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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2024165415
(43)【公開日】2024-11-28
(54)【発明の名称】電動機制御装置
(51)【国際特許分類】
H02P 21/12 20160101AFI20241121BHJP
H02P 6/28 20160101ALI20241121BHJP
【ＦＩ】
H02P21/12
H02P6/28
【審査請求】未請求
【請求項の数】6
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2023081598
(22)【出願日】2023-05-17
(71)【出願人】
【識別番号】000003078
【氏名又は名称】株式会社東芝
(71)【出願人】
【識別番号】505461072
【氏名又は名称】日本キヤリア株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】110000567
【氏名又は名称】弁理士法人サトー
(72)【発明者】
【氏名】柴山 武至
(72)【発明者】
【氏名】内山 嘉隆
【テーマコード（参考）】
5H505
5H560
【Ｆターム（参考）】
5H505AA06
5H505BB04
5H505DD03
5H505EE41
5H505EE49
5H505GG02
5H505GG04
5H505HA09
5H505HA10
5H505HB01
5H505JJ03
5H505JJ04
5H505LL14
5H505LL22
5H560AA02
5H560BB04
5H560BB12
5H560BB17
5H560DA14
5H560DB12
5H560DC12
5H560EB01
5H560RR01
5H560TT15
5H560UA05
5H560UA06
5H560XA02
5H560XA04
5H560XA12
5H560XA13
(57)【要約】 （修正有）
【課題】キャリアに三角波のみを使用して、磁極位置推定のＳＮ比を十分に確保しつつ、騒音を抑制できる電動機制御装置を提供する。
【解決手段】３相のＰＷＭ信号パターンを生成するＰＷＭ信号生成部、電流検出素子に発生した信号とＰＷＭ信号パターンとに基づき相電流を検出する電流検出部、２相のそれぞれ２回検出した電流値の差を電流変化量として出力する電流変化量検出部、電流変化量に基づき磁極位置を推定する磁極位置推定部を備え、ＰＷＭ信号生成部は三角波を搬送波とし、電流検出部がＰＷＭ信号の搬送波周期内の４点のタイミングで２相の電流をそれぞれ２回検出できるように３相のＰＷＭ信号パターンを生成し、インバータ部の出力電圧のセクタ毎に変化する各相デューティ比の大小関係にて、最大相は搬送波周期の任意の位相を基準として進み側又は遅れ側の一方向に、中間相は搬送波周期の任意の位相を基準として最大相とは逆方向にシフトさせる。
【選択図】図１
【解決手段】３相のＰＷＭ信号パターンを生成するＰＷＭ信号生成部、電流検出素子に発生した信号とＰＷＭ信号パターンとに基づき相電流を検出する電流検出部、２相のそれぞれ２回検出した電流値の差を電流変化量として出力する電流変化量検出部、電流変化量に基づき磁極位置を推定する磁極位置推定部を備え、ＰＷＭ信号生成部は三角波を搬送波とし、電流検出部がＰＷＭ信号の搬送波周期内の４点のタイミングで２相の電流をそれぞれ２回検出できるように３相のＰＷＭ信号パターンを生成し、インバータ部の出力電圧のセクタ毎に変化する各相デューティ比の大小関係にて、最大相は搬送波周期の任意の位相を基準として進み側又は遅れ側の一方向に、中間相は搬送波周期の任意の位相を基準として最大相とは逆方向にシフトさせる。
【選択図】図１
【特許請求の範囲】
【請求項1】
３相ブリッジ接続された複数のスイッチング素子を所定のＰＷＭ信号パターンに従いオンオフ制御することで、直流を３相交流に変換する電動機を駆動するインバータ回路と、
このインバータ部の電流値に対応する信号を発生する電流検出素子と、
前記電動機の磁極位置に追従するように３相のＰＷＭ信号パターンを生成するＰＷＭ信号生成部と、
前記電流検出素子に発生した信号と前記ＰＷＭ信号パターンとに基づいて、前記電動機の相電流を検出する電流検出部と、
３相のうち２相のそれぞれについて、２回検出した電流値の差を電流変化量として出力する電流変化量検出部と、
前記電流変化量に基づいて、前記電動機の磁極位置を推定する磁極位置推定部とを備え、
前記ＰＷＭ信号生成部は、三角波を搬送波として使用し、
前記電流検出部が、前記ＰＷＭ信号の搬送波周期内における４点のタイミングで、２相の電流をそれぞれ２回検出できるように３相のＰＷＭ信号パターンを生成し、
前記３相のＰＷＭ信号のうち、前記インバータ部の出力電圧のセクタ毎に変化する各相デューティ比の大小関係において、デューティ比が最大となる最大相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として進み側又は遅れ側の一方向に、デューティ比が中間となる中間相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として前記最大相とは逆方向にシフトさせる第１のシフト方法を実行する電動機制御装置。
このインバータ部の電流値に対応する信号を発生する電流検出素子と、
前記電動機の磁極位置に追従するように３相のＰＷＭ信号パターンを生成するＰＷＭ信号生成部と、
前記電流検出素子に発生した信号と前記ＰＷＭ信号パターンとに基づいて、前記電動機の相電流を検出する電流検出部と、
３相のうち２相のそれぞれについて、２回検出した電流値の差を電流変化量として出力する電流変化量検出部と、
前記電流変化量に基づいて、前記電動機の磁極位置を推定する磁極位置推定部とを備え、
前記ＰＷＭ信号生成部は、三角波を搬送波として使用し、
前記電流検出部が、前記ＰＷＭ信号の搬送波周期内における４点のタイミングで、２相の電流をそれぞれ２回検出できるように３相のＰＷＭ信号パターンを生成し、
前記３相のＰＷＭ信号のうち、前記インバータ部の出力電圧のセクタ毎に変化する各相デューティ比の大小関係において、デューティ比が最大となる最大相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として進み側又は遅れ側の一方向に、デューティ比が中間となる中間相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として前記最大相とは逆方向にシフトさせる第１のシフト方法を実行する電動機制御装置。
【請求項2】
前記ＰＷＭ信号生成部は、前記第１のシフト方法によりシフトさせた３相のＰＷＭ信号のうち、少なくとも１相のＰＷＭ信号について、前記セクタの前回値のパルスシフト方向と、前記セクタの今回値のパルスシフト方向とが等しくなるようにＰＷＭ信号を生成する請求項１記載の電動機制御装置。
【請求項3】
前記電流検出素子は、前記インバータ回路の直流側に接続され、
前記ＰＷＭ信号生成部は、前記３相のＰＷＭ信号のうち、前記セクタ毎に変化するデューティ比の大小関係において、最大及び中間相を、前記搬送波周期の任意の位相を基準として進み側又は遅れ側の一方向にシフトさせる第２のシフト方法が実行可能であり、
前記ＰＷＭ信号生成部は、制御周期毎に、前記第１のシフト方法と前記第２のシフト方法とを交互に実行する請求項１又は２記載の電動機制御装置。
前記ＰＷＭ信号生成部は、前記３相のＰＷＭ信号のうち、前記セクタ毎に変化するデューティ比の大小関係において、最大及び中間相を、前記搬送波周期の任意の位相を基準として進み側又は遅れ側の一方向にシフトさせる第２のシフト方法が実行可能であり、
前記ＰＷＭ信号生成部は、制御周期毎に、前記第１のシフト方法と前記第２のシフト方法とを交互に実行する請求項１又は２記載の電動機制御装置。
【請求項4】
前記ＰＷＭ信号生成部は、前記第２のシフト方法について、前記３相のＰＷＭ信号のうち、前記セクタ毎に変化するデューティ相の大小関係において、前記最大相のシフト量を前記中間相のシフト量よりも大きく設定する請求項３記載の電動機制御装置。
【請求項5】
前記電流検出素子に発生した信号を増幅して、前記電流変化量検出部に出力する増幅器を備える請求項１又は２記載の電動機制御装置。
【請求項6】
前記電流検出素子に発生した信号を増幅して、前記電流変化量検出部に出力する増幅器を備える請求項３記載の電動機制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明の実施形態は、インバータ回路により駆動される電動機の各相電流に基づいて、電動機の磁極位置を推定する装置に関する。
【背景技術】
【0002】
従来より、ロータに永久磁石を用いた永久磁石電動機、ＤＣブラシレスモータを適切に制御するために磁極位置の検出が行われている。磁極位置の検出とは、電動機の電気角座標上の位置である電気角位相を検出することである。磁極位置の検出には、ロータリーエンコーダやレゾルバ、ホール素子等の位置センサを用いる方法もある。しかし、コストや構造上の制約の点から、位置センサを設けることができない場合もある。例えば、冷凍サイクル用の圧縮機モータの場合には、密閉容器からなる圧縮機の内部の冷媒充填空間内に電動機が内蔵されるため、位置センサを取付けることができない。
【0003】
そこで、位置センサを用いずに、電流や電圧情報から磁極位置を推定する手法がある。このような手法には、例えば、誘起電圧利用型と、インダクタンス利用型とがある。誘起電圧利用型は、電動機の速度に比例する誘起電圧を電動機への入力電圧及び電流より演算し、この誘起電圧に基づいて磁極位置を推定する手法である。この手法は、電動機の回転により発生する誘起電圧が、磁極位置である電動機の電気角に応じて変化することを利用している。
【0004】
誘起電圧利用型は、電動機の回転数が高い高速領域では十分な精度が得られる。しかし、回転数が低い低速領域では、誘起電圧の振幅が小さくなるか発生しないため、停止時や低速時には正確な推定ができない。
一方、インダクタンス利用型は、電動機のインダクタンスを電流や電圧情報から算出し、磁極位置を推定する手法である。この手法は、電動機のインダクタンスが、電動機の電気角に応じて２倍の周期で変化することを利用している。インダクタンス利用型の推定方法として、例えば、駆動周波数に関係しないセンシングのための交流電圧信号を電動機に印加し、電圧と電流の関係から磁極位置を推定する方法が幾つか提案されている。
一方、インダクタンス利用型は、電動機のインダクタンスを電流や電圧情報から算出し、磁極位置を推定する手法である。この手法は、電動機のインダクタンスが、電動機の電気角に応じて２倍の周期で変化することを利用している。インダクタンス利用型の推定方法として、例えば、駆動周波数に関係しないセンシングのための交流電圧信号を電動機に印加し、電圧と電流の関係から磁極位置を推定する方法が幾つか提案されている。
【0005】
このようにしてインダクタンスを求めるために印加する交流電圧信号の周波数は、キャリア周波数以下の数１００Ｈｚ～数ｋＨｚ程度であるが、人の可聴域に電動機の電流リップル周波数が入るため騒音が増加してしまう。
この問題に対処するため、特許文献１では、３相のＰＷＭ信号パターンのうち１相については、搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側、進み側の双方向にデューティを増減させ、他の１相については搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側、進み側の一方向にデューティを増減させ、残りの１相については搬送波周期の任意の位相を基準として前記方向とは逆方向にデューティを増減させることで、高調波電流振幅を発生させ、騒音を抑制しながら磁極位置を推定する手法が提案されている。
この問題に対処するため、特許文献１では、３相のＰＷＭ信号パターンのうち１相については、搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側、進み側の双方向にデューティを増減させ、他の１相については搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側、進み側の一方向にデューティを増減させ、残りの１相については搬送波周期の任意の位相を基準として前記方向とは逆方向にデューティを増減させることで、高調波電流振幅を発生させ、騒音を抑制しながら磁極位置を推定する手法が提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0006】
【特許文献1】特開２０１５－１２６５６５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0007】
上記のように３相のＰＷＭ信号パターンを生成する方法では、搬送波周期内における固定された４点のタイミングで３相の電流をそれぞれ２回検出してそれらの差分値を求め、電流変化量に基づいて電動機の推定磁極位置を求める。よって、この方法は、突極比が小さい、又はインダクタンスが大きいという電動機の電気的特性に依存することなく、ゼロ速度を含む極低速領域においても、位置センサレス方式により推定磁極位置を精度良く求めることが可能で、様々な電動機に容易に適用できるという利点がある。
【0008】
しかしながら、３相のＰＷＭ信号を生成する処理では、各相で異なる波形のキャリアを使用することで各相のパルスを伸長させる方向を変更している。例えば、Ｖ相キャリアは三角波であり、Ｕ相キャリアは下降する鋸歯状波であり、Ｗ相キャリアはＵ相に対して逆相となる上昇する鋸歯状波である。そして、これらの位相は、Ｕ相キャリアの振幅レベルが最小となり、Ｖ相キャリアの振幅レベルが最大、Ｗ相キャリアの振幅レベルが最大となる位相が一致するように出力される。
【0009】
このため、実用化を想定すると、各相についてこれらのキャリアを生成可能なマイコンを使用する必要がある。これが、既存システムのソフトウェアを更新する必要や、製品開発時にマイコンを選定する際に制約となり、様々なシステムに対して汎用的に適用することを困難にしている。
【0010】
そこで、キャリアに三角波のみを使用して、磁極位置推定のＳＮ比を十分に確保しつつ、騒音を抑制できる電動機制御装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【0011】
本実施形態の電動機制御装置によれば、３相ブリッジ接続された複数のスイッチング素子を所定のＰＷＭ信号パターンに従いオンオフ制御することで、直流を３相交流に変換する電動機を駆動するインバータ回路と、
このインバータ部の電流値に対応する信号を発生する電流検出素子と、
前記電動機の磁極位置に追従するように３相のＰＷＭ信号パターンを生成するＰＷＭ信号生成部と、
前記電流検出素子に発生した信号と前記ＰＷＭ信号パターンとに基づいて、前記電動機の相電流を検出する電流検出部と、
３相のうち２相のそれぞれについて、２回検出した電流値の差を電流変化量として出力する電流変化量検出部と、
前記電流変化量に基づいて、前記電動機の磁極位置を推定する磁極位置推定部とを備え、
前記ＰＷＭ信号生成部は、三角波を搬送波として使用し、
前記電流検出部が、前記ＰＷＭ信号の搬送波周期内における４点のタイミングで、２相の電流をそれぞれ２回検出できるように３相のＰＷＭ信号パターンを生成し、
前記３相のＰＷＭ信号のうち、前記インバータ部の出力電圧のセクタ毎に変化する各相デューティ比の大小関係において、デューティ比が最大となる最大相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として進み側又は遅れ側の一方向に、デューティ比が中間となる中間相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として前記最大相とは逆方向にシフトさせる第１のシフト方法を実行する。
このインバータ部の電流値に対応する信号を発生する電流検出素子と、
前記電動機の磁極位置に追従するように３相のＰＷＭ信号パターンを生成するＰＷＭ信号生成部と、
前記電流検出素子に発生した信号と前記ＰＷＭ信号パターンとに基づいて、前記電動機の相電流を検出する電流検出部と、
３相のうち２相のそれぞれについて、２回検出した電流値の差を電流変化量として出力する電流変化量検出部と、
前記電流変化量に基づいて、前記電動機の磁極位置を推定する磁極位置推定部とを備え、
前記ＰＷＭ信号生成部は、三角波を搬送波として使用し、
前記電流検出部が、前記ＰＷＭ信号の搬送波周期内における４点のタイミングで、２相の電流をそれぞれ２回検出できるように３相のＰＷＭ信号パターンを生成し、
前記３相のＰＷＭ信号のうち、前記インバータ部の出力電圧のセクタ毎に変化する各相デューティ比の大小関係において、デューティ比が最大となる最大相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として進み側又は遅れ側の一方向に、デューティ比が中間となる中間相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として前記最大相とは逆方向にシフトさせる第１のシフト方法を実行する。
【図面の簡単な説明】
【0012】
【図1】第１実施形態であり、電動機制御装置の構成を示す機能ブロック図
【図2】電流検出器の具体構成例を示す図（その１）
【図3】電流検出器の具体構成例を示す図（その２）
【図4】ＰＷＭ生成部の内部構成を示す機能ブロック図
【図5】一般的な三角波比較法により生成される３相のＰＷＭ信号パルス及びモータ電流を示す図
【図6】第１実施形態において位相がシフトされた３相のＰＷＭ信号パルス及びモータ電流を示す図
【図7】位相をシフトする前の３相のデューティ指令値を示す図
【図8】位相をシフトした後の３相のデューティ指令値を示す図
【図9】電気角１周期における三角波キャリアとセクタ毎の各相パルス、電流検出タイミングを示す図
【図10】電圧ベクトルＶ０～Ｖ７とセクタ０～５との関係を示す図
【図11】互いに１２０度の位相差を有し、直流オフセット量が等しい３つの電流変化量が得られるセクタ毎の電流検出パターンを示す図（その１）
【図12】互いに１２０度の位相差を有し、直流オフセット量が等しい３つの電流変化量が得られるセクタ毎の電流検出パターンを示す図（その２）
【図13】永久磁石電動機に対し、本実施形態によるＰＷＭ信号パターンを印加した場合の電流変化量、出力電圧のセクタ、３相ゲート信号、及び電流検出タイミングを示す図
【図14】セクタ０の場合におけるベクトル制御の処理内容を示すタイミングチャート
【図18】制御周期内における電流検出タイミングＴ１～Ｔ４を示す図
【図19】第２実施形態であり、パルスシフト方式を示すタイミングチャート
【図20】第３実施形態であり、電流検出器の具体構成例を示す図
【図21】第１のシフト方法と、第２のシフト方法とを示すタイミングチャート
【図22】第１のシフト方法と、第２のシフト方法とを交互に切り換えて実行する場合を示すタイミングチャート
【図25】制御周期内における電流検出タイミングＴ１～Ｔ４を示す図
【図26】第４実施形態であり、電動機制御装置の構成を示す機能ブロック図
【発明を実施するための形態】
【0013】
（第１実施形態）
図１は、本実施形態の電動機制御装置を含むシステムの構成を示す機能ブロック図である。速度制御部１は、入力される速度指令値ωrefと、磁極位置推定部１０より得られる推定速度ωとの差分についてＰＩ制御又はＰＩＤ制御を行うことで、インバータ部５から電動機６へのｑ軸の電流指令値Ｉｑｒｅｆを生成する。また、速度制御部１は、弱め界磁制御のためのｄ軸の電流指令値Ｉｄｒｅｆを、直流電圧ＶＤＣとｄｑ軸の電圧振幅Ｖｄｑとについて、例えば同様に両者の差をＰＩ制御等して生成する。
図１は、本実施形態の電動機制御装置を含むシステムの構成を示す機能ブロック図である。速度制御部１は、入力される速度指令値ωrefと、磁極位置推定部１０より得られる推定速度ωとの差分についてＰＩ制御又はＰＩＤ制御を行うことで、インバータ部５から電動機６へのｑ軸の電流指令値Ｉｑｒｅｆを生成する。また、速度制御部１は、弱め界磁制御のためのｄ軸の電流指令値Ｉｄｒｅｆを、直流電圧ＶＤＣとｄｑ軸の電圧振幅Ｖｄｑとについて、例えば同様に両者の差をＰＩ制御等して生成する。
【0014】
電流制御部２は、電流指令値Ｉｑｒｅｆ及びＩｄｒｅｆと、３相→ｄｑ座標変換部９より与えられるｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑとの差分についてＰＩ制御又はＰＩＤ制御を行うことにより、ｄ軸の電圧指令値Ｖｄ、ｑ軸の電圧指令値Ｖｑを生成する。３相→ｄｑ座標変換部９は、磁極位置推定部１０により推定された磁極位置θに基づいて、電流検出器７を介して相電流及び電流変化量検出部８により検出された検出電流値Ｉｕ＿ｄｅｔｅｃｔ、Ｉｖ＿ｄｅｔｅｃｔ及びＩｗ＿ｄｅｔｅｃｔを、ｄｑ軸電流Ｉｄ及びＩｑに変換する。ｄｑ→３相座標変換部３は、前記磁極位置θに基づいて、ｄ軸及びｑ軸電圧指令値Ｖｄ及びＶｑを、３相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗに変換する。磁極位置推定部１０は、後述する原理により、相電流及び電流変化量検出部７で検出された互いに１２０度の位相差を有する３つの電流変化量ｄＩｘ＿Ｖｎ，ｄＩｘ＿Ｖｍ及びｄＩｙ＿Ｖｍ（ｘ，ｙ＝ｕ，ｖ，ｗ：ｎ，ｍ＝１，３，５）に基づいて磁極位置θを推定する。
【0015】
ＰＷＭ生成部４は、３相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗに基づいて３相ハイ側及びロウ側のＰＷＭ信号Ｕ±，Ｖ±及びＷ±を生成し、インバータ部５にゲート駆動信号を出力する。インバータ部５は、供給された直流電源と与えられたゲート駆動信号に基づいて、電動機６を駆動する３相交流電圧を発生させる。ＰＷＭ生成部４、インバータ部５の構成の詳細については、後述する。
【0016】
電流検出素子に相当する電流検出器７は、電動機６に流れる各相電流を検出し、その検出結果に応じた信号をするもので、例えば、シャント抵抗やＣＴ（Current Trans）を用いることができる。電流検出器７は、図２に示すように、ＣＴを用いてインバータ部５の出力部に直列に設置される場合と、図３に示すように、シャント抵抗を用いてインバータ部５の下側スイッチング素子と直流電源の下側との間に設置される場合がある。相電流及び電流変化量検出部８は、ＰＷＭ生成部４より得られる、ＰＷＭキャリアの搬送波周期に同期した電流検出タイミング信号に基づいて、電流検出器７に発生する各相電流信号をＡ／Ｄ変換して検出する。この相電流の検出処理の詳細も後述する。
【0017】
インバータ部５は、図２及び図３に示すように、複数のスイッチング素子が３相ブリッジ接続され、これらのスイッチング素子がＰＷＭ信号パターンに従ってオンオフ制御されることで、直流を３相交流に変換する。インバータ部５は、ダイオードが並列に接続されたスイッチング素子である一対の単位セルが直列に接続され、一方のセルが直流電源１１から見て正側、他方のセルが負側となっている。スイッチング素子としては、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、パワートランジスタ、ＳｉＣ、ＧａＮ等のワイドギャップ半導体等を使用することができる。
【0018】
一対の単位セルは、３相に対応した３つが直流電源１１に並列に接続されている。以下、正側の単位セルを上アーム、負側の単位セルを下アームとする。また、「上アーム」を「正側のアーム」、「下アーム」を「負側のアーム」と読み替えても同義である。さらに、上アームと下アームとの接続点はインバータ部５の各相出力端子となり、ＤＣブラシレスモータからなる電動機６に接続されている。
【0019】
電流検出器７にＣＴを用いると、スイッチング素子のオンオフ状態の影響を受けずに電流を検出できる。電流検出器７にシャント抵抗を用いると、スイッチング素子のオンオフ状態の影響を受け、下アームのスイッチング素子がオンの時に電流を検出できる。以降では、ＣＴよりも制約があるシャント抵抗を用いた電流検出を例に説明する。
【0020】
ＰＷＭ生成部４は、図４に示すように、デューティ生成部１２及びパルス形成部１３を有している。デューティ生成部１２は、３相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗ及び直流電源の電圧値ＶＤＣに基づいて、各相ＰＷＭ信号のパルス幅の割合であるデューティ比を決定する。パルス形成部１３は、各相のデューティ比に基づいて、インバータ部５のスイッチング素子を駆動するゲート駆動信号として、各相のＰＷＭ信号パターンを生成する。このＰＷＭ生成部４の処理の詳細についても後述する。以上が電動機制御装置１４を構成している。
【0021】
次に、本実施形態の作用について説明する。相電流及び電流変化量検出部８は、入力される電流検出タイミング信号に基づいて、電流検出器７が出力する各相電流信号を、１搬送波周期内で２種の電圧ベクトルが発生している期間にそれぞれ２回検出する。つまり、各相電流信号を、１搬送波周期内で４回検出する。１つの電圧ベクトルの区間に１相分、他の１つの電圧ベクトルの区間に上記の１相分と他の１相分の合計２相分の検出を行うため、相単位での検出回数は、図９に示すように合計６となる。尚、電流信号を検出する相は、電圧ベクトルで区分されるセクタによって異なる。
【0022】
相電流及び電流変化量検出部８は、１つの電圧ベクトルＶｎの区間で検出した1相分ｘの２つの電流変化量ｄＩｘ＿Ｖｎ、他の1つの電圧ベクトルＶｍの区間で検出した２相分ｘ、ｙの２つの電流変化量ｄＩｘ＿Ｖｍ、ｄＩｙ＿Ｖｍを求めて、磁極位置推定部１０に出力する。ここで、ｘ、ｙは電流信号の検出相であるｕ、ｖ、ｗの何れか、ｎ、ｍは電圧ベクトル１、３、５の何れかである。また、相電流及び電流変化量検出部８は、３相電流の総和はゼロであることから、２相分の電流信号に基づき３相の電流信号Ｉｕ＿ｄｅｔｅｃｔ、Ｉｖ＿ｄｅｔｅｃｔ及びＩｗ＿ｄｅｔｅｃｔを求めて３相→ｄｑ座標変換部９に出力する。２相分の電流信号は、搬送波一周期内の６回の検出の何れか、例えば２相分の電流信号を検出する電圧ベクトルの区間の最初の検出値を使用する。
【0023】
磁極位置推定部１０は、互いに１２０度の位相差を有する３つの電流変化量を用いて推定磁極位置θを演算する。また、３相→ｄｑ座標変換部９は、上記推定磁極位置θにより検出電流値Ｉｕ＿ｄｅｔｅｃｔ、Ｉｖ＿ｄｅｔｅｃｔ及びＩｗ＿ｄｅｔｅｃｔをｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑに変換し、電流制御部２に出力する。
【0024】
ここで、上記のようなパルス生成処理、電流検出処理及びこれを前提とした磁極位置推定処理の詳細を、図５から図１８を参照して説明する。
[パルス生成処理]
先ず、ＰＷＭ生成部４によるパルス生成処理について説明する。例えば、３相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗがゼロで、３相のＰＷＭ信号パターンの各デューティが一律５０％である場合、一般的な三角波比較法によるデューティ生成では、図５に示すような３相の信号パルスが得られる。この場合、各相パルスの発生基準位相とパルス幅が同一なので、インバータ部５のスイッチングは全相オン又は全相オフ状態に対応する。したがって、ＰＷＭ制御の周期の１周期の全区間において、電動機６の各相端子間には電圧が印加されず、各相電流はゼロである。このような状態では、高周波電流振幅となる電流リップルが生じないため、電流検出に基づくインダクタンスを利用した磁極位置検出ができない。
[パルス生成処理]
先ず、ＰＷＭ生成部４によるパルス生成処理について説明する。例えば、３相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗがゼロで、３相のＰＷＭ信号パターンの各デューティが一律５０％である場合、一般的な三角波比較法によるデューティ生成では、図５に示すような３相の信号パルスが得られる。この場合、各相パルスの発生基準位相とパルス幅が同一なので、インバータ部５のスイッチングは全相オン又は全相オフ状態に対応する。したがって、ＰＷＭ制御の周期の１周期の全区間において、電動機６の各相端子間には電圧が印加されず、各相電流はゼロである。このような状態では、高周波電流振幅となる電流リップルが生じないため、電流検出に基づくインダクタンスを利用した磁極位置検出ができない。
【0025】
本実施形態では、３相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗがゼロで、３相のＰＷＭ信号パターンの各デューティが一律５０％である場合、図５とは異なり、各相パルスの発生位相を以下のようにシフトさせることで、電動機６にＰＷＭ制御の１周期において、搬送波周期成分の電圧が印加され、磁極位置検出が可能な高周波電流リップルが生じる。先ず、３相のＰＷＭ信号パターンについて、デューティ比が最大となる最大相、最小となる最小相、これらの中間となる中間相を判別する。尚、３相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗがゼロで、３相のＰＷＭ信号パターンの各デューティが一律５０％である場合でも、例えば電動機６の起動時において、セクタは初期値に設定されている。
【0026】
パルス生成処理の一例を図６に示す。図６では、ＰＷＭキャリアは三角波で、当該三角波の振幅最小値であるボトムを周期の中心位相としている。この例では、Ｕ相が最大相、Ｖ相が中間相、Ｗ相が最小相と仮定して、セクタの初期値がセクタ０時の各相上側スイッチング素子のゲート信号と、各相電流の波形とを示している。そして、最大相については、搬送波周期の任意の位相を基準として進み側もしくは遅れ側の一方向にシフトさせ、中間相については、搬送波周期の任意の位相を基準として最大相とは逆方向にシフトさせ、最小相についてはシフトさせない。尚、以下ではデューティ比を、単に「デューティ」と称する場合がある。
【0027】
３相全てのパルスは、前記中心位相を基準位相とする。Ｕ相パルスについては、Ｕ相パルスのみが発生する区間が生じるまで、図中右側である進み側にパルスの位相をシフトする。また、Ｖ相パルスについては、Ｖ相パルスのみが発生する区間が生じるまで、図中左側である遅れ側にパルスの位相をシフトする。この時、キャリア半周期毎にデューティ比の設定値を調整して、位相シフト前のパルス幅と位相シフト後のパルス幅は等しくする。
【0028】
Ｕ相パルスのみが発生する区間（６）は、Ｕ相とＷ相のパルス幅差が、電流変化量の検出期間と、Ｗ相のスイッチング素子がオン状態に変化した際の電流脈動の影響を無視できる一定期間；電流検出マスク期間との合計値となるように、Ｕ相パルスをシフトさせて設定する。同様に、Ｖ相パルスのみが発生する区間（２）は、Ｖ相とＷ相のパルス幅差が、電流変化量の検出期間と、Ｖ相のスイッチング素子がオン状態に変化した際の電流検出マスク期間との合計値となるように、Ｖ相パルスの位相をシフトさせて設定する。
【0029】
この場合、電動機６の各相端子間の電圧を考えると、図６に示す１周期内は６つの区間（１）～（６）に分けられる。区間（１）及び(４)は全相オン又は全相オフで、図５と同様に電動機６の各相端子間に電圧が印加されず、各相電流は変化しない。区間(２)ではＶ相のみがオンしているので電圧ベクトルはＶ３（０１０）（図１０参照）であり、Ｖ→ＵＷ相間に直流電圧ＶＤＣが印加され、Ｖ相電流は電動機６のインダクタンスによる傾きで増加する。この時、Ｕ、Ｗ相端子には負電圧が印加されるので、Ｕ相電流、Ｗ相電流は減少する。
【0030】
これと同様に、区間（３）では電圧ベクトルＶ４（０１１）（図１０参照）が与えられ、区間（５）では電圧ベクトルＶ６（１０１）（図１０参照）が与えられ、区間（６）では電圧ベクトルＶ１（１００）（図１０参照）が与えられて電流が流れる。区間（１）～（６）を合計すると、各相デューティ比が一律５０％であれば、各相電流の増加減少の結果として３相とも平均電流はゼロとなり、図５に示すＰＷＭ信号パターンと同様の相電流となるが、各相にキャリア周波数の電流リップルが生じる点が相違する。つまり、３相ＰＷＭ信号のパルスの発生位相を図６に示すようにシフトさせることで、３相電流の平均値は変えずに、キャリア周波数の高周波電流振幅を与えることができる。
【0031】
次に、図６に示すパターンでＰＷＭ信号パルスを発生させる作用について、図７から図９を参照して説明する。ｄｑ→３相座標変換部３で決定された３相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、検出した直流電圧値からデューティ生成部１２により各相のデューティ値Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗに変換される。各相デューティＤｕ、Ｄｖ、Ｄｗは、パルス形成部１３に与えられ、搬送波とのレベルが比較されて３相のＰＷＭ信号が生成される。また、３相のＰＷＭ信号を反転させた下アーム側の信号も生成されて、必要に応じてデッドタイムが付加された後、各相のＰＷＭ信号Ｕ±、Ｖ±、Ｗ±がインバータ部５に出力される。
【0032】
本実施形態では、３相共通の三角波キャリアを使用し、セクタ毎（図９参照）に変化するデューティ比の大小関係において、最大相は、搬送波周期の任意の位相を基準として進み側もしくは遅れ側の一方向に、中間相については、搬送波周期の任意の位相を基準として最大相とは逆方向にシフトさせる。パルス形成部１３では、各相デューティＤｕ、Ｄｖ、Ｄｗと各相キャリアとのレベルをそれぞれ比較して、（デューティ）＞（キャリア）となる期間にハイレベルパルスを出力する。
【0033】
その結果、図８に示すように、セクタ０の場合、三角波キャリアのボトムを周期の基準位相として、Ｕ相のＰＷＭ信号パルスＵ＋は、基準位相から図中右側である進み方向側にパルスがシフトする。Ｖ相のＰＷＭ信号パルスＶ＋は、基準位相から図中左側である遅れ方向側にパルスがシフトする。Ｗ相のＰＷＭ信号パルスＷ＋はシフトしない。
【0034】
[電流検出処理]
次に、相電流及び電流変化量検出部８による電流検出処理を説明する。相電流及び電流変化量検出部８は、ＰＷＭ生成部４から電流検出タイミング信号が与えられており、電流検出タイミング信号に従い、３相の電流を検出する。この検出タイミングは、上記の通り、ＰＷＭ信号のキャリア、搬送波１周期内において、各相デューティ幅差と電流変化量の検出期間と電流検出マスク期間とに基づいて算出された４点のタイミングであって、２種類の電圧ベクトル期間において、それぞれ相電流を２回検出するように設定される。
次に、相電流及び電流変化量検出部８による電流検出処理を説明する。相電流及び電流変化量検出部８は、ＰＷＭ生成部４から電流検出タイミング信号が与えられており、電流検出タイミング信号に従い、３相の電流を検出する。この検出タイミングは、上記の通り、ＰＷＭ信号のキャリア、搬送波１周期内において、各相デューティ幅差と電流変化量の検出期間と電流検出マスク期間とに基づいて算出された４点のタイミングであって、２種類の電圧ベクトル期間において、それぞれ相電流を２回検出するように設定される。
【0035】
図９に、電気角１周期における三角波キャリアとセクタ毎の各相パルス、電流検出タイミングを示し、図１０に、電圧ベクトルＶ０からＶ７とセクタ０から５の関係を示す。電流検出は、搬送波１周期内で、３相電流を検出するタイミングＴ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４の信号が与えられて４回行う。例えば、三角波キャリアのカウント値の最大値からダウンカウントを開始して、カウント値がゼロに達する以前の期間内にタイミングＴ１，Ｔ２を設定し、カウント値がゼロに達してアップカウントに転じた後、カウント値が最大値に達する以前の期間内にタイミングＴ３，Ｔ４を設定する。
【0036】
相電流及び電流変化量検出部８は、このように検出タイミングを設定し、Ｔ１とＴ２の検出電流の差分値を求めることで、セクタ０の場合は電流変化量ｄＩｗ＿Ｖ３を演算する。同様に、Ｔ３とＴ４の検出電流の差分値を求めることで、電流変化量ｄＩｖ＿Ｖ１、ｄＩｗ＿Ｖ１を演算する。尚、差分時間Ｔ２－Ｔ１とＴ４－Ｔ３とは等しく設定する。図１１及び図１２は、互いに１２０度の位相差を有し、直流オフセット量が等しい３つの電流変化量が得られるセクタ毎の電流検出パターンを示しており、セクタの変化に併せて検出電流相を設定する。
【0037】
[磁極位置推定処理]
さらに、磁極位置推定部１０による磁極位置の推定処理を説明する。図１３は、一例として埋め込み磁石型永久磁石電動機に対し、本実施形態によるＰＷＭ信号パターンを印加した場合の電流変化量と、出力電圧のセクタと、３相ゲート信号、電流検出タイミングを示している。各電流変化量は、電気角１周期に対して２倍の２θに応じて変化しており、突極性を持つ電動機については、当該電動機の磁極位置を示す情報を含んでいる。このため、上記のように求めた３つの電流変化量から、セクタ０の場合は、以下の式により３相／２相変換を行い、逆正接演算を行うことで推定値であるθを求めることができる。
さらに、磁極位置推定部１０による磁極位置の推定処理を説明する。図１３は、一例として埋め込み磁石型永久磁石電動機に対し、本実施形態によるＰＷＭ信号パターンを印加した場合の電流変化量と、出力電圧のセクタと、３相ゲート信号、電流検出タイミングを示している。各電流変化量は、電気角１周期に対して２倍の２θに応じて変化しており、突極性を持つ電動機については、当該電動機の磁極位置を示す情報を含んでいる。このため、上記のように求めた３つの電流変化量から、セクタ０の場合は、以下の式により３相／２相変換を行い、逆正接演算を行うことで推定値であるθを求めることができる。
【0038】
【数1】
【0039】
ここで、（２）式より求めた推定位置θは、２θから分周したものであるため、原理的に±１８０°の誤差を持つ。したがって、電動機６を駆動する前の停止状態において上記のどちらかを判定するためには、初期位置を同定するアルゴリズムが必要となる。これについては、従来の公知技術である磁気飽和の特性を用いた方式にて判定を行う。本公知技術については、例えば下記の文献などの手法がある。
電気学会論文誌Ｄ（産業応用部門誌）Vol.125(2005)，No.3「パルス電圧を用いた表面磁石同期モータの初期回転位置推定法」，山本修，荒隆裕
そして、推定位置を制御周期で時間微分することで推定速度ωを求める。
電気学会論文誌Ｄ（産業応用部門誌）Vol.125(2005)，No.3「パルス電圧を用いた表面磁石同期モータの初期回転位置推定法」，山本修，荒隆裕
そして、推定位置を制御周期で時間微分することで推定速度ωを求める。
【0040】
[デューティ設定方法と電流検出タイミングの詳細]
図１４に、セクタ０の場合におけるベクトル制御のタイミングチャートを示す。ベクトル制御は、図中に示す（１）～（１０）の一連の処理によるもので、これらは図１に示した制御ブロック図に対応している。尚、（１）～（１０）は図中の丸数字に対応する。以下では「今回の制御周期」を基準として説明する。（１）電流・直流電圧検出では、前回の制御周期の検出値を演算し、その後、キャリア周期の前半で（２）～（６）の順に、キャリア周期の後半で（７）～（９）の順に処理を実行する。
図１４に、セクタ０の場合におけるベクトル制御のタイミングチャートを示す。ベクトル制御は、図中に示す（１）～（１０）の一連の処理によるもので、これらは図１に示した制御ブロック図に対応している。尚、（１）～（１０）は図中の丸数字に対応する。以下では「今回の制御周期」を基準として説明する。（１）電流・直流電圧検出では、前回の制御周期の検出値を演算し、その後、キャリア周期の前半で（２）～（６）の順に、キャリア周期の後半で（７）～（９）の順に処理を実行する。
【0041】
（８）ＰＷＭ出力設定(前半)及び（９）検出タイミング設定では、次回の制御周期のＰＷＭパルスのデューティと電流検出タイミングとが演算される。今回の制御周期のエンドで、次回の制御周期のキャリア前半のＰＷＭパルスを設定すると共に、次回の制御周期の電流・直流電圧検出タイミングを設定する。そして、次回の制御周期のキャリア前半では、時系列で最後の処理となる（１０）ＰＷＭ出力設定(後半)の処理を実行し、次回の制御周期のセンタで、次回の制御周期のキャリア後半のＰＷＭパルスを設定する。
【0042】
（７）～（１０）の処理については、図１５及び図１６のフローチャートで説明する。なお、（７）デューティ演算の処理の前半は、ベクトル制御の３相変調による３相デューティ演算処理で一般的であるため説明を省略する。図１５は、（７）のデューティ演算の処理の後半と（８）及び（９）の処理に対応している。先ず、直前の（７）の処理の前半で得られた３相デューティを用いて、デューティ中間相と最小相、及びデューティ最大相と中間相のパルス幅差を（３）式で演算する（Ｓ１）。なお、デューティ最大相、中間相、最小相はセクタ毎に変化する。
パルス幅差１＝(デューティ中間相－デューティ最小相)／２
パルス幅差２＝(デューティ最大相－デューティ中間相)／２ …（３）
パルス幅差１＝(デューティ中間相－デューティ最小相)／２
パルス幅差２＝(デューティ最大相－デューティ中間相)／２ …（３）
【0043】
次に、デューティ中間相のパルスの位相シフト量を（４）式で演算する（Ｓ２）。
デューティ中間相のパルスシフト量＝パルスシフト量設定値＋パルス幅差２ …（４）
ここで、パルスシフト量設定値は、図１８に示すように、インバータ部５におけるスイッチングによる電流脈動の影響を考慮して設けた電流検出のマスク期間と、検出期間と残り期間との合計である。
デューティ中間相のパルスシフト量＝パルスシフト量設定値＋パルス幅差２ …（４）
ここで、パルスシフト量設定値は、図１８に示すように、インバータ部５におけるスイッチングによる電流脈動の影響を考慮して設けた電流検出のマスク期間と、検出期間と残り期間との合計である。
【0044】
次に、デューティ最大相のパルスシフト量を演算する（Ｓ３）。パルス幅差１とパルス幅差２との合計値がパルスシフト量設定値以下の場合は、デューティ最大相のパルスシフト量を（５）式で求め、そうでない場合、位相シフト量はゼロとする。
デューティ最大相のパルスシフト量
＝パルスシフト量設定値－(パルス幅差１＋パルス幅差２) …（５）
デューティ最大相のパルスシフト量
＝パルスシフト量設定値－(パルス幅差１＋パルス幅差２) …（５）
【0045】
デューティ最大相をシフトさせると、最初に求めたデューティ中間相のシフト量にも影響が及ぶため、再計算する（Ｓ４）。パルス幅差１とパルス幅差２との合計値がデューティ最大相のパルスシフト量以下の場合、デューティ最小相との関係を考慮する必要があり、デューティ中間相のパルスシフト量は（６）式で再計算する。
デューティ中間相のパルスシフト量＝パルスシフト量設定値－パルス幅差１ …（６）
上記の合計値が最大相のパルスシフト量を超えていれば、デューティ最大相をシフトさせた分だけデューティ中間相のパルスシフト量を減らす必要があるため、（７）式で再計算する。
デューティ中間相のパルスシフト量
＝デューティ中間相のパルスシフト量－デューティ最大相のパルスシフト量 …（７）
尚、デューティ最小相はパルスシフトを行わない。
デューティ中間相のパルスシフト量＝パルスシフト量設定値－パルス幅差１ …（６）
上記の合計値が最大相のパルスシフト量を超えていれば、デューティ最大相をシフトさせた分だけデューティ中間相のパルスシフト量を減らす必要があるため、（７）式で再計算する。
デューティ中間相のパルスシフト量
＝デューティ中間相のパルスシフト量－デューティ最大相のパルスシフト量 …（７）
尚、デューティ最小相はパルスシフトを行わない。
【0046】
以上より、デューティ最大相及び中間相のパルスシフト量が求められる。これらを用いて、キャリア前半及びキャリア後半のデューティを（８）式で演算する（Ｓ５、Ｓ６）。（８）式の右辺第２項の符号の正負によってパルスシフトの方向が変わるが、（８）式は、図９で定義されたパルスシフト方向の場合である。キャリア前半において、符号（－）はデューティが減少するので右方向にＰＷＭパルスがシフトし、符号（＋）はデューティが増加するので左方向にＰＷＭパルスがシフトする。同様に、キャリア後半において、符号（＋）はデューティが増加するので右方向にＰＷＭパルスがシフトし、符号（－）はデューティが減少するので左方向にＰＷＭパルスがシフトする。よって、（８）式において、キャリア前半とキャリア後半では、右辺第２項の符号の正負は逆になる。
【0047】
デューティ最大相(キャリア前半)
＝デューティ最大相－デューティ最大相のパルスシフト量×２
デューティ中間相(キャリア前半)
＝デューティ中間相＋デューティ中間相のパルスシフト量×２
デューティ最大相(キャリア後半)
＝デューティ最大相＋デューティ最大相のパルスシフト量×２
デューティ中間相(キャリア後半)
＝デューティ中間相－デューティ中間相のパルスシフト量×２ …（８）
ここまでが（７）のデューティ演算の処理である。
＝デューティ最大相－デューティ最大相のパルスシフト量×２
デューティ中間相(キャリア前半)
＝デューティ中間相＋デューティ中間相のパルスシフト量×２
デューティ最大相(キャリア後半)
＝デューティ最大相＋デューティ最大相のパルスシフト量×２
デューティ中間相(キャリア後半)
＝デューティ中間相－デューティ中間相のパルスシフト量×２ …（８）
ここまでが（７）のデューティ演算の処理である。
【0048】
続いて、（８）のＰＷＭ出力設定(前半)の処理で、最終的に三角波キャリアと比較するデューティ最大相及び中間相に、（７）で求めたデューティ最大相(キャリア前半)とデューティ中間相(キャリア前半)とを設定する（Ｓ７）。最小相はパルスシフトしないので、そのままである。そして、（９）の検出タイミング設定の処理で、図１８に示す検出タイミングＴ１～Ｔ４を（９）式により設定する（Ｓ８）。
【0049】
Ｔ１＝１００％－（５０％＋デューティ中間相(キャリア前半)／２－検出マスク％
Ｔ２＝１００％－（Ｔ１－検出期間％)
Ｔ４＝５０％＋デューティ最大相(キャリア後半)／２－残り期間％
Ｔ３＝Ｔ４－検出期間％ …（９）
尚、検出タイミングＴ１～Ｔ４はデューティ比（％）であり、「検出マスク％」や「検出期間％」等は、検出マスク時間、検出期間の長さに応じたデューティ比を示す。
Ｔ２＝１００％－（Ｔ１－検出期間％)
Ｔ４＝５０％＋デューティ最大相(キャリア後半)／２－残り期間％
Ｔ３＝Ｔ４－検出期間％ …（９）
尚、検出タイミングＴ１～Ｔ４はデューティ比（％）であり、「検出マスク％」や「検出期間％」等は、検出マスク時間、検出期間の長さに応じたデューティ比を示す。
【0050】
最後に、図１７に示すように、（１０）のＰＷＭ出力設定(後半)の処理で、最終的に三角波キャリアと比較するデューティ最大相及び中間相に、（７）で求めたデューティ最大相(キャリア後半)とデューティ中間相(キャリア後半)を設定する（Ｓ９）。
【0051】
以上のように本実施形態によれば、３相ブリッジ接続された複数のスイッチング素子を三角波キャリア比較により、セクタ毎に変化するデューティ比の大小関係において、最大デューティ相と中間デューティ相をお互いに逆方向にシフトさせたＰＷＭ信号パターンに従いオンオフ制御することで、直流を３相交流に変換するインバータ部５を介して電動機６を駆動する際に、ＰＷＭ生成部４が、電動機６の磁極位置に追従するように３相のＰＷＭ信号パターンを生成する。
【0052】
そして、相電流及び電流変化量検出部８は、キャリア周期内における各相デューティ幅差と電流変化量の検出期間と電流検出マスク期間とに基づいて算出された４点のタイミングＴ１～Ｔ４で３相の電流をそれぞれ２回検出し、電流変化量を求める。磁極位置推定部１０は、それらの電流変化量に基づいて電動機６の磁極位置θを推定する。特に、セクタ毎に変化する電圧ベクトルに応じて、磁極位置推定のための３つの電流変化量の検出ポイントをセクタ毎に切り替えるので、検出すべき２種の電圧ベクトルの領域を検出ポイントとすることができる。
【0053】
したがって、鋸歯状波と三角波とのキャリアの組み合わせを用いることなく、ゼロ速度を含む極低速領域においても、位置センサレス方式によって磁極位置θを精度良く推定することが可能になる。このため、本実施形態を様々なシステムに容易に適用することができる。
【0054】
（第２実施形態）
以下、第１実施形態と同一部分は説明を省略し、異なる部分について以下に説明する。
第１実施形態は、図９に示すように、偶数セクタから奇数セクタへ移行する際に、デューティ最大相と中間相との両方が逆方向に位相シフトするため、同じ電圧ベクトルが連続して発生している。このため、電流リップルが大きくなってしまう。
以下、第１実施形態と同一部分は説明を省略し、異なる部分について以下に説明する。
第１実施形態は、図９に示すように、偶数セクタから奇数セクタへ移行する際に、デューティ最大相と中間相との両方が逆方向に位相シフトするため、同じ電圧ベクトルが連続して発生している。このため、電流リップルが大きくなってしまう。
【0055】
これに対して第２実施形態では、図１９に示すように、破線で囲んだ部分を追加している。つまり、電気角２周期に亘ってＰＷＭパルスの位相シフト方向を設定することで、セクタの切り替え時に同じ電圧ベクトルが連続して発生しないようにする。これにより、電流リップルを低減することができる。パルスの位相シフト方向は、（８）式の右辺第２項の符号を、図１９に示すように、セクタの切り替えに応じて変更すれば良い。
【0056】
（第３実施形態）
第３実施形態は、図２０に示すように、インバータ部５の直流側に挿入された、１つのシャント抵抗を使用する場合を示す。図２１の上段に示すものは、ＰＷＭパルスのシフト方向は第１実施形態と同一であるが、磁極位置を推定するための電流検出相及び電流変化量の組み合わせは相違している。第１実施形態のように３つのシャント抵抗を使用する場合は、パルスがＯＦＦの相の電流が検出可能で、第３実施形態のように１つのシャント抵抗を使用する場合は、パルスが一相だけＯＮ叉はＯＦＦとなる相の電流のみが検出可能である。このため、第１実施形態と第３実施形態とでは、電圧ベクトルに対する電流検出相は異なり、また、図１１に示す１２０度の位相差を有する電流変化量の組み合わせについても第３実施形態では異なる。
第３実施形態は、図２０に示すように、インバータ部５の直流側に挿入された、１つのシャント抵抗を使用する場合を示す。図２１の上段に示すものは、ＰＷＭパルスのシフト方向は第１実施形態と同一であるが、磁極位置を推定するための電流検出相及び電流変化量の組み合わせは相違している。第１実施形態のように３つのシャント抵抗を使用する場合は、パルスがＯＦＦの相の電流が検出可能で、第３実施形態のように１つのシャント抵抗を使用する場合は、パルスが一相だけＯＮ叉はＯＦＦとなる相の電流のみが検出可能である。このため、第１実施形態と第３実施形態とでは、電圧ベクトルに対する電流検出相は異なり、また、図１１に示す１２０度の位相差を有する電流変化量の組み合わせについても第３実施形態では異なる。
【0057】
図２１に示すセクタ０について説明すると、電圧ベクトルＶ１、Ｖ３に加えて、電圧ベクトルＶ２が必要になる。しかし、第１実施形態のパルス発生方法では、電圧ベクトルＶ１、Ｖ２、Ｖ３を１制御周期内で同時に発生させて、電流変化量を検出することは困難である。そこで、第３実施形態では、図２１の下段に示すように、デューティ最大相と中間相とを同一方向に位相シフトする方法を加え、この方法と第１実施形態のパルス発生方法とを、制御周期毎に交互に行う。図２１の上段に示すものを第１のシフト方法、同下段に示すものを第２のシフト方法とする。図２２は、これら２つのシフト方法を組み合わせて発生させたＰＷＭパルスをセクタ０の場合について示したもので、制御周期毎に電流検出相と電圧ベクトルを切り替えることで、２制御周期で磁極位置を推定するための電流変化量の組み合わせが検出可能になる。
【0058】
図１４に示すベクトル制御の処理（７）～（９）について、１つのシャント抵抗を適用する場合は、デューティ最大相と中間相を同一方向に位相シフトする方法を加える必要がある。図２３及び図２４に示すフローチャートは、（７）のデューティ演算の処理の後半と、（８）及び（９）の処理とに対応している。ステップＳ１と同様の処理を行うと（Ｓ１１）、デューティ中間相のパルスの位相シフト量を求める（Ｓ１２）。
【0059】
位相を同一方向にシフトさせるため、シフト量は第１実施形態よりも大きくなることから、先にデューティ中間相の位相シフト量を演算してから、デューティ最大相の位相シフト量を演算する。デューティ中間相と最小相のパルス幅差１がパルスシフト量設定値以下の場合、デューティ中間相のパルスシフト量は（１０）式で求め、パルス幅差１がパルスシフト量設定値を超える場合、位相シフト量はゼロである。
デューティ中間相のパルスシフト量＝パルスシフト量設定値－パルス幅差１…（１０）
デューティ中間相の位相シフトによって、デューティ最大相と中間相のパルス幅差２は変更されるため、（１１）式で再計算して更新する（Ｓ１３）。
パルス幅差２＝パルス幅差２－デューティ中間相のパルスシフト量 …（１１）
デューティ中間相のパルスシフト量＝パルスシフト量設定値－パルス幅差１…（１０）
デューティ中間相の位相シフトによって、デューティ最大相と中間相のパルス幅差２は変更されるため、（１１）式で再計算して更新する（Ｓ１３）。
パルス幅差２＝パルス幅差２－デューティ中間相のパルスシフト量 …（１１）
【0060】
次に、デューティ最大相のパルスシフト量を演算する（Ｓ１４）。再計算したパルス幅差２がパルスシフト量設定値以下の場合、デューティ最大相のパルスシフト量は（１２）式で求め、パルス幅差２がパルスシフト量設定値を超える場合、位相シフト量はゼロである。
デューティ最大相のパルスシフト量＝パルスシフト量設定値－パルス幅差２…（１２）
以上より、デューティ最大相及び中間相のパルスシフト量を求めることができる。
デューティ最大相のパルスシフト量＝パルスシフト量設定値－パルス幅差２…（１２）
以上より、デューティ最大相及び中間相のパルスシフト量を求めることができる。
【0061】
次に、これらを用いて、キャリア前半及びキャリア後半のデューティを（１３）式で演算する（Ｓ１５，Ｓ１６）。同一方向への位相シフトのため、次式の右辺第２項の符号の正負の組み合わせは（８）式と異なる。
デューティ最大相(キャリア前半)
＝デューティ最大相－デューティ最大相のパルスシフト量×２
デューティ中間相(キャリア前半)
＝デューティ中間相－デューティ中間相のパルスシフト量×２
デューティ最大相(キャリア後半)
＝デューティ最大相＋デューティ最大相のパルスシフト量×２
デューティ中間相(キャリア後半)
＝デューティ中間相＋デューティ中間相のパルスシフト量×２ …（１３）
デューティ最大相(キャリア前半)
＝デューティ最大相－デューティ最大相のパルスシフト量×２
デューティ中間相(キャリア前半)
＝デューティ中間相－デューティ中間相のパルスシフト量×２
デューティ最大相(キャリア後半)
＝デューティ最大相＋デューティ最大相のパルスシフト量×２
デューティ中間相(キャリア後半)
＝デューティ中間相＋デューティ中間相のパルスシフト量×２ …（１３）
【0062】
ここまでが（７）のデューティ演算の処理である。続いて、ステップＳ７と同様の処理を行うと（Ｓ１７）、（９）の検出タイミング設定の処理で、図２４に示す検出タイミングＴ１～Ｔ４を（１４）式により設定する（Ｓ１８）。
Ｔ２＝５０％＋デューティ中間相(キャリア後半) ／２－残り期間％
Ｔ１＝Ｔ２－検出期間％
Ｔ４＝５０％＋デューティ最大相(キャリア後半)／２－残り期間％
Ｔ３＝Ｔ４－検出期間％ …（１４）
Ｔ２＝５０％＋デューティ中間相(キャリア後半) ／２－残り期間％
Ｔ１＝Ｔ２－検出期間％
Ｔ４＝５０％＋デューティ最大相(キャリア後半)／２－残り期間％
Ｔ３＝Ｔ４－検出期間％ …（１４）
【0063】
以上が、１つのシャント抵抗を使用する場合に追加する同一方向へのＰＷＭパルスの位相シフト方法であり、図１５及び図１６と、図２３及び図２４で示すベクトル制御の（７）～（９）のフローチャートの処理を、制御周期毎に交互に切り替えれば良い。
【0064】
（第４実施形態）
図２６に示すように、第４実施形態の電動機制御装置２１では、第１実施形態の電動機制御装置１４における相電流及び電流変化量検出部８の機能ブロックを、相電流検出部２２と電流変化量検出部２３とに分けている。そして、電流変化量検出部２３には、電流検出器７の検出出力を、増幅器２４Ｕ，２４Ｖ及び２４により増幅して入力している。増幅器２４は、例えば動作電源電圧が５Ｖであれば、２．５Ｖのオフセット電圧を付与してゲイン「２」等にする。
図２６に示すように、第４実施形態の電動機制御装置２１では、第１実施形態の電動機制御装置１４における相電流及び電流変化量検出部８の機能ブロックを、相電流検出部２２と電流変化量検出部２３とに分けている。そして、電流変化量検出部２３には、電流検出器７の検出出力を、増幅器２４Ｕ，２４Ｖ及び２４により増幅して入力している。増幅器２４は、例えば動作電源電圧が５Ｖであれば、２．５Ｖのオフセット電圧を付与してゲイン「２」等にする。
【0065】
電流検出器７は、電動機６の全速度域における最大出力を考慮して仕様が決定されるため、電流検出範囲が広く、微小な電流変化量を検出する場合は分解能が低下する。電流変化量に基づく磁極位置検出は、主に電動機６の低速時に用いるため、電流変化量の検出範囲は、電動機６の起動時や低速域における最大出力を考慮して決定すれば良い。このことから、ベクトル制御に使用する電動機６の相電流については、電流検出器７の出力信号をそのまま使用し、磁極位置推定に使用する電流変化量は、検出分解能を向上させるため、電流検出器７の出力信号を増幅して使用する。これにより、システムが大容量化し、電流検出器７の検出範囲が広くなる場合でも、電流変化量に基づく磁極位置推定が実施し易くなる。
【0066】
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これらの実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【0067】
図面中、１は速度制御部、２は電流制御部、４はＰＷＭ生成部、５はインバータ回路、６は電動機、７は電流検出器、８は電流変化量検出部、９は３相→ｄｑ座標変換部、１０は磁極位置推定部、１４は電動機制御装置を示す。
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【図16】
【図17】
【図18】
【図19】
【図20】
【図21】
【図22】
【図23】
【図24】
【図25】
【図26】