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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2024170049
(43)【公開日】2024-12-06
(54)【発明の名称】電力変換器
(51)【国際特許分類】
H02M 7/48 20070101AFI20241129BHJP
H02M 1/08 20060101ALI20241129BHJP
【ＦＩ】
H02M7/48 M
H02M1/08 A
【審査請求】未請求
【請求項の数】6
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2023086992
(22)【出願日】2023-05-26
(71)【出願人】
【識別番号】000004260
【氏名又は名称】株式会社デンソー
(71)【出願人】
【識別番号】000003207
【氏名又は名称】トヨタ自動車株式会社
(71)【出願人】
【識別番号】520124752
【氏名又は名称】株式会社ミライズテクノロジーズ
(74)【代理人】
【識別番号】110000567
【氏名又は名称】弁理士法人サトー
(72)【発明者】
【氏名】井上 剛志
【テーマコード（参考）】
5H740
5H770
【Ｆターム（参考）】
5H740BA12
5H740BB05
5H740BB09
5H740BB10
5H740BC01
5H740BC02
5H740KK01
5H740MM08
5H770BA01
5H770DA03
5H770DA41
5H770EA01
5H770GA01
5H770HA02X
5H770HA03X
5H770HA06X
5H770HA06Z
5H770HA12X
5H770LA04X
5H770PA11
5H770PA29
(57)【要約】
【課題】加熱用の電源を用いることなく、且つ半導体素子の特性を劣化させることなく熱抵抗を推定できる電力変換器を提供する。
【解決手段】電力変換器１ｂは、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２及び３が直列に接続されたアームを複数備える。オン電圧・熱抵抗推定部１３は、温度検出部６、電圧検出部７及び電流検出部８を介して、ＦＥＴ３が発熱する前の温度，ドレイン電圧及び通電電流を検出し、駆動部９は、発熱量を一定以下に制限する条件でＦＥＴ２及び３のゲートにＰＷＭ信号を出力してＦＥＴ３を発熱させる。そして、発熱させた後の温度，ドレイン電圧及び通電電流を検出し、発熱する前後の温度，ドレイン電圧及び通電電流に基づいて熱抵抗を推定する。
【選択図】図１
【解決手段】電力変換器１ｂは、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２及び３が直列に接続されたアームを複数備える。オン電圧・熱抵抗推定部１３は、温度検出部６、電圧検出部７及び電流検出部８を介して、ＦＥＴ３が発熱する前の温度，ドレイン電圧及び通電電流を検出し、駆動部９は、発熱量を一定以下に制限する条件でＦＥＴ２及び３のゲートにＰＷＭ信号を出力してＦＥＴ３を発熱させる。そして、発熱させた後の温度，ドレイン電圧及び通電電流を検出し、発熱する前後の温度，ドレイン電圧及び通電電流に基づいて熱抵抗を推定する。
【選択図】図１
【特許請求の範囲】
【請求項1】
電圧駆動型である半導体素子（２，３）が２個直列に接続されたアームを備え、誘導性負荷（１５）をパルス信号により駆動する電力変換器であって、
前記半導体素子の温度を検出する温度検出部（６，１０，１４）と、
前記半導体素子の導通端子間電圧を検出する電圧検出部（７）と、
前記半導体素子の通電電流を検出する電流検出部（８）と、
前記２つの半導体素子の一方を熱抵抗の推定対象である対象素子（３）とし、他方を対象外素子（２）とすると、
前記対象素子が発熱していない状態の温度，導通端子間電圧及び通電電流を検出し、
前記対象素子と前記対象外素子とを排他的にオンさせるように、且つ前記対象素子の発熱量を一定以下に制限する条件で、前記対象素子の導通制御端子にパルス信号を印加することで当該対象素子を発熱させる発熱制御部（９，９ａ，９ｂ，９ｃ，９ｄ）を有し、発熱した状態の温度，導通端子間電圧及び通電電流を検出し、発熱によって生じる温度差，導通端子間電圧及び通電電流に基づいて、前記熱抵抗を推定する熱抵抗推定部（１３）とを備える電力変換器。
前記半導体素子の温度を検出する温度検出部（６，１０，１４）と、
前記半導体素子の導通端子間電圧を検出する電圧検出部（７）と、
前記半導体素子の通電電流を検出する電流検出部（８）と、
前記２つの半導体素子の一方を熱抵抗の推定対象である対象素子（３）とし、他方を対象外素子（２）とすると、
前記対象素子が発熱していない状態の温度，導通端子間電圧及び通電電流を検出し、
前記対象素子と前記対象外素子とを排他的にオンさせるように、且つ前記対象素子の発熱量を一定以下に制限する条件で、前記対象素子の導通制御端子にパルス信号を印加することで当該対象素子を発熱させる発熱制御部（９，９ａ，９ｂ，９ｃ，９ｄ）を有し、発熱した状態の温度，導通端子間電圧及び通電電流を検出し、発熱によって生じる温度差，導通端子間電圧及び通電電流に基づいて、前記熱抵抗を推定する熱抵抗推定部（１３）とを備える電力変換器。
【請求項2】
前記発熱制御部（９ａ～９ｄ）は、前記対象素子への初期通電期間において、前記対象素子の発熱を促進するように前記パルス信号を印加する請求項１記載の電力変換器。
【請求項3】
前記発熱制御部（９ａ）は、前記初期通電期間において前記パルス信号のデューティ比を一時的に大きくし、前記初期通電期間が終了すると前記デューティ比を通常時の値に低下させる請求項２記載の電力変換器。
【請求項4】
前記発熱制御部（９ｂ）は、前記初期通電期間において前記パルス信号のパルス幅を一時的に大きくし、前記初期通電期間が終了すると前記パルス幅を通常時の値に低下させる請求項２記載の電力変換器。
【請求項5】
前記発熱制御部（９ｃ）は、前記対象素子への初期通電期間において、
前記対象外素子をフルオンさせた状態で、
前記対象素子の閾値電圧を超えて、且つ前記パルス信号の振幅値未満となる電圧を印加し、前記初期通電期間が終了すると、通常のパルス信号を印加する請求項１記載の電力変換器。
前記対象外素子をフルオンさせた状態で、
前記対象素子の閾値電圧を超えて、且つ前記パルス信号の振幅値未満となる電圧を印加し、前記初期通電期間が終了すると、通常のパルス信号を印加する請求項１記載の電力変換器。
【請求項6】
前記誘導性負荷が、回転機（ＭＧ）の固定子巻線である際に、
前記発熱制御部（９ｄ）は、前記回転機の出力トルクがゼロとなるように、前記固定子巻線に通電する電流をベクトル制御するパルス信号を印加する請求項１から５の何れか一項に記載の電力変換器。
前記発熱制御部（９ｄ）は、前記回転機の出力トルクがゼロとなるように、前記固定子巻線に通電する電流をベクトル制御するパルス信号を印加する請求項１から５の何れか一項に記載の電力変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、半導体素子が２個直列に接続されたアームを備える電力変換器に関する。
【背景技術】
【0002】
例えばインバータ等の電力変換器に使用されるパワーＭＯＳＦＥＴ等の半導体素子は、熱応力による疲労破壊が生じたり、熱サイクルにより変形が生じて放熱性が劣化することで、過昇温状態となったり熱破壊に至るおそれがある。その対策として、半導体素子の信頼性試験を実施して信頼性マージンを確保するように設計保障したり、半導体素子の放熱経路の熱抵抗を計測することで放熱経路の劣化度を評価し、素子の破壊を未然に防止すること等が行われている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0003】
【特許文献1】特開２０１７－１９５７１４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0004】
放熱経路の熱抵抗を計測する手法の１つとして、半導体素子を予め加熱した後、冷却する過程の熱応答から熱抵抗を推定するものがある。特許文献１では、加熱用に別電源を用いることや、駆動用電源を使用することが開示されているが、発熱により劣化が生じた場合の対策については具体的な記載がない。また、特許文献１では、過渡熱測定を実施するので、導出が複雑でｎｓ～μｓオーダーの高応答な電圧測定系が必要になる。
【0005】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、加熱用の電源を用いることなく、且つ半導体素子の特性を劣化させることなく熱抵抗を推定できる電力変換器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【0006】
請求項１記載の電力変換器によれば、半導体素子が２個直列に接続されたアームを備え、誘導性負荷（１５）をパルス信号により駆動する。２つの半導体素子の一方を熱抵抗の推定対象である対象素子（３）とし、他方を対象外素子（２）とすると、熱抵抗推定部（１３）は、対象素子が発熱していない状態の温度，導通端子間電圧及び通電電流を検出し、対象素子と対象外素子とを排他的にオンさせるように、且つ発熱制御部（９，９ａ，９ｂ，９ｃ，９ｄ）によって、対象素子の発熱量を一定以下に制限する条件で対象素子の導通制御端子にパルス信号を印加して当該素子を発熱させる。そして、発熱した状態の温度，導通端子間電圧及び通電電流を検出し、発熱によって生じる温度差，導通端子間電圧及び通電電流に基づいて熱抵抗を推定する。
【0007】
このよう構成すれば、加熱用の電源を用いることなく熱抵抗を推定できる。また、対象素子を発熱させる際においても、発熱量を一定以下に制限する条件で対象素子を駆動するので、半導体素子の特性の劣化を、仕様上無視できる程度に留めながら熱抵抗を推定できる。
【0008】
請求項２記載の電力変換器によれば、発熱制御部（９ａ～９ｄ）は対象素子への初期通電期間において、その発熱を促進するようにパルス信号を印加する。具体的には、初期通電期間においてパルス信号のデューティ比を一時的に大きくし、初期通電期間が終了するとデューティ比を通常時の値に低下させる（請求項３）。また、初期通電期間においてパルス信号のパルス幅を一時的に大きくし、初期通電期間が終了するとパルス幅を通常時の値に低下させる（請求項４）。
【0009】
このように構成すれば、初期通電期間と当該機関の終了後において、パルス信号のデューティ比やパルス幅を変化させることで、初期通電期間における対象素子の発熱を促進することができる。
【0010】
請求項６記載の電力変換器によれば、誘導性負荷が、回転機（ＭＧ）の固定子巻線である際に、発熱制御部（９ｄ）は、回転機の出力トルクがゼロとなるように、固定子巻線に通電する電流をベクトル制御するパルス信号を印加する。このように構成すれば、例えば回転機が電気自動車の走行駆動用電動機である場合等に、例えば車両が停車中の場合には、回転子を回転させることなく熱抵抗を推定できる。
【図面の簡単な説明】
【0011】
【図1】第１実施形態であり、電力変換器を構成する半導体素子を駆動する回路の構成を示す機能ブロック図
【図2】駆動部の回路構成を示す図
【図3】電力変換器の構成例を示す図（その１）
【図4】電力変換器の構成例を示す図（その２）
【図5】熱抵抗を推定する動作に応じた、電圧、電流及び温度の変化を示すタイミングチャート
【図6】アイリングモデルから導出した、温度上昇幅と部品の寿命に対応する加熱サイクル数との関係を示す図
【図10】第５実施形態であり、ＦＥＴを加熱する際に電動機を回転させないように制御する３相電流の波形を示す図
【発明を実施するための形態】
【0012】
（第１実施形態）
図３は、本実施形態の電力変換器１ａを例えばコンバータとした場合であり、電圧駆動型の半導体素子である例えばＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２及び３の直列回路を有している。ＦＥＴ２及び３の共通接続点は、誘導性負荷であるインダクタ１５を介して高圧電源４との正側端子に接続されている。高圧電源４の電圧は、例えば２００Ｖ～６５０Ｖ程度である。ＦＥＴ２、３のゲートは、それぞれ駆動回路５（Ｕ，Ｄ）の駆動部９（Ｕ，Ｄ）によって駆動される。
図３は、本実施形態の電力変換器１ａを例えばコンバータとした場合であり、電圧駆動型の半導体素子である例えばＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２及び３の直列回路を有している。ＦＥＴ２及び３の共通接続点は、誘導性負荷であるインダクタ１５を介して高圧電源４との正側端子に接続されている。高圧電源４の電圧は、例えば２００Ｖ～６５０Ｖ程度である。ＦＥＴ２、３のゲートは、それぞれ駆動回路５（Ｕ，Ｄ）の駆動部９（Ｕ，Ｄ）によって駆動される。
【0013】
また、図４は、電力変換器１ｂを例えばインバータとした場合であり、ＦＥＴ２及び３の直列回路は、高圧電源４とグランドとの間に接続されている。ＦＥＴ２及び３の共通接続点は、電動機ＭＧを構成する１相の固定子巻線の一端に接続されている。ＦＥＴ２及び３の直列回路は、電動機ＭＧの相数に応じて例えば３組が並列に接続されている。
【0014】
図１に示すように、電力変換器１ａのＦＥＴ３を駆動する駆動回路５は、例えばＩＣとして構成されており、温度検出部６、電圧検出部７、電流検出部８及び駆動部９等を備えている。尚、図１では、ＦＥＴ２の図示を省略している。本実施形態ではＦＥＴ３を、熱抵抗を推定する対象である対象素子とし、ＦＥＴ２を非対象素子とする。
【0015】
温度センサ１０は、ＦＥＴ３の温度を検出するように配置された例えばダイオードであり、温度検出部６は、そのダイオードの端子電圧を検出する。温度センサ１０により検出される温度をＴｊとする。電圧検出部７の入力端子は、電圧センサ１１としてのダイオードを介して、ＦＥＴ３のドレインに接続されている。すなわち、電圧検出部７は、電圧センサ１１を介して、導通端子間電圧であるＦＥＴ３のドレイン－ソース間電圧を検出する。以下、ドレイン－ソース間電圧を単にドレイン電圧と称する。
【0016】
電流センサ１２は、ＦＥＴ３のソースに流れる電流を検出する。電流センサ１２のセンサ信号は、電流検出部８に入力されている。温度検出部６、電圧検出部７、電流検出部８の出力信号は、オン電圧・熱抵抗推定部１３に入力されている。また、オン電圧・熱抵抗推定部１３には、水温センサ１４のセンサ信号も入力されている。水温センサ１４は、ＦＥＴ２及び３を冷却するためにヒートパイプ中を循環する冷却水の温度を検出する。水温センサ１４により検出される温度をＴｗとする。
【0017】
図２に示すように、駆動回路５において、発熱制御部に相当する駆動部９をフィードバック制御するブロックは、電流実効値算出部１６、制御電流算出部１７及び駆動信号生成部１８を備えている。電流実効値算出部１６は、電流検出部８より入力される電流検出値から、電流実効値を算出する。制御電流算出部１７は、入力される電流実効値から目標とする制御電流を算出する。駆動信号生成部１８は、パルス信号のデューティ比を算出して駆動信号を生成すると、駆動部９を介してＦＥＴ３のスイッチングを制御する。
【0018】
次に、本実施形態の作用を電力変換器１ｂについて説明する。図５に示すように、太線で示すＶＧＳはＦＥＴ３のゲート電圧、細線で示すＶＧＳ対向はＦＥＴ２のゲート電圧である。時点（ａ）において、ゲート電圧ＶＧＳ対向だけを、例えば通常の動作時においてＦＥＴ２がフルオン状態となる通常駆動電圧を印加すると、ＦＥＴ３のドレイン－ソース間には、高圧電源４の電圧に相当する電圧ＶＤＳが印加される。オン電圧・熱抵抗推定部１３は、その後の時点（ｂ）において、水温センサ１４により検出される温度Ｔｗを取得する。尚、水温センサ１４を用いない場合には、その時点の温度センサ１０により検出される温度Ｔｊを取得し、初期温度Ｔｊintとする。
【0019】
時点（ｃ）において、ＦＥＴ２及び３を排他的にオンするようにＰＷＭ制御する。ゲート電圧ＶＧＳ対向及びゲート電圧ＶＧＳを、一定のデューティ比で交互にハイレベルにすることで、ＦＥＴ３にはドレイン電流ＩＤが流れ始める。これにより、ＦＥＴ３が加熱される。そして、オン電圧・熱抵抗推定部１３は、時点（ｄ）のように、ＦＥＴ３の温度上昇が飽和したと推定される時点で、温度Ｔｊ、電圧ＶＤＳ及び電流ＩＤを取得する。
【0020】
それから、オン電圧・熱抵抗推定部１３は、下記の（１）式によりＦＥＴ３の熱抵抗Ｒｔｈを推定する。
Ｒｔｈ＝（Ｔｊ－Ｔｗ）／（ＶＤＳ×ＩＤ） …（１）
尚、温度Ｔｗに替えて初期温度Ｔｊintを用いる際には（２）式となる。
Ｒｔｈ＝（Ｔｊ－Ｔｊint）／（ＶＤＳ×ＩＤ） …（２）
Ｒｔｈ＝（Ｔｊ－Ｔｗ）／（ＶＤＳ×ＩＤ） …（１）
尚、温度Ｔｗに替えて初期温度Ｔｊintを用いる際には（２）式となる。
Ｒｔｈ＝（Ｔｊ－Ｔｊint）／（ＶＤＳ×ＩＤ） …（２）
【0021】
尚、時点（ｄ）において、ＦＥＴ３の温度上昇を飽和させた際の温度Ｔｊを何度位に設定するか、つまりＦＥＴ３の発熱量をどの程度まで許容するかは、熱抵抗を推定する頻度や、電力変換器１の製品寿命等の設計パラメータによって異なる。例えば、熱抵抗の推定頻度を１回／日とし、製品寿命を１５年とすると、熱抵抗の推定を製品寿命に達するまで５４７９回実行することになる。
【0022】
半導体の寿命を推定するために使用される温度の加速モデルには、例えばアレニウスモデルやアイリングモデル等がある。アイリングモデルでは、寿命をＬ、定数をＡ、温度差をΔＴ、温度加速係数をｎとすると、寿命Ｌは（３）式で表される。
Ｌ＝Ａ（ΔＴ）－ｎ …（３）
Ｌ＝Ａ（ΔＴ）－ｎ …（３）
【0023】
（３）式を用いて、ディレーティング温度差ΔＴ１での寿命サイクル数をＬ１、信頼性試験温度差ΔＴ２での実施サイクル数をＬ２とすると、温度差加速係数αΔＴは（４）式となる。
αΔＴ＝Ｌ１／Ｌ２＝（ΔＴ２／ΔＴ１）ｎ …（４）
これより、実施サイクル数Ｌ２は、
Ｌ２＝Ｌ１（ΔＴ２／ΔＴ１）－ｎ …（５）
となる。
αΔＴ＝Ｌ１／Ｌ２＝（ΔＴ２／ΔＴ１）ｎ …（４）
これより、実施サイクル数Ｌ２は、
Ｌ２＝Ｌ１（ΔＴ２／ΔＴ１）－ｎ …（５）
となる。
【0024】
温度加速係数ｎは、半導体素子を含むモジュールの材質によって異なるが、例えば「３」とし、温度差ΔＴ＝１２０℃での寿命サイクル数Ｌ１＝１２０万サイクルを基準として、温度差ΔＴを変化させた場合の、寿命サイクル数及び熱抵抗の推定が寿命に及ぼす影響のパーセンテージは、例えば図６に示すようになる。どの程度の余裕を設定するかにもよるが、上記の条件では、ΔＴ＝６０℃程度が望ましいと推測する。
【0025】
以上のように本実施形態によれば、電力変換器１ｂは、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２及び３が直列に接続されたアームを複数備える。オン電圧・熱抵抗推定部１３は、温度検出部６、電圧検出部７及び電流検出部８を介して、ＦＥＴ３が発熱する前の温度，ドレイン電圧及び通電電流を検出し、駆動部９は、発熱量を一定以下に制限する条件でＦＥＴ２及び３のゲートにＰＷＭ信号を出力してＦＥＴ３を発熱させる。そして、発熱させた後の温度，ドレイン電圧及び通電電流を検出し、発熱する前後の温度，ドレイン電圧及び通電電流に基づいて熱抵抗を推定する。具体的には、（１）又は（２）式を用いて推定する。
【0026】
このよう構成すれば、加熱用の電源を用いることなく熱抵抗を推定できる。また、ＦＥＴ３を発熱させる際においても、発熱量を一定以下に制限する条件でＦＥＴ２及び３をパルス信号により駆動するので、ＦＥＴ３の特性の劣化を、仕様上無視できる程度に留めながら熱抵抗を推定できる。そして、駆動部９は、ＦＥＴ３の通電電流値を一定に維持するように、ＦＥＴ２及び３を一定のデューティ比でＰＷＭ制御する。これにより、ＦＥＴ３の発熱量を一定以下に制限できる。さらに、（１）又は（２）式を用いることで、定常的な熱抵抗を簡単に推定でき、電圧の測定系がｍｓオーダー以上の低応答でも推定が可能となる。
【0027】
（第２実施形態）
以下、第１実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明する。図７に示すように、第２実施形態の発熱制御部９ａは、時点（ｃ）が経過した直後から一定の期間は、ＰＷＭ制御のデューティ比をより大きくする。これにより、ＦＥＴ３に通電されるドレイン電流を一時的に増やしてＦＥＴ３の発熱を促進する。その後は、第１実施形態と同様のデューティ比にする。第２実施形態によれば、熱抵抗の測定に要する時間を短縮できる。
以下、第１実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明する。図７に示すように、第２実施形態の発熱制御部９ａは、時点（ｃ）が経過した直後から一定の期間は、ＰＷＭ制御のデューティ比をより大きくする。これにより、ＦＥＴ３に通電されるドレイン電流を一時的に増やしてＦＥＴ３の発熱を促進する。その後は、第１実施形態と同様のデューティ比にする。第２実施形態によれば、熱抵抗の測定に要する時間を短縮できる。
【0028】
（第３実施形態）
図８に示すように、第３実施形態の発熱制御部９ｂは、時点（ｃ）が経過した直後から一定の期間は、ＦＥＴ３のゲートに、デューティ比１００％のパルス信号を複数周期に亘って出力する。またこの期間に、ＰＷＭ制御外となる一定のパルス幅の駆動信号を印加しても良い。これにより、第２実施形態と同様に、ＦＥＴ３に通電されるドレイン電流を一時的に増やしてＦＥＴ３の発熱を促進する。その後は、第１実施形態と同様のデューティ比のＰＷＭ制御に切り替える。
図８に示すように、第３実施形態の発熱制御部９ｂは、時点（ｃ）が経過した直後から一定の期間は、ＦＥＴ３のゲートに、デューティ比１００％のパルス信号を複数周期に亘って出力する。またこの期間に、ＰＷＭ制御外となる一定のパルス幅の駆動信号を印加しても良い。これにより、第２実施形態と同様に、ＦＥＴ３に通電されるドレイン電流を一時的に増やしてＦＥＴ３の発熱を促進する。その後は、第１実施形態と同様のデューティ比のＰＷＭ制御に切り替える。
【0029】
（第４実施形態）
図９に示すように、第４実施形態の発熱制御部９ｃは、時点（ｃ）が経過した直後から一定の期間は、ＦＥＴ３のゲートに対し時点（ｃ）において、ゲート電圧ＶＧＳを、閾値電圧Ｖｔｈを超えるレベルで、且つ上記の通常駆動電圧を下回る電圧を印加する。これにより、ＦＥＴ３に通電されるドレイン電流を一時的に増やしてＦＥＴ３の発熱を促進する。その後は、第１実施形態と同様のデューティ比のＰＷＭ制御に切り替える。
図９に示すように、第４実施形態の発熱制御部９ｃは、時点（ｃ）が経過した直後から一定の期間は、ＦＥＴ３のゲートに対し時点（ｃ）において、ゲート電圧ＶＧＳを、閾値電圧Ｖｔｈを超えるレベルで、且つ上記の通常駆動電圧を下回る電圧を印加する。これにより、ＦＥＴ３に通電されるドレイン電流を一時的に増やしてＦＥＴ３の発熱を促進する。その後は、第１実施形態と同様のデューティ比のＰＷＭ制御に切り替える。
【0030】
（第５実施形態）
第５実施形態の発熱制御部９ｄは、電力変換器１ｂのように誘導性負荷が電動機ＭＧの固定子巻線である場合において、ＦＥＴ３を発熱させる際に出力トルクがゼロとなるようにベクトル制御する。すなわち、電動機ＭＧが、例えば電気自動車の走行駆動用モータであって、車両が停車中の場合には、ロータを回転させないようにしてＦＥＴ３を発熱させる。
第５実施形態の発熱制御部９ｄは、電力変換器１ｂのように誘導性負荷が電動機ＭＧの固定子巻線である場合において、ＦＥＴ３を発熱させる際に出力トルクがゼロとなるようにベクトル制御する。すなわち、電動機ＭＧが、例えば電気自動車の走行駆動用モータであって、車両が停車中の場合には、ロータを回転させないようにしてＦＥＴ３を発熱させる。
【0031】
永久磁石モータのトルクＴは、（６）式で表される。
Ｔ＝ｐΦｉｑ＋ｐ（Ｌｑ－Ｌｄ）ｉｄｉｑ …（６）
p：極対数、Φ：永久磁石の鎖交磁束、ｉｄ,ｉｑ：ｄ、ｑ軸電流、
Ｌｄ,Ｌｑ：ｄ、ｑ軸インダクタンス
永久磁石モータの定常状態の電圧方程式は、（７）式で表される。
Ｖｄ＝ｒ×Ｉｄ－ω×Ｌｑ
Ｖｑ＝ｒ×Ｉｑ＋ω×（Ｌｄ×Ｉｄ＋Φ） …（７）
ｒ：巻線抵抗、ω：電気角速度
Ｔ＝ｐΦｉｑ＋ｐ（Ｌｑ－Ｌｄ）ｉｄｉｑ …（６）
p：極対数、Φ：永久磁石の鎖交磁束、ｉｄ,ｉｑ：ｄ、ｑ軸電流、
Ｌｄ,Ｌｑ：ｄ、ｑ軸インダクタンス
永久磁石モータの定常状態の電圧方程式は、（７）式で表される。
Ｖｄ＝ｒ×Ｉｄ－ω×Ｌｑ
Ｖｑ＝ｒ×Ｉｑ＋ω×（Ｌｄ×Ｉｄ＋Φ） …（７）
ｒ：巻線抵抗、ω：電気角速度
【0032】
（７）式について出力トルクをゼロとする条件なのでｑ軸電流ｉｑ＝０とし、回転停止中であるからω＝０とすると、
Ｖｄ＝ｒ×Ｉｄ
Ｖｑ＝０ …（８）
（８）式について逆パーク変換を行なうと、
Ｖα＝Ｖｄ×ｃｏｓθ－Ｖｑ×ｓｉｎθ＝ｒ×Ｉｄ×ｃｏｓθ
Ｖβ＝Ｖｄ×ｓｉｎθ＋Ｖｑ×ｃｏｓθ＝ｒ×Ｉｄ×ｓｉｎθ …（９）
Ｖｄ＝ｒ×Ｉｄ
Ｖｑ＝０ …（８）
（８）式について逆パーク変換を行なうと、
Ｖα＝Ｖｄ×ｃｏｓθ－Ｖｑ×ｓｉｎθ＝ｒ×Ｉｄ×ｃｏｓθ
Ｖβ＝Ｖｄ×ｓｉｎθ＋Ｖｑ×ｃｏｓθ＝ｒ×Ｉｄ×ｓｉｎθ …（９）
【0033】
（９）式について２相３相変換を行い、式を変形すると、
Ｉｕ＝√（２/３）×Ｉｄ×ｃｏｓθ
Ｉｖ＝√（２/３）×（－１/２×Ｉｄ×ｃｏｓθ＋√３/２×Ｉｄ×ｓｉｎθ）
＝√（２/３）×Ｉｄ×ｃｏs(θ－２π/３)
Ｉｗ＝√（２/３）×（－１/２×Ｉｄ×ｃｏｓθ－√３/２×Ｉｄ×ｓｉｎθ）
＝√（２/３）×Ｉｄ×ｃｏs(θ－４π/３) …（１０）
Ｉｕ＝√（２/３）×Ｉｄ×ｃｏｓθ
Ｉｖ＝√（２/３）×（－１/２×Ｉｄ×ｃｏｓθ＋√３/２×Ｉｄ×ｓｉｎθ）
＝√（２/３）×Ｉｄ×ｃｏs(θ－２π/３)
Ｉｗ＝√（２/３）×（－１/２×Ｉｄ×ｃｏｓθ－√３/２×Ｉｄ×ｓｉｎθ）
＝√（２/３）×Ｉｄ×ｃｏs(θ－４π/３) …（１０）
【0034】
図１０は、（１０）式の３相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを示している。３相電流を、実際には何れか２相の電流をこのように制御すれば、電動機ＭＧにトルクを発生させることなく、ＦＥＴ３を発熱させるための通電を行うことができる。
【0035】
（その他の実施形態）
電力変換器１ａについても、第１～第４実施形態を適用すれば良い。
半導体素子は、ＦＥＴに限ることなく、電圧駆動型の素子であれば良い。
本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。
電力変換器１ａについても、第１～第４実施形態を適用すれば良い。
半導体素子は、ＦＥＴに限ることなく、電圧駆動型の素子であれば良い。
本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。
【符号の説明】
【0036】
図面中、１ａ，１ｂは電力変換器、２及び３はＮチャネルＭＯＳＦＥＴ、５は駆動回路、６は温度検出部、７は電圧検出部、８は電流検出部、９は駆動部、１０は温度センサ、１２は電流センサ、１３はオン電圧・熱抵抗推定部、１４は水温センサ、１５はインダクタを示す。
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】