(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2024161898
(43)【公開日】2024-11-20
(54)【発明の名称】スイッチングコンバータ
(51)【国際特許分類】
H02M 3/155 20060101AFI20241113BHJP
【ＦＩ】
H02M3/155 H
【審査請求】未請求
【請求項の数】18
【出願形態】ＯＬ
【外国語出願】
(21)【出願番号】P 2024074300
(22)【出願日】2024-05-01
(31)【優先権主張番号】18/313,785
(32)【優先日】2023-05-08
(33)【優先権主張国・地域又は機関】US
(71)【出願人】
【識別番号】302062931
【氏名又は名称】ルネサスエレクトロニクス株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】110002066
【氏名又は名称】弁理士法人筒井国際特許事務所
(72)【発明者】
【氏名】ヴィノド・アラビンダクシャン・ラリタンビカ
(72)【発明者】
【氏名】クリストファー・ジョン・ミラー
(72)【発明者】
【氏名】アラン・リチャード・ウォリントン
(72)【発明者】
【氏名】ブノワ・ラブ
【テーマコード（参考）】
5H730
【Ｆターム（参考）】
5H730AA10
5H730AS05
5H730BB13
5H730FG03
5H730FG12
(57)【要約】
【課題】 スイッチングコンバータを提供する。
【解決手段】
スイッチングコンバータは、スイッチングノードでローサイドパワースイッチに接続されたハイサイドパワースイッチと、ドライバと、タイミング回路とを有している。ドライバは、オン時間を有し、ハイサイドパワースイッチを駆動するための駆動信号を生成する。タイミング回路は、負荷過渡期間中にオン時間を調整するための制御信号を生成する。
【選択図】図５Ａ
【解決手段】
スイッチングコンバータは、スイッチングノードでローサイドパワースイッチに接続されたハイサイドパワースイッチと、ドライバと、タイミング回路とを有している。ドライバは、オン時間を有し、ハイサイドパワースイッチを駆動するための駆動信号を生成する。タイミング回路は、負荷過渡期間中にオン時間を調整するための制御信号を生成する。
【選択図】図５Ａ
【特許請求の範囲】
【請求項1】
出力電圧を供給するスイッチングコンバータであって、
スイッチングノードでローサイドパワースイッチに接続されたハイサイドパワースイッチと、
前記ハイサイドパワースイッチを駆動するための駆動信号を生成するように適合され、前記駆動信号がオン時間を有するドライバと、
負荷過渡期間中に前記オン時間を調整するための制御信号を生成するように構成されたタイミング回路と、を備える、
スイッチングコンバータ。
スイッチングノードでローサイドパワースイッチに接続されたハイサイドパワースイッチと、
前記ハイサイドパワースイッチを駆動するための駆動信号を生成するように適合され、前記駆動信号がオン時間を有するドライバと、
負荷過渡期間中に前記オン時間を調整するための制御信号を生成するように構成されたタイミング回路と、を備える、
スイッチングコンバータ。
【請求項2】
前記タイミング回路は、前記負荷過渡期間中に負荷が増加している場合、前記オン時間を増加させるように適合されている、
請求項１に記載のスイッチングコンバータ。
請求項１に記載のスイッチングコンバータ。
【請求項3】
定常状態では、前記オン時間は一定のままである、
請求項１に記載のスイッチングコンバータ。
請求項１に記載のスイッチングコンバータ。
【請求項4】
前記制御信号は、前記ハイサイドパワースイッチをオンにするための第１の信号と、前記ハイサイドパワースイッチをオフにするための第２の信号とを含む、
請求項１に記載のスイッチングコンバータ。
請求項１に記載のスイッチングコンバータ。
【請求項5】
前記タイミング回路は、前記第１の信号を生成するように適合された第１の回路と、前記第２の信号を生成するように適合された第２の回路とを含み、
前記第２の回路は、トリガ信号がアサートされるまで第２信号のアサートを遅延させて前記オン時間を延長するように構成されている、
請求項４に記載のスイッチングコンバータ。
前記第２の回路は、トリガ信号がアサートされるまで第２信号のアサートを遅延させて前記オン時間を延長するように構成されている、
請求項４に記載のスイッチングコンバータ。
【請求項6】
前記第１の回路は、第１のコンパレータに接続された補償回路を含み、前記第１のコンパレータは、前記補償回路から第１の動的基準信号を受信するための第１の入力と、調整されたランプ信号を受信するための第２の入力と、前記第１の信号を提供するための第１の出力と、第１のトリガ信号を提供するための第２の出力とを有する、
請求項５に記載のスイッチングコンバータ。
請求項５に記載のスイッチングコンバータ。
【請求項7】
前記第１の動的基準信号は、基準信号と前記出力電圧との差に比例する、
請求項６に記載のスイッチングコンバータ。
請求項６に記載のスイッチングコンバータ。
【請求項8】
前記第１の回路は第２のコンパレータを含み、前記第２のコンパレータは、前記補償回路から第２の動的基準信号を受信するための第１の入力と、前記調整されたランプ信号を受信するための第２の入力と、第３の信号を提供するための第１の出力と、第２のトリガ信号を提供するための第２の出力とを有する、
請求項６に記載のスイッチングコンバータ。
請求項６に記載のスイッチングコンバータ。
【請求項9】
前記第２の動的基準信号は、基準電圧と前記出力電圧との差に比例する、
請求項８に記載のスイッチングコンバータ。
請求項８に記載のスイッチングコンバータ。
【請求項10】
過渡負荷期間中に前記第１の動的基準信号と前記第２の動的基準信号とが分岐する、
請求項８に記載のスイッチングコンバータ。
請求項８に記載のスイッチングコンバータ。
【請求項11】
前記第２の回路は、コンパレータと、コンデンサ回路と、ＡＮＤゲートとを含み、前記コンパレータは、前記コンデンサ回路に接続された第１の入力と、前記出力電圧を受信するための第２の入力とを有し、
前記ＡＮＤゲートは、前記コンパレータの出力を受信するための第１の入力と、前記第１の回路からの前記トリガ信号を受信するための第２の入力と、前記第２の信号を提供するための出力とを有する、
請求項５に記載のスイッチングコンバータ。
前記ＡＮＤゲートは、前記コンパレータの出力を受信するための第１の入力と、前記第１の回路からの前記トリガ信号を受信するための第２の入力と、前記第２の信号を提供するための出力とを有する、
請求項５に記載のスイッチングコンバータ。
【請求項12】
前記調整されたランプ信号を生成するためのランプ発生器をさらに備え、
前記調整されたランプ信号は、ランプ信号と組み合わされたフィードバック信号を含む、
請求項５に記載のスイッチングコンバータ。
前記調整されたランプ信号は、ランプ信号と組み合わされたフィードバック信号を含む、
請求項５に記載のスイッチングコンバータ。
【請求項13】
前記ランプ発生器は、合成ランプ発生器を含む、
請求項１２に記載のスイッチングコンバータ。
請求項１２に記載のスイッチングコンバータ。
【請求項14】
前記第１の信号は、前記第１の動的基準信号が前記調整されたランプ信号よりも大きい限り、ハイである、
請求項５に記載のスイッチングコンバータ。
請求項５に記載のスイッチングコンバータ。
【請求項15】
前記第３の信号は、前記第２の動的基準信号が前記調整されたランプ信号よりも大きい限り、ハイである、
請求項８に記載のスイッチングコンバータ。
請求項８に記載のスイッチングコンバータ。
【請求項16】
前記補償回路は、タイプＩＩデュアル補償回路に接続されたトランスコンダクタンス増幅器を含む、
請求項６に記載のスイッチングコンバータ。
請求項６に記載のスイッチングコンバータ。
【請求項17】
ローサイドパワースイッチに接続されたハイサイドパワースイッチを有するスイッチングコンバータを制御する方法であって、
前記ハイサイドパワースイッチを駆動するための駆動信号を生成するステップであって、前記駆動信号がオン時間を有するステップと、
負荷過渡期間中に前記オン時間を調整するための制御信号を生成するステップと、を備える、
スイッチングコンバータを制御する方法。
前記ハイサイドパワースイッチを駆動するための駆動信号を生成するステップであって、前記駆動信号がオン時間を有するステップと、
負荷過渡期間中に前記オン時間を調整するための制御信号を生成するステップと、を備える、
スイッチングコンバータを制御する方法。
【請求項18】
定常状態では、前記オン時間は一定のままであり、
前記負荷過渡期間中に負荷が増加している場合、前記オン時間は前記一定のオン時間を超えて延長される、
請求項１７に記載のスイッチングコンバータを制御する方法。
前記負荷過渡期間中に負荷が増加している場合、前記オン時間は前記一定のオン時間を超えて延長される、
請求項１７に記載のスイッチングコンバータを制御する方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本開示は、スイッチングコンバータに関し、特に過渡応答が改善されたコンスタントオンタイム（コンスタントオン時間（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ｏｎ Ｔｉｍｅ（ＣＯＴ）））スイッチングコンバータに関する。
【背景技術】
【0002】
コンスタントオンタイム（ＣＯＴ）スイッチングコンバータは、軽負荷時の高効率、連続導通モード（ＣＣＭ）から不連続導通モード（ＤＣＭ）への動作のスムーズな移行など、他のタイプのスイッチングコンバータに比べていくつかの利点を備えている。しかし、従来のＣＯＴコンバータは、過渡負荷期間中に大きなアンダーシュートを示す傾向があり、そのためコンバータの効率が制限されてしまう。本開示の目的は、上記の制限の１つ以上に対処することである。
【発明の概要】
【0003】
本開示の第１の態様によれば、出力電圧を供給するスイッチングコンバータであって、スイッチングノードでローサイドパワースイッチに接続されたハイサイドパワースイッチと、ハイサイドパワースイッチを駆動するための駆動信号を生成するように適合され、駆動信号がオン時間を有するドライバと、負荷過渡期間中にオン時間を調整するための制御信号を生成するように構成されたタイミング回路とを備える、スイッチングコンバータが提供される。
【0004】
たとえば、負荷過渡期間は、軽負荷状態と重負荷状態との間の期間であってもよい。
【0005】
任意に、タイミング回路は、負荷過渡期間中に負荷が増加している場合にオン時間を長くするように適合されている。
【0006】
任意に、定常状態ではオン時間は一定のままである。たとえば、定常状態では、負荷は実質的に一定のままであってもよい。負荷過渡期間中に負荷が増加している場合、オン時間は一定のオン時間を超えて延長されてもよい。
【0007】
任意に、制御信号は、ハイサイドパワースイッチをオンにするための第１の信号と、ハイサイドパワースイッチをオフにするための第２の信号とを含む。
【0008】
任意に、タイミング回路は、第１の信号を生成するように適合された第１の回路と、第２の信号を生成するように適合された第２の回路とを備え、第２の回路は、トリガ信号がアサートされるまで第２の信号のアサートを遅延させてオン時間を延長するように構成される。
【0009】
任意に、第１の回路は、第１のコンパレータに接続された補償回路を備え、第１のコンパレータは、補償回路から第１の動的基準信号を受信するための第１の入力と、調整されたランプ信号を受信するための第２の入力と、第１の信号を提供するための第１の出力と、第１のトリガ信号を提供するための第２の出力とを有する。
【0010】
たとえば、第１のトリガ信号は、反転された第１の信号であってもよい。
【0011】
任意に、第１の動的基準信号は、基準信号と出力電圧との差に比例する。
【0012】
任意に、第１の回路は、第２のコンパレータを備え、第２のコンパレータは、補償回路から第２の動的基準信号を受信するための第１の入力と、調整されたランプ信号を受信するための第２の入力と、第３の信号を提供するための第１の出力と、第２のトリガ信号を提供するための第２の出力とを有する。
【0013】
たとえば、第２のトリガ信号は、反転された第３の信号であってもよい。
【0014】
任意に、第２の動的基準信号は、基準電圧と出力電圧との差に比例する。
【0015】
任意に、過渡負荷期間中、第１の動的基準信号と第２の動的基準信号は分岐する。たとえば、過渡負荷期間中、第２の動的基準信号は、第１の動的基準信号よりも大きい場合がある。
【0016】
任意に、第２の回路は、コンパレータと、コンデンサ回路と、ＡＮＤゲートとを備え、コンパレータは、コンデンサ回路に接続された第１の入力と、出力電圧を受信するための第２の入力とを有し、ＡＮＤゲートは、コンパレータの出力を受信するための第１の入力と、第１の回路からのトリガ信号を受信するための第２の入力と、第２の信号を提供するための出力とを有する。
【0017】
任意に、スイッチングコンバータは、調整されたランプ信号を生成するためのランプ発生器を備え、調整されたランプ信号は、ランプ信号と組み合わされたフィードバック信号を含む。
【0018】
任意に、ランプ発生器は、合成ランプ発生器を含む。
【0019】
任意に、第１の信号は、第１の動的基準信号が調整されたランプ信号よりも大きい限り、ハイである。
【0020】
任意に、第３の信号は、第２の動的基準信号が調整されたランプ信号よりも大きい限り、ハイである。
【0021】
任意に、補償回路は、タイプＩＩデュアル補償回路に接続されたトランスコンダクタンス増幅器を備える。例えば、トランスコンダクタンス増幅器は、基準電圧に接続された第１の入力と、フィードバック電圧に接続された第２の入力とを有する。
【0022】
本開示の第２の態様によれば、ローサイドパワースイッチに接続されたハイサイドパワースイッチを有するスイッチングコンバータを制御する方法であって、ハイサイドパワースイッチを駆動するための駆動信号を生成するステップであって、駆動信号がオン時間を有するステップと、負荷過渡期間中にオン時間を調整するための制御信号を生成するステップとを備える、スイッチングコンバータを制御する方法が提供される。
【0023】
任意に、定常状態ではオン時間は一定のままであり、負荷過渡期間中に負荷が増加している場合、オン時間は一定のオン時間を超えて延長される。
【0024】
本開示の第１の態様に関して説明した任意選択可能なものについては、本開示の第２の態様においても共通である。
【図面の簡単な説明】
【0025】
本開示は、添付の図面を参照して、例として以下にさらに詳細に説明される。
【図1A】従来技術によるコンスタントオンタイムスイッチングコンバータを示す図である。
【図1F】異なる回路構成で観察されるリップルを示す図である。
【図2A】従来技術による別のコンスタントオンタイムスイッチングコンバータを示す図である。
【図2B】合成ランプ回路を示す図である。
【図4】本開示によるスイッチングコンバータを制御する方法のフローチャートである。
【図11A】パルス周波数変調（ＰＦＭ）モードでのＱＲＳＲＣＯＴコンバータの動作を示す波形図である。
【図11B】パルス幅変調（ＰＷＭ）モードでのＱＲＳＲＣＯＴコンバータの動作を示す波形図である。
【発明を実施するための形態】
【0026】
図１Ａは、従来技術によるコンスタントオンタイムスイッチングコンバータ１００を示している。コンバータは、ドライバ１２０およびタイミング回路１５０にフィードバックループで接続された出力段１１０を含んでいる。
【0027】
出力段１１０は、スイッチングノードＬＸでインダクタＬ１に接続されたハイサイドパワースイッチＭ１とローサイドパワースイッチＭ２とで構成される。センサＦ１と抵抗Ｒ１とによって形成される電流検出回路が、インダクタＬ１に接続されている。センサＦ１は、インダクタを流れる電流を検出するために使用され、インダクタ電流に比例した電流を出力する。抵抗Ｒ１は、Ｆ１からの出力電流をインダクタ電流に比例した電圧に変換する。
【0028】
ドライバ１２０には、有限状態マシンＦＳＭなどの状態マシン１２２が含まれ、この状態マシンは、ゼロインダクタ電流を検出するためのゼロ電流検出回路（ＺＣＤ）とインダクタ電流を制限する電流制限回路（ＣＬ）とに接続されている。ＺＣＤ回路は、コンパレータ１２６で構成される。電流制限回路は、コンパレータ１２４と電流検出回路（Ｆ１およびＲ１）とで構成される。
【0029】
タイミング回路１５０は、ドライバ１２０に制御信号を送信してハイサイドおよびローサイドパワースイッチを制御するように構成されている。タイミング回路１５０は、ターンオン信号を生成するためのターンオン回路１３０と称される第１の回路と、ターンオフ信号を生成するためのターンオフ回路１４０と称される第２の回路とを有している。ターンオン信号とターンオフ信号とが合わさってタイミング制御信号を形成する。タイミング制御信号は、パルス幅変調ＰＷＭ信号などの波形パルスであってもよい。
【0030】
図１Ｂは、ターンオン回路を示している。ターンオン回路１３０は、電圧ＶＲＥＦ＋ＶＲＡＭＰを受信するための非反転入力と、フィードバック電圧ＦＢを受信するための反転入力と、ドライバ１２０にターンオン信号を提供するための１つの出力とを有するコンパレータ１３２を含んでいる。
【0031】
図１Ｃは、ターンオフ回路１４０を示している。ターンオフ回路１４０は、コンデンサ回路１４４の出力に接続された非反転入力と、コンバータからの出力電圧Ｖｏｕｔを受信するための反転入力と、ドライバ１２０にターンオフ信号を提供するための出力とを有するコンパレータ１４２を含んでいる。コンデンサ回路１４４（ＣＯＴタイマーとも称す)は、コンデンサＣ１に関連付けられた電圧を供給するように構成されている。スイッチＳ３が解放されるとすぐに、コンデンサＣ１は、トランスコンダクタンス増幅器Ｕ６によって生成された電流によって直線的に充電される。コンデンサの電圧がＶＯＵＴ電圧を超えると、コンパレータ１４２の出力（ＴＯＦＦ）がハイになる。コンデンサを充電する電流は「ＰＶＩＮ」に比例し、このＰＶＩＮは降圧コンバータへの入力電圧である。スイッチの開放からＴＯＦＦ出力がハイになるまでの時間遅延は、ハイサイドパワースイッチ「Ｍ１」がオンになる期間(ＴＯＮ時間)である。この構成では、オン時間はＶＯＵＴ／ＶＩＮに比例し、降圧スイッチング周波数はＶＩＮとＶＯＵＴとに影響されなくなる。
【0032】
動作中、ＶＦＢがＶＲＥＦ＋ＲＡＭＰより低い場合、コンパレータ１３２は、ターンオン信号（論理ハイ）をアサートしてＰＷＭをハイに初期化し、ＴＯＮタイマーを開始する。次に、ゲートドライバ１２０は、固定期間Ｄ＊Ｔの間、ハイサイドスイッチＭ１をオンにし、ローサイドスイッチＭ２をオフにする。ここで、Ｄはデューティサイクル、Ｔはスイッチング期間であり、そのため「コンスタントオンタイムスイッチングコンバータ」という名前が付けられる。コンデンサ回路１４４によって決定された固定期間が終了すると、コンパレータ１４２はターンオフ信号（論理ハイ）をアサートし、そのためＰＷＭがローになる。次に、ドライバ１２０はハイサイドスイッチＭ１をオフにし、ローサイドスイッチＭ２をオンにする。出力電圧はＤ＊Ｖｉｎに調整され、このＶｉｎは電源電圧である。
【0033】
図１Ｄは、図１Ａの回路の動作を示す波形図であり、ＰＷＭ信号と、フィードバック電圧ＶＦＢと、ランプが追加された基準電圧ＶＲＥＦ（ＶＲＥＦ＋ＲＡＭＰ）を含む結合電圧とが示されている。理想的には、ＰＷＭが初期状態にアップされると（ＣＯＴ入力により、ＴＯＮが終了するまでＶＦＢがＶＲＥＦ＋ＲＡＭＰと交差する状態をラッチ)、ＶＲＥＦ電圧が急激に低下（ジャンプダウン）し（たとえば約１０ｍｖ）、その後、サイクル全体でゆっくりと上昇する。ＴＯＮが終了すると、ＴＯＦＦが開始され、ＶＦＢ電圧が下降する。ＶＦＢがＶＲＥＦ＋ＲＡＭＰに達すると、次のサイクルが開始される。ＶＦＢが下降している間、ＶＲＥＦ＋ＲＡＭＰは上昇している。ＶＦＢとＶＲＥＦ＋ＲＡＭＰとの交差ポイントを「Ｖｒｅｆ」とするには、（１）ＶＲＥＦのジャンプダウンを最大で約１０ｍｖに制御し、（２）サイクル全体でＶＲＥＦのランプ（傾斜）を制御することが必要となる。
【0034】
【0035】
動作中、ＣＯＴ＿ＦＳＭ（１２２）はＴＯＦＦ（ｍｉｎ）タイマーを開始する。ＴＯＦＦ（ｍｉｎ）タイマー期間中、ＦＢコンパレータ１３２はブランクになる。ＴＯＦＦ（ｍｉｎ）タイマーが終了すると、コンパレータ１３２はブロック解除され、ＶＦＢ＜ＶＲＥＦＢとなる状況を待つ。ＶＦＢ＜ＶＲＥＦになると、信号ＳＷ＿ＴＯＰがハイになり、上部スイッチＭ１がオンになる。ＶＦＢにノイズがあるため、ＳＷ＿ＴＯＰの立ち上がりエッジにはジッタがある。このジッタは、ＶＦＢの立ち下がりスロープによって決まる。
【0036】
図１Ｆは、異なる回路構成で観察されるリップルを示した図である。出力コンデンサ（１１０のＣ２）として小さなＥＳＲコンデンサを選択するには、外部ＲＣ補償器が必要となる。システムは、出力リップルによる不安定性の影響を受けやすくなる。
【0037】
図２Ａは、従来技術による別のコンスタントオンタイムスイッチングコンバータ２００を示す。回路２００は、図１の回路１００に示されているものと多くの類似した部品を共有している。対応する部品を表すために同じ参照番号が使用されており、簡潔にするためにそれらの説明は繰り返さない。ターンオン回路２３０とターンオフ回路１４０とにより、タイミング回路２５０が構成される。この場合、合成ランプ２６０はターンオン回路２３０に接続される。部品２６０、２３０、１４０、および１２０により、合成ランプ（ＳＲ）ＣＯＴ降圧コントローラが構成される。
【0038】
図１Ａでは、ハイサイドパワースイッチＭ１がオンでローサイドパワースイッチＭ２がオフの場合、インダクタ電流は、（ＰＶＩＮ－ＶＯＵＴ）／Ｌ１に比例する割合で増加する。Ｍ２がオンでＭ１がオフの場合、インダクタ電流は、－ＶＯＵＴ／Ｌに比例する割合で減少する。
【0039】
図２Ｂは、合成インダクタ電流ランプ回路（単に合成ランプ回路と称す)を示している。回路２６０は、ランプ発生器２６２に接続された加算器２６１を備えている。ランプ発生器２６２には、ノードＭで接続された２つのトランスコンダクタンス増幅器（ｇｍ増幅器）２６３および２６４が含まれている。ｇｍ増幅器２６３は、スイッチＳ４を介して電圧ランプＶＤＤに接続されている。ｇｍ増幅器２６４は、スイッチＳ９を介してグランドに接続されている。ノードＭとグランドの間には、コンデンサＣ４が設けられている。
【0040】
動作中、回路２６２は、インダクタ電流に比例する電圧ランプ（ＧＭ＿ＲＡＭＰ）を生成する。信号ＳＷ＿ＴＯＰおよびＳＷ＿ＢＯＴにより、それぞれスイッチＳ４およびＳ９の状態が制御される。その結果、上部スイッチＳ４および下部スイッチＳ９は、それぞれハイサイドパワースイッチＭ１およびローサイドパワースイッチＭ２を模倣する。上部スイッチＳ４がオン（ＳＷ＿ＴＯＰがハイ）で下部スイッチＳ９がオフ（ＳＷ＿ＢＯＴがロー）の場合、ＧＭ増幅器２６３は電流（ＰＶＩＮ－ＶＯＵＴ）＊ＧＡＩＮを生成する。これによりコンデンサＣ７が充電され、（ＰＶＩＮ＿ＶＯＵＴ）＊ＧＡＩＮ／Ｃ７に比例する割合で増加する電圧ランプが生成される。スイッチＳ９がオン（ＳＷ＿ＢＯＴがハイ）でスイッチＳ４がオフ（ＳＷ＿ＴＯＰがロー）の場合、ＧＭ増幅器２６４は電流（ＶＯＵＴ）＊ＧＡＩＮを生成する。これによりコンデンサＣ７が放電され、（－ＶＯＵＴ）＊ＧＡＩＮ／Ｃ７に比例する割合で低下する電圧ランプが生成される。ｇｍ増幅器２６３および２６４は一緒に、インダクタ電流に比例しインダクタのＤＣ電流情報を保持する合成ランプＧＭ＿ＲＡＭＰを生成する。加算器２６１は、ランプ発生器２６２によって生成されたＧＭ＿ＲＡＭＰ信号にフィードバックＦＢ信号を加算する。合成ランプ回路２６０は、等価直列抵抗（ＥＳＲ）コンデンサが低い場合でも、図１のＣＯＴと比較してループの安定性を向上させる。
【0041】
図２Ｃは、ターンオン回路を示している。ターンオン回路２３０は、補償回路２３４に接続されたコンパレータ２３２を含む。補償回路２３４は、基準電圧（ＶＲＥＦ）とＦＢのフィードバック電圧（ＶＦＢ）間の誤差を取り除くように設計されている。補償回路は、タイプＩＩ補償器である。タイプＩＩ補償増幅器Ｕ１４は、ＲＣブランチを追加してゲインを平坦化し、中周波数範囲での位相応答を改善する。位相の増加は、補償の極とゼロの分離を増やすことによって実現される。コンパレータ２３２は、補償回路から電圧ＶＲＥＦ＿ＰＬＵＳ＿ＣＯＭＰを受信するための非反転入力と、合成ランプ回路２６０から電圧ＦＢ＿ＰＬＵＳ＿ＲＡＭＰを受信するための反転入力と、ドライバ１２０にターンオン信号を提供するための出力とを有する。電圧ＦＢ＿ＰＬＵＳ＿ＲＡＭＰは調整ランプ信号と呼ばれることがある。
【0042】
【0043】
オン状態では、ハイサイドパワースイッチがオンで、ローサイドパワースイッチがオフである。オフ状態では、ハイサイドパワースイッチがオフで、ローサイドパワースイッチがオンである。第３状態は、スイッチモード電源が不連続電流モード（ＤＣＭ）で動作し、ハイサイドパワースイッチとローサイドパワースイッチの両方がオフになっているときに発生する。第３状態は、インダクタ電流ＩＬがゼロ値に達し、スイッチモード電源がＤＣＭで動作した後で開始されてもよい。第３状態は、数μｓから数ｍｓ続くことがある。
【0044】
電流状態が「オフ」で、インダクタ電流ＩＬがゼロ値に達したことをＺＣＤ回路が検出すると、スイッチングコンバータは第３状態になる。ターンオン回路がターンオン信号を有効にすると、ハイサイドパワースイッチがオンになる（オン状態）。ターンオフ回路がターンオフ信号を有効にすると、ハイサイドパワースイッチがオフになる（オフ状態）。
【0045】
ターンオン信号は、ＶＲＥＦ＿ＰＬＵＳ＿ＣＯＭＰとＦＢ＿ＰＬＵＳ＿ＲＡＭＰとを比較するコンパレータ２３２の出力によって提供される。ＴＯＮ状態になると、コンスタントオンタイムが終了した時点でＴＯＦＦ信号がハイになる。ＺＣＤ回路は、インダクタ電流がゼロに達したかどうかを判断する。コンパレータ１２４によって提供されるローサイド電流制限信号（ＬＳ＿ＣＬ）は、インダクタ電流が電流制限値を超えているとハイになる。
【0046】
図４は、本開示によるスイッチングコンバータを制御する方法のフローチャートである。スイッチングコンバータは、スイッチングノードでハイサイドパワースイッチとローサイドパワースイッチとに接続されたインダクタを有している。ステップ４１０では、ハイサイドパワースイッチを駆動するための駆動信号が生成される。駆動信号はオン時間を有している。ステップ４２０では、負荷過渡期間中にオン時間を調整するための制御信号が生成される。
【0047】
たとえば、定常状態では、オン時間は一定のままである。負荷過渡期間中に負荷が増加すると、オン時間は一定のオン時間を超えて延長される。
【0048】
この方法により、インダクタを流れるインダクタ電流ＩＬが急速に増加される。これにより、従来のＣＯＴコントローラと比較して、負荷過渡期間中のアンダーシュートが低減され、スイッチングコンバータの効率が向上する。
【0049】
図５Ａは、図４の方法を実施するためのスイッチングコンバータを示す図である。回路５００は、図２の回路２００に示されているものと多くの類似した部品を共有している。対応する部品を表すために同じ参照番号が使用されており、簡潔にするためにそれらの説明は繰り返さない。ターンオン回路５３０とターンオフ回路５４０とにより、タイミング回路５５０が構成される。部品２６０、５３０、５４０、および１２０により、クイックレスポンス合成ランプ（ＱＲＳＲ）ＣＯＴ降圧コントローラが構成される。
【0050】
図５Ｂは、図５Ａの回路におけるターンオン回路の実装状態を示している。ターンオン回路５３０は、図２Ｃの回路２３０に類似しているが、この場合、コンパレータ５３２は、ターンオン信号と、第１のトリガ信号とも称される反転ターンオン信号（ｎターンオン信号（ｎＴｕｒｎ＿ＯＮ））との２つの信号を提供するように適合されている。
【0051】
図５Ｃは、図５Ａの回路におけるターンオフ回路の実装状態を示している。ターンオフ回路５４０は、図１Ｃの回路１４０に類似しているが、この場合、追加のＡＮＤゲート５４６が設けられている。ＡＮＤゲート５４６は、ターンオフコンパレータ５４２の出力を受信するための第１の入力と、回路５３０からのｎターンオン信号を受信するための第２の入力と、ＴＯＦＦ信号を提供するための出力とを有する。
【0052】
ＡＮＤゲート５４６は、オン時間を延長するために使用される。コンパレータ５４２の出力がハイの場合、ＡＮＤゲートの出力におけるＴＯＦＦは、ｎターンオン信号がハイの場合にのみハイになる。ターンオン信号がハイの場合、ｎターンオン信号はローで、ＡＮＤゲートの出力はローであるので、ＴＯＦＦはローになる。ターンオン信号がローの場合、ｎターンオン信号はハイで、ＡＮＤゲートの出力はハイであるので、ＴＯＦＦはハイになる。言い換えると、ターンオンコンパレータ５３２の出力がハイである限り、ＴＯＦＦ信号はゲートオフされる。コンパレータ５３２によって提供されるターンオン信号は、ＶＲＥＦ＿ＰＬＵＳ＿ＣＯＭＰがＦＢ＿ＰＬＵＳ＿ＲＡＭＰを超えている限りハイである。調整されたランプ信号ＦＢ＿ＰＬＵＳ＿ＲＡＭＰが動的基準信号ＶＲＥＦ＿ＰＬＵＳ＿ＣＯＭＰを下回ると、ハイサイドパワースイッチＭ１がオンになる。Ｍ１は、少なくともコンスタントオン時間の期間中はオンのままである。コンパレータ５３２の出力がハイの場合、オン時間はコンスタントオン時間の期間を超えて延長される。
【0053】
【0054】
図７は、負荷過渡時の図５Ａの回路の動作を示す波形図である。図７は、インダクタ電流７１０、調整されたランプ信号ＦＢ＿ＰＬＵＳ＿ＲＡＭＰ７２０、動的基準信号ＶＲＥＦ＿ＰＬＵＳ＿ＣＯＭＰ７３０、および出力電圧ＶＯＵＴ７４０を示している。インダクタ電流は鋸歯状のプロファイルを有する。インダクタ電流ＩＬの立ち上がり時間は、ハイサイドパワースイッチのオン時間に対応している。時刻ｔ０とｔ１との間、ＶＲＥＦ＿ＰＬＵＳ＿ＣＯＭＰ（７３０）はＦＢ＿ＰＬＵＳ＿ＲＡＭＰ（７２０）より上になり、オン時間はコンスタントオン時間を超えて延長される。この例では、負荷過渡は１ｎｓで５０ｍＡの軽負荷から２Ａの重負荷まで変化する。出力電圧ＶＯＵＴは２Ｖで、アンダーシュートは３６ｍＶ（１．８％）である。
【0055】
図８Ａは、図４の方法を実施するための別のスイッチングコンバータを示す図である。回路８００は、図５の回路５００に示されているものと多くの類似した部品を共有している。対応する部品を表すために同じ参照番号が使用されており、簡潔にするためにそれらの説明は繰り返さない。ターンオン回路８３０とターンオフ回路８４０とにより、タイミング回路８５０が構成される。部品２６０、８３０、８４０、および１２０により、ＱＲＳＲ＿ＣＯＴ降圧コントローラが構成される。
【0056】
図８Ｂは、図８Ａの回路におけるターンオン回路の実装状態を示している。ターンオン回路８３０は、図５Ｂの回路５３０に類似しているが、この場合、補償回路８３４に追加のコンパレータが設けられている。補償回路８３４には、ＶＲＥＦとＶＦＢとを比較するトランスコンダクタンス増幅器（ｇｍ増幅器）８３５が含まれており、この増幅器は、ノードＡに電圧ＶＲＥＦ＿ＰＬＵＳ＿ＣＯＭＰ１を、ノードＢに電圧ＶＲＥＦ＿ＰＬＵＳ＿ＣＯＭＰ２を提供するタイプＩＩデュアル補償回路（Ｒ５、Ｒ６およびＣ４）に接続されている。
【0057】
電圧ＶＲＥＦ＿ＰＬＵＳ＿ＣＯＭＰ１は、第１の動的基準信号と称され、電圧ＶＲＥＦ＿ＰＬＵＳ＿ＣＯＭＰ２は、第２の動的基準信号と称される場合がある。電圧信号ＶＲＥＦ＿ＰＬＵＳ＿ＣＯＭＰ１およびＶＲＥＦ＿ＰＬＵＳ＿ＣＯＭＰ２は、基準電圧Ｖｒｅｆとフィードバック電圧ＦＢとの差に比例し、したがってＶｒｅｆと出力電圧Ｖｏｕｔとの差に比例する。
【0058】
第１のコンパレータ８３２は、補償回路８３４から電圧ＶＲＥＦ＿ＰＬＵＳ＿ＣＯＭＰ１（第１の動的基準信号）を受信するための非反転入力と、合成ランプ２６０から電圧ＦＢ＿ＰＬＵＳ＿ＲＡＭＰ（調整されたランプ信号）を受信するための反転入力と、ドライバ１２０にターンオン信号を提供するための第１の出力と、反転ターンオン信号を提供するための第２の出力とを有する。
【0059】
第２のコンパレータ８３３は、補償回路８３４から電圧ＶＲＥＦ＿ＰＬＵＳ＿ＣＯＭＰ２（第２の動的基準信号）を受信するための非反転入力と、合成ランプ２６０から電圧ＦＢ＿ＰＬＵＳ＿ＲＡＭＰ（調整されたランプ信号）を受信するための反転入力と、信号ＥＸＴ＿ＯＮを提供するための第１の出力と、反転信号ｎＥＸＴ＿ＴＯＮをターンオン回路８４０に提供するための第２の出力とを有する。反転信号ｎＥＸＴ＿ＴＯＮは、第２のトリガ信号とも称される。
【0060】
第２のコンパレータ８３３の出力は、ＶＲＥＦ＿ＰＬＵＳ＿ＣＯＭＰ２がＦＢ＿ＰＬＵＳ＿ＲＡＭＰを超えている限りハイである。調整されたランプ信号ＦＢ＿ＰＬＵＳ＿ＲＡＭＰが第１の動的基準信号ＶＲＥＦ＿ＰＬＵＳ＿ＣＯＭＰ１を下回ると、ハイサイドパワースイッチＭ１がオンになる。Ｍ１は、少なくともコンスタントオン時間の期間中はオンのままである。ＥＸＴ＿ＴＯＮ信号がハイの場合、オン時間はＣＯＴ時間を超えて延長される。ＥＸＴ＿ＴＯＮがハイである限り、Ｍ１はハイのままである。
【0061】
図８Ｃは、図８Ａの回路におけるターンオフ回路の実装状態を示している。ターンオフ回路８４０は、図１Ｃの回路１４０と同じであるが、この場合、ＡＮＤゲート５４６／８４６は、信号ｎＴｕｒｎ＿ＯＮの代わりに信号ｎＥＸＴ＿ＴＯＮを受信する。
【0062】
図９は、図８Ａの回路の動作を示す波形図である。図９は、ＥＸＴ＿ＯＮ信号９１０、ＴＵＲＮ＿ＯＮ信号９２０、出力電圧ＶＯＵＴ９３０、インダクタ電流９４０、ＦＢ＿ＰＬＵＳ＿ＲＡＭＰ信号９５０、ＶＲＥＦ＿ＰＬＵＳ＿ＣＯＭＰ１信号９６０、およびＶＲＥＦ＿ＰＬＵＳ＿ＣＯＭＰ２信号９７０を示している。
【0063】
ＶＲＥＦ＿ＰＬＵＳ＿ＣＯＭＰ２信号９７０およびＶＲＥＦ＿ＰＬＵＳ＿ＣＯＭＰ１信号９６０は、負荷過渡時に分岐する。時間ｔ０において、ＦＢ－ＰＬＵＳ＿ＲＡＭＰ信号９５０がＶＲＥＦ＿ＰＬＵＳ＿ＣＯＭＰ１信号９６０を横切り、ハイサイドパワースイッチＭ１がオンになる。ハイサイドパワースイッチＭ１は、次の両方の条件が満たされるまでオンのままである。すなわち、ｉ）コンスタントオン時間（ＣＯＴ）が経過することおよびｉｉ）ＦＢ－ＰＬＵＳ＿ＲＡＭＰ信号９５０がＶＲＥＦ＿ＰＬＵＳ＿ＣＯＭＰ２を横切ることである。この例では、条件（ｉ）と（ｉｉ）とは時間ｔ１において満たされる。
【0064】
延長オン時間信号９１０は、出力電流９３０が増加するにつれて減少する。時間ｔ２とｔ３との間の次の反復では、オン時間は依然として延長されるが、延長される量ははるかに少なくなる。
【0065】
図１０Ａは、図２Ａ、図５Ａ、および図８ＡのそれぞれのＣＯＴコンバータで負荷過渡時に得られるインダクタ電流ＩＬを示す図である。波形１０１０は、図２Ａの従来のＣＯＴコンバータで得られたＩＬを示している。波形１０２０および１０３０は、図５Ａおよび図８ＡのそれぞれのＣＯＴコンバータで得られたＩＬを示している。
【0066】
図１０Ｂは、図２Ａ、図５Ａ、および図８ＡのそれぞれのＣＯＴコンバータで負荷過渡時に得られる出力電圧Ｖｏｕｔを示す図である。波形１０１２は、図２Ａの従来のＣＯＴコンバータで得られる出力電圧Ｖｏｕｔを示している。波形１０２２および１０３２は、図５Ａおよび図８ＡのそれぞれのＣＯＴコンバータで得られるＶｏｕｔを示している。
【0067】
図２ＡのＣＯＴコンバータと比較すると、図５Ａおよび図８Ａのコンバータは負荷過渡時のアンダーシュートが低減されている。図８Ａのデュアルコンパレータコンバータは、図５Ａのシングルコンパレータコンバータと比較すると、アンダーシュートがさらに低減されている。
【0068】
図１１Ａは、パルス周波数変調（ＰＦＭ）モードでのＱＲＳＲＣＯＴコンバータの動作を示す波形図である。
【0069】
図１１Ｂは、パルス幅変調（ＰＷＭ）モードでのＱＲＳＲＣＯＴコンバータの動作を示す波形図である。定常状態では、ＳＲＣＯＴコンバータとＱＲＳＲＣＯＴコンバータとは同じように動作する。
【0070】
要約すると、本開示のスイッチングコンバータは、定常状態(一定負荷)ではコンスタントオン時間を維持する。負荷過渡時には、オン時間は制御された方法で増加する。これにより、純粋なＣＯＴコントローラと比較して、インダクタ電流がはるかに急速に増加する。
【0071】
当業者は、開示された構成の変形が本開示から逸脱することなく可能であることを理解するであろう。したがって、上記の特定の実施形態の説明は、例示のみを目的とするものであり、限定を目的としたものではない。当業者には、説明された動作に大きな変更を加えることなく、軽微な変更を加えることができることは明らかである。
【図1A】
【図1B】
【図1C】
【図1D】
【図1E】
【図1F】
【図2A】
【図2B】
【図2C】
【図3】
【図4】
【図5A】
【図5B】
【図5C】
【図6】
【図7】
【図8A】
【図8B】
【図8C】
【図9】
【図10A】
【図10B】
【図11A】
【図11B】
【外国語明細書】