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特開2024-166588能動制御形磁気浮上系システム

書誌要約請求の範囲詳細な説明課題実施例実施するための形態図面の説明

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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2024166588

(43)【公開日】2024-11-29

(54)【発明の名称】能動制御形磁気浮上系システム

(51)【国際特許分類】

H02P 25/064 20160101AFI20241122BHJP

H02M 7/48 20070101ALI20241122BHJP

【ＦＩ】

H02P25/064

H02M7/48 E

【審査請求】未請求

【請求項の数】11

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2023082777

(22)【出願日】2023-05-19

(71)【出願人】

【識別番号】000006105

【氏名又は名称】株式会社明電舎

(74)【代理人】

【識別番号】100086232

【弁理士】

【氏名又は名称】小林博通

(74)【代理人】

【識別番号】100092613

【弁理士】

【氏名又は名称】富岡潔

(74)【代理人】

【識別番号】100104938

【弁理士】

【氏名又は名称】鵜澤英久

(74)【代理人】

【識別番号】100210240

【弁理士】

【氏名又は名称】太田友幸

(72)【発明者】

【氏名】小川隆一

(72)【発明者】

【氏名】石橋達朗

【テーマコード（参考）】

5H540

5H770

【Ｆターム（参考）】

5H540AA03

5H540BA03

5H540FC02

5H770DA01

5H770DA22

5H770DA30

5H770DA41

5H770EA01

5H770EA15

5H770GA13

5H770HA02Y

5H770HA03Y

5H770JA17Z

(57)【要約】

【課題】ＭＰＣで制御を行う能動制御形磁気浮上系システムを提供する。
【解決手段】浮上体１に対して対向する位置に設けられた第１、第２電磁石２Ａ、２Ｂと、第１電磁石巻線電流ｉＡ＿ｏｕｔ，第２電磁石巻線電流ｉＢ＿ｏｕｔを制御する第１、第２回路３Ａ、３Ｂと、第１、第２回路３Ａ、３Ｂの電源となる直流電源４と、ＭＰＣと、を備える。ＭＰＣは、第１回路３Ａと第１電磁石２Ａの巻線と第２回路３Ｂと第２電磁石２Ｂの巻線のモデルを考慮して次周期以降の出力電圧における第１回路電流評価値、第１回路電圧評価値、第２回路電流評価値、第２回路電圧評価値、第１回路と第２回路の電流差分評価値の評価を行う。そして、最も評価結果の優れる出力電圧に対応する第１回路３Ａのゲート信号と第２回路３Ｂのゲート信号を出力する。
【選択図】図１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

浮上体に対して対向する位置に設けられた第１、第２電磁石と、
第１電磁石巻線電流，第２電磁石巻線電流を制御する第１、第２回路と、
前記第１、第２回路の電源となる直流電源と、
前記第１回路と前記第１電磁石の巻線と前記第２回路と前記第２電磁石の巻線のモデルを考慮して次周期以降の出力電圧における第１回路電流評価値、第１回路電圧評価値、第２回路電流評価値、第２回路電圧評価値、前記第１回路と前記第２回路の電流差分評価値の評価を行い、最も評価結果の優れる出力電圧に対応する前記第１回路のゲート信号と前記第２回路のゲート信号を出力するＭＰＣと、
を備えたことを特徴とする能動制御形磁気浮上系システム。

【請求項2】

前記第１回路は第１Ｈブリッジ回路、前記第２回路は第２Ｈブリッジ回路とし、
前記第１Ｈブリッジ回路の出力電圧、前記第２Ｈブリッジ回路の出力電圧が正の直流電源電圧を出力する場合はステート１とし、０を出力する場合はステート２とし、負の直流電源電圧を出力する場合はステート３とし、
前記第１Ｈブリッジ回路の前記ゲート信号、前記第２Ｈブリッジ回路の前記ゲート信号のパターンは、ステート１の場合は１つであり、ステート２の場合は２つであり、ステート３の場合は１つであり、
ステート１からステート３、ステート３からステート１の遷移を禁止とし、ステート１あるいはステート３からステート２に遷移する場合およびステート２からステート１あるいはステート３に遷移する場合は前記第１Ｈブリッジ回路の前記ゲート信号、前記第２Ｈブリッジ回路の前記ゲート信号のパターンを切り替え、ステート２にいる間は前記ゲート信号のパターンを切り替えず、ステート２で使用する前記第１Ｈブリッジ回路の前記ゲート信号、前記第２Ｈブリッジ回路の前記ゲート信号のパターンは前回のステート２のパターンと異なるパターンを使用することを特徴とする請求項１記載の能動制御形磁気浮上系システム。

【請求項3】

前記第１回路は第１Ｈブリッジ回路、前記第２回路は第２Ｈブリッジ回路とし、
前記第１Ｈブリッジ回路の出力電圧、前記第２Ｈブリッジ回路の出力電圧が正の直流電源電圧を出力する場合はステート３とし、０を出力する場合はステート２とし、負の直流電源電圧を出力する場合はステート１とし、
前記第１Ｈブリッジ回路の前記ゲート信号、前記第２Ｈブリッジ回路の前記ゲート信号のパターンは、ステート１の場合は１つであり、ステート２の場合は２つであり、ステート３の場合は１つであり、
ステート１からステート３、ステート３からステート１の遷移を禁止とし、ステート１あるいはステート３からステート２に遷移する場合およびステート２からステート１あるいはステート３に遷移する場合は前記第１Ｈブリッジ回路の前記ゲート信号、前記第２Ｈブリッジ回路の前記ゲート信号のパターンを切り替え、ステート２にいる間は前記ゲート信号のパターンを切り替えず、ステート２で使用する前記第１Ｈブリッジ回路の前記ゲート信号、前記第２Ｈブリッジ回路の前記ゲート信号のパターンは前回のステート２のパターンと異なるパターンを使用することを特徴とする請求項１記載の能動制御形磁気浮上系システム。

【請求項4】

前記ＭＰＣは、
式（２１）、式（２２）により、前記第１回路電流評価値、前記第２回路電流評価値を算出し、
式（２３）により、前記第１回路電圧評価値、前記第２回路電圧評価値を算出し、
式（２４）、式（２５）により、前記電流差分評価値を算出することを特徴とする請求項２記載の能動制御形磁気浮上系システム。

【数21】

【数22】

【数23】

【数24】

【数25】

Ｊｉ＿ｊ：任意の時刻ｊの第１回路電流評価値、第２回路電流評価値
Ｇ＿Ｊｉ：電流評価ゲイン
ｉ＿ｊ：任意の時刻ｊの出力電流
ｉ＿ｒｅｆ：指令電流
Ｇ＿Ｊｉａｂｓ：偏差罰則ゲイン
ｉ＿ａｂｓ＿ｒｅｆ：電流偏差許容値
Ｊｖ＿ｊ：任意の時刻ｊの第１回路電圧評価値、第２回路電圧評価値
ｖ＿ｊ：任意の時刻ｊの出力電圧のステート
ｖ＿ｊ＋１：時刻ｊ＋１の出力電圧のステート
Ｇ＿Ｊｖ：電圧評価ゲイン
Ｇ＿ＪＮＧ：禁止遷移罰則ゲイン
ＪｉＦ＿ｊ：電流差分評価値
Ｇ＿ＪｉＦ：電流差分評価ゲイン
ｉＡ－Ｂ＿ｊ（＝ｉＦ＿ｊ）：任意の時刻ｊの出力電流差分
ｉＡ－Ｂ＿ｒｅｆ（＝ｉＦ＿ｒｅｆ）：指令電流差分
Ｇ＿ＪｉＦａｂｓ：差分偏差罰則ゲイン
ｉＦ＿ａｂｓ＿ｒｅｆ：電流差分偏差許容値

【請求項5】

前記ＭＰＣは、
式（２８）、式（２９）により、前記第１回路電流評価値、前記第２回路電流評価値を算出し、
式（２３）により、前記第１回路電圧評価値、前記第２回路電圧評価値を算出し、
式（３０）、式（３１）により、前記電流差分評価値を算出することを特徴とする請求項２記載の能動制御形磁気浮上系システム。

【数28】

【数29】

【数23】

【数30】

【数31】

【請求項6】

前記ＭＰＣは、
今回決定出力開始時刻の第１電磁石巻線電流、前記今回決定出力開始時刻の第２電磁石巻線電流を推定する電流変化推定部と、
前記今回決定出力開始時刻の第１電磁石巻線電流、前記今回決定出力開始時刻の第２電磁石巻線電流、式（７）の第１回路指令電流、式（８）の第２回路指令電流に基づいて、前記今回決定出力開始時刻から予測演算考慮周期までの評価結果の最も優れた前記第１Ｈブリッジ回路と前記第２Ｈブリッジ回路の出力電圧に関するデータを出力するＭＰＣ評価演算部と、
前記第１Ｈブリッジ回路の出力電圧、前記第２Ｈブリッジ回路の出力電圧に基づいて、前記第１Ｈブリッジ回路の前記ゲート信号および前記第２Ｈブリッジ回路の前記ゲート信号を出力するゲート決定部と、
を備えたことを特徴とする請求項２記載の能動制御形磁気浮上系システム。

【数7】

【数8】

ｉＡ＿ｒｅｆ：第１回路指令電流
ｉＢ＿ｒｅｆ：第２回路指令電流
ｉｂｉａｓ：指令バイアス電流
ｉＦｒｅｆ：指令吸引力制御電流

【請求項7】

前記ＭＰＣ評価演算部は、
１周期の出力電圧のパターンごとの電流変化を予測・評価し、１周期の予測・評価を行うたびに評価結果の良い順にソートして評価結果の良い評価結果選定数個のデータを選定し、前記評価結果選定数個のデータそれぞれの次の１周期の出力電圧のパターンごとの電流変化を予測・評価し、この１周期分の出力電圧のパターンごとの電流変化の予測・評価とその評価結果のソート・選定を繰り返して予測演算考慮周期まで予測・評価を行い、予測演算考慮周期の最も評価結果の優れた前記第１Ｈブリッジ回路と前記第２Ｈブリッジ回路の出力電圧に関するデータを出力することを特徴とする請求項６記載の能動制御形磁気浮上系システム。

【請求項8】

前記ＭＰＣ評価演算部は、
評価結果をソート・選定する際、入力信号を一度にソーティングネットワークでソート・選定することを特徴とする請求項７記載の能動制御形磁気浮上系システム。

【請求項9】

前記ＭＰＣ評価演算部は、
評価結果をソート・選定する際、ソーティングネットワークを多段化し、入力信号を複数のグループに分けて複数のソーティングネットワークでソート・選定し、選定された信号を次段のソーティングネットワークでソート・選定することを特徴とする請求項７記載の能動制御形磁気浮上系システム。

【請求項10】

前記電流変化推定部は、
１周期先の電流を推定する電流推定演算部を用いて、式（１４）、式（１５）により、時刻ｊ＋１の出力電流の推定の演算を行い、この演算を時刻ｊ＋１が前記今回決定出力開始時刻となるまで繰り返し、前記今回決定出力開始時刻の出力電流を得ることを特徴とする請求項６記載の能動制御形磁気浮上系システム。

【数14】

【数15】

ｉ＿ｊ＋１：時刻ｊ＋１の出力電流
ｉ＿ｊ：任意の時刻ｊの出力電流
Ｔｃ：出力電圧切替周期
Ｌ＿ｌｏａｄ：巻線インダクタンス
Ｔｄｅａｄ：デッドタイム
ＶＨ＿ｊ：任意の時刻ｊの出力電圧のステートに対応したＨブリッジ回路の出力電圧
ＶＨ＿ｄ：デッドタイム中出力電圧
Ｒ＿ｌｏａｄ：巻線抵抗
ＶＨ＿ｉｎ：正の直流電源電圧
－ＶＨ＿ｉｎ：負の直流電源電圧
ｖ＿ｊ：任意の時刻ｊの出力電圧のステート

【請求項11】

前記第１電磁石巻線電流の極性が正、かつ、ステートの値が前回値よりも１つ減少する遷移の場合、デッドタイム中は遷移前のステートとし、
前記第１電磁石巻線電流の極性が正、かつ、ステートの値が前回値よりも１つ増加する遷移の場合、デッドタイム中は遷移後のステートとし、
前記第１電磁石巻線電流の極性が負、かつ、ステートの値が前回値よりも１つ増加する遷移の場合、デッドタイム中は遷移前のステートとし、
前記第１電磁石巻線電流の極性が負、かつ、ステートの値が前回値よりも１つ減少する遷移の場合、デッドタイム中は遷移後のステートとして前記第１Ｈブリッジ回路の前記デッドタイム中出力電圧を決定し、
前記第２電磁石巻線電流の極性が正、かつ、ステートの値が前回値よりも１つ減少する遷移の場合、デッドタイム中は遷移前のステートとし、
前記第２電磁石巻線電流の極性が正、かつ、ステートの値が前回値よりも１つ増加する遷移の場合、デッドタイム中は遷移後のステートとし、
前記第２電磁石巻線電流の極性が負、かつ、ステートの値が前回値よりも１つ増加する遷移の場合、デッドタイム中は遷移前のステートとし、
前記第２電磁石巻線電流の極性が負、かつ、ステートの値が前回値よりも１つ減少する遷移の場合、デッドタイム中は遷移後のステートとして前記第２Ｈブリッジ回路の前記デッドタイム中出力電圧を決定することを特徴とする請求項１０記載の能動制御形磁気浮上系システム。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、磁気浮上および磁気軸受に関する。

【背景技術】

【0002】

能動制御形磁気浮上系システムでは、電磁石巻線に電流を流し、浮上体に対して磁気吸引力を発生させ、浮上体を所望の変位に制御する。

【0003】

磁気浮上系のコンバータとしては、特に大容量向けにおいてＨブリッジ回路が広く用いられている。Ｈブリッジ回路は一般的な降圧チョッパと異なり巻線端子間に負電圧を与えることができるため、電流応答性の面で優れている。

【0004】

電磁石巻線の電流制御はコンバータによって行うが、その制御方式についてはＰＩ制御（比例－積分制御）と三角波比較ＰＷＭ（パルス幅変調）を組み合わせた方式が一般的である。これに対して、ＭＰＣ（モデル予測制御）と呼ばれる方式も存在する。

【0005】

ＭＰＣでは、未来の時刻の出力電圧がもたらす電流変化を多数のスイッチングパターンに関してあらかじめ予測し、最適な電流軌道となるスイッチングパターンを実際に出力する。ＭＰＣにはステップ変動への追従性が良い、運転状態に応じてスイッチング周波数を最適化できる、といった利点がある。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0006】

【特許文献1】特開２０１８－７４７５１号公報

【特許文献2】特開２０１８－７４７４５号公報

【特許文献3】特開２０２１－１７０８８２号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0007】

コンバータにおけるＭＰＣに関しては、以下の先行技術が開示されている。

【0008】

特許文献１、特許文献２では、直流電圧を生成する同期整流形チョッパにおいて、次回１周期分のデューティ比を定めるＭＰＣが開示されている。

【0009】

特許文献３では、モータ駆動用三相インバータにおいて、次回複数周期分の出力電圧ベクトルを定めるＭＰＣが開示されている。

【0010】

以上の先行技術では、構成として三相インバータおよび同期整流形チョッパを対象としていることがわかる。

【0011】

ＭＰＣではモデルの未来の状態を予測するため仮定するモデルが重要となるが、Ｈブリッジ回路に適したＭＰＣのモデル態様およびその実現構成は明らかにされていない。例えば、Ｈブリッジ回路においては、直接的にゲート信号を定めるよりも出力電圧をステート化して別処理でゲート信号を決定する方が演算面で有利であるが、その構成は明らかにされていない。

【0012】

また、これまでのモータ駆動用インバータのＭＰＣでは主に電流、回転速度が評価関数に導入されてきた。同期整流形チョッパのＭＰＣでは主に電流、コンデンサ電圧が評価関数に導入されてきた。一方で、磁気浮上系では対向する２つの電磁石の吸引力の差が浮上体の制動として重要となる。すなわち、２台のコンバータの電流差分の評価が重要であるが、この点は先行技術では検討されていない。

【0013】

以上示したようなことから、ＭＰＣで制御を行う能動制御形磁気浮上系システムを提供することが課題となる。

【課題を解決するための手段】

【0014】

本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、浮上体に対して対向する位置に設けられた第１、第２電磁石と、第１電磁石巻線電流，第２電磁石巻線電流を制御する第１、第２回路と、前記第１、第２回路の電源となる直流電源と、前記第１回路と前記第１電磁石の巻線と前記第２回路と前記第２電磁石の巻線のモデルを考慮して次周期以降の出力電圧における第１回路電流評価値、第１回路電圧評価値、第２回路電流評価値、第２回路電圧評価値、前記第１回路と前記第２回路の電流差分評価値の評価を行い、最も評価結果の優れる出力電圧に対応する前記第１回路のゲート信号と前記第２回路のゲート信号を出力するＭＰＣと、を備えたことを特徴とする。

【0015】

また、その一態様として、前記第１回路は第１Ｈブリッジ回路、前記第２回路は第２Ｈブリッジ回路とし、前記第１Ｈブリッジ回路の出力電圧、前記第２Ｈブリッジ回路の出力電圧が正の直流電源電圧を出力する場合はステート１とし、０を出力する場合はステート２とし、負の直流電源電圧を出力する場合はステート３とし、前記第１Ｈブリッジ回路の前記ゲート信号、前記第２Ｈブリッジ回路の前記ゲート信号のパターンは、ステート１の場合は１つであり、ステート２の場合は２つであり、ステート３の場合は１つであり、ステート１からステート３、ステート３からステート１の遷移を禁止とし、ステート１あるいはステート３からステート２に遷移する場合およびステート２からステート１あるいはステート３に遷移する場合は前記第１Ｈブリッジ回路の前記ゲート信号、前記第２Ｈブリッジ回路の前記ゲート信号のパターンを切り替え、ステート２にいる間は前記ゲート信号のパターンを切り替えず、ステート２で使用する前記第１Ｈブリッジ回路の前記ゲート信号、前記第２Ｈブリッジ回路の前記ゲート信号のパターンは前回のステート２のパターンと異なるパターンを使用することを特徴とする。

【0016】

また、他の態様として、前記第１回路は第１Ｈブリッジ回路、前記第２回路は第２Ｈブリッジ回路とし、前記第１Ｈブリッジ回路の出力電圧、前記第２Ｈブリッジ回路の出力電圧が正の直流電源電圧を出力する場合はステート３とし、０を出力する場合はステート２とし、負の直流電源電圧を出力する場合はステート１とし、前記第１Ｈブリッジ回路の前記ゲート信号、前記第２Ｈブリッジ回路の前記ゲート信号のパターンは、ステート１の場合は１つであり、ステート２の場合は２つであり、ステート３の場合は１つであり、ステート１からステート３、ステート３からステート１の遷移を禁止とし、ステート１あるいはステート３からステート２に遷移する場合およびステート２からステート１あるいはステート３に遷移する場合は前記第１Ｈブリッジ回路の前記ゲート信号、前記第２Ｈブリッジ回路の前記ゲート信号のパターンを切り替え、ステート２にいる間は前記ゲート信号のパターンを切り替えず、ステート２で使用する前記第１Ｈブリッジ回路の前記ゲート信号、前記第２Ｈブリッジ回路の前記ゲート信号のパターンは前回のステート２のパターンと異なるパターンを使用することを特徴とする。

【0017】

また、その一態様として、前記ＭＰＣは、式（２１）、式（２２）により、前記第１回路電流評価値、前記第２回路電流評価値を算出し、式（２３）により、前記第１回路電圧評価値、前記第２回路電圧評価値を算出し、式（２４）、式（２５）により、前記電流差分評価値を算出することを特徴とする。

【0018】

【数21】

【0019】

【数22】

【0020】

【数23】

【0021】

【数24】

【0022】

【数25】

【0023】

【0024】

また、他の態様として、前記ＭＰＣは、式（２８）、式（２９）により、前記第１回路電流評価値、前記第２回路電流評価値を算出し、式（２３）により、前記第１回路電圧評価値、前記第２回路電圧評価値を算出し、式（３０）、式（３１）により、前記電流差分評価値を算出することを特徴とする。

【0025】

【数28】

【0026】

【数29】

【0027】

【数23】

【0028】

【数30】

【0029】

【数31】

【0030】

【0031】

また、一態様として、前記ＭＰＣは、今回決定出力開始時刻の第１電磁石巻線電流、前記今回決定出力開始時刻の第２電磁石巻線電流を推定する電流変化推定部と、前記今回決定出力開始時刻の第１電磁石巻線電流、前記今回決定出力開始時刻の第２電磁石巻線電流、式（７）の第１回路指令電流、式（８）の第２回路指令電流に基づいて、前記今回決定出力開始時刻から予測演算考慮周期までの評価結果の最も優れた前記第１Ｈブリッジ回路と前記第２Ｈブリッジ回路の出力電圧に関するデータを出力するＭＰＣ評価演算部と、前記第１Ｈブリッジ回路の出力電圧、前記第２Ｈブリッジ回路の出力電圧に基づいて、前記第１Ｈブリッジ回路の前記ゲート信号および前記第２Ｈブリッジ回路の前記ゲート信号を出力するゲート決定部と、を備えたことを特徴とする。

【0032】

【数7】

【0033】

【数8】

【0034】

ｉＡ＿ｒｅｆ：第１回路指令電流
ｉＢ＿ｒｅｆ：第２回路指令電流
ｉｂｉａｓ：指令バイアス電流
ｉＦｒｅｆ：指令吸引力制御電流。

【0035】

また、その一態様として、前記ＭＰＣ評価演算部は、１周期の出力電圧のパターンごとの電流変化を予測・評価し、１周期の予測・評価を行うたびに評価結果の良い順にソートして評価結果の良い評価結果選定数個のデータを選定し、前記評価結果選定数個のデータそれぞれの次の１周期の出力電圧のパターンごとの電流変化を予測・評価し、この１周期分の出力電圧のパターンごとの電流変化の予測・評価とその評価結果のソート・選定を繰り返して予測演算考慮周期まで予測・評価を行い、予測演算考慮周期の最も評価結果の優れた前記第１Ｈブリッジ回路と前記第２Ｈブリッジ回路の出力電圧に関するデータを出力することを特徴とする。

【0036】

また、その一態様として、前記ＭＰＣ評価演算部は、評価結果をソート・選定する際、入力信号を一度にソーティングネットワークでソート・選定することを特徴とする。

【0037】

また、他の態様として、前記ＭＰＣ評価演算部は、評価結果をソート・選定する際、ソーティングネットワークを多段化し、入力信号を複数のグループに分けて複数のソーティングネットワークでソート・選定し、選定された信号を次段のソーティングネットワークでソート・選定することを特徴とする。

【0038】

また、一態様として、前記電流変化推定部は、１周期先の電流を推定する電流推定演算部を用いて、式（１４）、式（１５）により、時刻ｊ＋１の出力電流の推定の演算を行い、この演算を時刻ｊ＋１が前記今回決定出力開始時刻となるまで繰り返し、前記今回決定出力開始時刻の出力電流を得ることを特徴とする。

【0039】

【数14】

【0040】

【数15】

【0041】

【0042】

また、その一態様として、前記第１電磁石巻線電流の極性が正、かつ、ステートの値が前回値よりも１つ減少する遷移の場合、デッドタイム中は遷移前のステートとし、前記第１電磁石巻線電流の極性が正、かつ、ステートの値が前回値よりも１つ増加する遷移の場合、デッドタイム中は遷移後のステートとし、前記第１電磁石巻線電流の極性が負、かつ、ステートの値が前回値よりも１つ増加する遷移の場合、デッドタイム中は遷移前のステートとし、前記第１電磁石巻線電流の極性が負、かつ、ステートの値が前回値よりも１つ減少する遷移の場合、デッドタイム中は遷移後のステートとして前記第１Ｈブリッジ回路の前記デッドタイム中出力電圧を決定し、前記第２電磁石巻線電流の極性が正、かつ、ステートの値が前回値よりも１つ減少する遷移の場合、デッドタイム中は遷移前のステートとし、前記第２電磁石巻線電流の極性が正、かつ、ステートの値が前回値よりも１つ増加する遷移の場合、デッドタイム中は遷移後のステートとし、前記第２電磁石巻線電流の極性が負、かつ、ステートの値が前回値よりも１つ増加する遷移の場合、デッドタイム中は遷移前のステートとし、前記第２電磁石巻線電流の極性が負、かつ、ステートの値が前回値よりも１つ減少する遷移の場合、デッドタイム中は遷移後のステートとして前記第２Ｈブリッジ回路の前記デッドタイム中出力電圧を決定することを特徴とする。

【発明の効果】

【0043】

本発明によれば、ＭＰＣで制御を行う能動制御形磁気浮上系システムを提供することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【0044】

【図1】能動制御形磁気浮上系システムを示す構成図。

【図2】浮上体にはたらく力を示す説明図。

【図3】能動制御形磁気浮上系のＭＰＣ制御構成図。

【図4】Ｈブリッジ回路のゲート信号パターンと出力電圧を示す図。

【図5】出力電圧のステート定義を示す図。

【図6】実施形態１のＭＰＣを示す構成図。

【図7】ＭＰＣ演算とサンプリング・出力の関係を示す図。

【図8】実施形態１のＭＰＣにおける時刻の定義を示す図。

【図9】ゲート決定部を示す構成図。

【図10】電流変化推定部を示す図。

【図11】電流推定演算部を示す図。

【図12】デッドタイム電圧推定部を示す図。

【図13】デッドタイム期間中の電流経路と出力電圧を示す図。

【図14】ＭＰＣ評価演算部を示す図。

【図15】１周期分予測評価部を示す図。

【図16】各パターン評価部を示す図。

【図17】実施形態１の評価演算部を示す図。

【図18】実施形態１のＮｉｎ入力Ｎｓ出力のソート選定部を示す図。

【図19】５入力のソーティングネットワークの動作例を示す図。

【図20】評価値比較部を示す図。

【図21】実施形態２のソート選定部を示す図。

【図22】実施形態３の評価演算部を示す図。

【図23】実施形態１のシミュレーション結果を示す図。

【発明を実施するための形態】

【0045】

以下、本願発明における能動制御形磁気浮上系システムの実施形態１～３を図１～図２３に基づいて詳述する。

【0046】

［実施形態１］
図１に能動制御形磁気浮上系システムの構成を示す。本システムは、浮上体１に対して対向する位置に第１電磁石２Ａ，第２電磁石２Ｂを設け、その巻線電流をそれぞれ第１回路（例えばＨブリッジ回路：以下第１Ｈブリッジ回路と称する）３Ａ，第２回路（例えばＨブリッジ回路：以下第２Ｈブリッジ回路と称する）３Ｂで制御している。第１Ｈブリッジ回路３Ａ，第２Ｈブリッジ回路３Ｂの電源として直流電源４が設置される。直流電源４については、バッテリのほか、交流電源系統に接続されたＡＣ／ＤＣコンバータの出力電圧など、所望の構成で生成したものを用いればよい。

【0047】

第１Ｈブリッジ回路３ＡはコンデンサＣＡ，スイッチング素子（例えばＭＯＳＦＥＴ：金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ）ＳＡ１，ＳＡ２，ＳＡ３，ＳＡ４で構成される。同様に第２Ｈブリッジ回路３ＢはコンデンサＣＢ，スイッチング素子ＳＢ１，ＳＢ２，ＳＢ３，ＳＢ４で構成される。

【0048】

また、ＶＨ＿ｉｎは直流電源電圧［Ｖ］、ｉＡ＿ｏｕｔは第１電磁石巻線電流［Ａ］、ｉＢ＿ｏｕｔは第２電磁石巻線電流［Ａ］、ＶＨ＿Ａは第１Ｈブリッジ回路出力電圧［Ｖ］、ＶＨ＿Ｂは第２Ｈブリッジ回路出力電圧［Ｖ］であり、それぞれ図１の向きに定義する。

【0049】

本システムでは、浮上体１に対して第１電磁石２Ａ，第２電磁石２Ｂを対向設置し、これらの吸引力によって浮上体１の変位を制御する。ただし、構成は図１に限定しない。例えば、第１、第２Ｈブリッジ回路３Ａ、３Ｂのスイッチング素子ＳＡ１～ＳＡ４、ＳＢ１～ＳＢ４について、ＭＯＳＦＥＴではなくてもよく、例えばＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）を用いてもよい。

【0050】

図２に浮上体１にはたらく力を示す。第１電磁石２Ａの吸引力をＦＡ（第１電磁石２Ａ方向を正とする）、第２電磁石２Ｂの吸引力をＦＢ（第２電磁石２Ｂ方向を正とする）、重力その他による浮上体１への定常外乱力をＦｄ（第２電磁石２Ｂ方向を正とする）、浮上体１にはたらく合力をＦｌｅｖ（第１電磁石２Ａ方向を正とする）とおくと、その関係は式（１）で表される。

【0051】

【数1】

【0052】

ここで、平衡点まわりの線形化のもとで、第１電磁石２Ａ，第２電磁石２Ｂの吸引力は式（２）、式（３）で表される。

【0053】

【数2】

【0054】

【数3】

【0055】

ΔｉＡは第１電磁石２Ａの平衡点からの電流変化量［Ａ］、ΔｉＢは第２電磁石２Ｂの平衡点からの電流変化量［Ａ］、Ｋｉは電流－吸引力ゲイン［Ｆ／Ａ］、Ｋｄは変位－吸引力ゲイン［Ｆ／ｍ］、Δｄは浮上体１と第１電磁石２Ａ，第２電磁石２Ｂの間の平衡点からの変位［ｍ］とする。

【0056】

なお、第１、第２電磁石２Ａ、２Ｂの電磁力は電流極性によらず吸引方向であることを考慮し、本実施形態１ではｉＡ＿ｏｕｔ≧０、ｉＢ＿ｏｕｔ≧０とする。変位Δｄは第１電磁石２Ａに近づく方向を正とおく。また、第１、第２電磁石２Ａ、２Ｂにおける電流－吸引力ゲインＫｉ，変位－吸引力ゲインＫｄは同一であると仮定し、そのずれは外乱として現れるものとする。

【0057】

式（１）に式（２）、式（３）を代入すると、式（４）となる。

【0058】

【数4】

【0059】

これはつまり、対向設置した第１、第２電磁石２Ａ、２Ｂの電流差分（ΔｉＡ－ΔｉＢ）を適切に制御することで磁気浮上系の変位制御が可能になることを意味している。

【0060】

なお、実運用上は電磁石を線形領域で利用するためにバイアス電流を第１電磁石２Ａ，第２電磁石２Ｂの両者に流した上で、吸引力制御用の電流を第１電磁石２Ａ，第２電磁石２Ｂに逆極性で０．５倍ずつ加算する。

【0061】

浮上体１の変位制御については所望の態様で別途行われるものとし、本実施形態１では対向設置した２個の電磁石巻線の指令電流が確定した後の電流制御について扱う。

【0062】

本実施形態１では、応答性の向上、スイッチング素子のスイッチング周波数の最適化などのために第１、第２Ｈブリッジ回路３Ａ、３Ｂの電流制御にＭＰＣを使用している。

【0063】

ＭＰＣでは、未来の出力に対して制御対象の未来の状態がどのように変化するかを多数のパターンに関してあらかじめ予測し、最も良い予測結果であった出力を実際に出力する。これにより、モデルとプラントが一致していれば、ＭＰＣの出力分解能・サンプリング分解能の範囲内で最適な制御を行うことができる。

【0064】

図３に磁気浮上系のＭＰＣ制御構成を示す。第１電磁石２Ａ，第２電磁石２Ｂの巻線電流を第１Ｈブリッジ回路３Ａ，第２Ｈブリッジ回路３Ｂで制御するフィードバック制御構成を示している。直流電源４、第１Ｈブリッジ回路３Ａ、第２Ｈブリッジ回路３Ｂ，第１電磁石２Ａ，第２電磁石２Ｂについては図１と同様の構成である。

【0065】

ＭＰＣ５には、指令バイアス電流ｉｂｉａｓ［Ａ］および指令吸引力制御電流ｉＦｒｅｆ［Ａ］が入力される。これらの指令は上位の変位制御にて適宜、浮上体１の変位を保つように決定される。また、ＭＰＣ５には、第１電磁石巻線電流ｉＡ＿ｏｕｔ［Ａ］、第２電磁石巻線電流ｉＢ＿ｏｕｔ［Ａ］が入力される。第１電磁石巻線電流ｉＡ＿ｏｕｔ［Ａ］、第２電磁石巻線電流ｉＢ＿ｏｕｔ［Ａ］はホール電流センサやシャント抵抗など所望の方法で検出される。

【0066】

ＭＰＣ５では、Ｈブリッジ回路および電磁石巻線のモデルを考慮して次周期以降の出力電圧の評価を行う。最も評価結果の優れる出力電圧について、その出力電圧に対応するゲート信号を第１Ｈブリッジ回路３Ａのゲート信号ｇＡ、第２Ｈブリッジ回路３Ｂのゲート信号ｇＢとして出力する。第１Ｈブリッジ回路３Ａ，第２Ｈブリッジ回路３Ｂでは、これらゲート信号ｇＡ、ｇＢに基づいてスイッチング素子を駆動する。

【0067】

図３は、ＭＰＣ５による電流制御の全体構成を示している。第１電磁石巻線電流ｉＡ＿ｏｕｔ，第２電磁石巻線電流ｉＢ＿ｏｕｔをフィードバックしてＭＰＣ指令電流へと制御するためのゲート信号ｇＡ，ｇＢを決定し、第１Ｈブリッジ回路３Ａ，第２Ｈブリッジ回路３Ｂを駆動している。

【0068】

ここで、第１Ｈブリッジ回路３Ａには４つのスイッチング素子ＳＡ１～ＳＡ４が存在する。この４つのスイッチング素子ＳＡ１，ＳＡ２，ＳＡ３，ＳＡ４それぞれのゲート信号をｇＡ１，ｇＡ２，ｇＡ３，ｇＡ４とおき、ゲート信号ｇＡを式（５）で定義する。

【0069】

【数5】

【0070】

同様に、第２Ｈブリッジ回路３Ｂにおいても、４つのスイッチング素子ＳＢ１，ＳＢ２，ＳＢ３，ＳＢ４それぞれのゲート信号をｇＢ１，ｇＢ２，ｇＢ３，ｇＢ４として、ゲート信号ｇＢを式（６）で定義する。

【0071】

【数6】

【0072】

ゲート信号については、０および１でＯＮ／ＯＦＦ状態を定める。すなわち、（ｇＡ１，ｇＡ２，ｇＡ３，ｇＡ４）が（１，０，０，１）のとき、ｇＡ１はＯＮ、ｇＡ２はＯＦＦ、ｇＡ３はＯＦＦ、ｇＡ４はＯＮとする。

【0073】

このもとで、Ｈブリッジ回路に適するＭＰＣ構成を考える。

【0074】

図４にＨブリッジ回路のゲート信号パターンと出力電圧を示す。第１Ｈブリッジ回路３Ａにおいて（ｇＡ１，ｇＡ２，ｇＡ３，ｇＡ４）の組み合わせに応じた電流経路と第１Ｈブリッジ回路出力電圧ＶＨ＿Ａの値を示している。１レグ（ＳＡ１とＳＡ２、あるいはＳＡ３とＳＡ４の組み合わせ）を同時にＯＮすると直流電圧を短絡してしまうこと、１レグを同時にＯＦＦにするとダイオード経路となって損失が増大すること、を考慮すると実際に用いられるゲート信号の組み合わせは図４の４種類に限定される。

【0075】

ここで、ゲート信号の組み合わせ（パターン）は４種類あるのに対し、出力電圧は正の直流電源電圧ＶＨ＿ｉｎ，０，負の直流電源電圧－ＶＨ＿ｉｎの３種類であり、（１，０，１，０）と（０，１，０，１）は同じゼロ電圧出力となっている。スイッチング素子への負荷の均等化を考慮すると、どちらか一方のみを使用することは許されず、ゼロ電圧出力は（１，０，１，０）と（０，１，０，１）のゲート信号をできるかぎり均等に使用することが求められる。

【0076】

また、（１，０，０，１）と（０，１，１，０）、（１，０，１，０）と（０，１，０，１）は全ゲート信号が反転した関係であり、これらの間で遷移を行うには全スイッチング素子を一度にＯＮ／ＯＦＦ切替する必要が生じる。これは、ゲート駆動の安全性低下あるいは安全性を確保するためのゲート駆動制御複雑化の観点から望ましくない。

【0077】

以上のことを考慮して、本実施形態１では第１Ｈブリッジ回路出力電圧ＶＨ＿Ａ基準のステートマシン（状態遷移）の考え方にもとづいてＭＰＣを構成する。

【0078】

図５に出力電圧のステート定義を示す。第１Ｈブリッジ回路３Ａについて示しているが、第２Ｈブリッジ回路３Ｂについても同様であり、記号のＡをＢに置き換えるのみの違いであるので図は省略する。また、本ステート定義は厳密な意味でのステートマシンではなく、具体的な遷移条件はない。これは、ＭＰＣでは予測結果を評価することで出力電圧を決定しており、遷移条件を定められないためである。代わりに遷移可、遷移禁止で各出力電圧同士の関係を記述した。

【0079】

ステート１（ｖＡ＝１）は、負荷端子間に正の直流電源電圧ＶＨ＿ｉｎを出力するステートである。このときのゲート信号は（１，０，０，１）である。

【0080】

ステート２（ｖＡ＝２）は、負荷端子間にゼロ電圧を出力するステートである。このときのゲート信号は（１，０，１，０），（０，１，０，１）である。ゲート信号はステート２にいる間には変更せず、ステート２からステート１あるいはステート３に遷移するときに次にステート２で使用するゲート信号を前回と異なるものに切り替える。

【0081】

これにより、全ゲート信号が反転した関係のうち（１，０，１，０）と（０，１，０，１）の遷移を禁止し、かつ（１，０，１，０）と（０，１，０，１）をできるかぎり均等に使用することになる。このステート２のゲート信号に関する処理は、後述のゲート決定部で詳細な構成を示す。

【0082】

ステート３（ｖＡ＝３）は、負荷端子間に負の直流電源電圧－ＶＨ＿ｉｎを出力するステートである。このときのゲート信号は（０，１，１，０）である。

【0083】

ステート１とステート２では相互に遷移可能、ステート２とステート３では相互に遷移可能であるが、ステート１とステート３では遷移を禁止している。これにより、全ゲート信号が反転した関係のうち（１，０，０，１）と（０，１，１，０）の遷移を禁止している。本ステートマシンにおいては、第１回路出力電圧のステートｖＡの前回値との差が１以下であれば遷移可能であり、２であれば遷移禁止と簡易に定義できる。

【0084】

ＭＰＣ５の出力電圧について第１回路出力電圧のステートｖＡを用いずゲート信号を直接的に参照する場合は、ゼロ出力電圧となる２種類ゲート信号にどちらを対応させるかをＭＰＣ５の予測・評価の段階で考慮する必要があり場合分けが複雑化する。また、ＭＰＣでは同一の予測・評価構成を多数設けている。各予測・評価でのゲート信号の場合分けが複雑化すると、全体で同じ構成が多数回用いられることにより実装上の負担を生じてしまう。

【0085】

しかし、このステートマシンにおいては第１回路出力電圧のステートｖＡで変数化している。第１回路出力電圧のステートｖＡの値と出力電圧値が一意に対応し、かつゼロ出力電圧となる２種類ゲート信号にどちらを対応させるかを後段のゲート決定部に任せるため予測・評価の構成が簡易化できる。

【0086】

以上のように、Ｈブリッジ回路では出力電圧を基準とするステートを定義することにより、ゲート信号を直接的に参照するよりも実装上有利な構成とすることができる。

【0087】

ただし、等価な運用が可能になることを考慮して本実施形態１のステート１とステート３についてステートの定義を入れ替えてもよいものとする。ステート２については（１，０，０，１）と（０，１，１，０）の遷移禁止のために第１回路出力電圧のステートｖＡの前回値との差が２であれば遷移禁止とするため、他のステートと入れ替えることはできない。

【0088】

第２回路出力電圧のステートｖＢについても第１回路出力電圧のステートｖＡと同様に出力電圧基準のステートを考慮する。また、時刻を参照する記号が付加されて時刻ｊの第１回路出力電圧のステートｖＡ＿ｊなどとなった場合でも本ステート定義と同様に扱うものとする。

【0089】

図６に本実施形態１のＭＰＣ５の構成図を示す。

【0090】

乗算器６は、指令吸引力制御電流ｉＦｒｅｆを１／２倍する。加算器７は、指令バイアス電流ｉｂｉａｓに乗算器６の出力を加算し、第１回路指令電流ｉＡ＿ｒｅｆとして出力する。減算器８は、指令バイアス電流ｉｂｉａｓから乗算器６の出力を減算し、第２回路指令電流ｉＢ＿ｒｅｆとして出力する。

【0091】

電流変化推定部９Ａは、第１電磁石巻線電流ｉＡ＿ｏｕｔ、第１回路前回電圧配列ＶＡ＿ｚを入力する。電流変化推定部９Ｂは、第２電磁石巻線電流ｉＢ＿ｏｕｔ、第２回路前回電圧配列ＶＢ＿ｚを入力する。電流変化推定部９Ａ、９Ｂは時刻ｋの第１電磁石巻線電流ｉＡ＿ｋ、時刻ｋの第２電磁石巻線電流ｉＢ＿ｋを出力する。

【0092】

ＭＰＣ評価演算部１０は、第１回路指令電流ｉＡ＿ｒｅｆ、第２回路指令電流ｉＢ＿ｒｅｆ、時刻ｋの第１電磁石巻線電流ｉＡ＿ｋ、時刻ｋの第２電磁石巻線電流ｉＢ＿ｋ、第１回路前回電圧配列ＶＡ＿ｚ、第２回路前回電圧配列ＶＢ＿ｚを入力する。ＭＰＣ評価演算部１０は時刻ｋから予測演算考慮周期Ｎｃまでの評価結果の最も優れた第１Ｈブリッジ回路、第２Ｈブリッジ回路の出力電圧に関するデータである時刻ｋ＋Ｎｃ第１位データ配列Ｄｋ＋Ｎｃ＿１を出力する。

【0093】

スイッチングパターン情報取出部１１は、時刻ｋ＋Ｎｃ第１位データ配列Ｄｋ＋Ｎｃ＿１を入力する。スイッチングパターン情報取出部１１は、時刻ｋ＋Ｎｃ第１位データ配列Ｄｋ＋Ｎｃ＿１の持つ情報から第１回路評価値最小電圧配列ＶＡ＿Ｊｍｉｎ、第２回路評価値最小電圧配列ＶＢ＿Ｊｍｉｎを出力する。第１回路評価値最小電圧配列ＶＡ＿Ｊｍｉｎ，第２回路評価値最小電圧配列ＶＢ＿Ｊｍｉｎはバッファ１２Ａ、１２Ｂで制御周期１回分の遅延させた第１回路前回電圧配列ＶＡ＿ｚ、第２回路前回電圧配列ＶＢ＿ｚとして電流変化推定部９Ａ、９Ｂ、ＭＰＣ評価演算部１０に入力される。

【0094】

今回出力選択部１３は、第１回路評価値最小電圧配列ＶＡ＿Ｊｍｉｎ，第２回路評価値最小電圧配列ＶＢ＿Ｊｍｉｎを入力として、第１回路今回出力電圧ｖＡ＿ｏｕｔ，第２回路今回出力電圧ｖＢ＿ｏｕｔを出力する。

【0095】

ゲート決定部１４Ａ、１４Ｂはそれぞれ第１回路今回出力電圧ｖＡ＿ｏｕｔ，第２回路今回出力電圧ｖＢ＿ｏｕｔを入力として、ゲート信号ｇＡ，ゲート信号ｇＢを出力する。

【0096】

まず、指令バイアス電流ｉｂｉａｓおよび指令吸引力制御電流ｉＦｒｅｆに基づいて、第１回路指令電流ｉＡ＿ｒｅｆ，第２回路指令電流ｉＢ＿ｒｅｆを計算する。この適切な計算式は指令吸引力制御電流ｉＦｒｅｆの定義にもよるが、本実施形態１では第１電磁石巻線電流と第２電磁石巻線電流の電流差分（ｉＡ＿ｏｕｔ－ｉＢ＿ｏｕｔ）を指令したものを指令吸引力制御電流ｉＦｒｅｆと定義する。そのため、第１回路指令電流ｉＡ＿ｒｅｆと第２回路指令電流ｉＢ＿ｒｅｆは式（７），式（８）で与えられる。

【0097】

【数7】

【0098】

【数8】

【0099】

この計算を行って得られた第１回路指令電流ｉＡ＿ｒｅｆと第２回路指令電流ｉＢ＿ｒｅｆがＭＰＣ評価演算部１０に入力される。

【0100】

次に、電流変化の推定について述べる。

【0101】

図７にＭＰＣ演算とサンプリング・出力の関係を示す。電流をサンプリングし、それにもとづいてＭＰＣ演算を行い、出力を決定する時系列の関係を表している。ここでは簡単化のためＭＰＣにおいて出力電圧を３周期分決定する構成を図示している。

【0102】

図７に示しているように、ＭＰＣ演算により複数周期の出力電圧を決定する関係上、サンプリング時刻からＭＰＣ演算で決定した出力電圧を実際に出力するまでの間に、前回に決定した出力電圧が出力される。この前回決定した出力電圧によってサンプリングした値は演算中に変化してしまう。予測演算に用いる電流がずれていると予測結果もずれてしまい、制御性能の低下につながる。これを防ぐために、前回出力電圧を出力する期間、言い換えればサンプリング時点から今回決定する出力電圧を実際に出力し始めるまでの期間について、電流変化を予測することが求められる。

【0103】

図８に本実施形態１のＭＰＣ５における時刻の定義を示す。簡単化のためＭＰＣ５において出力電圧を３周期分決定する構成で図示している。

【0104】

サンプリングした時刻から前回ＭＰＣで決定した出力電圧を出力する期間を経て、今回のＭＰＣ５で決定した出力電圧を出力する。このとき、今回ＭＰＣ５の主たる役割は今回決定出力による電流変化の予測・評価である。このことから、本実施形態１では今回決定出力の出力開始タイミングを時刻ｋと定める。この定義のもとでは、サンプリング時刻は時刻ｋ－３、今回決定出力の３番目の出力を完了する時刻が時刻ｋ＋３となる。

【0105】

本実施形態１のＭＰＣ５の構成では、周期数を一般化して、ＭＰＣ５で決定する出力電圧の周期数を（出力電圧周期数）Ｎｏ［周期］とおく。すると、サンプリング時刻はｋ－Ｎｏ、今回決定出力のＮｏ番目の出力を完了する時刻が時刻ｋ＋Ｎｏとなる。

【0106】

また、そのほかの周期に関する定義として予測演算で考慮する周期数を（予測演算考慮周期）Ｎｃ［周期］とおく。予測演算考慮周期Ｎｃは必ずしも出力電圧周期数Ｎｏと一致せずともよく、例えばＮｃ＝１０，Ｎｏ＝２として１０周期先まで電流予測を行い、そのうえで始めの２周期分だけを実際に出力することもできる。ただし、予測演算考慮周期Ｎｃが出力電圧周期数Ｎｏよりも小さいと予測結果から出力電圧周期数Ｎｏ分の出力電圧を決定できないため、式（９）が制約となる。

【0107】

【数9】

【0108】

以上の時刻の定義をふまえて図６を見ると、第１電磁石巻線電流ｉＡ＿ｏｕｔ，第２電磁石巻線電流ｉＢ＿ｏｕｔはＭＰＣ評価演算部１０に直接入力されるのではなく電流変化推定部９Ａ、９Ｂに入力されている。

【0109】

ここでは、サンプリングした値が演算中に変化することへの対策として、今回決定出力の出力開始である時刻ｋまでの電流変化を推定している。この際、前回電圧の情報が必要となるため、第１回路前回電圧配列ＶＡ＿ｚ、第２回路前回電圧配列ＶＢ＿ｚも電流変化推定部９Ａ、９Ｂに入力されている。また、電流変化推定部９Ａ、９Ｂの出力は、時刻ｋの第１電磁石巻線電流ｉＡ＿ｋ、時刻ｋの第２電磁石巻線電流ｉＢ＿ｋである。

【0110】

なお、第１回路前回電圧配列ＶＡ＿ｚなどの電圧配列は予測演算考慮周期Ｎｃ分の電圧ステート情報を持つ配列である。これは、式（１０）で定義される。一般化のために前回値を示すｚを省略したが、ｚを含んでも各要素がｖＡ＿ｚ１，ｖＡ＿ｚ２などとｚが付加されるだけで同様である。第２Ｈブリッジ回路３Ｂの電圧についてもＡとＢを変えるのみで同様である。

【0111】

【数10】

【0112】

ＭＰＣ評価演算部１０には第１回路指令電流ｉＡ＿ｒｅｆ，第２回路指令電流ｉＢ＿ｒｅｆと予測・評価開始タイミングの電流である時刻ｋの第１電磁石巻線電流ｉＡ＿ｋ，時刻ｋの第２電磁石巻線電流ｉＢ＿ｋが入力される。

【0113】

これらを用いて、ＭＰＣ評価演算部１０では先の周期の出力電圧パターンごとの電流変化を予測し、評価関数にて評価を行う。時刻ｋから予測演算考慮周期Ｎｃまでの最も評価結果の良い第１回路、第２回路の出力電圧に関するデータを時刻ｋ＋Ｎｃ第１位データ配列Ｄｋ＋Ｎｃ＿１として出力する。また、第１回路前回電圧配列ＶＡ＿ｚ，第２回路前回電圧配列ＶＢ＿ｚもＭＰＣ評価演算部１０に入力されるが、これはデッドタイム中の電圧を推定する際に使用する。

【0114】

図９にゲート決定部１４の構成を示す。これは、図６のゲート決定部１４Ａ、１４Ｂの内部を示したものである。本構成は入出力信号の変更のみの違いで複数個所に設けられているため、ここでは一般化のために第１回路，第２回路の区別をなくした入出力名としている。実施時の入出力信号名は図６に準じる。例えば、ｖ＿ｏｕｔをｖＡ＿ｏｕｔ、ｇをｇＡに置き換えて運用する。

【0115】

比較器ＮＥＱ１は、今回出力電圧（ステート）ｖ＿ｏｕｔと定数２を入力し、今回出力電圧（ステート）ｖ＿ｏｕｔが定数２と等しくない場合は１を出力し、それ以外の場合は０を出力する。比較器ＮＥＱ２は、今回出力電圧（ステート）ｖ＿ｏｕｔと、今回出力電圧（ステート）ｖ＿ｏｕｔをバッファ１５で制御周期１回分遅延させた信号を入力し、今回出力電圧（ステート）ｖ＿ｏｕｔがバッファ１５の出力と等しくない場合は１を出力し、それ以外の場合は０を出力する。

【0116】

ＡＮＤ論理ＡＮＤ１は比較器ＮＥＱ１、ＮＥＱ２の出力を入力し、両方１の場合は１を出力し、それ以外の場合は０を出力する。

【0117】

セレクタＳＷ１は、セレクタＳＷ１の出力ＶＨ０＿ｓｅｌをバッファ１６で制御周期１回分遅延させた信号と、バッファ１６の出力信号をＮＯＴ論理ＮＯＴ１に通した信号と、を入力する。また、セレクタＳＷ１はＡＮＤ論理ＡＮＤ１の出力信号を選択信号ｉｎ１として入力し、選択信号ｉｎ１＝０の場合はバッファ１６の出力を出力し、選択信号ｉｎ１＝１の場合はＮＯＴ論理ＮＯＴ１の出力信号を出力する。セレクタＳＷ１の出力はＶＨ０＿ｓｅｌとなる。

【0118】

セレクタＳＷ２はＨブリッジ回路のゲート信号組み合わせ（１，０，１，０）および（０，１，０，１）を入力する。また、セレクタＳＷ２はセレクタＳＷ１の出力ＶＨ０＿ｓｅｌを選択信号ｉｎ２として入力し、選択信号ｉｎ２＝０の場合は（１，０，１，０）を出力し、選択信号ｉｎ２＝１の場合は（０，１，０，１）を出力する。

【0119】

セレクタＳＷ３は、セレクタＳＷ２の出力およびＨブリッジ回路のゲート信号組み合わせ（１，０，０，１）および（０，１，１，０）を入力する。また、セレクタＳＷ３は、今回出力電圧（ステート）ｖ＿ｏｕｔを選択信号ｉｎ３として入力し、選択信号ｉｎ３＝１の場合（１，０，０，１）を出力し、選択信号ｉｎ３＝２の場合セレクタＳＷ２の出力信号を出力し、選択信号ｉｎ３＝３の場合（０，１，１，０）を出力する。セレクタＳＷ３の出力はデッドタイム挿入前ゲート信号ｇ’とする。

【0120】

デッドタイム１７はデッドタイム挿入前ゲート信号ｇ’を入力して、ゲート信号ｇを出力する。以上がゲート決定部１４の構成である。

【0121】

図１０に電流変化推定部９を示す。これは、図６の電流変化推定部９Ａ、９Ｂの内部を示したものである。図９と同様、ここでは一般化のために第１回路，第２回路の区別をなくした入出力名としている。

【0122】

前回電圧配列Ｖ＿ｚは内部にもつそれぞれの周期の出力電圧（ｖ＿ｚ１，ｖ＿ｚ２，…，ｖ＿ｚＮｏ）に分けて扱われる。ただし、前回電圧配列Ｖ＿ｚは予測演算考慮周期Ｎｃ個の信号をもつが、Ｎｃ＞Ｎｏの場合はｖ＿ｚＮｏ＋１，…，ｖ＿ｚＮｃを不使用とする。

【0123】

まず、第１電流推定演算部１９ａは、出力電流ｉ＿ｏｕｔと、前回１番目出力電圧ｖ＿ｚ１と、前回Ｎｏ番目出力電圧ｖ＿ｚＮｏをバッファ１８で制御周期１回分遅延させた結果である前々回Ｎｏ番目出力電圧ｖ＿ｚｚＮｏを入力する。この第１電流推定演算部１９ａは時刻ｋ－Ｎｏ＋１の出力電流ｉ＿ｋ－Ｎｏ＋１を出力する。

【0124】

次に、第２電流推定演算部１９ｂは、時刻ｋ－Ｎｏ＋１の出力電流ｉ＿ｋ－Ｎｏ＋１と前回１番目出力電圧ｖ＿ｚ１と前回２番目出力電圧ｖ＿ｚ２が入力され、時刻ｋ－Ｎｏ＋２の出力電流ｉ＿ｋ－Ｎｏ＋２を出力する。

【0125】

次に、第３電流推定演算部１９ｃは、時刻ｋ－Ｎｏ＋２の出力電流ｉ＿ｋ－Ｎｏ＋２と前回２番目出力電圧ｖ＿ｚ２と前回３番目出力電圧ｖ＿ｚ３が入力され、時刻ｋ－Ｎｏ＋３の出力電流ｉ＿ｋ－Ｎｏ＋３を出力する。

【0126】

この構成を繰り返して、最後、第Ｎｏ電流推定演算部１９Ｎｏは、時刻ｋ－１の出力電流ｉ＿ｋ－１と前回Ｎｏ－１番目出力電圧ｖ＿ｚＮｏ－１と前回Ｎｏ番目出力電圧ｖ＿ｚＮｏが入力され、時刻ｋの出力電流ｉ＿ｋを得る。時刻ｋの出力電流ｉ＿ｋは電流変化推定部９の出力となる。

【0127】

１周期先の電流を推定する第１～第Ｎｏ電流推定演算部１９ａ～１９Ｎｏを用いて、前回決定した出力電圧の各周期について出力電流の推定を行う。この演算を後述する式（１４）の時刻ｊ＋１が時刻ｋとなるまで繰り返し、時刻ｋの出力電流ｉ＿ｋを得ている。

【0128】

一般（任意）の時刻ｊを考えるとき、電流推定演算部１９は時刻ｊの出力電流ｉ＿ｊと時刻ｊの出力電圧ｖ＿ｊから時刻ｊ＋１の出力電流ｉ＿ｊ＋１を演算する。だが、デッドタイム中の電圧を推定する都合上、１周期前の出力電圧ｖ＿ｊ－１も必要になる。そのため、各周期の電流推定演算部１９にはその周期の電圧以外に１周期前の電圧も入力されている。１周期目については１周期前の電圧をＮｏ周期目の出力電圧ｖ＿ｚＮｏを１回遅延させた前々回Ｎｏ番目出力電圧ｖ＿ｚｚＮｏを用いる。

【0129】

図１１に電流推定演算部１９を示す。これは、図１０の第１～第Ｎｏ電流推定演算部１９ａ～１９Ｎｏの内部を示したものである。図９と同様、ここでは一般化のために第１回路，第２回路の区別をなくし、時刻についても一般（任意）の時刻ｊを基準とする入出力名としている。

【0130】

デッドタイム電圧推定部２０は時刻ｊの出力電流ｉ＿ｊと時刻ｊ－１の出力電圧ｖ＿ｊ－１と時刻ｊの出力電圧ｖ＿ｊを入力し、デッドタイム中出力電圧ＶＨ＿ｄを出力する。

【0131】

セレクタＳＷ４は、正の直流電源電圧ＶＨ＿ｉｎ，０，負の直流電源電圧－ＶＨ＿ｉｎを入力する。また、セレクタＳＷ４は選択信号ｉｎ４として時刻ｊの出力電圧ｖ＿ｊを入力し、選択信号ｉｎ４＝１の場合は正の直流電源電圧ＶＨ＿ｉｎ，選択信号ｉｎ４＝２の場合は０，選択信号ｉｎ４＝３の場合は負の直流電源電圧－ＶＨ＿ｉｎを出力する。

【0132】

乗算器２１は、デッドタイム中出力電圧ＶＨ＿ｄにＴｄｅａｄ／Ｔｃを乗算する。乗算器２２は、セレクタＳＷ４の出力に（１－Ｔｄｅａｄ）／Ｔｃを乗算する。加算器２３は、乗算器２１の出力と乗算器２２の出力を加算する。

【0133】

乗算器２４は、時刻ｊの出力電流ｉ＿ｊに－Ｒ＿ｌｏａｄを乗算する。加算器２５は、加算器２３の出力に乗算器２４の出力を加算する。乗算器２６は、加算器２５の出力にＴｃ／Ｌ＿ｌｏａｄを乗算する。乗算器２６の出力は１周期の電流変化量Ｄｅｌｔａ＿ｉとなる。加算器２７は、時刻ｊの出力電流ｉ＿ｊと１周期の電流変化量Ｄｅｌｔａ＿ｉを加算して、時刻ｊ＋１の出力電流ｉ＿ｊ＋１として出力する。

【0134】

この構成により１周期先の電流を推定する。電磁石巻線に接続したＨブリッジ回路の１周期先の電流を求める数式は式（１１）、式（１２）となる。ただし、Ｌ＿ｌｏａｄは巻線インダクタンス［Ｈ］、Ｒ＿ｌｏａｄは巻線抵抗［Ω］、Ｔｃは出力電圧切替周期［ｓ］、ＶＨ＿ｏｕｔはＨブリッジ回路が出力電圧切替周期Ｔｃ間に負荷端子間に与える平均出力電圧［Ｖ］である。

【0135】

【数11】

【0136】

【数12】

【0137】

平均出力電圧ＶＨ＿ｏｕｔについては、時刻ｊの出力電圧のステートに対応したＨブリッジ回路の出力電圧をＶＨ＿ｊ、デッドタイム中出力電圧をＶＨ＿ｄとすると、式（１３）で定められる。ただし、Ｔｄｅａｄはデッドタイム［ｓ］である。

【0138】

【数13】

【0139】

式（１２）、式（１３）を式（１１）に代入して式（１４）を得る。

【0140】

【数14】

【0141】

図１１のブロック図では式（１４）の計算を行っている。

【0142】

時刻ｊの出力電圧ＶＨ＿ｊについては、時刻ｊの出力電圧ｖ＿ｊの定義より式（１５）で定められる。図１１ではセレクタＳＷ４により式（１５）に相当する動作を行っている。

【0143】

【数15】

【0144】

図１２にデッドタイム電圧推定部２０を示す。これは、図１１のデッドタイム電圧推定部２０の内部を示したものである。図９と同様、ここでは一般化のために第１回路，第２回路の区別をなくし、時刻についても一般（任意）の時刻ｊを基準とする入出力名としている。

【0145】

比較器ＧＲＴ１は、時刻ｊの出力電流ｉ＿ｊとデッドタイム判定電流ｉ＿ｄｅａｄを入力し、時刻ｊの出力電流ｉ＿ｊがデッドタイム判定電流ｉ＿ｄｅａｄよりも大きければ１を出力し、それ以外の場合は０を出力する。

【0146】

比較器ＬＥＳ２は、時刻ｊの出力電流ｉ＿ｊとデッドタイム判定電流－ｉ＿ｄｅａｄを入力し、時刻ｊの出力電流ｉ＿ｊがデッドタイム判定電流－ｉ＿ｄｅａｄよりも小さければ１を出力し、それ以外の場合は０を出力する。

【0147】

減算器２８は、時刻ｊの出力電圧（ステート）ｖ＿ｊから時刻ｊ－１の出力電圧（ステート）ｖ＿ｊ－１を減算する。

【0148】

比較器ＥＱ１は、減算器２８の出力と定数－１を入力し、減算器２８の出力が定数－１と同じであれば１を出力し、それ以外の場合は０を出力する。比較器ＥＱ２は、減算器２８の出力と定数１を入力し、減算器２８の出力が定数１と同じであれば１を出力し、それ以外の場合は０を出力する。

【0149】

ＡＮＤ論理ＡＮＤ２は、比較器ＥＱ１、ＧＲＴ１の出力を入力し、両方１の場合は１を出力し、それ以外の場合は０を出力する。ＡＮＤ論理ＡＮＤ３は、比較器ＥＱ２、ＬＥＳ２の出力を入力し、両方１の場合は１を出力し、それ以外の場合は０を出力する。

【0150】

ＯＲ論理ＯＲ１は、ＡＮＤ論理ＡＮＤ２、ＡＮＤ３の出力を入力し、少なくとも何れか一方が１の場合は１を出力し、両方０の場合は０を出力する。

【0151】

セレクタＳＷ５は、時刻ｊの出力電圧（ステート）ｖ＿ｊと時刻ｊ－１の出力電圧（ステート）ｖ＿ｊ－１を入力する。また、セレクタＳＷ５は、ＯＲ論理ＯＲ１の出力信号を選択信号ｉｎ５として入力し、選択信号ｉｎ５＝０であれば時刻ｊの出力電圧（ステート）ｖ＿ｊを出力し、選択信号ｉｎ５＝１であれば時刻ｊ－１の出力電圧（ステート）ｖ＿ｊ－１を出力する。

【0152】

セレクタＳＷ６は、正の直流電源電圧ＶＨ＿ｉｎ，０，負の直流電源電圧－ＶＨ＿ｉｎを入力する。また、セレクタＳＷ６は、セレクタＳＷ５の出力を選択信号ｉｎ６として入力し、選択信号ｉｎ６＝１の場合は正の直流電源電圧ＶＨ＿ｉｎを出力し、選択信号ｉｎ６＝２の場合は０を出力し、選択信号ｉｎ６＝３の場合は負の直流電源電圧－ＶＨ＿ｉｎを出力する。セレクタＳＷ６の出力はデッドタイム中出力電圧ＶＨ＿ｄとしてデッドタイム電圧推定部２０の出力となる。

【0153】

この構成によりデッドタイム期間中の出力電圧を推定する。

【0154】

ただし、本実施形態１において比較器ＥＱ，ＮＥＱ，ＧＲＴ，ＬＥＳのブロックは図中上側の入力を第１入力Ｌｉｎ１、下側の入力を第２入力Ｌｉｎ２として扱い、以下の式（１６）～式（１９）で出力Ｌｏｕｔが定められるものとする。式（１６）は比較器ＥＱ、式（１７）は比較器ＮＥＱ、式（１８）は比較器ＧＲＴ、式（１９）は比較器ＬＥＳを表す。

【0155】

【数16】

【0156】

【数17】

【0157】

【数18】

【0158】

【数19】

【0159】

なお、ＡＮＤ論理ＡＮＤ２，ＡＮＤ３とＯＲ論理ＯＲ１については通常の論理回路記号と同じ扱いとする。

【0160】

また、本実施形態１において論理回路出力は論理型の変数ではなく必要に応じて整数型と同じように加減算可能な変数として扱う。型が異なるような処理を行う場合は、実装上必要な型変換処理がなされているものとする。

【0161】

以下では第１Ｈブリッジ回路３Ａのデッドタイム期間中の出力電圧を考えるが、第２Ｈブリッジ回路３Ｂについても同様のことが成り立つものとする。

【0162】

図１３にデッドタイム期間中の電流経路と出力電圧を示す。（１，０，０，１）から（０，１，０，１）へとゲート信号を遷移する場合、スイッチング素子ＳＡ１とスイッチング素子ＳＡ２の短絡を防ぐためにスイッチング素子ＳＡ１とスイッチング素子ＳＡ２の両者がＯＦＦの期間（デッドタイム）を設ける。ここでは、デッドタイム期間（０，０，０，１）の電流経路と出力電圧を示している。

【0163】

スイッチング素子ＳＡ１とスイッチング素子ＳＡ２がＯＦＦであるが、このとき第１電磁石巻線電流ｉＡ＿ｏｕｔの向きからスイッチング素子ＳＡ２のダイオード経路を通って電流が流れる。その結果スイッチング素子ＳＡ２とスイッチング素子ＳＡ４を通る経路で電流が流れるため、第１Ｈブリッジ回路出力電圧ＶＨ＿Ａはゼロ電圧となる。

【0164】

そのほかの遷移の組み合わせについても、同様にデッドタイム期間中の電圧を考える。表１は、各ゲート信号遷移とデッドタイム期間中の電圧を示す。

【0165】

【表1】

【0166】

第１電磁石巻線電流ｉＡ＿ｏｕｔは本実施形態１では正であるとしたが、Ｈブリッジ回路の一般的な動作として第１電磁石巻線電流ｉＡ＿ｏｕｔが負の場合も想定して記載した。

【0167】

これを本実施形態１の出力電圧基準のステートに当てはめて、表を簡略化する。
表２は、各ステート遷移とデッドタイム期間中の電圧を示す。

【0168】

【表2】

【0169】

ステート２についてはどちらのゲート信号としてもデッドタイム期間中の出力電圧が同じであるので場合分けが減少する。

【0170】

この表２にはデッドタイム期間中の出力電圧の隣にデッドタイム終了後の出力電圧も記載した。デッドタイム終了後の電圧、つまり遷移後のステートの出力電圧をデッドタイム中の出力電圧と比べることで、デッドタイムの有無が出力電圧に影響する場合と、影響しない場合がわかる。

【0171】

表２の１行目のステート１からステート２への遷移はデッドタイム期間中の出力電圧がデッドタイム終了後の出力電圧と一致しており、出力電圧はデッドタイムの影響を受けていない。このような場合はデッドタイム期間中も遷移後のステートであるものとして計算して構わない。

【0172】

表２の２行目のステート２からステート１への遷移はデッドタイム期間中の出力電圧がデッドタイム終了後の出力電圧と異なる。このときのデッドタイム期間中の出力電圧は遷移前のステートの出力電圧と同じになっている。このような場合、デッドタイム期間中は遷移前のステートであるものとして計算する。

【0173】

その他の行についても同様に考えると、以下の条件でデッドタイム期間中の出力電圧を決定できる。
・ｉＡ＿ｏｕｔ＞０ならば、ステートの値が前回値より１つ減少する遷移にて、デッドタイム期間中は遷移前のステートとなる。逆に、前回値より１つ増加する遷移にてデッドタイム期間中は遷移後のステートとなる。
・ｉＡ＿ｏｕｔ＜０ならば、ステートの値が前回値より１つ増加する遷移にて、デッドタイム期間中は遷移前のステートとなる。逆に、前回値より１つ減少する遷移にてデッドタイム期間中は遷移後のステートとなる。

【0174】

図１２でこの性質をふまえてデッドタイム期間中の出力電圧を推定している。時刻ｊの出力電圧（ステート）ｖ＿ｊから時刻ｊ－１の出力電圧（ステート）ｖ＿ｊ－１を減算し、その結果を比較器ＥＱ１，ＥＱ２に入力している。

【0175】

比較器ＥＱ１は－１との一致を見ており、ＡＮＤ論理ＡＮＤ２において第１電磁石巻線電流ｉＡ＿ｏｕｔが正でデッドタイム期間中が遷移前のステートとなる場合を判別している。比較器ＥＱ２は１との一致を見ており、ＡＮＤ論理ＡＮＤ３において第１電磁石巻線電流ｉＡ＿ｏｕｔが負でデッドタイム期間中が遷移前のステートとなる場合を判別している。

【0176】

ここで、電流の正負は比較器ＧＲＴ１および比較器ＬＥＳ２で評価している。ｉ＿ｄｅａｄはデッドタイム判定電流である。理想的にはｉ＿ｄｅａｄ＝０で判定可能だが、デッドタイム判定電流ｉ＿ｄｅａｄに定格電流（連続運転可能な電流のうち最大値）の数％～０．数％の正の値を代入すれば電流ゼロ付近での極性判定ミスによる電圧誤差増大を防ぐことができる。

【0177】

ＡＮＤ論理ＡＮＤ２またはＡＮＤ論理ＡＮＤ３が１となる場合はデッドタイム期間中が遷移前のステートとなる。ＯＲ論理ＯＲ１が１である場合はセレクタＳＷ５にて遷移前である時刻ｊ－１の出力電圧（ステート）ｖ＿ｊ－１を、０であれば遷移後である時刻ｊの出力電圧（ステート）ｖ＿ｊを出力することでデッドタイム期間中の出力電圧として適切なステートが選択される。

【0178】

セレクタＳＷ６は図１１のセレクタＳＷ４と同様に式（１５）に相当する動作を行い、ステートに対応した出力電圧値を出力している。

【0179】

以上の動作でデッドタイム期間中の出力電圧を推定することができる。

【0180】

図１４にＭＰＣ評価演算部１０を示す。これは、図６のＭＰＣ評価演算部１０の内部を示したものである。

【0181】

入力信号である第１回路指令電流ｉＡ＿ｒｅｆ、第２回路指令電流ｉＢ＿ｒｅｆ、時刻ｋの第１電磁石巻線電流ｉＡ＿ｋ、時刻ｋの第２電磁石巻線電流ｉＢ＿ｋ、第１回路前回電圧配列ＶＡ＿ｚ、第２回路前回電圧配列ＶＢ＿ｚ、およびゼロを代入した時刻ｋ評価関数値Ｊ＿ｋをまとめて時刻ｋデータ配列Ｄｋとする。

【0182】

１周期分予測評価部２９１は、時刻ｋデータ配列Ｄｋを入力し、時刻ｋ＋１パターン１データ配列Ｄ’ｋ＋１＿１、時刻ｋ＋１パターン２データ配列Ｄ’ｋ＋１＿２、…、時刻ｋ＋１パターン９データ配列Ｄ’ｋ＋１＿９を出力する。

【0183】

９入力Ｎｓ出力のソート選定部３０１は、時刻ｋ＋１パターン１データ配列Ｄ’ｋ＋１＿１～時刻ｋ＋１パターン９データ配列Ｄ’ｋ＋１＿９を入力し、時刻ｋ＋１第１位データ配列Ｄｋ＋１＿１、時刻ｋ＋１第２位データ配列Ｄｋ＋１＿２、…、時刻ｋ＋１第Ｎｓ位データ配列Ｄｋ＋１＿Ｎｓを出力する。

【0184】

１周期分予測評価部２９２１は、時刻ｋ＋１第１位データ配列Ｄｋ＋１＿１を入力し、時刻ｋ＋２前回第１位パターン１データ配列Ｄ’ｋ＋２＿１１、…、時刻ｋ＋２前回第１位パターン９データ配列Ｄ’ｋ＋２＿１９を出力する。

【0185】

また、１周期分予測評価部２９２２～２９２Ｎｓも、時刻ｋ＋１第２位データ配列Ｄｋ＋１＿２～時刻ｋ＋１第Ｎｓ位データ配列Ｄｋ＋１＿Ｎｓを入力し、時刻ｋ＋２前回第２位パターン１データ配列Ｄ’ｋ＋２＿２１～時刻ｋ＋２前回第Ｎｓ位パターン９データ配列Ｄ’ｋ＋２＿Ｎｓ９を出力する。

【0186】

９Ｎｓ入力Ｎｓ出力のソート選定部３０２は、時刻ｋ＋２前回第１位パターン１データ配列Ｄ’ｋ＋２＿１１～時刻ｋ＋２前回第Ｎｓ位パターン９データ配列Ｄ’ｋ＋２＿Ｎｓ９を入力し、時刻ｋ＋２第１位データ配列Ｄｋ＋２＿１、時刻ｋ＋２第２位データ配列Ｄｋ＋２＿２、…、時刻ｋ＋２第Ｎｓ位データ配列Ｄｋ＋２＿Ｎｓを出力する。

【0187】

以降についても同様に演算し、最後、時刻ｋ＋Ｎｃ前回第１位パターン１データ配列Ｄ’ｋ＋Ｎｃ＿１１～時刻ｋ＋Ｎｃ前回第Ｎｓ位パターン９データ配列Ｄ’ｋ＋Ｎｃ＿Ｎｓ９を９Ｎｓ入力Ｎｓ出力のソート選定部３０Ｎｃに入力し、時刻ｋ＋Ｎｃ第１位データ配列Ｄｋ＋Ｎｃ＿１のみをＭＰＣ評価演算部１０の出力とする。

【0188】

ＭＰＣ評価演算部１０では、１周期の出力電圧のパターンごとの電流変化を予測・評価し、評価結果の良い結果を選択する。１周期の予測評価を行うたびにソートと選定を行い、評価結果の良いＮｓ個のデータを出力する。Ｎｓは評価結果選定数である。

【0189】

そして、そのＮｓ個の出力ごとにまた次の１周期の予測・評価を行う。この１周期分の出力電圧のパターンごとの電流変化の予測・評価とその評価結果のソート・選定を繰り返して予測演算考慮周期Ｎｃ周期先まで予測・評価を行い、最も評価結果の優れた第１Ｈブリッジ回路、第２Ｈブリッジ回路の出力電圧に関するデータを時刻ｋ＋Ｎｃ第１位データ配列Ｄｋ＋Ｎｃ＿１として得る。

【0190】

時刻ｋデータ配列Ｄｋについて、本実施形態１ではＭＰＣ評価演算の表記を簡略化するために予測・評価・ソートに必要な情報を時刻ｋデータ配列Ｄｋとしてまとめている。時刻ｋデータ配列Ｄｋは式（２０）で定義される。

【0191】

【数20】

【0192】

ソート選定部３０の必要性について述べる。ＭＰＣにおいては、予測演算考慮周期Ｎｃ先までの出力電圧に関するすべての組み合わせを予測評価して最も良い結果を確認するのが理想的である。しかし、後述のように出力電圧は１周期につき９パターンが存在するため９^Ｎｃで組み合わせの個数が増加してしまい、演算実装上の負荷が許容できないものとなってしまう。

【0193】

そこで１周期演算するごとに評価関数値に応じてデータ配列をソートし、評価関数のある程度良いＮｓ個だけを選定して次の周期の評価を行っている。これにより、組み合わせ数を｛１＋（Ｎｃ－１）Ｎｓ｝９個に減少できる。

【0194】

図１５に１周期分予測評価部２９を示す。これは、図１４の１周期分予測評価部２９１、２９２１～２９２Ｎｓ、２９３１～２９３Ｎｓの内部を示したものである。入出力名について、ここでは一般化のために時刻について一般（任意）の時刻ｊを基準としており、データ配列のソート順位を示す記号もａとおいている。なお、時刻ｋから時刻ｋ＋１を演算する場合はソート順位ａに相当する部分を持たないが、これについてはソート順位ａを適宜省略して考えることとする。

【0195】

時刻ｊ第ａ位データ配列Ｄｊ＿ａは内部にもつ時刻ｊの第１回路電圧配列ＶＡ＿ｊ、時刻ｊの第２回路電圧配列ＶＢ＿ｊ、第１回路指令電流ｉＡ＿ｒｅｆ、第２回路指令電流ｉＢ＿ｒｅｆ、時刻ｊの第１回路出力電流ｉＡ＿ｊ、時刻ｊの第２回路出力電流ｉＢ＿ｊ、時刻ｊの評価関数値Ｊ＿ｊに分けて扱われる。これらは各パターン評価部３１ａ１～３１ａ９に入力される。

【0196】

各パターン評価部３１ａ１～３１ａ９は上述した入力のほかに時刻ｊ＋１の出力電圧に関する信号を入力する。図中最も上部に位置する各パターン評価部３１ａ１には、時刻ｊ＋１パターン１第１回路出力電圧（ステート）ｖＡ＿ｊ＋１＿１、時刻ｊ＋１パターン１第２回路出力電圧（ステート）ｖＢ＿ｊ＋１＿１が入力される。

【0197】

ここで、パターンの定義に則り、時刻ｊ＋１パターン１第１回路出力電圧（ステート）ｖＡ＿ｊ＋１＿１には１、時刻ｊ＋１パターン１第２回路出力電圧（ステート）ｖＢ＿ｊ＋１＿１には１が代入される。この各パターン評価部３１ａ１の出力は時刻ｊ＋１前回第ａ位パターン１データ配列Ｄ’ｊ＋１＿ａ１となる。

【0198】

図中上から２番目に位置する各パターン評価部３１ａ２には、時刻ｊ＋１パターン２第１回路出力電圧（ステート）ｖＡ＿ｊ＋１＿２、時刻ｊ＋１パターン２第２回路出力電圧（ステート）ｖＢ＿ｊ＋１＿２が入力される。ここで、パターンの定義に則り、時刻ｊ＋１パターン２第１回路出力電圧（ステート）ｖＡ＿ｊ＋１＿２には１、時刻ｊ＋１パターン２第２回路出力電圧（ステート）ｖＢ＿ｊ＋１＿２には２が代入される。この各パターン評価部３１ａ２の出力は時刻ｊ＋１前回第ａ位パターン２データ配列Ｄ’ｊ＋１＿ａ２となる。

【0199】

以下同様に構成し、図中最も下部に位置する各パターン評価部３１ａ９には、時刻ｊ＋１パターン９第１回路出力電圧（ステート）ｖＡ＿ｊ＋１＿９、時刻ｊ＋１パターン９第２回路出力電圧（ステート）ｖＢ＿ｊ＋１＿９が入力される。ここで、パターンの定義に則り、時刻ｊ＋１パターン９第１回路出力電圧（ステート）ｖＡ＿ｊ＋１＿９には３、時刻ｊ＋１パターン９第２回路出力電圧（ステート）ｖＢ＿ｊ＋１＿９には３が代入される。この各パターン評価部３１ａ９の出力は時刻ｊ＋１前回第ａ位パターン９データ配列Ｄ’ｊ＋１＿ａ９となる。

【0200】

時刻ｊ＋１前回第ａ位パターン１データ配列Ｄ’ｊ＋１＿ａ１～時刻ｊ＋１前回第ａ位パターン９データ配列Ｄ’ｊ＋１＿ａ９が１周期分予測評価部２９の出力となる。

【0201】

ここでは、入力された時刻ｊ第ａ位データ配列Ｄｊ＿ａから時刻ｊ＋１の各パターンのデータ配列Ｄ’ｊ＋１＿ａ１，Ｄ’ｊ＋１＿ａ２～Ｄ’ｊ＋１＿ａ９を算出する。各パターン評価部３１ａ１～３１ａ９には入力された時刻ｊ第ａ位データ配列Ｄｊ＿ａから得られる信号のほかに、時刻ｊ＋１の電圧として時刻ｊ＋１パターン１第１回路電圧ｖＡ＿ｊ＋１＿１，時刻ｊ＋１パターン１第２回路電圧ｖＢ＿ｊ＋１＿１などの出力電圧ステートを入力する。

【0202】

時刻ｊ＋１の電圧の値は９つの各パターン評価部３１ａ１～３１ａ９それぞれで異なっており、これにより、１周期先に関してあり得る９つのパターンの出力電圧およびそのときの電流を評価することができる。表３に電圧パターンと出力電圧ステートの定義を示す。

【0203】

【表3】

【0204】

表３に示すように、第１回路出力電圧ｖＡ，第２回路出力電圧ｖＢにそれぞれ３つのステートが存在するためパターンは９種類存在する。この表３では第１回路出力電圧ｖＡ，第２回路出力電圧ｖＢの組み合わせごとのパターン番号を定義している。１周期分予測評価部２９の９つの各パターン評価部３１ａ１～３１ａ９における時刻ｊ＋１パターンｘ第１回路出力電圧（ステート）ｖＡ＿ｊ＋１＿ｘ，時刻ｊ＋１パターンｘ第２回路出力電圧（ステート）ｖＢ＿ｊ＋１＿ｘはこの表３に基づいて入力値が定められるものとする。

【0205】

図１６に各パターン評価部３１を示す。これは、図１５の各パターン評価部３１ａ１～３１ａ９の内部を示したものである。入出力名について、ここでは一般化のために時刻について一般（任意）の時刻ｊを基準としている。また、出力のデータ配列についてソート順位を示す記号（図１５で言うとａに相当する記号）は省略している。

【0206】

電流推定演算部３２ａには時刻ｊの第１回路出力電流ｉＡ＿ｊ、時刻ｊの第１回路出力電圧（ステート）ｖＡ＿ｊ、時刻ｊ＋１の第１回路出力電圧（ステート）ｖＡ＿ｊ＋１が入力され、時刻ｊ＋１の第１回路出力電流ｉＡ＿ｊ＋１が出力される。

【0207】

電流推定演算部３２ｂには時刻ｊの第２回路出力電流ｉＢ＿ｊ、時刻ｊの第２回路出力電圧（ステート）ｖＢ＿ｊ、時刻ｊ＋１の第２回路出力電圧（ステート）ｖＢ＿ｊ＋１が入力され、時刻ｊ＋１の第２回路出力電流ｉＢ＿ｊ＋１が出力される。

【0208】

このとき、時刻ｊの第１回路出力電圧（ステート）ｖＡ＿ｊ，時刻ｊの第２回路出力電圧（ステート）ｖＢ＿ｊについては、ｊ番目選択部３３ａ、３３ｂで時刻ｊの第１回路電圧配列ＶＡ＿ｊ、時刻ｊの第２回路電圧配列ＶＢ＿ｊからｊ番目の情報を取り出すことによって得たものである。

【0209】

また、これらの電流推定演算部３２ａ、３２ｂは前述の図１１に示した電流推定演算部１９の構成と同一である。

【0210】

評価演算部３４ａ１には第１回路指令電流ｉＡ＿ｒｅｆ、および、時刻ｊ＋１の第１回路出力電流ｉＡ＿ｊ＋１が入力され、時刻ｊ＋１の第１回路電流評価値ＪｉＡ＿ｊ＋１を出力する。また、評価演算部３４ａ２には時刻ｊの第１回路出力電圧（ステート）ｖＡ＿ｊと時刻ｊ＋１の第１回路出力電圧（ステート）ｖＡ＿ｊ＋１が入力され、時刻ｊ＋１の第１回路電圧評価値ＪｖＡ＿ｊ＋１を出力する。

【0211】

評価演算部３４ｂ１には第２回路指令電流ｉＢ＿ｒｅｆと時刻ｊ＋１の第２回路出力電流ｉＢ＿ｊ＋１が入力され、時刻ｊ＋１の第２回路電流評価値ＪｉＢ＿ｊ＋１を出力する。また、評価演算部３４ｂ２には時刻ｊの第２回路出力電圧（ステート）ｖＢ＿ｊと時刻ｊ＋１の第２回路出力電圧（ステート）ｖＢ＿ｊ＋１が入力され、時刻ｊ＋１の第２回路電圧評価値ＪｖＢ＿ｊ＋１を出力する。

【0212】

減算器３５ａは、第１回路指令電流ｉＡ＿ｒｅｆから第２回路指令電流ｉＢ＿ｒｅｆを減算して指令電流差分ｉＡ－Ｂ＿ｒｅｆを出力する。減算器３５ｂは、時刻ｊ＋１の第１回路出力電流ｉＡ＿ｊ＋１から時刻ｊ＋１の第２回路出力電流ｉＢ＿ｊ＋１を減算して時刻ｊ＋１の出力電流差分ｉＡ－Ｂ＿ｊ＋１を出力する。

【0213】

そして、評価演算部３４ｆには、指令電流差分ｉＡ－Ｂ＿ｒｅｆと、時刻ｊ＋１の出力電流差分ｉＡ－Ｂ＿ｊ＋１が入力され、時刻ｊ＋１の電流差分評価値ＪｉＦ＿ｊ＋１が出力される。

【0214】

加算器３６で、時刻ｊ＋１の第１回路電流評価値ＪｉＡ＿ｊ＋１，時刻ｊ＋１の第１回路電圧評価値ＪｖＡ＿ｊ＋１，時刻ｊ＋１の第２回路電流評価値ＪｉＢ＿ｊ＋１，時刻ｊ＋１の第２回路電圧評価値ＪｖＢ＿ｊ＋１，時刻ｊ＋１の電流差分評価値ＪｉＦ＿ｊ＋１および時刻ｊの評価関数値Ｊ＿ｊが加算され、時刻ｊ＋１の評価関数値Ｊ＿ｊ＋１となる。

【0215】

電圧パターン記録部３７ａは、時刻ｊの第１回路電圧配列ＶＡ＿ｊと時刻ｊ＋１の第１回路出力電圧ｖＡ＿ｊ＋１を入力し、時刻ｊ＋１の第１回路電圧配列ＶＡ＿ｊ＋１を出力する。電圧パターン記録部３７ｂも同様で、時刻ｊの第２回路電圧配列ＶＢ＿ｊと時刻ｊ＋１の第２回路出力電圧ｖＢ＿ｊ＋１を入力し、時刻ｊ＋１の第２回路電圧配列ＶＢ＿ｊ＋１を出力する。

【0216】

時刻ｊ＋１の第１回路電圧配列ＶＡ＿ｊ＋１，時刻ｊ＋１の第２回路電圧配列ＶＢ＿ｊ＋１，第１回路指令電流ｉＡ＿ｒｅｆ，第２回路指令電流ｉＢ＿ｒｅｆ，時刻ｊ＋１の第１回路出力電流ｉＡ＿ｊ＋１，時刻ｊ＋１の第２回路出力電流ｉＢ＿ｊ＋１，時刻ｊ＋１の評価関数値Ｊ＿ｊ＋１の信号はまとめられ、時刻ｊ＋１のデータ配列Ｄ’ｊ＋１として各パターン評価部３１の出力となる。

【0217】

ここでは、１周期先の電流を推定して、電流および電圧の評価関数値を計算する。また、評価関数を１周期先の電圧値と推定した電流値とともに時刻ｊ＋１のデータ配列Ｄ’ｊ＋１としてまとめて出力する。

【0218】

各パターン評価部３１の電流推定演算部３２ａは、前述の電流変化推定部９に存在する電流推定演算部１９と同一の構成である。したがって、時刻ｊの第１回路出力電流ｉＡ＿ｊと時刻ｊ＋１の第１回路出力電圧ｖＡ＿ｊ＋１から時刻ｊ＋１の第１回路出力電流ｉＡ＿ｊ＋１を推定している。このとき、デッドタイム期間中の出力電圧を推定するために時刻ｊの第１回路電圧配列ＶＡ＿ｊから時刻ｊの第１回路出力電圧ｖＡ＿ｊを取り出して電流推定演算部３２ａに入力している。電流推定演算部３２ｂについても同様である。

【0219】

時刻ｊ＋１の第１回路出力電圧ｖＡ＿ｊ＋１と時刻ｊ＋１の第２回路出力電圧ｖＢ＿ｊ＋１についてはそれぞれ時刻ｊの第１回路電圧配列ＶＡ＿ｊと時刻ｊの第２回路電圧配列ＶＢ＿ｊとともに電圧パターン記録部３７ａ、３７ｂに入力され時刻ｊの第１回路電圧配列ＶＡ＿ｊ，時刻ｊの第２回路電圧配列ＶＢ＿ｊのｊ＋１番目に時刻ｊ＋１の第１回路出力電圧ｖＡ＿ｊ＋１，時刻ｊ＋１の第２回路出力電圧ｖＢ＿ｊ＋１が代入されて時刻ｊ＋１の第１回路電圧配列ＶＡ＿ｊ＋１，時刻ｊ＋１の第２回路電圧配列ＶＢ＿ｊ＋１が出力される。

【0220】

評価演算部において、評価演算部３４ａ１には第１回路指令電流ｉＡ＿ｒｅｆと時刻ｊ＋１の第１回路出力電流ｉＡ＿ｊ＋１が入力され、電流値に関する評価が行われ、時刻ｊ＋１の第１回路電流評価値ＪｉＡ＿ｊ＋１が出力される。

【0221】

評価演算部３４ａ２には時刻ｊの第１回路出力電圧ｖＡ＿ｊと時刻ｊ＋１の第１回路出力電圧ｖＡ＿ｊ＋１が入力され、出力電圧に関する評価が行われ、時刻ｊ＋１の第１回路電圧評価値ＪｖＡ＿ｊ＋１が出力される。

【0222】

第２Ｈブリッジ回路３Ｂについても評価演算部３４ｂ１と評価演算部３４ｂ２については同様の演算が行われ、時刻ｊ＋１の第２回路電流評価値ＪｉＢ＿ｊ＋１，時刻ｊ＋１の第２回路電圧評価値ＪｖＢ＿ｊ＋１が得られる。

【0223】

評価演算部３４ｆについては、指令電流差分ｉＡ－Ｂ＿ｒｅｆおよび推定した時刻ｊ＋１の出力電流差分ｉＡ－Ｂ＿ｊ＋１が入力される。ここでは、磁気浮上系のＭＰＣ特有の評価として電流差分の評価を行い、時刻ｊ＋１の電流差分評価値ＪｉＦ＿ｊ＋１が得られる。

【0224】

これら時刻ｊ＋１の第１回路電流評価値ＪｉＡ＿ｊ＋１，時刻ｊ＋１の第１回路電圧評価値ＪｖＡ＿ｊ＋１，時刻ｊ＋１の第２回路電流評価値ＪｉＢ＿ｊ＋１，時刻ｊ＋１の第２回路電圧評価値ＪｖＢ＿ｊ＋１，時刻ｊ＋１の電流差分評価値ＪｉＦ＿ｊ＋１と時刻ｊの評価関数値Ｊ＿ｊを加算することで、時刻ｊ＋１の評価関数値Ｊ＿ｊ＋１が得られる。

【0225】

これはすなわち、時刻ｊ＋１までの電流、電圧に関する評価結果の累計値を得たことになる。ただし、ここで多数の結果を加算するが、オーバーフローなどで最大値付近の評価値が急に最小値に減少するといったことがないように処理されるものとする。

【0226】

図１７に本実施形態１の評価演算部３４１、３４２、３４ｆを示す。これは、図１６の評価演算部３４ａ１、３４ｂ１、評価演算部３４ａ２、３４ｂ２、評価演算部３４ｆの内部を示したものである。入出力名について、ここでは一般化のために時刻について一般（任意）の時刻ｊを基準としている。また、評価演算部３４１と評価演算部３４２については第１回路，第２回路の区別をなくした形で記載した。

【0227】

評価演算部３４１では、減算器３８で、時刻ｊの出力電流ｉ＿ｊから時刻ｊの指令電流ｉ＿ｒｅｆを減算する。２入力乗算器３９は、減算器３８の出力の２乗を出力する。乗算器４０は、２入力乗算器３９の出力に電流評価ゲインＧ＿Ｊｉを乗算する。

【0228】

絶対値演算部４１は、減算器３８の出力の絶対値を出力する。比較器ＧＲＴ２は絶対値演算部４１の出力と電流偏差許容値ｉ＿ａｂｓ＿ｒｅｆを入力し、絶対値演算部４１の出力が電流偏差許容値ｉ＿ａｂｓ＿ｒｅｆよりも大きければ１を出力し、それ以外の場合は０を出力する。

【0229】

セレクタＳＷ７は、定数０と偏差罰則ゲインＧ＿Ｊｉａｂｓを入力する。また、セレクタＳＷ７は、比較器ＧＲＴ２の出力を選択信号ｉｎ７として入力し、選択信号ｉｎ７＝０であれば定数０を出力し、選択信号ｉｎ７＝１であれば偏差罰則ゲインＧ＿Ｊｉａｂｓを出力する。

【0230】

加算器４２は、乗算器４０の出力とセレクタＳＷ７の出力を加算し、時刻ｊの電流評価値Ｊｉ＿ｊを出力する。以上が、評価演算部３４１である。

【0231】

評価演算部３４２では、減算器４３で、時刻ｊの出力電圧（ステート）ｖ＿ｊから時刻ｊ＋１の出力電圧（ステート）ｖ＿ｊ＋１を減算する。絶対値演算部４４は、減算器４３の出力の絶対値を出力する。

【0232】

比較器ＧＲＴ３は、絶対値演算部４４の出力と定数１を入力し、絶対値演算部４４の出力が定数１よりも大きければ１を出力し、それ以外の場合は定数０を出力する。比較器ＧＲＴ４は、絶対値演算部４４の出力と定数０を入力し、絶対値演算部４４の出力が定数０よりも大きければ１を出力し、それ以外の場合は定数０を出力する。加算器４５は、比較器ＧＲＴ３の出力と比較器ＧＲＴ４の出力を加算する。

【0233】

セレクタＳＷ８は、定数０、電圧評価ゲインＧ＿Ｊｖ、禁止遷移罰則ゲインＧ＿ＪＮＧを入力する。また、セレクタＳＷ８は加算器４５の出力を選択信号ｉｎ８として入力し、選択信号ｉｎ８＝０の場合は定数０を出力し、選択信号ｉｎ８＝１の場合は電圧評価ゲインＧ＿Ｊｖを出力し、選択信号ｉｎ８＝２の場合は禁止遷移罰則ゲインＧ＿ＪＮＧを出力する。この出力が時刻ｊの電圧評価値Ｊｖ＿ｊである。以上が、評価演算部３４２である。

【0234】

評価演算部３４ｆでは、減算器４６で、時刻ｊの出力電流差分ｉＡ－Ｂ＿ｊから時刻ｊの指令電流差分ｉＡ－Ｂ＿ｒｅｆを減算する。２入力乗算器４７は、減算器４６の出力の２乗を出力する。乗算器４８は、２入力乗算器４７の出力に電流差分評価ゲインＧ＿ＪｉＦを乗算する。

【0235】

絶対値演算部４９は、減算器４６の出力の絶対値を出力する。比較器ＧＲＴ５は絶対値演算部４９の出力と電流差分偏差許容値ｉＦ＿ａｂｓ＿ｒｅｆを入力し、絶対値演算部４９の出力が電流差分偏差許容値ｉＦ＿ａｂｓ＿ｒｅｆよりも大きい場合は１を出力し、それ以外の場合は０を出力する。

【0236】

セレクタＳＷ９は、定数０と差分偏差罰則ゲインＧ＿ＪｉＦａｂｓを入力する。また、セレクタＳＷ９は、比較器ＧＲＴ５の出力を選択信号ｉｎ９として入力し、選択信号ｉｎ９＝０の場合は定数０を出力し、選択信号ｉｎ９＝１の場合は差分偏差罰則ゲインＧ＿ＪｉＦａｂｓを出力する。

【0237】

加算器５０は、乗算器４８の出力とセレクタＳＷ９の出力を加算し、時刻ｊの電流差分評価値ＪｉＦ＿ｊを出力する。

【0238】

ここでは、電流値および電圧値の評価計算を示している。評価関数は評価結果値が大きいほど、悪い評価結果であるものとして定義する。

【0239】

評価演算部３４１について、電流の評価は式（２１），式（２２）の計算によって行う。ただし、ＳＷ７ｏｕｔはセレクタＳＷ７の出力値である。

【0240】

【数21】

【0241】

【数22】

【0242】

式（２１）の電流評価ゲインＧ＿Ｊｉの項は出力電流値が指令から離れるほど２乗で増大する。これにより、推定電流値が指令に近い結果ほど評価関数値が小さくなり、電流が指令に近づいていく出力電圧が優先的に出力されるようになる。

【0243】

また、偏差罰則ゲインＧ＿Ｊｉａｂｓの項は出力電流値と指令の差が電流偏差許容値ｉ＿ａｂｓ＿ｒｅｆを超えた場合に偏差罰則ゲインＧ＿Ｊｉａｂｓとなり、超えない場合はゼロである。この項により、全体として電流の指令への一致度が高いものの、瞬時的に指令値から乖離してしまうような出力電流を禁止する。

【0244】

評価演算部３４２について、出力電圧の評価は式（２３）の計算によって行う。

【0245】

【数23】

【0246】

式（２３）では、出力電圧のステートが変化しない場合にゼロを、ステートが１変化した場合、つまり、正常に遷移した場合に電圧評価ゲインＧ＿Ｊｖを、ステートが２変化した場合、つまり、異常な遷移となった場合に禁止遷移罰則ゲインＧ＿ＪＮＧを出力する。

【0247】

電圧評価ゲインＧ＿Ｊｖにより、出力電圧の変更、すなわちスイッチング素子がスイッチングするほどに悪い評価になるようにして半導体損失の増大を防止する。禁止遷移罰則ゲインＧ＿ＪＮＧはステートの禁止遷移を防止するためのゲインである。禁止遷移時には評価関数値が最悪の評価結果となるように、後段でオーバーフローに対策した上で、禁止遷移罰則ゲインＧ＿ＪＮＧには正の最大値を代入すればよい。

【0248】

ステートの遷移有無と異常遷移は比較器ＧＲＴ３と比較器ＧＲＴ４で観測している。遷移があれば比較器ＧＲＴ４が１に、さらに遷移が２以上の異常な遷移であれば比較器ＧＲＴ３も１になるので、２つの出力の加算値を選択信号ｉｎ８に入力することで式（２３）の動作を実現できる。ただし、前述のように比較器ＧＲＴの出力は整数型として加算可能であるとする。

【0249】

従来のＭＰＣでは、以上の評価演算部３４１，評価演算部３４２の評価内容および、必要な場合はモータ駆動用であればモータ速度の指令一致度、チョッパの場合はコンデンサ電圧などを考慮すればよかった。また、評価演算部３４１と評価演算部３４２の内容は第１Ｈブリッジ回路３Ａと第２Ｈブリッジ回路３Ｂで完全に独立した評価であり、第１Ｈブリッジ回路３Ａと第２Ｈブリッジ回路３Ｂで別々の制御としても問題は生じなかった。

【0250】

しかし、磁気浮上系においては２台の回路（コンバータ）の電流差分が浮上体１にはたらく吸引力となるため、電流差分の評価が重要になる。評価演算部３４ｆでは磁気浮上系に適した電流差分の評価を示す。

【0251】

評価演算部３４ｆについて、電流差分の評価は式（２４），式（２５）の計算によって行う。ただし、ＳＷ９ｏｕｔはセレクタＳＷ９の出力値である。ここで、ｉＦ＿ｊはｉＡ－Ｂ＿ｊと同じものであり、ｉＦ＿ｒｅｆはｉＡ－Ｂ＿ｒｅｆと同じものとする。

【0252】

【数24】

【0253】

【数25】

【0254】

式（２４）の電流差分評価ゲインＧ＿ＪｉＦの項は出力電流差分が指令電流差分から離れるほど２乗で増大する。これにより、出力電流差分が指令電流差分に近い結果ほど評価関数値が小さくなり、出力電流差分が指令電流差分に近づいていく出力電圧が優先的に出力されるようになる。

【0255】

また、差分偏差罰則ゲインＧ＿ＪｉＦａｂｓの項は出力電流差分と指令電流差分の差が電流差分偏差許容値ｉＦ＿ａｂｓ＿ｒｅｆを超えた場合に差分偏差罰則ゲインＧ＿ＪｉＦａｂｓとなり、超えない場合はゼロである。この項により、全体として出力電流差分の指令電流差分への一致度が高いものの、瞬時的に指令電流差分から乖離してしまうような出力電流を禁止する。

【0256】

このように、第１回路と第２回路個々の出力電流だけでなく、出力電流差分についても指令電流差分への一致度を評価関数に加えることで、吸引力の脈動を低減することができる。

【0257】

なお、以上説明した図１６，図１７による評価方法は、Ｈブリッジ回路を用いない磁気浮上系にも適用できるものである。

【0258】

図１８に本実施形態１のソート選定部３０を示す。これは、図１４のソート選定部３０１、３０２、３０３、…、３０Ｎｃの内部を示したものである。入力数について一般化するために入力信号数Ｎｉｎを用いている。

【0259】

評価値比較部Ｃ１１には、Ｎｉｎ－１番目の時刻ｊの（ソート前）データ配列Ｄ’ｊ＿Ｎｉｎ－１と、Ｎｉｎ番目の時刻ｊの（ソート前）データ配列Ｄ’ｊ＿Ｎｉｎが入力される。

【0260】

評価値比較部Ｃ１１の第１出力は１つ上段の評価値比較部Ｃ１２に入力され、評価値比較部Ｃ１１の第２出力は評価値比較部Ｃ２１に入力される。また、評価値比較部Ｃ１２には、Ｎｉｎ－２番目の時刻ｊの（ソート前）データ配列Ｄ’ｊ＿Ｎｉｎ－２が入力される。

【0261】

この構成を評価値比較部Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ１３，…と多段に連ねていき、最後、評価値比較部Ｃ１Ｎｉｎ－１の第１出力が時刻ｊ第１位データ配列Ｄｊ＿１となる。

【0262】

同様に２番目の出力に関しても、評価値比較部Ｃ２１，Ｃ２２，Ｃ２３，…と多段化していき、評価値比較部Ｃ２Ｎｉｎ－２の第１出力が時刻ｊ第２位データ配列Ｄｊ＿２となる。

【0263】

このような構成で出力信号を決定するが、評価値比較部ＣＮｓＮｉｎ－Ｎｓの第１出力である時刻ｊ第Ｎｓ位データ配列Ｄｊ＿Ｎｓを得ると、すべての出力信号が揃う。以降については評価値比較部を設けない。つまり、評価値比較部ＣＮｓ＋１１，ＣＮｓ＋１２，…，ＣＮｉｎ１は存在しない。また、次の評価値比較部がないことから評価値比較部ＣＮｓ１，ＣＮｓ２，…，ＣＮｓＮｉｎ－Ｎｓの第２出力は不使用となる。

【0264】

ソートでは、繰り返し演算を必要とせずＦＰＧＡ（ＦｉｅｌｄＰｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅＧａｔｅＡｒｒａｙ）実装に適したソーティングネットワークの考え方を用いている。本実施形態１では全入力信号を一度にソーティングネットワークでソート・選定する。

【0265】

図１９に５入力ソーティングネットワークの動作例を示す。ソーティングネットワークでは、評価値比較部Ｃ１１～Ｃ１４，Ｃ２１～Ｃ２３，Ｃ３１～Ｃ３２，Ｃ４１による信号の入れ替えを繰り返してソートを行う。評価値比較部Ｃ１１～Ｃ１４，Ｃ２１～Ｃ２３，Ｃ３１～Ｃ３２，Ｃ４１では入力された２信号について大小比較を行い、比較結果にもとづいて信号の第１出力および第２出力への対応づけを変える。ここでは、評価値比較部Ｃ１１～Ｃ１４，Ｃ２１～Ｃ２３，Ｃ３１～Ｃ３２，Ｃ４１に入力されたうち小さい方を第１出力（図中上側の出力）、大きい方を第２出力（図中下側の出力）としている。

【0266】

例えば、４番目の入力である１は５入力の中で１番小さい値であるため、評価値比較部に入力されるたびに第１出力として出力され、最終的に最上段の信号となっている。そのほかの信号も同様に比較された結果、入力時にはバラバラの大小関係で並んでいた５信号が出力側では上から小さい順にソートされていることがわかる。

【0267】

図１８でも同様に評価値比較部Ｃ１１，Ｃ１２などにてデータ配列の情報から評価関数値を比較して信号を入れ替えることを繰り返し、信号をソートしている。

【0268】

ソート結果については、図中上からＮｓ個の信号のみを出力し、それ以外は未使用とする。これにより、評価関数値が上位Ｎｓ個の結果のみを選定して後段に渡すことができる。この際、Ｎｓ＋１個目以降の不使用信号はソートされている必要がないためＣＮｓ＋１１以降は設けていない。

【0269】

図２０に評価値比較部Ｃを示す。これは、図１８の評価値比較部Ｃ１１～ＣＮＳＮｉｎ－Ｎｓの内部を示したものである。ここでは一般化のために時刻について一般（任意）の時刻ｊを基準としている。また、出力のデータ配列についてソート順位を示す記号（図１５で言うとａに相当する記号）は省略している。

【0270】

Ｊ＿ｊ取り出し部５１は、第１入力の時刻ｊデータ配列Ｄ’ｊ＿ｉｎ１の内部の情報から第１入力の時刻ｊ評価関数値Ｊ＿ｊ＿ｉｎ１を取り出す。Ｊ＿ｊ取り出し部５２は、第２入力の時刻ｊデータ配列Ｄ’ｊ＿ｉｎ２の内部の情報から第２入力の時刻ｊ評価関数値Ｊ＿ｊ＿ｉｎ２を取り出す。比較器ＧＲＴ６は、第１入力の時刻ｊ評価関数値Ｊ＿ｊ＿ｉｎ１と第２入力の時刻ｊ評価関数値Ｊ＿ｊ＿ｉｎ２を入力し、第１入力の時刻ｊ評価関数値Ｊ＿ｊ＿ｉｎ１が第２入力の時刻ｊ評価関数値Ｊ＿ｊ＿ｉｎ２よりも大きい場合は１を出力し、それ以外の場合は０を出力する。

【0271】

セレクタＳＷ１０は、第１入力の時刻ｊデータ配列Ｄ’ｊ＿ｉｎ１と第２入力の時刻ｊデータ配列Ｄ’ｊ＿ｉｎ２を入力する。また、セレクタＳＷ１０は、比較器ＧＲＴ６の出力信号を選択信号ｉｎ１０として入力し、選択信号ｉｎ１０＝０の場合は第１入力の時刻ｊデータ配列Ｄ’ｊ＿ｉｎ１を出力し、選択信号ｉｎ１０＝１の場合は第２入力の時刻ｊデータ配列Ｄ’ｊ＿ｉｎ２を出力する。

【0272】

セレクタＳＷ１１は、第２入力の時刻ｊデータ配列Ｄ’ｊ＿ｉｎ２と第１入力の時刻ｊデータ配列Ｄ’ｊ＿ｉｎ１を入力する。また、セレクタＳＷ１１は、比較器ＧＲＴ６の出力信号を選択信号ｉｎ１１として入力し、選択信号ｉｎ１１＝０の場合は第２入力の時刻ｊデータ配列Ｄ’ｊ＿ｉｎ２を出力し、選択信号ｉｎ１１＝１の場合は第１入力の時刻ｊデータ配列Ｄ’ｊ＿ｉｎ１を出力する。

【0273】

セレクタＳＷ１０の出力は第１出力の時刻ｊデータ配列Ｄ’ｊ＿ｏｕｔ１となり、セレクタＳＷ１１の出力は第２出力の時刻ｊデータ配列Ｄ’ｊ＿ｏｕｔ２となる。

【0274】

評価値比較部Ｃでは、入力データ配列から評価関数値Ｊ＿ｊに関する情報を取り出し、その大小関係に応じて出力信号を入れ替える処理を行う。

【0275】

大小関係の評価は比較器ＧＲＴ６で行い、この比較結果にもとづいてセレクタＳＷ１０，セレクタＳＷ１１の出力信号を決定する。評価関数値は小さいほど良い結果であると定義しているため、評価関数値Ｊ＿ｊが小さいデータ配列が第１出力になるような構成としている。

【0276】

セレクタＳＷ１０は第１出力の時刻ｊデータ配列Ｄ’ｊ＿ｏｕｔ１、セレクタＳＷ１１は第２出力の時刻ｊデータ配列Ｄ’ｊ＿ｏｕｔ２と対応しており、入出力の関係は式（２６）、式（２７）で表される。

【0277】

【数26】

【0278】

【数27】

【0279】

以上が評価値比較部Ｃの動作である。

【0280】

以上のように、図１～図２０に基づいて制御を行うことで、Ｈブリッジ回路の制御に適し、かつ磁気浮上系の吸引力を制御するのに適したＭＰＣを行うことができる。

【0281】

［実施形態２］
図２１に本実施形態２のソート選定部３０を示す。これは、図１４のソート選定部３０１、３０２、３０３、…、３０Ｎｃの内部を示したものである。ここでは一般化のために時刻について一般（任意）の時刻ｊを基準としている。

【0282】

ここでの９入力３出力のソート選定部３０は図１８においてＮｉｎ＝９，Ｎｓ＝３とした構成である。

【0283】

時刻ｊ前回第１位パターン１データ配列Ｄ’ｊ＿１１～時刻ｊ前回第１位パターン９データ配列Ｄ’ｊ＿１９の９信号は９入力３出力のソート選定部５３ａに入力される。時刻ｊ前回第２位パターン１データ配列Ｄ’ｊ＿２１～時刻ｊ前回第２位パターン９データ配列Ｄ’ｊ＿２９の９信号は９入力３出力のソート選定部５３ｂに入力される。時刻ｊ前回第３位パターン１データ配列Ｄ’ｊ＿３１～時刻ｊ前回第３位パターン９データ配列Ｄ’ｊ＿３９の９信号は９入力３出力のソート選定部５３ｃに入力される。

【0284】

３つの９入力３出力のソート選定部５３ａ～５３ｃの計９個の出力信号は９入力３出力のソート選定部５３ｄに入力され、時刻ｊ第１位データ配列Ｄｊ＿１～時刻ｊ第３位データ配列Ｄｊ＿３を出力する。

【0285】

実施形態１では、ソート選定部３０において全入力信号を一度にソーティングネットワークでソートした。しかし、必ずしも一度のソーティングネットワークでソートせずともよく、多段化してもよい。

【0286】

多入力多出力のソーティングネットワークは、モジュール単位での評価値比較部の個数増加による実装の複雑化が起こるほか、入力にあり得る組み合わせが膨大となり、デバッグが負担になってしまう。そのため、なるべく小規模な単位でのソーティングネットワークを作成し、組み合わせることで実装上の負担を軽減することができる。

【0287】

多段化を行う際には各ソーティングネットワークの出力数を評価結果選定数Ｎｓ個以上にするように注意する。出力数が評価結果選定数Ｎｓ個未満のソーティングネットワークがあると、切り捨てられた出力に第１位～第Ｎｓ位信号が存在する可能性があり、正しくソートを行えなくなる。

【0288】

本実施形態２では、ソーティングネットワークを多段化し、入力信号を複数のグループに分けて複数のソーティングネットワークでソート・選定し、選定された信号を次段のソーティングネットワークでソート・選定する。

【0289】

図２１は本実施形態２のソート選定部３０である。これはＮｓ＝３とした場合の多段化ソート例である。この構成においては、２７入力３出力に対して９入力３出力のソート選定部５３ａ～５３ｄを４個組み合わせて２７入力３出力ソートを達成している。このように、多入力多出力ソーティングネットワークに対して、小規模なソーティングネットワークの多段化でソートを行ってもよい。

【0290】

以上示したように、本実施形態２では実施形態１と同様の作用効果を奏する。また、本実施形態２は実装上の負担を軽減することができる。

【0291】

［実施形態３］
図２２に本実施形態３の評価演算部を示す。本実施形態３では、図１６の評価演算部３４ａ１、３４ｂ１の代わりに評価演算部３４１’、評価演算部３４ｆの代わりに評価演算部３４ｆ’を適用する。評価演算部３４ａ２、３４ｂ２について実施形態１と同様であるため、図示および説明を省略する。

【0292】

入出力名について、ここでは一般化のために時刻について一般（任意）の時刻ｊを基準としている。また、第１回路，第２回路の区別をなくした形で記載した。

【0293】

評価演算部３４１’では、減算器５４で時刻ｊの出力電流ｉ＿ｊから時刻ｊの指令電流ｉ＿ｒｅｆを減算する。絶対値演算部５５は減算器５４の出力の絶対値を演算する。乗算器５６は絶対値演算部５５の出力に電流評価ゲインＧ＿Ｊｉを乗算する。

【0294】

比較器ＧＲＴ７は、絶対値演算部５５の出力と電流偏差許容値ｉ＿ａｂｓ＿ｒｅｆを入力し、絶対値演算部５５の出力が電流偏差許容値ｉ＿ａｂｓ＿ｒｅｆよりも大きければ１を出力し、それ以外の場合は０を出力する。

【0295】

セレクタＳＷ１２は定数０と偏差罰則ゲインＧ＿Ｊｉａｂｓを入力する。また、セレクタＳＷ１２には比較器ＧＲＴ７の出力が選択信号ｉｎ１２として入力され、選択信号ｉｎ１２＝０の場合は定数０を出力し、選択信号ｉｎ１２＝１の場合は偏差罰則ゲインＧ＿Ｊｉａｂｓを出力する。

【0296】

加算器５７は、乗算器５６の出力とセレクタＳＷ１２の出力を加算し、時刻ｊの電流評価値Ｊｉ＿ｊとして出力する。以上が、評価演算部３４１’である。

【0297】

評価演算部３４ｆ’では、減算器５８で、時刻ｊの出力電流差分ｉＡ－Ｂ＿ｊから時刻ｊの指令電流差分ｉＡ－Ｂ＿ｒｅｆを減算する。絶対値演算部５９は減算器５８の出力の絶対値を演算する。乗算器６０は、絶対値演算部５９の出力に電流差分評価ゲインＧ＿ＪｉＦを乗算する。

【0298】

比較器ＧＲＴ８は、絶対値演算部５９の出力と電流差分偏差許容値ｉＦ＿ａｂｓ＿ｒｅｆを入力し、絶対値演算部５９の出力が電流差分偏差許容値ｉＦ＿ａｂｓ＿ｒｅｆよりも大きければ１を出力し、それ以外の場合は０を出力する。

【0299】

セレクタＳＷ１３は、定数０と差分偏差罰則ゲインＧ＿ＪｉＦａｂｓが入力される。また、セレクタＳＷ１３は比較器ＧＲＴ８の出力を選択信号ｉｎ１３として入力し、選択信号ｉｎ１３＝０の場合は定数０を出力し、選択信号ｉｎ１３＝１の場合は差分偏差罰則ゲインＧ＿ＪｉＦａｂｓを出力する。

【0300】

加算器６１は、乗算器６０の出力にセレクタＳＷ１３の出力を加算して時刻ｊの電流差分評価値ＪｉＦ＿ｊとして出力する。以上が、評価演算部３４ｆ’である。

【0301】

実施形態１、実施形態２の評価演算部３４１、評価演算部３４ｆでは、電流差分の２乗を評価対象としていた。

【0302】

しかし、これについては電流差分の絶対値を評価してもよい。これにより、乗算器の使用数を減少することができ、実装上有利な構成とすることができる。

【0303】

図２２が本実施形態３の評価演算部である。評価演算部３４１’は評価演算部３４１の代わりに用いることができ、評価演算部３４ｆ’は評価演算部３４ｆの代わりに用いることができる。

【0304】

評価演算部３４１’では、指令電流と出力電流の差分について絶対値を取った後、電流評価ゲインＧ＿Ｊｉと乗算している。その他の部分については評価演算部３４１と同様であり、電流評価値Ｊｉ＿ｊは式（２８）、式（２９）で表される。ただし、ＳＷ１２ｏｕｔはセレクタＳＷ１２の出力値である。

【0305】

【数28】

【0306】

【数29】

【0307】

評価演算部３４ｆ’では、指令電流差分と出力電流差分の偏差について絶対値を取った後、電流差分評価ゲインＧ＿ＪｉＦと乗算している。その他の部分については評価演算部３４ｆと同様であり、電流差分評価値ＪｉＦ＿ｊは式（３０）、式（３１）で表される。ここで、ｉＦ＿ｊはｉＡ－Ｂ＿ｊと同じであり、ｉＦ＿ｒｅｆはｉＡ－Ｂ＿ｒｅｆと同じものとする。

【0308】

【数30】

【0309】

【数31】

【0310】

以上示したように、本実施形態３によれば実施形態１、２と同様の作用効果を奏することができる。また、本実施形態３は乗算器の使用数を減少できるため、実装上優位となる。

【0311】

［効果］
図２３に実施形態１のシミュレーション結果を示す。図２３の左側が比較例であり、右側が実施形態１の結果である。ＭＰＣでフィードバック制御を行い、第１電磁石巻線電流ｉＡ＿ｏｕｔ，第２電磁石巻線電流ｉＢ＿ｏｕｔ、電流差分ｉＡ＿ｏｕｔ－ｉＢ＿ｏｕｔ，指令電流差分ｉＡｒｅｆ－ｉＢｒｅｆ，第１Ｈブリッジ回路３Ａおよび第２Ｈブリッジ回路３Ｂのスイッチング周波数ｆｓｗＡ，ｆｓｗＢの波形を記録した。スイッチング周波数ｆｓｗＡ、ｆｓｗＢについては直近１０ｍｓ期間のスイッチング回数に関する移動平均を取り、１ｓ間に換算した結果である。表４にシミュレーションの定数設定を示す。

【0312】

【表4】

【0313】

本シミュレーションでは、比較例と実施形態１の技術の電流制御結果を比較している。ただし、比較例とは、先行技術においてＨブリッジ回路へのＭＰＣ適用ができたという前提で、２台の回路（コンバータ）の電流について個々にＭＰＣで制御するという状況を実施形態１の技術のゲイン調整で表現している。実施形態１の技術では、２台の回路の電流差分を評価関数に含めており、２台の回路の相互関係を考慮している。

【0314】

比較例では、評価関数にて電流差分評価ゲインＧ＿ＪｉＦ、差分偏差罰則ゲインＧ＿ＪｉＦａｂｓをゼロにしてＨブリッジ回路に対応した先行技術相当とした。つまり、２台の回路の電流差分は考慮せず、各々の電流について指令への一致度が高くなるように制御した。その結果、第１電磁石巻線電流ｉＡ＿ｏｕｔ，第２電磁石巻線電流ｉＢ＿ｏｕｔの脈動は抑えられたものの、特に２台の脈動が重なるタイミングにて各巻線電流の脈動よりも電流差分の脈動が大きくなっている。

【0315】

実施形態１の技術では、評価関数にて２台の回路の電流差分を考慮している。その結果、第１電磁石巻線電流ｉＡ＿ｏｕｔ，第２電磁石巻線電流ｉＢ＿ｏｕｔの脈動そのものは比較例より大きくても、電流差分の脈動は小さく抑えられている。

【0316】

電磁石の線形領域において浮上体にはたらく吸引力の合力は巻線電流の差分に比例する。そのため、電流差分の脈動低減により浮上体における力の脈動を減らすことができる。

【0317】

両方式のスイッチング周波数を見ると、スイッチング周波数ｆｓｗＡ，ｆｓｗＢのそれぞれについて実施形態１の方が小さくなっている。スイッチング周波数ｆｓｗＡ，ｆｓｗＢが抑えられたことで、実施形態１の技術ではＨブリッジ回路のスイッチング損失の減少が期待できる。

【0318】

よって、実施形態１の技術における電流差分の評価を含めた評価関数により、スイッチング周波数を低く抑えつつ、比較例よりも電流差分の脈動、すなわち浮上体における力の脈動を小さくできた。

【0319】

なお、本シミュレーションでは、比較例を実施形態１の技術の一部ゲインの調整によって表現した。つまり、実施形態１の技術は比較例の構成を内包している。実施形態１の技術構成においてゲインを調整することで、比較例相当、あるいは比較例と実施形態１の技術の中間の特性で制御することができる。吸引力の脈動を重く評価する場合と電磁石巻線の個々の電流脈動を重く評価する場合について、Ｈブリッジ回路に対応した先行技術相当である比較例は後者にしか対応できないのに対し、実施形態１の技術は両者に対応可能である。以上のように調整可能性の意味でも実施形態１の技術は有利であると言える。

【0320】

以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。

【符号の説明】

【0321】

１…浮上体
２Ａ、２Ｂ…第１、第２電磁石
３Ａ、３Ｂ…第１、第２Ｈブリッジ回路（第１、第２回路）
４…直流電源
５…ＭＰＣ
６…乗算器
７…加算器
８…減算器
９Ａ、９ｂ…電流変化推定部
１０…ＭＰＣ評価演算部
１１…スイッチングパターン取出部
１２Ａ、１２Ｂ…バッファ
１３…今回出力選択部
１４Ａ、１４Ｂ…ゲート決定部

【図1】