４０、２４０－１）と二次側スイッチ（２５０、２５０－１）の制御間の時間遅延を制御することにより、第２制御モード中に一次側スイッチ（２４０、２４０－１）と二次側スイッチ（２５０、２５０－１）を制御するように構成される、電源装置（１００、１０００）。

【請求項2】

前記コントローラ（１５０）は、更に、前記ACポート（１１０）におけるAC電流の周波数に基づいて、固定周波数で１組のスイッチ (２１５、２１５－１)を制御するように構成される、請求項１に記載の電源装置（１００、１０００）。

【請求項3】

更に、前記ACポート（１１０）と前記ライン周波数整流器／インバータ（１２０）との間に配置される電磁干渉（EMI）フィルタ（２０５）を含む、請求項１に記載の電源装置（１００、１０００）。

【請求項4】

更に、前記ライン周波数整流器／インバータ（１２０）と前記双方向共振コンバータ（１３０）との間に配置されるキャパシタ（C_B）を含み、前記キャパシタ（C_B）にかかる電圧は、整流されたAC電圧である、請求項１に記載の電源装置（１００、１０００）。

【請求項5】

双方向電源装置のACからDCへの動作中、前記コントローラ（１５０）は、前記一次側スイッチ（２４０、２４０－１）の制御から前記二次側スイッチ（２５０、２５０－１）の制御への時間遅延を適用する、請求項４に記載の電源装置（１００、１０００）。

【請求項6】

前記コントローラ（１５０）は、更に、前記DC ポート（１４０）における出力電圧、前記キャパシタ（C_B）にかかる電圧、及び前記双方向共振コンバータ（１３０）の平均入力電圧を取得し、制御電圧を決定するように構成される、請求項５に記載の電源装置（１００、１０００）。

【請求項7】

前記コントローラ（１５０）は、更に、直接電流コントローラまたは加算器から制御電圧を取得するように構成され、前記加算器は、電流コントローラの出力電圧とマッピングされた電圧を加算し、前記マッピングされた電圧は、DCポート（１４０）における出力電圧V_DC、キャパシタにかかる電圧V_B、ACポート（１１０）における電圧、またはDCポート（１４０）における電力出力間のマッピング電圧である、請求項６に記載の電源装置（１００、１０００）。

【請求項8】

前記コントローラ（１５０）は、制御電圧を、時間遅延を提供する第１リミッタ（３１５）とスイッチング周波数を提供する第２リミッタ（３２０）に提供し、第１リミッタ（３１５）が時間遅延を所定の時間遅延にするか、または第２リミッタ（３２０）がスイッチング周波数を所定のスイッチング周波数にするかのいずれかであり、両方ともではない、請求項６に記載の電源装置（１００、１０００）。

【請求項9】

前記双方向電源装置のDCからACへの動作中、前記コントローラ（１５０）は、前記二次側スイッチ（２５０、２５０－１）の制御から前記一次側スイッチ（２４０、２４０－１）の制御への時間遅延を適用する、請求項４に記載の電源装置（１００、１０００）。

【請求項10】

前記コントローラ（１５０）は、更に、基準発生器（３７０）からの基準AC電流または基準AC電圧と、キャパシタ（C_B）にかかる電圧または双方向共振コンバータ（１３０）の平均電流とを取得し、制御電圧を決定するように構成される、請求項９に記載の電源装置（１００、１０００）。

【請求項11】

前記コントローラ（１５０）は、前記制御電圧を、時間遅延を提供する第１リミッタ（３１５）及び、スイッチング周波数を提供する第２リミッタ（３２０）に提供し、前記第１リミッタ（３１５）が前記時間遅延を所定の時間遅延にするか、または前記第２リミッタ（３２０）が前記スイッチング周波数を所定のスイッチング周波数にするかのいずれかであり、 両方ともではない、請求項１０に記載の電源装置（１００、１０００）。

【請求項12】

前記双方向共振コンバータ（１３０）の前記一次側スイッチ（２４０、２４０－１）は、フルブリッジまたはハーフブリッジ構成で配置され、前記双方向共振コンバータ（１３０）の前記二次側スイッチ（２５０、２５０－１）は、フルブリッジまたはスタック型ハーフブリッジ構成で配置される、請求項１に記載の電源装置（１００、１０００）。

【請求項13】

前記二次側スイッチ（２５０、２５０－１）は、スタック型ハーフブリッジ構成で配置され、前記双方向共振コンバータ（１３０）の二次側ポート（２３０、２３０－１）は、更に、DCポート（１４０）における出力電圧が閾値以上の場合にスタック型ハーフブリッジ構成を維持し、DCポート（１４０）における出力電圧が閾値以下の場合にフルブリッジ構成に変換するように制御されるリレーを含む、請求項１２に記載の電源装置（１００、１０００）。

【請求項14】

前記双方向共振コンバータ（１３０）は、第２変圧器（２２５－２）の一次側及び二次側にそれぞれ配置された、第２一次側スイッチ（２４０－２）を有する第２一次側ポート（２２０－２）と第２二次側スイッチ（２５０－２）を有する二次側ポート（２３０－２）とを含む、請求項１に記載の電源装置（１００、１０００）。

【請求項15】

第２ライン周波数整流器／インバータ（１２０）は、前記第２一次側ポート（２２０－２）に結合される、請求項１４に記載の電源装置（１００、１０００）。

【請求項16】

前記電源装置（１００、１０００）は、三相電源装置であり、前記ACポート（１１０）は、異なる位相の３つのポートを含み、３つのポートのそれぞれは、ライン周波数整流器／インバータ（１２０）及び双方向共振コンバータ（１３０）のペアに結合される、請求項１に記載の電源装置（１００、１０００）。

【請求項17】

双方向共振コンバータ（１３０）であって、
変圧器（２２５、２２５－１）の一次側及び二次側にそれぞれ配置された、一次側スイッチ（２４０、２４０－１）を有する一次側ポート（２２０、２２０－１）及び二次側スイッチ（２５０、２５０－１）を有する二次側ポート（２３０、２３０－１）と、
一次側スイッチ（２４０、２４０－１）と二次側スイッチ（２５０、２５０－１）の制御間の時間遅延を所定の時間遅延に設定しながら、決定された値に基づいてスイッチング周波数を制御することにより、第１制御モード中に前記一次側スイッチ（２４０、２４０－１）と前記二次側スイッチ（２５０、２５０－１）を制御し、前記スイッチング周波数を所定のスイッチング周波数に設定しながら、決定された値に基づいて一次側スイッチ（２４０、２４０－１）と二次側スイッチ（２５０、２５０－１）の制御間の時間遅延を制御することにより、第２制御モード中に一次側スイッチ（２４０、２４０－１）と二次側スイッチ（２５０、２５０－１）を制御するように構成されるコントローラ（１５０）と、を含む双方向共振コンバータ（１３０）。

【請求項18】

前記双方向共振コンバータ（１３０）の前記一次側スイッチ（２４０、２４０－１）は、フルブリッジまたはハーフブリッジ構成で配置され、前記双方向共振コンバータ（１３０）の前記二次側スイッチ（２５０、２５０－１）は、フルブリッジまたはスタック型ハーフブリッジ構成で配置され、前記二次側スイッチ（２５０、２５０－１）は、スタック型ハーフブリッジ構成で配置され、前記双方向共振コンバータ（１３０）の二次側ポート（２３０、２３０-１）は、二次側ポートにおける出力電圧が閾値以上の場合にスタック型ハーフブリッジ構成を維持し、出力電圧が閾値以下の場合にフルブリッジ構成に変換するように制御されるリレーを含む、請求項１７に記載の双方向共振コンバータ（１３０）。

【請求項19】

前記双方向共振コンバータ（１３０）は、第２変圧器（２２５－２）の一次側及び二次側にそれぞれ配置された、第２一次側スイッチ（２４０－２）を有する第２一次側ポート（２２０－２）と第２二次側ポート（２３０－２）を有する第２二次側スイッチ（２５０－２）とを含む、請求項１７に記載の双方向共振コンバータ（１３０）。

【請求項20】

双方向共振コンバータ（１３０）の製造方法であって、前記製造方法は、
ライン周波数整流器／インバータ（１２０）をACポート（１１０）に結合するステップであって、前記ライン周波数整流器／インバータ（１２０）は、 第１動作モードでACポート（１１０）からの入力を整流する整流器として機能するように構成された１組のダイオード（２１０）と、第２動作モードでACポート（１１０）に供給するインバータとして機能する１組のスイッチ（２１５、２１５－１）とを含むステップと、
双方向共振コンバータ（１３０）をライン周波数整流器／インバータ（１２０）及び直流ポート（１４０）に結合するステップであって、前記双方向共振コンバータ（１３０）は、変圧器（２２５、２２５－１）の一次側及び二次側にそれぞれ配置された、一次側スイッチ（２４０、２４０－１）を有する一次側ポート（２２０、２２０－１）と二次側スイッチ（２５０、２５０－１）を有する二次側ポート（２３０、２３０－１）とを含むステップと、
コントローラ（１５０）を、一次側スイッチ（２４０、２４０－１）と二次側スイッチ（２５０、２５０－１）の制御間の時間遅延を所定の時間遅延に設定しながら、決定された値に基づいてスイッチング周波数を制御することにより、第１制御モード中に前記一次側スイッチ（２４０、２４０－１）と前記二次側スイッチ（２５０、２５０－１）を制御し、前記スイッチング周波数を所定のスイッチング周波数に設定しながら、決定された値に基づいて一次側スイッチ（２４０、２４０－１）と二次側スイッチ（２５０、２５０－１）の制御間の時間遅延を制御することにより、第２制御モード中に一次側スイッチ（２４０、２４０－１）と二次側スイッチ（２５０、２５０－１）を制御するように構成するステップと、を含む製造方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、電源装置、共振コンバータおよび共振コンバータの製造方法に関し、特に単段双方向電源装置、単段双方向共振コンバータ及び単段双方向共振コンバータの製造方法に関する。

【背景技術】

【0002】

電源装置は通常送電網等からの交流（AC）を直流（DC）に変換する。第１段階で力率改善（PFC）コンバータを使用して交流電圧を直流電圧に変換し、第２段階でDC-DCコンバータを使用して所望の直流電圧を得るという２段階のアプローチが使用される場合がある。通常、PFCとは、線電流を線電圧の形状に追従させることを指す。PFCコンバータは、AC入力の整流と力率改善を行う。通常、DC-DCコンバータは、ソースDCをAC信号に変換するDC-ACコンバータ、電磁誘導によってAC信号を変圧器の二次側に伝える変圧器、および出力に必要な電圧レベルを供給するための二次側のAC-DCコンバータを含むことができる。双方向電源装置とは、AC-DC変換とDC-AC変換の両方を可能にするものを指す。

【0003】

従って、先行技術における欠点を解消するための双方向電源、双方向共振コンバータ、および双方向共振コンバータの製造方法を提供する必要がある。

【発明の概要】

【0004】

１つ以上の実施例によれば、双方向電源装置は、第１動作モードでソースとして、第２動作モードで負荷としての交流（AC）ポートと、第１動作モードでACポートからのAC入力を整流する整流器として機能し、第２動作モードでACポートに供給するインバータとして機能する１組のスイッチとして機能する１組のダイオードを含むライン周波数整流器／インバータとを含む。双方向共振コンバータは、ライン周波数整流器／インバータ及び直流（DC） ポートに結合される。双方向共振コンバータは、変圧器の一次側と二次側にそれぞれ配置された一次側スイッチを有する一次側ポートと二次側スイッチを有する二次側ポートとを含む。コントローラは、一次側スイッチと二次側スイッチの制御間の時間遅延を所定の時間遅延に設定しながら、決定された値に基づいてスイッチング周波数を制御することにより、第１制御モード中に一次側スイッチと二次側スイッチを制御する。コントローラは、スイッチング周波数を所定のスイッチング周波数に設定しながら、決定された値に基づいて一次側スイッチと二次側スイッチの制御間の時間遅延を制御することにより、第２制御モード中に一次側スイッチと二次側スイッチを制御する。

【0005】

他の実施例によると、双方向共振コンバータは、変圧器の一次側および二次側にそれぞれ配置された、一次側スイッチを有する一次側ポートと二次側スイッチを有する二次側ポートとを含む。コントローラは、一次側スイッチと二次側スイッチの制御間の時間遅延を所定の時間遅延に設定しながら、決定された値に基づいてスイッチング周波数を制御することにより、第１制御モード中に一次側スイッチと二次側スイッチを制御する。コントローラは、 スイッチング周波数を所定のスイッチング周波数に設定しながら、決定された値に基づいて一次側スイッチと二次側スイッチの制御間の時間遅延を制御することにより、第２制御モード中に一次側スイッチと二次側スイッチを制御する。

【0006】

更に他の実施例によると、双方向共振コンバータの製造方法は、ライン周波数整流器／インバータをACポート結合するステップを含む。ライン周波数整流器／インバータは、第１動作モードでACポートからのAC入力を整流する整流器として機能する１組のダイオードと、第２動作モードでACポートに供給するインバータとして機能する１組のスイッチとを含む。 当該方法は、更に、双方向共振コンバータをライン周波数整流器／インバータ及直流(DC) ポートに結合するステップを含む。双方向共振コンバータは、変圧器の一次側および二次側にそれぞれ配置された一次側スイッチを有する一次側ポートと、二次側スイッチを有する二次側ポートとを含む。コントローラは、一次側スイッチと二次側スイッチの制御間の時間遅延を所定の時間遅延に設定しながら、決定された値に基づいてスイッチング周波数を制御することにより、第１制御モード中に一次側スイッチと二次側スイッチを制御するように構成される。コントローラは、更に、スイッチング周波数を所定のスイッチング周波数に設定しながら、決定された値に基づいて一次側スイッチと二次側スイッチの制御間の時間遅延を制御することにより、第２制御モード中に一次側スイッチと二次側スイッチを制御するように構成される。

【0007】

本発明の上記の内容は、以下の詳細な説明および添付の図面を検討すれば、当業者にはより容易に明らかになるであろう。

【図面の簡単な説明】

【0008】

【図1】１つ以上の実施例による単段双方向電源装置のブロック図である。

【図2】例示的な実施形態による単段双方向電源装置の回路図である。

【図3A】交流(AC)から直流(DC)への変換中の例示的なコントローラの動作の態様を示す。

【図3B】DCからACへの変換中の例示的なコントローラの動作の態様を示す。

【図4】１つ以上の実施例に係る単段双方向電源装置の双方向コンバータによって実現される電流整形を示す。

【図5】任意の実施例を示す単段双方向電源装置の回路図である。

【図6】他の実施例に係る単段双方向電源装置の回路図である。

【図7】更に他の実施例に係る単段双方向電源装置の回路図である。

【図8】更に他の実施例に係る単段双方向電源装置の回路図である。

【図9】更に他の実施例に係る単段双方向電源装置の回路図である。

【図10】更に他の実施例に係る単段双方向電源装置の回路図である。

【図11】各相の単段双方向電源装置の実施例に係る整流器／インバータおよび双方向コンバータを実装する例示的な三相電源装置のブロック図である。

【図12】各相の単段双方向電源装置の他の実施例に係る整流器／インバータおよび双方向コンバータを実装する例示的な三相電源装置のブロック図である。

【図13】図１１の三相電源装置の回路図である。

【図14】各相の単段双方向電源装置の更に他の実施例に係る整流器／インバータおよび双方向コンバータを実装する例示的な三相電源装置のブロック図である。

【発明を実施するための形態】

【0009】

以下、実施例を挙げて本発明をより具体的に説明する。本発明の好ましい実施例に関する以下の説明は、例示および説明のみを目的として本明細書に提示されることに留意されたい。 網羅的であること、または開示された正確な形式に限定されることを意図したものではない。

【0010】

AC入力に基づいてDC電圧を供給する電源装置は、通常、入力電流を整形し、DC出力を調整するための２つの別個の段を含んでもよい。単一段のみを採用することで、例えば、部品全体の数を減らし、重量及びコストを削減することができる。単段電源装置の従来のアプローチは、三相単段AC－DCコンバータを含む。各相は、フルブリッジダイオード整流器に接続され、その後にインダクタ－インダクタ－キャパシタ（LLC）コンバータが接続される。このコンバータは、LLC共振回路の直列共振周波数よりも低いスイッチング周波数で動作することによって昇圧モードで動作し、LLC共振回路の直列共振周波数以上のスイッチング周波数で動作することによって降圧モードで動作する。これにより、PFC動作を実現するためのスイッチング周波数のばらつきが大きくなり、変圧器の磁気設計や高効率の実現に課題が生じる。更に、従来の設計は双方向動作には適していない。

【0011】

状況によっては、単段双方向電源装置が好ましい。単段式とは、典型的な二段式電源装置の例では、PFCとDC－DCコンバータの両方が使用されるのとは対照的に、動作が制御可能に変化するアクティブスイッチが電源装置の一段にのみ採用されていることを指す。典型的な二段式電源装置では、PFCは、第１段の電圧の形状に追従するように電流を整形する。PFCは、高周波スイッチングを介してまたは可変スイッチングなしで電流整形を実現することができるが、PFCのスイッチング周波数をAC電流（即ちライン電流）の周波数 と同じにすることはできない。典型的な二段式電源装置の第２段では、DC－DCコンバータは、出力電圧を調整する。本明細書の１つ以上の実施例によれば、単段双方向電源装置の双方向コンバータは、電流整形機能及び出力電圧調整機能の両方を実現する。単段コンバータは、変圧器の一次側および二次側にアクティブスイッチを採用することにより双方向にすることができる。

【0012】

本明細書で詳述する実施例は、スイッチの制御に関連する可変周波数と可変時間遅延の交互の組み合わせを採用する単段双方向電源装置に関する。時間遅延は、双方向コンバータ（例えば、一次側ポート）の１組のスイッチの動作と、双方向コンバータ（例えば、二次側ポート）の別の組のスイッチの動作との間にある。可変とは、スイッチング周波数（f_SWmin）または所定の時間遅延（T_dpmin）からの変動を意味する。所定のスイッチング周波数は、最小スイッチング周波数であってもよく、所定の時間遅延は、最小時間遅延であってもよい。

【0013】

あるいは、所定のスイッチング周波数は、所定のスイッチング周波数の組から選択され、所定の時間遅延は、所定の時間遅延の組から選択されてもよい。いずれの場合でも、所定とは、スイッチング周波数または時間遅延がフィードバック制御によって決定されないことを意味する。スイッチの制御は、所定の時間遅延で所定のスイッチング周波数以外の周波数で行われるか、または所定の時間遅延以外の時間遅延で所定のスイッチング周波数で行われる。この制御配置により、スイッチング周波数が大きく変動しないようにしながら、広範囲の入力電圧および出力電圧を処理することができる。様々な例示的な実施形態に示されているように、単段双方向電源装置の構成のいくつかの態様において変形が可能である。

【0014】

図１は、１つ以上の実施例による単段双方向電源装置１００のブロック図である。前記単段双方向電源装置１００は、ACポート１１０、ライン周波数整流器／インバータ１２０、双方向コンバータ１３０、DCポート１４０、コントローラ１５０を含む。電流は、ACポート１１０とライン周波数整流器／インバータ１２０との間では正弦波として整形され、ライン周波数整流器／インバータ１２０と双方向コンバータ１３０との間では全波整流された正弦波として整形され、双方向コンバータ１３０とDCポート１４０との間ではライン（即ちDC）として整形される。単段とは、単段双方向電源装置１００の１つの態様である双方向コンバータ１３０のみが、動作を制御可能に変更できるアクティブスイッチを含むことを意味する。双方向とは、電力が、ACポート１１０からDCポート１４０へ、またはDCポート１４０からACポート１１０へ流れてもよいことを意味する。

【0015】

ライン周波数整流器／インバータ１２０は、１組のダイオード２１０及び１組のスイッチ２１５（図２を参照）を含む。ACポート１１０からDCポート１４０への電力の流れの間、ダイオード２１０の組は、ライン周波数整流器として機能し、ACを整流されたACに変換し、DCポート１４０からACポート１１０の電力の流れの間、 スイッチ２１５は、ライン周波数インバータとして機能し、整流されたACをACに戻す。ライン周波数整流器／インバータ１２０のスイッチ２１５は、一定のACライン周波数（例えば６０ヘルツ）で動作する。即ち、従来のPFC段とは異なり、例えば、ライン周波数整流器／インバータ１２０は、双方向コンバータ１３０と同様に、単段双方向電源装置１００の可変周波数スイッチング段ではない。その代わりに、ライン周波数整流器／インバータ１２０のスイッチ２１５のスイッチング周波数は、ACポート１１０のライン周波数のままである。

【0016】

ライン周波数整流器／インバータ１２０及び双方向コンバータ１３０は、図２及び図５～１０に示すように、異なる実施例に従って実施してもよい。すべての実施例において、双方向コンバータ１３０は、例えば、図２に示すように、一次側ポート２２０二次側ポート２３０を有する少なくとも１つの変圧器２２５を含む。更に、全ての実施例は、図２に示すように、一次側ポート２２０に一次側スイッチ２４０及び二次側ポート２３０に二次側スイッチ２５０を含む。コントローラ１５０は、DCポート１４０における出力DC電圧と、ACからDCへの変換中の双方向コンバータ１３０に流れる電流と、基準AC電流または電圧と、DCからACへの変換中の双方向コンバータ１３０から流れる電流とに基づいて、これらの一次側スイッチ２４０及び二次側スイッチ２５０を制御する。本開示のライン周波数整流器／インバータ及び双方向コンバータは、同じコントローラによって制御されてもよく、それぞれ２つのコントローラによって制御されてもよい。

【0017】

図２は、例示的な実施例による単段双方向電源装置１００の回路図である。コントローラ１５０は、図３Ａ及び図３Ｂに詳細に示される。図２の例示的な実施例は、ACからDCへの変換を示す。このように、ACポート１１０は、送電網等からのACソース２０１（Ｖ_AC）で示され、DCポート１４０は、出力DC電圧（Ｖ_DC）を受ける負荷で示される。電流i_ACは、図示のように、ACポート１１０から流れる。ＥＭＩフィルタ２０５は、図２に示す例示的な実施例によるフルブリッジ線周波数整流器／インバータであるライン周波数整流器／インバータ１２０へのAC入力の前に、電流i_ACから高周波コモンモードノイズおよび差動モードノイズをフィルタリングするために使用されてもよい。

【0018】

ライン周波数整流器／インバータ１２０では、ダイオード２１０の組は、ダイオードD_１－D_４を含み、スイッチ２１５の組は、スイッチS_Ｉ１－S_Ｉ４を含む。前述のように、これらのスイッチ２１５は、変高周波数スイッチではない（異なる高周波スイッチング周波数で動作するように制御されない）。実際には、常に一定のACライン周波数（例えばライン周波数が６０Ｈｚである場合には６０ヘルツ（Hz）で動作する。キャパシタC_Ｂは、ライン周波数整流器／インバータ１２０と双方向コンバータ１３０とを分離する。ライン周波数整流器／インバータ１２０は、図２に示すACからDCへの実施例では、フルブリッジ線路整流器として実現され、コンデンサＣ_Ｂにかかる電圧Ｖ_Ｂがソース電圧Ｖ_ACのピークまでゼロから変動するように、ACソース２０１（V_AC）を整流する。電圧Ｖ_Ｂを、ACリップルを有するDCではなく、整流されたACとして得るために、キャパシタC_Ｂの容量は小さくてもよい。

【0019】

ライン周波数整流器／インバータ１２０は、スイッチS_Ｉ１～S_Ｉ４を無効にすることによって、またはスイッチS_Ｉ１～S_Ｉ４を同期整流器として動作させることによって、ダイオードＤ_１～Ｄ_４によって形成されるフルブリッジダイオード整流器として実装されてもよい。その後、双方向コンバータ１３０は、整流されたAC電圧（V_Ｂ）を出力DC電圧（V_DC）に変換する。双方向コンバータ１３０がDCをACに変換する実施例によると、ライン周波数整流器／インバータ１２０は、AC電圧の正の半サイクルの間にスイッチS_Ｉ１およびS_Ｉ３を動作させ、スイッチS_Ｉ２およびS_Ｉ４を動作させることによってインバータとして実装されてもよい。この実施例によると、双方向コンバータ１３０は、DC入力（V_DC）をAC電圧（V_Ｂ）に変換する。

【0020】

双方向コンバータ１３０は、前述したように、変圧器２２５の一次側ポート２２０及び二次側ポート２３０を含む。一次側ポート２２０は、N_１巻の一次巻線２２３を含み、二次側ポート２３０は、N_２巻の二次巻線２２７を含む。前述したように、一次側ポート２２０は、一次側スイッチ２４０を含み、一次側スイッチ２４０は、スイッチS_Ｐ１－S_Ｐ４を含む。二次側ポート２３０は、二次側スイッチ２５０を含み、二次側スイッチ２５０は、スイッチS_S１－S_S４を含む。図２に示す例示的な一次側ポート２２０は、インダクタLR_１、インダクタＬ_Ｍ、キャパシタＣ_Ｒ１を含み、これは、LLC共振回路である共振回路２４５である。一次側電流iLRは、インダクタLR_１を流れる。別の実施例によると、一次側ポート２２０は、異なる共振回路２４５を含んでもよい。例えば、一次側ポート２２０は、CLLCまたはCLLLC共振コンバータ、または直列のインダクタおよびコンデンサからなる直列共振コンバータ（SRC）を実装してもよい。

【0021】

二次側ポート２３０は、ブロッキングキャパシタC_Ｂ１を含む。図２に示すように、二次側電流は、ブロッキングキャパシタC_Ｂ１を流れる。二次側ポート２３０は、リレーR_１、R_２、R_３を介して動的に変更され、フルブリッジ構成またはスタック型ハーフブリッジ構成のいずれかで動作してもよい。このような配置により、広範囲のDC出力電圧を出力することができる。例えば、V_DCの値が比較的大きい（例えば、所定の閾値電圧以上）場合、スタック型ハーフブリッジ構成について、リレーR_１及びR_２がオフになり、リレーＲ_３がオンになるように（例えばコントローラ１５０によって）制御されてもよい。 この場合、ブロッキングキャパシタC_Ｂ１にかかる平均電圧は、出力DC電圧（Ｖ_DC）の半分に等しいため、変圧器２２５の二次側端子の電圧は、－V_DC／２からV_DC／２まで変化する。

【0022】

あるいは、リレーR_１及びR_２は、V_DCの値が比較的小さい（例えば、閾値電圧以下）場合、フルブリッジ構成について、リレーR_１及びR_２がオンになり、リレーＲ_３がオフになる）ように制御されてもよい。この場合、ブロッキングキャパシタＣ_Ｂ１にかかる平均電圧はゼロであり、変圧器２２５の二次側端子の電圧は＋V_DC～－V_DCで変化する。その結果、ＶDCの値が高い場合のスタック型ハーフブリッジ構成の動作は、V_DCの値が低い場合のフルブリッジ構成の動作と同様であってもよい。リレーR_１、R_２及びR_３の制御の基礎となる閾値電圧は、二次側スイッチ２５０の定格電圧に依存してもよい。

【0023】

前述したように、スイッチ２４０、２５０の制御は、スイッチ２４０、２５０間の可変時間遅延を有する所定のスイッチング周波数と、可変スイッチング周波数を有するスイッチ２４０、２５０間の所定の時間遅延との間で交互に行われてもよい。このような制御方式により、全体的なスイッチング周波数範囲の要件を低減することができる。図３Ａ及び３Ｂは、コントローラ１５０の動作を詳細に示す。

【0024】

図３Ａは、実施例によるコントローラ１５０の動作を示す。具体的に、ACからDCへの変換中のコントローラ１５０の機能を示す。図３Ａの右下に示されるように、DCポート１４０において双方向コンバータ１３０によって提供される出力DC電圧（V_DC）は、例えば、DCポート１４０における負荷のための所望のDC電圧を表す基準DC電圧（V_DCref）から減算されてもよい。減算器３０３の結果（E１）は、例えば比例積分（PI）コントローラであってもよい電圧コントローラ３０５に提供される。公知のＰＩコントローラは、出力（図示のV_EA）が入力誤差（E１）に比例する比例制御と、出力V_EAが入力誤差E１の積分に比例する積分制御とを組み合わせる。電圧コントローラ３０５は、誤差増幅器としてみなされてもよい。

【0025】

電圧コントローラ３０５の出力である電圧V_EAは、整流されたAC電圧（V_Ｂ）とともに乗算器３０７に供給される。電圧Ｖ_ＥＡは、入力アドミタンスを示し、整流されたAC電圧V_Ｂは電圧の形状を示す。乗算器３０７の出力は、減算器３０９に供給される基準電流I_refである。

【0026】

双方向コンバータの入力における電流i_BRは脈動電流である。そのため、図4を参照して説明したように、フィルタリングされた電流ｉ_BRｆが感知されるか、または平均電流ｉ_BR,avgが決定されてもよい。この感知されたまたは得られた電流i_BRf／i_BR,avgは、減算器３０９で基準電流Ｉ_refから減算され、その結果（Ｅ２）が電流コントローラ３１０に供給される。電流コントローラ３１０は、例えば、電圧コントローラのようなPIコントローラであってもよい。図３Ａに示すように、例示的な実施例によると、電流コントローラ３１０は、電圧V_ieaを出力する。

【0027】

図３Ａに示す別の実施例によると、フィードフォワードアプローチが使用されてもよい。具体的に、出力DC電圧（V_DC）、DCポート１４０の出力電圧、ACソース２０１（V_AC）、及び／または整流されたAC電圧（V_B）と、既知の値に基づいて計算された電圧V_３１１との間でマッピング３１１が作成されてもよい。このマッピングされた電圧Ｖ_３１１は、加算器３１２で電流コントローラ３１０の出力V_３１０に加算され、電圧V_ieaを提供する。このフィードフォワードアプローチによれば、より少ない制御サイクルで必要なＶ_ieaに到達することができ、全高調波歪みの改善を達成することができる。電流コントローラ出力V_ieaにより、コントローラ１５０は、所定のスイッチング周波数f_swminにおけるスイッチ２４０、２５０間の決定された割合の割合時間遅延Ｔ_ｄｐ、または所定の時間遅延Ｔ_dpminにおける決定されたスイッチング周波数f_SWのいずれかを出力する。時間遅延の割合T_dpは、スイッチング周期T_SWに対して次のようになる。

【0028】

電流コントローラ出力V_ieaは、感知されたまたは得られた電流i_BRf／i_BR,avgが基準電流Ｉ_refよりも小さい場合に正の値となる。この場合、リミッタ３１５において、スケールレベルV_LimFは０に設定され、リミッタ３２０において、スケール値V_LimDは、上限値V_LHのゼロでない値である。あるいは、感知されたまたは得られた電流i_BRf／i_BR,avgが基準電流I_refよりも大きい場合、電流コントローラ出力Vieaは負の値となる。この場合、リミッタ３１５において、スケールレベルV_LimFは下限値VLLのゼロでない値であり、リミッタ３２０において、スケール値V_LimDは０に設定される。

【0029】

ゲインK_ｆは、スケール値V_Limfを、減算器３２７において所定のスイッチング周波数f_SWminから減算される周波数f_fに変換し、スイッチ２４０、２５０が制御されるスイッチング周波数f_SWを提供する。ゲインK_TDは、スケール値V_LimDを、加算器３３３において所定の時間遅延T_dpminに加算される割合時間遅延Ｔ_Ｄに変換し、スイッチ２４０、２５０を分離制御する割合時間遅延Ｔ_ｄｐを提供する。感知されたまたは得られた電流i_BRｆ／i_BR,avgが基準電流I_ref（V_ieaは正の値）よりも小さい場合、スケール値V_Limfは０に設定され、スケール値V_LimDはゼロではない。この場合、スイッチング周波数f_SWは、f_SWminに設定されるが、割合時間遅延Ｔ_ｄｐは、スケール値V_LimDに基づいてT_dpminから変更される。

【0030】

一方、感知されたまたは得られた電流i_BRｆ／i_BR,avgが基準電流I_ref（V_ieaは負の値）よりも大きい場合、スケール値V_Limfは、ゼロではなく、スケール値V_LimDは０に設定される。この場合、スイッチング周波数f_swは、スケール値V_Limfに基づいてf_SWminから変更されるが、割合時間遅延T_dpは、T_dpminに設定される。１つの所定のスイッチング周波数f_SWmin及び１つの所定の時間遅延T_dpminが例示のため示されるが、前述したように、１組の所定の値を選択してもよい。例えば、全高調波歪み（THD）を改善し、スイッチング周波数範囲を制限するために、キャパシタC_Ｂにかかる電圧V_Ｂの値に基づいて、１組の所定の値から所定の時間遅延T_dpminを選択してもよい。

【0031】

図３Ａは、整流器／インバータ１２０のスイッチ２１５が可変高周波スイッチではなく、双方向コンバータによって供給される出力DC電圧（V_DC）に基づいて決定されるスイッチング周波数ｆ_SWおよび割合時間遅延T_dpの値によって影響を受けないことを示す。代わりに、コンパレータ３６０は、図示のように、ACポート１１０からの電流ｉ_ACを０と比較する。ｉ_AC＞０である場合、コンパレータ３６０出力はハイになる。この場合、スイッチS_１１及びS_１３は、オンである。更に、インバータ３６５に基づいて、整流器／インバータ１２０の相補スイッチS_１２及びS_１４は、オフ（開）である。あるいは、ｉ_AC＜０である場合、コンパレータ３６０の出力はローになる。この場合、スイッチS_１１及びS_１３は、オフ（開）である。更に、インバータ３６５に基づいて、整流器／インバータ１２０の相補スイッチS_１２及びS_１４は、オンである。

【0032】

ACからDCへ変換する場合、一次側スイッチ２４０は、二次側スイッチ２５０をリードする。そのため、図３Ａに示すように、一次側スイッチ２４０は、スイッチング周波数f_SWによってのみ影響を受け、二次側スイッチ２５０は、スイッチング周波数f_SWと、一次側スイッチ２４０に対する二次側スイッチ２５０の制御の遅延を定義する割合時間遅延T_dpの両方によって影響を受ける。

【0033】

具体的に、スイッチング周波数ｆ_SWは、 デジタルパルス幅変調器（DPWM）３４０に供給され、一次側スイッチS_P１－S_P４のそれぞれがオンまたはオフになる周波数を制御する。 スイッチング周波数ｆ_SW及び割合時間遅延T_dpの両方が、DPWM３５０に供給され、二次側スイッチSS１－SS４の制御に影響を与える。コンパレータ３５５もDPWM３５０に入力を供給し、二次側スイッチ２５０が同期整流器として動作してDC出力を生成する機能を制御する。コンパレータ３５５は、ブロッキングキャパシタC_B1を流れる二次側電流i_sと０を比較する。即ち、i_s＞０である場合、コンパレータ３５５の出力はハイになる。一方、i_s＜０である場合、コンパレータ３５５の出力はローになる。

【0034】

図３Ｂは、実施例によるコントローラ１５０の動作の態様を示す。具体的に、DCからACへの変換時のコントローラ１５０の機能を示す。図３Ａとの比較は、図３Ｂでは、制御される出力がDCポート１４０ではなく、ACポート１１０であるため、V_ieaの生成が異なることを示す。図示のように、基準発生器３７０は、ACポート１１０における所望の出力を表すことができる基準AC電流i_AC,refまたは基準AC電圧V_AC,refを発生する。整流器３８０は、基準AC電流i_AC,refに基づいて整流された基準AC電流|i_AC,ref|、または基準AC電圧V_AC,refに基づいて整流された基準AC電圧|V_AC,ref|を供給する。減算器３８５において、感知されたまたは得られた電流i_BRf／i_BR,avgが、整流された基準AC電流|i_AC,ref| から減算されるかまたは整流されたAC電圧V_Ｂが整流された基準AC電圧|V_AC,ref|から減算されて出力Ｅ３が供給される。Ｅ３は、電流コントローラ３１０（基準発生器３７０が基準AC電流i_AC,refを供給する場合）または電圧コントローラ３０５（基準発生器３７０が基準AC電圧V_AC,refを供給する場合）に供給され、出力V_ieaを得る。

【0035】

V_ieaに基づくスイッチング周波数ｆ_SW及び割合時間遅延Ｔｄｐの決定は、図３Ａを参照して説明した決定と同じであり、ここで説明を省略する。前述したように、スイッチ２４０、 ２５０の制御は、スイッチング周波数f_SWに基づいており、スイッチ２４０の制御は、割合時間遅延T_dpにも基づいているが、スイッチ２１５は、ACライン周波数で動作し、スイッチング周波数f_SWまたは割合時間遅延T_dpに基づいては制御されない。

【0036】

代わりに、基準発生器３７０の出力（基準AC電流i_AC,refまたは基準AC電圧V_AC,ref）は、０でコンパレータ３６０に供給される。基準発生器３７０の出力が０よりも大きい場合、コンパレータ３６０の出力はハイである。この場合、スイッチS_１１及びS_１３は、オンである。更に、インバータ３６５に基づいて、整流器／インバータ１２０の相補スイッチS_１２及びS_１４は、オフ（開）である。あるいは、基準発生器３７０の出力が０よりも小さい場合、コンパレータ３６０の出力は、ローである。この場合、スイッチS_１１及びS_１３は、オフ（開）である。更に、インバータ３６５に基づいて、整流器／インバータ１２０の相補スイッチS_１２及びS_１４は、オンである。

【0037】

図３Ａを参考して説明したACからDCｋへの変換とは異なり、図３Ｂに示すDCからACへの変換においては、二次側スイッチ２５０が一次側スイッチ２４０をリートする。 そのため、図３Ｂに示すように、二次側スイッチは、スイッチング周波数f_SWによってのみ制御され、一次側スイッチ２４０は、スイッチング周波数ｆ_SW及び二次側スイッチ２５０に対する一次側スイッチ２４０の制御の遅延を定義する割合時間遅延T_dpの両方によって制御される。

【0038】

具体的に、スイッチング周波数f_SWは、DPWM ３４０に供給され、二次側スイッチS_S１－S_S４のそれぞれがオンまたはオフに周波数を制御する。スイッチング周波数ｆ_SW及び割合時間遅延T_dpの両方が、DPWM３５０に供給され、一次側スイッチS_Ｐ１－S_Ｐ４のそれぞれの制御に影響を与える。コンパレータ３５５もDPWM３５０に入力を供給し、一次側スイッチ２４０を同期整流器として動作させるのに役立つ。コンパレータ３５５は、インダクタLR_１を流れる一次側電流iLRと０を比較する。つまり、iLR＞０である場合、コンパレータ３５５の出力は、ハイである。あるいは、iLR＜０である場合、コンパレータ３５５の出力は、ローである。

【0039】

図４は、図３Ａ及び図３Ｂを参照して説明した制御に基づいて双方向コンバータ１３０によって実行される電流整形を示す。図４に示される値は、図２の例示的な回路図に示される。 出力DC電圧V_DCは、 図６では出力電圧V_Ｏとして示される。ACポート１１０からの電流ｉ_ACは、一次側スイッチ２４０と二次側スイッチ２５０の間の割合（％）時間遅延T_dpおよびキロヘルツ（kHz）で示されるスイッチング周波数f_swの制御を介して整形される。ソース電圧V_AC及びキャパシタ２１６C_Ｂにかかる電圧V_Ｂも出力DC電圧V_DCとともにボルト（V）で示される。

【0040】

図４は、ソース電圧V_ACが０を超えると、割合時間遅延T_dpは減少し始める。ソース電圧V_ACが０から増加すると、スイッチング周波数f_SWが固定される一方で、割合時間遅延T_dpは減少する。ソース電圧V_ACがピーク値に近づくと、スイッチング周波数ｆ_SWが増加する一方で、割合時間遅延T_dpは固定される。ソース電圧V_ACがそのピーク値から減少すると、スイッチング周波数f_SWは減少するが、割合時間遅延T_dpは固定される。ソース電圧V_ACが０交差まで減少すると、スイッチング周波数f_SWが固定される一方で、割合時間遅延T_dpは増加する。図３Ａ及び図３Ｂを参照して説明したように、時間遅延割合T_dpおよびスイッチング周波数f_SWのこの制御方式は、双方向コンバータ１３０の一次側スイッチ２４０および二次側スイッチ２５０を制御する。図４に示すように、この制御は、ACポート１１０からの電流i_ACをソース電圧V_ACの形状に追従するように整形する。

【0041】

図５は、任意の実施例の単段双方向電源装置１００の回路図を示す。図５の例示的な単段双方向電源装置１００は、図３Ａ及び図３Ｂを参照して説明した制御方式において使用される感知されたまたは得られた電流i_BRｆ／i_BR,avgを決定するためのＡ、Ｂ、およびＣで示される３つの異なるアプローチを示すために使用される。例示的な実施例による単段双方向電源装置１００では、これらのアプローチのうち１つのみが実施されてもよい。図５に示される例示的な単段双方向電源装置１００は、図２に示されるものと同様の構成であり、関連する構成要素のみに符号を付与して説明される。コントローラ１５０の図示は省略されている。一般に、単段双方向電源１００は、ACポート１１０、ライン周波数整流器／インバータ１２０、双方向コンバータ１３０及びDCポート１４０を含む。

【0042】

Ａで示すアプローチでは、ライン周波数整流器／インバータ１２０とキャパシタC_Ｂとの間に検出抵抗器R_senseが含まれてもよい。キャパシタC_Ｂは、前述のように小さな値の容量を有してもよく、電流i_BRの高周波数リップルを吸収してもよい。そのため、リップルが非常に小さいフィルタリングされた電流i_BRfが検出抵抗R_senseを流れる。このフィルタリングされた電流i_BRfの大きさは、双方向コンバータ１３０への入力電流i_BRの平均値i_BR，avgである。その結果、検出抵抗器R_senseにかかる電圧を測定することによって得られるフィルタリングされた電流電流i_BRfは、例示的な実施例によるコントローラ１５０によって使用され得る検出電流である。

【0043】

Ｂで示されるアプローチは、スイッチSＰ_１及びSｐ_３がオン（即ち閉）である場合、i_BR＝iLRであるという事実に基づく。そのため、双方向コンバータ１３０への入力電流ｉ_BRの平均値ｉ_BR，avgは、スイッチSＰ_１及びSｐ_３がオンのとき、半スイッチング期間ＴSW ／２にわたって電流iLRを積分することによって得ることができる。具体的に、平均値ｉ_BR，avgは、以下の式によって求められる。

式（２）において、T_onはスイッチS_Ｐ１がオンである時間、T_off はスイッチS_P１がオフである時間、スイッチング期間T_SWは、１／f_SWまたはスイッチング周波数の逆数である。スイッチング期間T_SWの半分の間の共振インダクタ電流i_LRの積分は、共振キャパシタC_Rにかかる電圧V_CRの差に比例する。そのため、式（２）は、以下のように変更されてもよい。

式（３）において、V_CRonはスイッチS_P１がオンである時の共振キャパシタC_Rにかかる電圧であり、V_CRoffはスイッチS_P１がオフである時の共振キャパシタC_R にかかる電圧である。双方向コンバータ１３０への入力電流i_BRの平均値i_BR,avgは、式（２）及び式（３）から以下のように求めることができる。

スイッチSP1がオンである時の共振キャパシタC_Rにかかる電圧V_CRonの値は、s the same as スイッチS_P１がオフである時の共振キャパシタC_Rにかかる電圧V_CRoffの値と同じである（V_CRoff =-V_CRon)ため、式（４）を以下のように書き換えてもよい。

【0044】

Ｃで示されるアプローチは、変流器５１０を含む。Ｂで示されるアプローチと同様に、このアプローチは、スイッチS_P１及びS_P３がオンである時にi_BR = i_LRであるという事実に依存する。Bで示されたアプローチとの違いは、双方向コンバータ１３０への入力電流 i_BRの平均値i_BR,avgを決定するために、i_LRが変流器５１０を用いて感知されることである。
変流器５１０の出力における電圧は、フィルタ抵抗R_fおよびフィルタ容量C_fを含むRCフィルタ５２０を使用してローパスフィルタ処理される。RCフィルタ５２０の出力電圧V_iLRfは、半スイッチング期間の終わり（つまり、スイッチS_P1のオフである時）に感知され、入力電流i_BRの平均値i_BR,avgを以下のように求められる。

式（６）において、V_iLRf,offは、スイッチS_P１がオフの時の出力電圧V_iLRf の値である。更に、

式（８）において、R_CTは、変流器５１０の出力における負荷抵抗であり、N_CTは、変流器５１０の二次側の巻数である。.

【0045】

図６は、例示的な実施例による単段双方向電源装置 １００の回路図である。図２を参照して説明した構成要素はすべて再度詳述しない。ライン周波数整流器／インバータ１２０は、図６に示される単段双方向電源装置１００の例示的なACからDCへの動作中に、スイッチ２１５が無効になった状態で示される。 図２の例示的な構成に比較すると、図６に示す例示的構成は、双方向コンバータ１３０の二次側スイッチ２５０のフルブリッジ配置を含む。

【0046】

ACからDCへの動作では、双方向コンバータ１３０の入力電圧は、０から入力電圧V_L-Lのピークまで動作する。図３Ａおよび図３Ｂを参照して説明した制御方式は、図６に示す例示的な単段双方向電源装置１００に適用されてもよい。具体的に、ACからDCへの動作の場合にはDCポート１４０における出力DC電圧V_DCに基づいて、またはDCからACへの動作の場合には基準発生器３７０の出力に基づいて、スイッチ２４０、２５０の動作間の制御された時間遅延とともに所定のスイッチング周波数が使用されてもよく、または制御されたスイッチング周波数とともに所定の時間遅延が使用されてもよい。

【0047】

図７は、例示的な実施例による単段双方向電源装置１００の回路図である。図２および図６にも示されている上記で説明した構成要素については、再度詳述しない。図２を参照して説明したように、二次側ポート２３０は、リレーR₁、R₂、及びR₃を介して動的に変更され、フルブリッジ構成またはスタック型ハーフブリッジ構成のいずれかで動作してもよい。図７に示す例示的な構成は、双方向コンバータ１３０の一次側スイッチ２４０のハーフブリッジ配置を含む。このように、一次側スイッチ２４０は、２つだけである。この場合、ACからDCへの動作中のDPWM３４０の出力、DCからACへの動作中のDPWM３５０の出力は、２つの一次側スイッチS_P１及びS_P２を制御する。

【0048】

その他のあらゆる方法において、図３Ａ及び図３Ｂを参照して説明した制御方式は、図７に示す例示的な単段双方向電源装置１００に適用されてもよい。具体的に、ACからDCへの動作の場合にはDCポート１４０における出力DC電圧V_DCに基づいて、またはDCからAC への動作の場合には基準発生器３７０の出力に基づいて、スイッチ２４０、２５０の動作間の制御された時間遅延とともに所定のスイッチング周波数が使用されてもよく、または制御されたスイッチング周波数とともに所定の最小時間遅延が使用されてもよい。

【0049】

図８は、例示的な実施例による単段双方向電源装置１００の回路図である。例示的な構成では、単段双方向コンバータ１３０は、２つの部分に分割され、それぞれが一次側ポート２２０－１、２２０－２と二次側ポート２３０－１、２３０－２と分離する変圧器２２５－１、２２５－２を有する。各部分は、トランスの二次側にフルブリッジ構成を有する図２の構成に類似している。２組の一次側スイッチ２４０－１及び２４０－２は、入力側で並列に接続されている。２組の二次側スイッチ２５０－１及び２５０－２は、コントローラ１５０によるリレーR_１、R_２、及びR_３の制御に基づいて並列または直列に接続されてもよい。いずれの配置においても、二次側スイッチ２５０－１及び２５０－２は、いずれもフルブリッジ構成を有する。

【0050】

DCポート１４０における出力DC電圧V_DCが閾値電圧よりも小さい場合、リレーＲ_１及びＲ_２がオンになり、リレーR_３はオフになり、これにより、二次側スイッチ２５０－１と２５０－２が並列接続される。DCポート１４０における出力DC電圧V_DCが閾値電圧よりも大きい場合、リレーＲ_１及びＲ_２がオフになり、リレーR_３はオンにり、これにより、二次側スイッチ２５０－１と２５０－２が直列接続される。この例示的な構成では、図３Ａ及び図３Ｂを参照して説明した制御方式によると、ACからDCへの動作中のDPWM３４０の出力と、DCからACへの動作中のDPWM３５０の出力とが、一次側スイッチ２４０－１及び２４０－２の両方の組を制御し、ACからDCへの動作中のDPWM３５０の出力と、DCからACへの動作中のDPWM３４０の出力とが、二次側スイッチ２５０－１及び２５０－２の両方の組を制御する。

【0051】

図９は、例示的な実施例による単段双方向電源装置１００の回路図である。例示的な構成では、単段双方向コンバータ１３０は、２つの部分に分割され、それぞれが一次側ポート２２０－１、２２０－２と二次側ポート２３０－１、２３０－２とを分離する変圧器２２５－１、２２５－２を備える。図７に示す構成と同様に、一次側スイッチ２４０－１、２４０－２は、 共にハーフブリッジ配置を有する。そのため、第１部分の一次側スイッチ２４０－１には、スイッチS_P１１、S_P２１の２つしかなく、第２部分の一次側スイッチ２４０－２には、スイッチS_P１２、S_P２２の２つしかない。この場合、ACからDCへの動作中のDPWM３４０の出力と、 DCからACへの動作中のDPWM３５０の出力とが、一次側スイッチ２４０－１の２つのスイッチS_P１１、S_P２１と、一次側スイッチ２４０－２の２つのスイッチS_P１２、S_P２２とを制御する。

【0052】

２つの二次側ポート２３０－１、２３０－２では、それぞれの二次側スイッチ２５０－１、２５０－２は、フルブリッジ構成になっている。２組の一次側スイッチ２４０－１、２４０－２は、並列に接続されている。２組の二次側スイッチ２５０－１、２５０－２は、図８を参照して説明した配置と同様に、コントローラ１５０によるリレーR_１、R_２及びR_３の制御に基づいて並列または直列に接続されてもよい。単段双方向電源装置１００について説明したすべての様々な構成に当てはまるように、図３Aおよび図３Bを参照して説明した制御方式は、図９に示される構成に使用される。

【0053】

図１０は、例示的な実施例による単段双方向電源装置１００の回路図である。コントローラ１５０は、図１０の構成の一部であるが、図示されていない。例示的な構成では、ＥＭＩフィルタ２０５の直後では、２つの部分に分割される。従って、ライン周波数整流器／インバータ１２０及び双方向コンバータ１３０の両方が２つの部分に分割される。双方向コンバータ１３０の各部分は、一次側ポート ２２０－１、２２０-２と二次側ポート２３０－１、２３０－２とを分離する変圧器２２５－１、２２５－２を含む。ライン周波数整流器／インバータ１２０と一次側及び二次側スイッチ２４０－１、２４０－２、２５０－１、２５０－２は、いずれもフルブリッジ構成となっている。ライン周波数整流器／インバータ１２０の各部分と関連する一次側ポート２２０－１、２２０－２は、互いに並列である。 ２組の二次側スイッチ２５０－１、２５０－２は、図８を参照して説明した配置と同様に、コントローラ１５０によるリレーR_１、R_２及びR_３の制御に基づいて並列または直列に接続されてもよい。単段双方向電源装置１００について説明したすべての様々な構成に当てはまるように、図３Aおよび図３Bを参照して説明した制御方式は、DPWM３４０およびDPWM３５０のそれぞれが、図３Aおよび図３Bに示されるように、４つではなく８つのスイッチ（即ち、２４０－１及び２４０－２の両方または２５０－１および２５０－２の両方）を制御する、図１０に示される構成に使用される。

【0054】

図１１～１４は、図３Aおよび図３Bを参照して説明した制御方式とともに、ライン周波数整流器／インバータ１２０及び双方向コンバータ１３０の様々な実施例を含む三相電源１０００の異なる実施例を示す。図１１は、１つ以上の実施例による各相の整流器／インバータ１２０及び双方向コンバータ１３０を実装する三相電源装置 １０００のブロック図である。図示のように、各相の整流器／インバータ１２０及び双方向コンバータ１３０は、図３A及び図３Bを参照して説明した制御を実施する別個のコントローラ１５０によって制御される。この例示的な構成は、図３Ａ及び図３Ｂを参照して説明した制御方式を実装できる様々な方法を限定することを意図したものではない。代替実施例によると、制御機能は、１つのコントローラ１５０に結合されてもよく、または２つまたは３つ以上のコントローラ１５０に分割されてもよい。

【0055】

図１１の例示的な実施例では、三相は、共通のＥＭＩフィルタ２０５を共有する。更に、各ライン周波数整流器／インバータ１２０及び双方向コンバータ１３０のペアは、相間入力端子（phase-to-phase input terminals）に接続される。各ライン周波数整流器／インバータ１２０及び双方向コンバータ１３０のペアは、図２、６～１０を参照して詳述した実施例のいずれかに従って実装されてもよい。異なる位相に関連する電圧V_TN、V_SN、V_RNは、互いに１２０度位相シフトされる。従って、三相の出力DC電圧（V_DC,１, V_DC,２, V_DC,３）のリップルも互いに１２０度位相シフトしている。３つの整流器／インバータ１２０及び双方向コンバータ１３０のペアが並列に接続されているため、DC出力電圧V_DCのリップルは非常に小さい。

【0056】

図１２は、１つ以上の実施例による各相のライン周波数整流器／インバータ１２０及び双方向コンバータ１３０を実装する三相電源装置１０００をブロック図である。図１２に示す構成は、各相に対して別個のEMIフィルタ２０５が設けられている点で、図１１に示す 構成とは異なる。この実施例は、図１３に更に詳細に示されている。

【0057】

図１３は、図１２に示す三相電源装置１０００の回路図である。 図示のように、各ライン周波数整流器／インバータ１２０及び双方向コンバータ１３０のペアの例示的な実施例は、図２に示す実施例と同様である。リレーR_１、R_２、及びR_３は、１つ以上のコントローラによってまたは個別のコントローラによって制御され、３つの双方向コンバータ１３０の二次側ポート２３０をフルブリッジまたはスタック型ハーフブリッジ配置で接続してもよい。 リレーR_１、R_２、及びR_３の制御は、図８を参照して説明したように、出力DC電圧V_DCの値に基づいてもよい。

【0058】

図１４は、１つ以上の実施例による各相のライン周波数整流器／インバータ１２０及び双方向コンバータ１３０を実装する三相電源装置１０００のブロック図である。図１４に示す実施例は、各ライン周波数整流器／インバータ１２０及び双方向コンバータ１３０のペアが相中入力端子（phase-neutral input terminals）（相間入力端子ではなく）に接続される点で、図１２示す実施例と異なる。図１４の他の例示的な変形例では、図１１に示すように、三相が共通のＥＭＩフィルタ２０５を共有する。

【0059】

本明細書で詳述する様々な態様および実施形態によれば、

【0060】

双方向電源装置は、第１動作モードではソースとして、第２動作モードでは負荷としての交流(AC) ポートと、第１動作モードではACポートからのAC入力を整流する整流器として機能する１組のダイオード及び第２動作モードではACポートに供給するインバータとして機能する１組のスイッチを含むライン周波数整流器／インバータとを備える。双方向共振コンバータは、直流(DC) ポートに結合される。双方向共振コンバータは、変圧器の一次側及び二次側にそれぞれ配置された、一次側スイッチを有する一次側ポートと二次側スイッチを有する二次側ポートとを含む。コントローラは、一次側スイッチと二次側スイッチの制御間の時間遅延を所定の時間遅延に設定しながら、決定された値に基づいてスイッチング周波数を制御することにより、第１制御モード中に一次側スイッチと二次側スイッチを制御する。コントローラは、スイッチング周波数を所定のスイッチング周波数に設定しながら、決定された値に基づいて一次側スイッチと二次側スイッチの制御間の時間遅延を制御することにより、第２制御モード中に一次側スイッチと二次側スイッチを制御する。

【0061】

コントローラは、ACポートにおけるAC電流の周波数に基づいて、固定周波数でスイッチの組を制御する。

【0062】

電磁干渉（EMI）フィルタは、ACポートとライン周波数整流器／インバータとの間に配置される。

【0063】

ライン周波数整流器／インバータと双方向共振コンバータとの間にキャパシタが配置される。キャパシタにかかる電圧V_Bは、整流されたAC電圧である。

【0064】

双方向電源装置のACからDCへの動作中、コントローラは、一次側スイッチの制御から二次側スイッチの制御への時間遅延を適用する。

【0065】

コントローラは、DCポートにおける出力電圧V_DC、キャパシタにかかる電圧V_B、双方向共振コンバータの平均入力電流i_BR,avgを取得して制御電圧V_ieaを決定する。

【0066】

コントローラは、直接電流コントローラまたは加算器から制御電圧V_ieaを取得する。当該加算器は、電流コントローラの出力電圧とマッピングされた電圧を加算する。当該マッピングされた電圧は、DCポートにおける出力電圧V_DC、キャパシタにかかる電圧V_B、ACポートにおける電圧V_AC、またはDCポートにおける電力出力間のマッピング電圧である。

【0067】

コントローラは、制御電圧V_ieaを、時間遅延を提供する第１リミッタとスイッチング周波数を提供する第２リミッタに提供し、第１リミッタが時間遅延を所定の時間遅延にするか、または第２リミッタがスイッチング周波数を所定のスイッチング周波数にするかのいずれかであり、両方ともではない。

【0068】

双方向電源装置のDCからACへの動作中、コントローラは、二次側スイッチの制御から一次側スイッチの制御への時間遅延を適用する。

【0069】

コントローラは、基準発生器からの基準AC電流i_AC,refまたは基準AC電圧V_AC,ref、キャパシタにかかる電圧V_Bを取得し、制御電圧V_ieaを決定する。

【0070】

コントローラは、制御電圧V_ieaを、時間遅延を提供する第１リミッタとスイッチング周波数を提供する第２リミッタに提供し、第１リミッタが時間遅延を所定の時間遅延にするか、または第２リミッタがスイッチング周波数を所定のスイッチング周波数にするかのいずれかであり、両方ともではない。

【0071】

双方向共振コンバータの一次側スイッチは、フルブリッジまたはハーフブリッジ構成で配置され、双方向共振コンバータの二次側スイッチは、フルブリッジまたはスタック型ハーフブリッジ構成で配置される。

【0072】

二次側スイッチは、スタック型ハーフブリッジ構成で配置され、二次側ポートは、DCポートにおける出力電圧V_DCが閾値以上の場合にスタック型ハーフブリッジ構成を維持し、DCポートにおける出力電圧V_DCが閾値以下の場合にフルブリッジ構成に変換するように制御されるリレーを含む。

【0073】

双方向共振コンバータは、第２変圧器の一次側及び二次側にそれぞれ配置された、第２一次側スイッチを有する第２一次側ポートと、第２二次側スイッチを有する二次側ポートとを含む。

【0074】

第２ライン周波数整流器／インバータは、第２一次側ポートに結合される。

【0075】

電源装置は、三相電源装置であり、ACポートは、異なる位相の３つのポートを含み、３つのポートのそれぞれは、ライン周波数整流器／インバータ及び双方向共振コンバータのペアに結合される。

【0076】

双方向共振コンバータは、変圧器の一次側及び二次側にそれぞれ配置された、一次側スイッチを有する一次側ポートと二次側スイッチを有する二次側ポートとを含む。コントローラは、一次側スイッチと二次側スイッチの制御間の時間遅延を所定の時間遅延に設定しながら、決定された値に基づいてスイッチング周波数を制御することにより、第１制御モード中に一次側スイッチと二次側スイッチを制御する。コントローラは、スイッチング周波数を所定のスイッチング周波数に設定しながら、決定された値に基づいて一次側スイッチと二次側スイッチの制御間の時間遅延を制御することにより、第２制御モード中に一次側スイッチと二次側スイッチを制御する。

【0077】

双方向共振コンバータの一次側スイッチはフルブリッジまたはハーフブリッジ構成に配置され、双方向共振コンバータの二次側スイッチはフルブリッジまたはスタック型ハーフブリッジ構成に配置され、二次側スイッチはスタック型ハーフブリッジ構成に配置される。二次側ポートは、二次側ポートにおける出力電圧V_DCが閾値以上の場合にスタック型ハーフブリッジ構成を維持し、出力電圧V_DCが閾値以下の場合にフルブリッジ構成に変換するように制御されるリレーを含む。

【0078】

双方向共振コンバータは、第２変圧器の一次側および二次側にそれぞれ配置された、第２一次側スイッチを有する第２一次側ポートと第２二次側スイッチを有する第２二次側ポートとを含む。

【0079】

双方向共振コンバータの製造方法は、ライン周波数整流器／インバータをACポートに結合することを含む。ライン周波数整流器／インバータは、 第１の動作モードでACポートからのAC入力を整流する整流器として機能する１組のダイオードと、第２動作モードでACポートに供給するインバータとして機能する１組のスイッチを含む。前記方法は、更に、双方向共振コンバータをライン周波数整流器／インバータ及び直流(DC) ポートに結合することを含む。一実施例では、双方向共振コンバータ及びライン周波数整流器／インバータは、実際の必要に応じて、同一のPCB上に集積してもよく、異なるPCB上に集積してもよい。一実施例では、AC入力及びライン周波数整流器／インバータは、１つのケースに配置されてもよく、双方向共振コンバータ及びDC入力は、他のケースに配置されてもよく、２つのケースは、外部配線を介して互いに接続されてもよい。 双方向共振コンバータは、変圧器の一次側及び二次側にそれぞれ配置された、一次側スイッチを有する一次側ポートと二次側スイッチを有する二次側ポートとを含む。コントローラは、一次側スイッチと二次側スイッチの制御間の時間遅延を所定の時間遅延に設定しながら、決定された値に基づいてスイッチング周波数を制御することにより、第１制御モード中に一次側スイッチ及び二次側スイッチを制御するように構成される。コントローラは、更に、スイッチング周波数を所定のスイッチング周波数に設定しながら、決定された値に基づいて一次側スイッチと二次側スイッチの制御間の時間遅延を制御することにより、第２制御モード中に一次側スイッチと二次側スイッチを制御するように構成される。

【0080】

本発明は、最も実用的で好ましい実施形態であると現在考えられているものについて説明してきたが、本発明は、開示された実施形態に限定される必要はないことを理解されたい。逆に、本発明は、添付の特許請求の範囲の精神および範囲内に含まれる様々な修正及び類似の構成を網羅することが意図されており、そのような修正及び類似の構成のすべてを包含するように、最も広い解釈に従うべきである。

【図1】

【図2】

【図3A】

【図3B】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【外国語明細書】