ホーム > 特許ランキング > 日立Ａｓｔｅｍｏ株式会社
知財求人 - 知財ポータルサイト「IP Force」
(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2024165486
(43)【公開日】2024-11-28
(54)【発明の名称】インバータ装置及びモータ制御装置
(51)【国際特許分類】
H02M 7/48 20070101AFI20241121BHJP
H02P 27/08 20060101ALI20241121BHJP
H02P 23/06 20160101ALI20241121BHJP
【ＦＩ】
H02M7/48 F
H02P27/08
H02P23/06
【審査請求】未請求
【請求項の数】10
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2023081733
(22)【出願日】2023-05-17
(71)【出願人】
【識別番号】509186579
【氏名又は名称】日立Ａｓｔｅｍｏ株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】110001829
【氏名又は名称】弁理士法人開知
(72)【発明者】
【氏名】李 東昇
(72)【発明者】
【氏名】関口 学
【テーマコード（参考）】
5H505
5H770
【Ｆターム（参考）】
5H505AA16
5H505CC01
5H505EE48
5H505EE50
5H505EE55
5H505HA10
5H505HB01
5H505LL22
5H505LL24
5H505MM06
5H770AA02
5H770BA01
5H770CA01
5H770CA03
5H770CA05
5H770CA06
5H770DA03
5H770DA10
5H770DA41
5H770EA01
5H770EA02
5H770EA21
5H770EA27
5H770GA11
5H770HA02Y
5H770HA02Z
5H770HA03W
5H770HA07Z
(57)【要約】
【課題】、インバータ回路の発熱と温度上昇のバラツキを抑制することができるインバータ装置等を提供する。
【解決手段】インバータ装置１００は、三相電圧指令とキャリア信号を比較してPWM信号を生成するプロセッサ（制御器８）を備える。プロセッサは、同期PWM制御の6Nパルスモード（Nは1，2，3，…）で、直流電力を三相交流電力へ変換するインバータ回路２を制御する場合に、三相電圧指令の１周期の所定区間（1/3区間：１２０°）において、３相のうちいずれかを固定相として、インバータ回路２の固定相の上アーム素子をオンし、固定相の下アーム素子をオフする上貼り付け２相変調方式と、インバータ回路２の固定相の下アーム素子をオンし、固定相の上アーム素子をオフする下貼り付け２相変調方式と、を周期的に切り替える。プロセッサは、当該切り替えのタイミングにおいてキャリア信号の位相を反転する。
【選択図】図８
【解決手段】インバータ装置１００は、三相電圧指令とキャリア信号を比較してPWM信号を生成するプロセッサ（制御器８）を備える。プロセッサは、同期PWM制御の6Nパルスモード（Nは1，2，3，…）で、直流電力を三相交流電力へ変換するインバータ回路２を制御する場合に、三相電圧指令の１周期の所定区間（1/3区間：１２０°）において、３相のうちいずれかを固定相として、インバータ回路２の固定相の上アーム素子をオンし、固定相の下アーム素子をオフする上貼り付け２相変調方式と、インバータ回路２の固定相の下アーム素子をオンし、固定相の上アーム素子をオフする下貼り付け２相変調方式と、を周期的に切り替える。プロセッサは、当該切り替えのタイミングにおいてキャリア信号の位相を反転する。
【選択図】図８
【特許請求の範囲】
【請求項1】
三相電圧指令とキャリア信号を比較してPWM信号を生成するプロセッサを備え、前記プロセッサは、同期PWM制御の6Nパルスモード（Nは1，2，3，…）で、直流電力を三相交流電力へ変換するインバータ回路を制御する場合に、
前記三相電圧指令の１周期の所定区間において、３相のうちいずれかを固定相として、
前記インバータ回路の固定相の上アーム素子をオンし、固定相の下アーム素子をオフする上貼り付け２相変調方式と、
前記インバータ回路の固定相の下アーム素子をオンし、固定相の上アーム素子をオフする下貼り付け２相変調方式と、を周期的に切り替え、
当該切り替えのタイミングにおいて前記キャリア信号の位相を反転する
ことを特徴とするインバータ装置。
前記三相電圧指令の１周期の所定区間において、３相のうちいずれかを固定相として、
前記インバータ回路の固定相の上アーム素子をオンし、固定相の下アーム素子をオフする上貼り付け２相変調方式と、
前記インバータ回路の固定相の下アーム素子をオンし、固定相の上アーム素子をオフする下貼り付け２相変調方式と、を周期的に切り替え、
当該切り替えのタイミングにおいて前記キャリア信号の位相を反転する
ことを特徴とするインバータ装置。
【請求項2】
請求項１に記載のインバータ装置であって、
前記プロセッサは、
前記切り替えのタイミングをまたぐ期間に、前記三相電圧指令の周期の1/(4N)倍の周期のキャリア波を挿入することにより、前記キャリア信号の位相を反転することを特徴とするインバータ装置。
前記プロセッサは、
前記切り替えのタイミングをまたぐ期間に、前記三相電圧指令の周期の1/(4N)倍の周期のキャリア波を挿入することにより、前記キャリア信号の位相を反転することを特徴とするインバータ装置。
【請求項3】
請求項１に記載のインバータ装置であって、
前記キャリア信号は、三角波で構成され、
前記プロセッサは、
前記切り替えのタイミングに、前記三角波の山と谷を反転することにより、前記キャリア信号の位相を反転することを特徴とするインバータ装置。
前記キャリア信号は、三角波で構成され、
前記プロセッサは、
前記切り替えのタイミングに、前記三角波の山と谷を反転することにより、前記キャリア信号の位相を反転することを特徴とするインバータ装置。
【請求項4】
請求項１に記載のインバータ装置であって、
前記プロセッサは、
前記切り替えのタイミングをまたぐ期間に、前記三相電圧指令の周期の1/(12N)倍の周期のキャリア波を挿入することにより、前記キャリア信号の位相を反転することを特徴とするインバータ装置。
前記プロセッサは、
前記切り替えのタイミングをまたぐ期間に、前記三相電圧指令の周期の1/(12N)倍の周期のキャリア波を挿入することにより、前記キャリア信号の位相を反転することを特徴とするインバータ装置。
【請求項5】
請求項１に記載のインバータ装置であって、
前記プロセッサは、
前記切り替えのタイミングをまたぐ期間に、前記三相電圧指令の周期の5/(24N)倍の周期のキャリア波を２周期分挿入することにより、前記キャリア信号の位相を反転することを特徴とするインバータ装置。
前記プロセッサは、
前記切り替えのタイミングをまたぐ期間に、前記三相電圧指令の周期の5/(24N)倍の周期のキャリア波を２周期分挿入することにより、前記キャリア信号の位相を反転することを特徴とするインバータ装置。
【請求項6】
請求項１に記載のインバータ装置であって、
前記プロセッサは、
前記切り替えのタイミングをまたぐ期間に、前記三相電圧指令の周期の1/(8N)倍の周期のキャリア波を２周期分挿入することにより、前記キャリア信号の位相を反転することを特徴とするインバータ装置。
前記プロセッサは、
前記切り替えのタイミングをまたぐ期間に、前記三相電圧指令の周期の1/(8N)倍の周期のキャリア波を２周期分挿入することにより、前記キャリア信号の位相を反転することを特徴とするインバータ装置。
【請求項7】
請求項２又は請求項５に記載のインバータ装置であって、
前記プロセッサは、
前記三相電圧指令の周期の1/(4N)倍の周期もしくは5/(24N)倍の周期のキャリア波を挿入する期間の全部もしくは一部において、三相変調方式を採用することを特徴とするインバータ装置。
前記プロセッサは、
前記三相電圧指令の周期の1/(4N)倍の周期もしくは5/(24N)倍の周期のキャリア波を挿入する期間の全部もしくは一部において、三相変調方式を採用することを特徴とするインバータ装置。
【請求項8】
請求項１に記載のインバータ装置であって、
前記プロセッサは、
前記上アーム素子及び前記下アーム素子の温度上昇時定数に基づいて、前記切り替えの周期を、0.1秒～３０秒の範囲に設定することを特徴とするインバータ装置。
前記プロセッサは、
前記上アーム素子及び前記下アーム素子の温度上昇時定数に基づいて、前記切り替えの周期を、0.1秒～３０秒の範囲に設定することを特徴とするインバータ装置。
【請求項9】
請求項１に記載のインバータ装置であって、
前記プロセッサは、
前記切り替えのタイミングをまたぐ期間に、前記キャリア信号の周期と異なる周期を有する三角波で構成され、前記切り替えのタイミングに前記三角波の山又は谷が位置し、かつ前記切り替えのタイミングの前後で対称となるキャリア波を挿入することを特徴とするインバータ装置。
前記プロセッサは、
前記切り替えのタイミングをまたぐ期間に、前記キャリア信号の周期と異なる周期を有する三角波で構成され、前記切り替えのタイミングに前記三角波の山又は谷が位置し、かつ前記切り替えのタイミングの前後で対称となるキャリア波を挿入することを特徴とするインバータ装置。
【請求項10】
請求項１に記載のインバータ装置を含むモータ制御装置であって、
前記インバータ装置を用いて、モータの力行又は回生が行われる
ことを特徴とするモータ制御装置。
前記インバータ装置を用いて、モータの力行又は回生が行われる
ことを特徴とするモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、インバータ装置及びモータ制御装置に関する。
【背景技術】
【0002】
直流を交流に変換するインバータ装置は、電源系統連結インバータ、無停電電源装置（ＵＰＳ）、交流モータの駆動装置などに広く利用されている。
【0003】
このようなインバータ装置では、各パワー素子のＰＷＭ制御方式としては、一般的な三相変調方式と、所定の区間で一相分の素子のオンオフ状態を固定して、残った二相分の素子だけを動作させる二相変調方式がある。この二相変調方式は、三相変調方式に比べて、素子のオンオフ動作回数が少ないため、スイッチング損失が小さいという利点がある。
【0004】
また、電気鉄道車両や電気自動車など電動車両のモータ駆動装置に、キャリア波の位相を変調波と同期させて、変調波の１周期に固定個数のキャリア波を設ける同期ＰＷＭ制御方式が知られている。
【0005】
特許文献１は、三相変調方式と二相変調方式を交互に使用することにより、騒音低減とスイッチング損失低減する方法を開示している。
【0006】
また、特許文献２は、一相分の素子のオンオフ状態を上アーム素子がオン・下アーム素子がオフに固定する方式と上アーム素子がオフ・下アーム素子がオンに固定する方式を交互に使用することにより、スイッチング素子の最高温度を従来より低減可能な二相変調方式を開示している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0007】
【特許文献1】特開２０２１‐１９７８２５号公報
【特許文献2】特許第４１５８７１５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0008】
同期PWM制御において、変調波の１周期のキャリア波の個数Pn（キャリア波周波数fcと変調波周波数f1の比：Pn=fc/f1、以下、「パルス数」と呼ぶ）は、一般的に、対称性を保つために、３の倍数かつ奇数を選定する（例：３、９，１５）ことが多い。ただし、電流の対称性が許容範囲内であれば、６、１２、１８など偶数も使われている。
【0009】
しかし、６、１２、１８など偶数のパルス数を使う場合、変調波の前半周期と後半周期のPWMパルスが非対称になって、一相分の素子のオンオフ状態を固定する区間が６０°の二相変調方式を使う場合、素子のオンオフ回数の低減効果が薄い。一方、一相分の素子のオンオフ状態を固定する区間が１２０°の二相変調方式を使って、キャリア波の位相を適切に調整すれば、素子のオンオフ回数は三相変調方式の2/3になることができるが、インバータの上アーム素子と下アーム素子の通流の非対称が発生してしまい、上アーム素子と下アーム素子の損失（発熱）が不均等になるなど課題がある。
【0010】
本発明の目的は、インバータ回路の発熱と温度上昇のバラツキを抑制することができるインバータ装置及びモータ制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【0011】
上記目的を達成するために、本発明の一例のインバータ装置は、三相電圧指令とキャリア信号を比較してPWM信号を生成するプロセッサを備え、前記プロセッサは、同期PWM制御の6Nパルスモード（Nは1，2，3，…）で、直流電力を三相交流電力へ変換するインバータ回路を制御する場合に、前記三相電圧指令の１周期の所定区間において、３相のうちいずれかを固定相として、前記インバータ回路の固定相の上アーム素子をオンし、固定相の下アーム素子をオフする上貼り付け２相変調方式と、前記インバータ回路の固定相の下アーム素子をオンし、固定相の上アーム素子をオフする下貼り付け２相変調方式と、を周期的に切り替え、当該切り替えのタイミングにおいて前記キャリア信号の位相を反転する。
【発明の効果】
【0012】
本発明によれば、インバータ回路の発熱と温度上昇のバラツキを抑制することができる。上記した以外の課題、構成及び効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。
【図面の簡単な説明】
【0013】
【図1】第１の実施形態によるインバータ装置の全体構成図である。
【図2】第１の実施形態によるインバータ装置における制御器の内部構成図である。
【図3】第１の実施形態による制御器におけるPWM制御器の内部構成図である。
【図4A】同期PWMの三相変調方式の波形図である。
【図4B】同期PWMの６０°二相変調方式の波形図である。
【図4C】同期PWMの上貼り付け二相変調方式の波形図である。
【図4D】同期PWMの下貼り付け二相変調方式の波形図である。
【図5A】三相変調方式に関し、キャリア波、U相変調波、U相上アーム素子のPWM波形、U相上アーム素子電流波形、U相下アーム素子電流波形を示す波形図である。
【図5B】６０°二相変調方式に関し、キャリア波、U相変調波、U相上アーム素子のPWM波形、U相上アーム素子電流波形、U相下アーム素子電流波形を示す波形図である。
【図5C】上貼り付け二相変調方式に関し、キャリア波、U相変調波、U相上アーム素子のPWM波形、U相上アーム素子電流波形、U相下アーム素子電流波形を示す波形図である。
【図5D】下貼り付け二相変調方式に関し、キャリア波、U相変調波、U相上アーム素子のPWM波形、U相上アーム素子電流波形、U相下アーム素子電流波形を示す波形図である。
【図6】キャリア波位相を反転する簡単な処理の説明図である。
【図7】キャリア波位相を反転する簡単な処理の別の説明図である。
【図8】変調波の周期の1/4倍の周期のキャリア波を挿入することでキャリア波位相を反転する処理の説明図である。
【図9】変調波の周期の1/12倍の周期のキャリア波を挿入することでキャリア波位相を反転する処理の説明図である。
【図10】変調波の周期の1/8倍の周期のキャリア波を挿入することでキャリア波位相を反転する処理の説明図である。
【図11】変調波の周期の5/24倍の周期のキャリア波を挿入することでキャリア波位相を反転する処理の説明図である。
【図12】キャリア波の周期が長い区間の前半に三相変調モードを挿入する処理の説明図である。
【図13】キャリア波の周期が長い区間の後半に三相変調モードを挿入する処理の説明図である。
【図14】キャリア波の周期が長い区間の全体に三相変調モードを挿入する処理の説明図である。
【図16】第２の実施形態によるモータ駆動装置（モータ制御装置）の構成図である。
【発明を実施するための形態】
【0014】
以下、本発明の第１～第２実施形態について、図面を参照しながら説明するが、本発明の実施形態は、以下に説明する具体的な実施形態に限定されるものではない。なお、図面において、同一符号は、同一または相当部分を示すものとする。
【0015】
（第１の実施形態）
以下、図１～図１５を参照しながら、本発明の第１の実施形態によるインバータ装置１００およびその制御方法について説明する。なお、図１～図１５に示した第１の実施形態は、図１に示すモータ駆動装置以外に、太陽光発電設備や蓄電池向けの系統連系インバータ装置などにも対応するものである。
以下、図１～図１５を参照しながら、本発明の第１の実施形態によるインバータ装置１００およびその制御方法について説明する。なお、図１～図１５に示した第１の実施形態は、図１に示すモータ駆動装置以外に、太陽光発電設備や蓄電池向けの系統連系インバータ装置などにも対応するものである。
【0016】
図１は、本発明の第１の実施形態によるインバータ装置１００と、このインバータ装置を用いて、直流電源１から交流に変換してモータ３を駆動するモータ駆動装置の全体構成を示す。図１に示すインバータ装置１００は、その直流側で直流電源１に接続され、交流側でモータ３に接続されている。
【0017】
インバータ装置１００は、インバータ回路２と、インバータ回路２の直流側の正極／負極間に接続されたコンデンサ４と、正極／負極間の直流電圧を検出する電圧検出器５と、交流電流を検出する電流センサ６u、６v、６wと、モータの回転子位置を検出する位置センサ７と、インバータ回路２のパルス幅変調（以下、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）とする）制御を行う制御器８（プロセッサ）とを含み構成されている。
【0018】
制御器８は、電圧検出器５、電流センサ６u、６v、６wと位置センサ７からの検出信号に基づいて、インバータ回路２の各半導体スイッチング素子をスイッチング（オン・オフ）制御するためのＰＷＭ信号を生成する。制御器８としては、マイクロコンピュータやＤＳＰ（Digital Signal Processor）などの演算処理装置が用いられ得る。制御器８は、また、サンプリングホールド回路およびＡ／Ｄ（Analog/Digital）変換部を備えており、入力される各電圧・電流・位置の検出信号がデジタル信号に変換される。
【0019】
以下、図２を参照しながら、制御器８の内部構成の一例を説明する。図２は、インバータ装置１００における制御器８の内部構成を示す。制御器８は、上述した演算処理装置が所定のプログラムを実行することで、インバータ回路２に対するＰＷＭ信号を生成するように動作する。
【0020】
制御器８は、図２に示すように、電流指令演算器１０と、電圧制御器１１と、２軸／３相変換器１２と、変調波演算器１３と、ＰＷＭ制御器１４と、３相／２軸変換器１５と、を含み構成される。
【0021】
電流指令演算器１０は、外部からの指令（速度もしくはトルク等）に従って、ｄｑ軸座標の電流指令id*とiq*を生成して電圧制御器１１へ出力する。
【0022】
電圧制御器１１（電圧指令演算器）は、ｄ軸電流指令値id*およびｑ軸電流指令値iq*と、３相／２軸変換器１５で求められたｄ軸電流検出値idおよびｑ軸電流検出値iqとの誤差を無くすように、ｄ軸電圧指令値vd*及びｑ軸電圧指令値vq*を演算する。この電圧指令演算には公知技術を採用することができ、詳細な説明は省略する。
【0023】
また、図２の２軸／３相変換器１２は、ｄ軸電圧指令値vd*およびｑ軸電圧指令値vq*と、回転位置信号（θd）とを用い、３相電圧指令値（ｖｕ
＊，ｖｖ
＊，ｖｗ
＊）を算出して変調波演算器１３へ出力する。
【0024】
変調波演算器１３（変調波換算器）は、三相電圧指令値（ｖｕ
＊，ｖｖ
＊，ｖｗ
＊）を、直流電圧検出信号Ｅｄｃを用いて正規化し、変調波信号（ｍｕ，ｍｖ，ｍｗ）に変換する。
【0025】
三相電流検出信号（iu,iv,iw）は、３相／２軸変換器１５に入力される。３相／２軸変換器１５は、三相電流検出信号（iu,iv,iw）と回転位置信号（θd）とを用い、ｄ軸電流idとｑ軸電流iqを演算する。
【0026】
ＰＷＭ制御器１４におけるＰＷＭ制御の方式としては、例えば、マイクロコンピュータの内蔵機能を用いて、三角波のキャリア波信号を生成し、各レジスタの出力と比較して、出力信号のレベルを制御する、いわゆる三角波比較方式を採用する。
【0027】
図３は、ＰＷＭ制御器１４の内部を示す構成図である。ＰＷＭ制御器１４では、マイクロコンピュータのタイマ機能を用いて、キャリア波発生器２３で、三角波のキャリア波信号を発生させるとともに、山（上に凸部分の頂点）・谷（下に凸部分の頂点）のタイミングを示す山・谷信号を生成する。変調波演算器１３が出力する三相変調波指令値ｍｕ，ｍｖ，ｍｗは、バッファレジスタ２０に入力され、山・谷信号に従って、キャリア波の山または谷の時点で、比較用レジスタ２１へ転送される。比較器２２は、比較用レジスタ２１の出力（変調波信号）と、キャリア波発生器２３で発生されたキャリア波信号と比較を比較し、ＰＷＭ信号を生成する。また、同期PWM制御器２５は、電圧位相演算２４からの電圧位相（θv）と回転位置信号（θd）とを用い、キャリア波の周期（Tc）を算出して、キャリア波と変調波との同期を実現する。この同期PWM制御には公知技術を採用することができ、詳細な説明は省略する。
【0028】
図４Ａ～４Ｄは、同期PWMの６パルスモード（キャリア波周波数fcと変調波周波数f1の比=６）における異なる変調方式に対応するキャリア波３０と三相変調波（U相変調波３１、V相変調波３２、W相変調波３３）の波形である。図４Ａの波形は、一般的な三相変調方式を用いた場合の波形である。図４Ｂの波形は、一相分の素子のオンオフ状態を固定する区間が６０°の二相変調方式（以下、「６０°二相変調方式」と呼ぶ）を用いた場合の波形である。図４Ｃの波形は、一相分の素子のオンオフ状態を上アーム素子がオン・下アーム素子がオフに固定する区間が１２０°の二相変調方式（以下、「上貼り付け二相変調方式）と呼ぶ）を用いた場合の波形である。図４Ｄの波形は、一相分の素子のオンオフ状態を上アーム素子がオフ・下アーム素子がオンに固定する区間が１２０°の二相変調方式（以下、「下貼り付け二相変調方式）と呼ぶ）を用いた場合の波形である。また、素子のスイッチング動作回数を低減するために、図４Ｃと図４Ｄに示すキャリア波の位相と変調波位相は逆に設定している。具体的には、図４Ｃの時間軸0.4454sのU相変調波３１の立ち上がりエッジに対応するキャリア波が山に対して、図４Ｄの時間軸0.54665sのU相変調波３１の立ち上がりエッジに対応するキャリア波は谷になっている。
【0029】
図５Ａ～５Ｄには、図４Ａ～４Ｄに示す異なる変調方式に対応するキャリア波３０と、U相変調波３１と、U相上アーム素子のPWM波形３４（U相PWM信号）と、U相上アーム素子電流波形３５と、U相下アーム素子電流波形３６を示す。また、図５Ａ～５Ｄに示していないが、U相下アーム素子のPWM波形は、上アーム素子のPWM波形３４を反転した波形である。また、三相対称性により、V相とW相の素子に対応するPWM波形は、U相のPWM波形と同じ形であり、正負１２０°ずれている。
【0030】
図５Ａ～５Ｄに示す異なる変調方式に対応するU相下アーム素子のPWM波形３４から分かるように、変調波１周期に対応するPWMパルス数は、図５Ａの三相変調方式の場合は６個、図５Ｂの６０°二相変調方式の場合は５個であり、一方、図５Ｃの上貼り付け二相変調と図５Ｄの下貼り付け二相変調の場合は４個である。即ち、三相変調方式に対して、図５Ｂの６０°二相変調方式のパルス数は１回だけ低減する。一方、図５Ｃと図５Ｄの二相変調方式のパルス数は、図５Ｂの６０°二相変調方式よりさらに１回低減できる。
【0031】
しかし、図５Ａ～５Ｄに示すU相上アーム素子電流波形３５及びU相下アーム素子電流波形３６の時間平均値は、図５Ａと図５Ｂの場合、ほぼ同じであるが、図５Ｃと図５Ｄの場合、明らかに異なる。即ち、上貼り付け二相変調方式の場合、上アーム素子の電流が大きくて、下貼り付け二相変調方式の場合、下アーム素子の電流が大きい。このような素子の通流電流の不均等により、素子の損失（発熱）が異なり、素子の温度上昇のバラツキが発生する。
【0032】
本発明では、図５Ｃと図５Ｄの変調方式を定期的（周期的）に切替することにより、上アーム素子と下アーム素子の電流の均等化を図って、素子の温度上昇のバラツキを抑制する。また、温度上昇の時定数が数秒程度なので、上貼り付け二相変調方式と下貼り付け二相変調方式の切替周期は１秒間～３０秒間でも構わない。
【0033】
【0034】
以下では、キャリア波位相を反転する処理の方法を説明する。
【0035】
簡単な処理方法としては、図６と図７に示すように、切替時点で、キャリア波の山と谷を転換する方法がある。しかし、このような方法では、切替時点で、各相のPWM波形が同時に変化することがあるため、電流ショック（急変化）が発生する。
【0036】
【0037】
また、電流リップルを更に低減するために、図８に示すキャリア波周期の調整方法を採用する場合、キャリア波の周期が長い区間では、図１２～図１４に示すように、三相変調モードを挿入する。図１５には、図８と図１２に示す対策を採用する際の変調波とキャリア波の波形の一例を示す。
【0038】
上述した実施形態では、同期PWM制御の6パルスモードで、上貼り付け２相変調方式と、下貼り付け２相変調方式を採用し、さらに、周期的に二つの変調方式を切り替え、素子のオンオフ動作回数を低減しながら、各素子の通流を均等化することにより、素子の温度バラツキを抑止し、変調方法切替時の電流変動を抑制することを実現できる。
【0039】
また、この実施形態では、同期PWM制御の6パルスモードを中心に説明したが、同様な対策は、１２パルスモードや１８パルスモードなど６N（Nは1，2，3，…）パルスモードにも有効である。
【0040】
第１の実施形態の主な特徴は、次のようにまとめることもできる。
【0041】
図１に示すインバータ装置１００は、図４Ａに示す三相電圧指令（U相変調波３１、V相変調波３２、W相変調波３３）とキャリア信号（キャリア波３０）を比較してPWM信号を生成するプロセッサ（制御器８）を備える。プロセッサ（制御器８）は、同期PWM制御の6Nパルスモード（Nは1，2，3，…）で、直流電力を三相交流電力へ変換するインバータ回路２を制御する場合に、三相電圧指令の１周期の所定区間（1/3区間：１２０°）において、３相のうちいずれかを固定相として、インバータ回路２の固定相の上アーム素子をオンし、固定相の下アーム素子をオフする上貼り付け２相変調方式（図５Ｃ）と、インバータ回路２の固定相の下アーム素子をオンし、固定相の上アーム素子をオフする下貼り付け２相変調方式（図５Ｄ）と、を周期的に切り替える。プロセッサ（制御器８）は、当該切り替えのタイミングにおいてキャリア信号の位相を反転する（図６～図１１）。
【0042】
三相電圧指令（三相変調波）の１周期に含まれるＰＷＭ信号のパルス数が減少することで、スイッチング損失が低減される。また、上貼り付け２相変調方式と下貼り付け２相変調方式を周期的に切り替えることで、上アーム素子と下アーム素子の電流が均等化される。その結果、インバータ回路２の発熱と温度上昇のバラツキを抑制することができる。
【0043】
プロセッサ（制御器８）は、例えば、切り替えのタイミングをまたぐ期間に、三相電圧指令（U相変調波３１、V相変調波３２、W相変調波３３）の周期Tmの1/(4N)倍の周期Tcのキャリア波を挿入することにより、キャリア信号（キャリア波３０）の位相を反転する。図８の例では、6パルスモードでTc=Tm/4のキャリア波を挿入しているが、6NパルスモードではTc=Tm/(4N)のキャリア波を挿入すればよい。
【0044】
切り替えのタイミングにキャリア波の山（ピーク値）が位置し、切り替えのタイミングの前後で対称となるTc=Tm/(4N)のキャリア波を挿入することで、切り替えのタイミングの電流の急激な変化を抑制しつつ位相を反転することができる。なお、挿入されるキャリア波の周期がキャリア信号（キャリア波３０）の周期より長くなるにつれて、電流リップルが大きくなる。
【0045】
キャリア信号（キャリア波３０）は、三角波で構成される。プロセッサ（制御器８）は、例えば、切り替えのタイミングに、三角波の山と谷を反転することにより、キャリア信号（キャリア波３０）の位相を反転する（図６、図７）。
【0046】
三角波の山と谷を反転することで、簡単に位相を反転することができる。
【0047】
プロセッサ（制御器８）は、例えば、切り替えのタイミングをまたぐ期間に、三相電圧指令（U相変調波３１、V相変調波３２、W相変調波３３）の周期Tmの1/(12N)倍の周期Tcのキャリア波を挿入することにより、キャリア信号（キャリア波３０）の位相を反転する。図９の例では、6パルスモードでTc=Tm/12のキャリア波を挿入しているが、6NパルスモードではTc=Tm/(12N)のキャリア波を挿入すればよい。
【0048】
切り替えのタイミングにキャリア波の山（ピーク値）が位置し、切り替えのタイミングの前後で対称となるTc=Tm/(12N)のキャリア波を挿入することで、切り替えのタイミングの電流の急激な変化を抑制しつつ位相を反転することができる。
【0049】
プロセッサ（制御器８）は、例えば、切り替えのタイミングをまたぐ期間に、三相電圧指令（U相変調波３１、V相変調波３２、W相変調波３３）の周期Tmの5/(24N)倍の周期Tcのキャリア波を２周期分挿入することにより、キャリア信号（キャリア波３０）の位相を反転する。図１１の例では、6パルスモードでTc=Tm*5/24のキャリア波を挿入しているが、6NパルスモードではTc=Tm*5/(24N)のキャリア波を挿入すればよい。
【0050】
切り替えのタイミングにキャリア波の谷（ボトム値）が位置し、切り替えのタイミングの前後で対称となるTc=Tm*5/(24N)のキャリア波を２周期分挿入することで、切り替えのタイミングの電流の急激な変化を抑制しつつ位相を反転することができる。
【0051】
プロセッサ（制御器８）は、例えば、切り替えのタイミングをまたぐ期間に、三相電圧指令（U相変調波３１、V相変調波３２、W相変調波３３）の周期Tmの1/(8N)倍の周期Tcのキャリア波を２周期分挿入することにより、キャリア信号（キャリア波３０）の位相を反転する。図１０の例では、6パルスモードでTc=Tm/8のキャリア波を挿入しているが、6NパルスモードではTc=Tm/(8N)のキャリア波を挿入すればよい。
【0052】
切り替えのタイミングにキャリア波の谷（ボトム値）が位置し、切り替えのタイミングの前後で対称となるTc=Tm/(8N)のキャリア波を２周期分挿入することで、切り替えのタイミングの電流の急激な変化を抑制しつつ位相を反転することができる。
【0053】
プロセッサ（制御器８）は、三相電圧指令（U相変調波３１、V相変調波３２、W相変調波３３）の周期Tmの1/(4N)倍もしくは5/(24N)の周期Tcのキャリア波を挿入する期間の全部（図１４）もしくは一部（図１２、図１３）において、三相変調方式を採用する。
【0054】
キャリア波を挿入する期間に三相変調方式を採用することで、電流リップルを低減することができる。
【0055】
プロセッサ（制御器８）は、上アーム素子及び下アーム素子の温度上昇時定数に基づいて、切り替えの周期を、0.1秒～３０秒の範囲に設定する（図１５）。
【0056】
温度上昇時定数に基づいて切り替えの周期を設定することで、上アーム素子及び下アーム素子の温度上昇のバラツキを効率的に抑制することができる。
【0057】
プロセッサ（制御器８）は、切り替えのタイミングをまたぐ期間に、キャリア信号の周期と異なる周期を有する三角波で構成され、切り替えのタイミングに三角波の山又は谷が位置し、かつ切り替えのタイミングの前後で対称となるキャリア波を挿入する（図８～図１１）。
【0058】
切り替えのタイミングに三角波の山又は谷が位置し、切り替えのタイミングの前後で対称となるキャリア波を挿入することで、切り替えのタイミングの電流の急激な変化を抑制することができる。
【0059】
（第２の実施形態）
以下、図１６を参照しながら、上述したインバータ装置を備える、第２の実施形態によるモータ駆動装置２００（モータ制御装置）について説明する。
以下、図１６を参照しながら、上述したインバータ装置を備える、第２の実施形態によるモータ駆動装置２００（モータ制御装置）について説明する。
【0060】
図１６は、第２の実施形態によるモータ駆動装置２００の全体構成を示す図である。図１６に示すように、モータ駆動装置２００は、発電モータ用インバータ回路４０、駆動モータ用インバータ回路４１、双方向DC/DC変換器４２、平滑コンデンサ４３、直流電圧検出器４４、電流センサ４５と４６、および制御器４７（プロセッサ）を備えている。
【0061】
発電モータ用インバータ回路４０には、発電用モータ５２が接続されている。さらに発電用モータ５２がエンジン５０など外部動力源から駆動される。発電モータ用インバータ回路４０は、発電用モータ５２からの交流電圧を直流電圧に変換する。双方向DC/DC変換器４２には、充放電ができる蓄電池５３が接続されており、平滑コンデンサ４３の直流電圧を調整する。ただし、平滑コンデンサ４３の直流電圧を可変に調整する必要が無い場合、双方向DC/DC変換器４２は省略しても構わない。
【0062】
駆動モータ用インバータ回路４１は、平滑コンデンサ４３の直流電圧を交流電圧に変換して出力し、車輪５６を駆動するモータ５４を駆動する。また、エンジン５０と発電用モータ５２及び、車輪軸とモータ５４（駆動モータ）との間に、回転速度を転換するための変速機５１と５５を設けている。
【0063】
制御器４７は、電流センサ４５と４６および直流電圧検出器４４の出力に基づいて発電モータ用インバータ回路４０、駆動モータ用インバータ回路４１と双方向DC/DC変換器４２を制御するＰＷＭ信号を生成する。なお、制御器４７は、マイクロコンピュータ（汎用プロセッサ）もしくはＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）などの半導体演算素子を用いて実装することができる。
【0064】
第１の実施形態について説明した通り、制御器４７には、図３のPWM制御器１４と同様な構成を備えており、同期PWM制御を用いてPWM信号を生成する。
【0065】
以上説明したように、第２の実施形態によれば、各インバータ装置の制御に、同期PWM制御の6Nパルスモードで、上貼り付け２相変調方式と下貼り付け２相変調方式を採用し、さらに、周期的に二つの変調方式を切り替え、素子のオンオフ動作回数を低減しながら、各素子の通流を均等化することにより、素子の温度バラツキを抑止し、変調方法切替時の電流変動を抑制し、モータトルク脈動と直流電圧のリップルを低減することが実現できる。
【0066】
第２の実施形態の主な特徴は、次のようにまとめることもできる。
【0067】
モータ制御装置（モータ駆動装置２００）は、第１の実施形態によるインバータ装置１００Ａを含む。本実施形態では、インバータ装置１００Ａを用いて、モータの力行（モータ５４による車輪の駆動）又は回生（発電用モータ５２による発電）が行われる。なお、制動時にモータ５４により回生が行われても良い。
【0068】
これにより、インバータ回路（発電モータ用インバータ回路４０、駆動モータ用インバータ回路４１）の発熱と温度上昇のバラツキを抑制することができる。
【0069】
なお、本発明の実施形態は、上記した実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれ得る。例えば、上記した実施形態は、分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。
【0070】
また、上記の各構成、機能等は、それらの一部又は全部を、例えば集積回路で設計する等によりハードウェアで実現してもよい。また、上記の各構成、機能等は、プロセッサ（演算処理装置）がそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈し、実行することによりソフトウェアで実現してもよい。各機能を実現するプログラム、テーブル、ファイル等の情報は、メモリや、ハードディスク、SSD（Solid State Drive）等の記録装置、または、ICカード、SDカード、DVD等の記録媒体に置くことができる。
【0071】
本発明の実施形態は、以下の態様であってもよい。
【0072】
（１）．直流電力を三相交流電力への電力変換を行うインバータ装置であって、三相電圧指令とキャリア信号を比較してPWM制御信号を生成するPWM制御部を備え、前記PWM制御部は、同期PWM制御の6Nパルスモード（Nは1，2，3，…）で、前記インバータ装置を制御する場合に、前記電圧指令の１周期の1/3区間において、前記３相のうちいずれかを固定相として、前記インバータ装置の固定相の上アーム素子をオンし、固定相の下アーム素子をオフする上貼り付け２相変調方式と、前記インバータ装置の固定相の下アーム素子をオンし、固定相の上アーム素子をオフする下貼り付け２相変調方式と、を周期的に切り替え、当該切り替えのタイミングにおいて前記キャリア信号の位相を反転する
特徴とするインバータ装置。
特徴とするインバータ装置。
【0073】
（２）．（１）において、前記２相変調方式切替時に、前記電圧指令の周期の1/(4N)倍のキャリア波を挿入することにより、キャリア信号の位相を反転することを特徴とする。
【0074】
（３）．（１）において、キャリア波は三角波を使用して、前記２相変調方式切替時に、前記三角波の山と谷を反転することにより、キャリア信号の位相を反転することを特徴とする。
【0075】
（４）．（１）において、前記２相変調方式切替時に、前記電圧指令の周期の1/(12N)倍のキャリア波を挿入することにより、キャリア信号の位相を反転することを特徴とする。
【0076】
（５）．（１）において、前記２相変調方式切替時に、前記電圧指令の周期の5/(24N)倍のキャリア波を２周期分挿入することにより、キャリア信号の位相を反転することを特徴とする。
【0077】
（６）．（１）において、前記２相変調方式切替時に、前記電圧指令の周期の1/(12N)倍のキャリア波を挿入することにより、キャリア信号の位相を反転することを特徴とする。
【0078】
（７）．（１）と（２）及び（５）において、前記２相変調方式切替時に、前記電圧指令の周期の1/(4N)倍及び5/(24N)倍のキャリア波を挿入する区間の全部もしくは一部において、三相変調方式を採用することを特徴とする。
【0079】
（８）．（１）～（７）において、前記上貼り付け２相変調方式と下貼り付け２相変調方式との切替周期は、素子の温度上昇時定数に基づいて、0.1s～３０sの範囲に設定することを特徴とする。
【0080】
（９）．（１）～（８）において、前記インバータ装置を用いて、モータを駆動することを特徴とするモータ駆動装置。
【0081】
（１）～（９）によれば、素子のオンオフ動作回数を低減しながら、各素子の通流を均等化することにより、素子の温度バラツキを抑止し、変調方法切替時の電流変動を抑制することが可能となる。
【符号の説明】
【0082】
１００…インバータ装置、１…直流電源、２…インバータ回路、３…モータ、４…コンデンサ、５…電圧検出器、６u、６v、６w…電流センサ、７…位置センサ、８…制御器、１０…電流指令演算器、１１…電圧制御器、１２…２軸／３相変換器、１３…変調波演算器、１４…ＰＷＭ制御器、１５…３相／２軸変換器、２０…バッファレジスタ、２１…比較用レジスタ、２２…比較器、２３…キャリア波発生器、２４…電圧位相演算、２５…同期PWM制御器、３０…キャリア波、３１…U相変調波、３２…V相変調波、３３…W相変調波、３４…U相PWM信号（PWM波形）、３５…U相上アーム素子電流波形、３６…U相下アーム素子電流波形、２００…モータ駆動装置、４０…発電モータ用インバータ回路、４１…駆動モータ用インバータ回路、４２…双方向DC/DC変換器、４３…平滑コンデンサ、４４…直流電圧検出器、４５、４６…電流センサ、４７…制御器、５０…エンジン、５１、５５…変速機、５２…発電用モータ、５３…蓄電池、５４…駆動モータ（モータ）、５６…車輪
【図1】
【図2】
【図3】
【図4A】
【図4B】
【図4C】
【図4D】
【図5A】
【図5B】
【図5C】
【図5D】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【図16】