2024-173477 アクティブキャパシター回路装置及びインバータシステム

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2024173477

(43)【公開日】2024-12-12

(54)【発明の名称】アクティブキャパシター回路装置及びインバータシステム

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/48 20070101AFI20241205BHJP

   H02M 1/14 20060101ALI20241205BHJP

【ＦＩ】

H02M7/48 M

H02M1/14

【審査請求】未請求

【請求項の数】10

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2023091919

(22)【出願日】2023-06-02

(71)【出願人】

【識別番号】523211660

【氏名又は名称】Ｍａｚｄａ Ｉｍａｓｅｎ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｄｒｉｖｅ株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110001427

【氏名又は名称】弁理士法人前田特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】円尾 忠司

(72)【発明者】

【氏名】山野上 耕一

【テーマコード（参考）】

5H740

5H770

【Ｆターム（参考）】

5H740AA01

5H740BA12

5H740BB05

5H740BB09

5H740BC01

5H740BC02

5H740JA01

5H740JB01

5H740KK01

5H740MM01

5H740MM11

5H740NN03

5H740NN08

5H740NN17

5H770AA05

5H770BA02

5H770CA06

5H770DA03

5H770DA41

5H770GA16

5H770GA17

5H770HA02W

5H770HA03W

5H770LA00W

5H770LB07

(57)【要約】

【課題】リップル電圧を効果的に抑制し、平滑化に用いるキャパシターを小型化する。
【解決手段】アクティブキャパシター回路装置１０Ａが、正極側配線５に電流を入出力する双方向電力変換部２０と、双方向電力変換部２０を制御する制御部３３とを備える。制御部３３が、正極側配線５の電圧が上昇した場合に、キャパシター２５に蓄電し、正極側配線５の電圧が低下した場合にキャパシター２５から放電するように動作する第１フィードバック回路１６と、正極側配線５と双方向電力変換部２０との間を流れる電流の増減に応じて、キャパシター２５の蓄電量又は放電量が増減するように動作する第２フィードバック回路１７とを有している。
【選択図】図２

【特許請求の範囲】

【請求項1】

直流電源に接続されている正極側配線及び負極側配線との間に配設されるアクティブキャパシター回路装置であって、
キャパシターを有し、前記正極側配線に電流を入出力する双方向電力変換部と、
前記正極側配線の電圧変動を抑制するように前記双方向電力変換部を制御する制御部と、
を備え、
前記制御部が、
前記正極側配線の電圧が上昇した場合に、当該正極側配線から前記キャパシターに蓄電し、前記正極側配線の電圧が低下した場合に、前記キャパシターから前記正極側配線に放電するように動作する第１フィードバック回路と、
前記正極側配線と前記双方向電力変換部との間を流れる電流が増加した場合に、前記キャパシターの蓄電量又は放電量が減少し、前記正極側配線と前記双方向電力変換部との間を流れる電流が減少した場合に、前記キャパシターの蓄電量又は放電量が増加するように動作する第２フィードバック回路と、
を有していることを特徴とするアクティブキャパシター回路装置。

【請求項2】

請求項１に記載のアクティブキャパシター回路装置において、
前記双方向電力変換部が、
直列に接続された２つのスイッチング素子を含み、一端が前記正極側配線と接続されるとともに、他端が前記負極側配線と接続されるハーフブリッジ回路と、
直列に接続されたインダクターとキャパシターを含み、一端が前記ハーフブリッジ回路における２つの前記スイッチング素子の間の部位に接続されるとともに、他端が前記正極側配線又は負極側配線のいずれかと接続されているＬＣ直列回路と、
を有しているアクティブキャパシター回路装置。

【請求項3】

請求項１に記載のアクティブキャパシター回路装置において、
前記双方向電力変換部が、
各々が直列に接続された２つのスイッチング素子を含む第１ハーフブリッジ回路及び第２ハーフブリッジ回路を並列に接続したフルブリッジ回路と、
一端が前記第１ハーフブリッジ回路における２つの前記スイッチング素子の間の部位に接続され、他端が前記正極側配線と接続されるとともに、インダクターが配置されている第１中継配線と、
一端が前記第２ハーフブリッジ回路における２つの前記スイッチング素子の間の部位に接続され、他端が前記負極側配線と接続されている第２中継配線と、
フルブリッジ回路と並列に接続されるとともに、キャパシターが配置されているブリッジ配線と、
を有しているアクティブキャパシター回路装置。

【請求項4】

請求項２または３に記載のアクティブキャパシター回路装置において、
ｎ個の前記双方向電力変換部が並列に接続されていて、
前記双方向電力変換部の各々が、前記スイッチング素子のスイッチングの周期に対して３６０÷ｎ度の位相差で駆動されるアクティブキャパシター回路装置。

【請求項5】

請求項４に記載のアクティブキャパシター回路装置において、
前記双方向電力変換部の各々が有する前記インダクター及び前記キャパシターに基づく共振周波数が、同一又は整数倍とならないように設定されているアクティブキャパシター回路装置。

【請求項6】

請求項１に記載のアクティブキャパシター回路装置において、
前記制御部は、微分回路を介して前記正極側配線の電圧の変動成分を入力するアクティブキャパシター回路装置。

【請求項7】

請求項１に記載のアクティブキャパシター回路装置において、
第２キャパシターが、前記双方向電力変換部と並列した状態で、前記正極側配線と前記負極側配線との間に配設されているアクティブキャパシター回路装置。

【請求項8】

請求項７に記載のアクティブキャパシター回路装置において、
前記正極側配線及び前記負極側配線を介して前記直流電源から電力が供給されるインバータを備え、
前記第２キャパシターの静電容量値と前記正極側配線及び前記負極側配線の寄生インダクタンスとによる共振周波数が、前記インバータのキャリア周波数よりも低くなるように、前記第２キャパシターの静電容量値が設定されているアクティブキャパシター回路装置。

【請求項9】

請求項１に記載のアクティブキャパシター回路装置において、
前記双方向電力変換部と前記正極側配線との間を流れる電流を検出して前記制御部に出力する電流検出器を更に備え、
前記電流検出器が、前記正極側配線の電圧変動の大きさに対応した変換比率で、検出した電流を電圧に変換して出力するアクティブキャパシター回路装置。

【請求項10】

インバータシステムであって、
インバータと、
前記インバータに電力を供給する直流電源と、
請求項１～９のいずれかに記載されているアクティブキャパシター回路装置と、
を備え、
前記アクティブキャパシター回路装置が前記直流電源と前記インバータとの間を接続している配線に架設されているインバータシステム。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

開示する技術は、アクティブキャパシター回路装置及びインバータシステムに関する。開示する技術はまた、ＤＣリンクに設置される平滑コンデンサを省略ないし小型化する技術に関する。

【背景技術】

【0002】

図８Ａに、電気自動車などの車両に搭載される電気駆動システムの一例を示す。この電気駆動システム１００は、高電圧（例えば数１００Ｖ）な直流電源１０１、インバータ１０２、駆動モータ１０３などで構成されている。直流電源１０１とインバータ１０２との間は、インピーダンスを含む配線１０４によって接続されている。インバータ１０２は、直流電源１０１の電圧を公知のＰＷＭ制御によって変調し、３相の疑似正弦波を生成する。それにより、インバータ１０２は駆動モータ１０３を駆動する。

【0003】

その際、インバータ１０２は、約１０ＫＨｚのキャリア周波数により、各相のスイッチング素子を駆動する。それにより、図８Ａに矢印で示すように、配線を通ってインバータ１０２へ入力される電流Ｉ及び電圧Ｖは、多くの高調波を含む。その一例を図８Ｂに示す。

【0004】

この高調波の電流Ｉ及び電圧Ｖによってノイズが発生する。このノイズは、ラジオノイズや他の電子機器の誤動作の原因となり得る。過大なリップル電圧が生じると、インバータ１０２が誤作動するおそれもある。

【0005】

そこで、この高調波の電流Ｉ及び電圧Ｖを抑制するために、図８Ａに示すように、電気駆動システム１００には、電圧Ｖの平滑化を目的としたキャパシター１０５（いわゆる平滑コンデンサ）が設置されている。

【0006】

平滑コンデンサとしては、一般的に、大容量で高耐圧のフィルムコンデンサが採用される場合が多い。しかし、大容量で高耐圧のフィルムコンデンサは、高価である。しかも、そのサイズは大きく、高重量である。

【0007】

例えば、実効値電流１００Ａ程度のインバータにおいて、静電容量値が８００μＦのフィルムコンデンサを平滑コンデンサとして搭載した場合のリップル電圧を図８Ｃに示す。そのリップル電圧は、２．５Ｖｐｐ（Ｖｏｌｔａｇｅ ｐｅａｋ ｔｏ ｐｅａｋ）程度となる。そして、平滑コンデンサの体格は６００ｃｃ程度となる。

【0008】

その一方で、リップル電圧は、経験的に１．４Ｖｐｐ以下が望ましいとされている。そのリップル電圧を図８Ｄに示す。リップル電圧を１．４Ｖｐｐ以下にする場合、フィルムコンデンサに求められる静電容量値は２７００μＦ以上となる。

【0009】

このように、大電流を扱う電気駆動システムが備える平滑コンデンサは、容量が大きく、大型で高価になるという課題がある。

【0010】

開示する技術に関して、入力電流の歪を低減する技術（ＰＦＣ、力率改善回路）が知られている。入力電流の歪低減に伴って、高周波のリップルを抑制できる。ただし、ＰＦＣは、正弦波の入力電圧に対して、電流の低い部分の電圧を昇圧する。そうすることにより、インバータに入力する流を正弦波に近づけて高周波の電流を抑制するとともに、電圧と電流の位相差を無くして力率を改善する。

【0011】

平滑コンデンサの容量削減を目的とする技術として、単相電流形整流器と三相電圧形インバータの直流部にコンデンサとスイッチによるバッファ回路を接続した構成の単相三相電力変換器が提案されている（非特許文献１）。そこでは、バッファ回路を制御することにより、平滑コンデンサの容量を１／６０にしている。

【0012】

しかし、この技術の電源は交流である。従って、上述した電気駆動システム１００のように、電源が直流の場合には適していない。

【0013】

直流電源を対象とした技術は、特許文献１に開示されている。そこでは、パッシブコンデンサＣｐとアクティブコンデンサＣａを直列にした回路をＤＣリンクに並列に接続している。アクティブコンデンサＣａの電圧は、パッシブコンデンサＣｐの電圧の変動を反転した状態にし、合計電圧が一定となるように制御する。そうすることでＤＣリンクの電圧変動を抑制する。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0014】

【特許文献1】特開２０１９―１８０１６４号公報

【非特許文献】

【0015】

【非特許文献1】大沼喜也、伊東淳一、「新しい単相三相電力変換器によるコンデンサ容量の低減法とその基礎検証」、電気学会半導体電力変換研資、ＳＰＣ―０８―１６２（２００８）

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0016】

特許文献１の技術の場合、入力される電圧が一定と考えると、パッシブコンデンサＣｐの電圧が増加した場合に、アクティブコンデンサＣａの電圧を減少させるように作用する。これは、アクティブコンデンサＣａの電圧指値を出力とし、パッシブコンデンサＣｐの電圧を入力とした、いわゆるネガティブフィードバックループを形成している。

【0017】

このネガティブフィードバックループの制御ゲイン・位相の設定が不適切な場合には、ＤＣリンクの電圧が不安定になって発振する可能性がある。

【0018】

開示する技術の目的は、リップル電圧を効果的に抑制し、平滑化に用いるキャパシターを小型化することにある。

【課題を解決するための手段】

【0019】

開示する技術は、直流電源に接続されている正極側配線及び負極側配線との間に配設されるアクティブキャパシター回路装置に関する。

【0020】

前記アクティブキャパシター回路装置は、キャパシターを有し、前記正極側配線に電流を入出力する双方向電力変換部と、前記正極側配線の電圧変動を抑制するように前記双方向電力変換部を制御する制御部と、を備え、前記制御部が、前記正極側配線の電圧が上昇した場合に、当該正極側配線から前記キャパシターに蓄電し、前記正極側配線の電圧が低下した場合に、前記キャパシターから前記正極側配線に放電するように動作する第１フィードバック回路と、前記正極側配線と前記双方向電力変換部との間を流れる電流が増加した場合に、前記キャパシターの蓄電量又は放電量が減少し、前記正極側配線と前記双方向電力変換部との間を流れる電流が減少した場合に、前記キャパシターの蓄電量又は放電量が増加するように動作する第２フィードバック回路と、を有していることを特徴とする。

【0021】

すなわち、このアクティブキャパシター回路装置によれば、第１フィードバック回路の制御におけるゲインを大きくしてリップル電圧を抑制する場合に、第２フィードバック回路により、電圧のフィードバック量に比例して双方向電力変換部を入出力する電流の大きさを制御できる。それにより、第１フィードバック回路のゲインが１以上の周波数帯域における位相回りが正帰還領域とならずに、異常発振によって意図しない電圧の変動を防止できる。

【0022】

リップル電圧に対しても、これを打ち消す方向に双方向電力変換部から電流を入出力することができる。従って、リップル電圧を効果的に低減できる。

【0023】

前記双方向電力変換部が、直列に接続された２つのスイッチング素子を含み、一端が前記正極側配線と接続されるとともに、他端が前記負極側配線と接続されるハーフブリッジ回路と、直列に接続されたインダクターとキャパシターを含み、一端が前記ハーフブリッジ回路における２つの前記スイッチング素子の間の部位に接続されるとともに、他端が前記正極側配線又は負極側配線のいずれかと接続されているＬＣ直列回路と、を有している、としてもよい。

【0024】

そうすれば、簡単な回路構成と少ない素子数で双方向電力変換部を構成できる。従って、コスト、信頼性、サイズなどにおいて有利である。

【0025】

前記双方向電力変換部が、各々が直列に接続された２つのスイッチング素子を含む第１ハーフブリッジ回路及び第２ハーフブリッジ回路を並列に接続したフルブリッジ回路と、一端が前記第１ハーフブリッジ回路における２つの前記スイッチング素子の間の部位に接続され、他端が前記正極側配線と接続されるとともに、インダクターが配置されている第１中継配線と、一端が前記第２ハーフブリッジ回路における２つの前記スイッチング素子の間の部位に接続され、他端が前記負極側配線と接続されている第２中継配線と、フルブリッジ回路と並列に接続されるとともに、キャパシターが配置されているブリッジ配線と、を有している、としてもよい。

【0026】

そうすれば、キャパシターに印加される電圧は、正極側配線及び負極側配線の間に印加される電圧（ＤＣリンク間電圧）をＰＷＭ制御して反転して印加することになる。従って、実質的にＤＣリンク間電圧を２倍したのと等価となり、結果的に、キャパシターの静電容量を半分にできる。

【0027】

ｎ個の前記双方向電力変換部が並列に接続されていて、前記双方向電力変換部の各々が、前記スイッチング素子のスイッチングの周期に対して３６０÷ｎ度の位相差で駆動される、としてもよい。

【0028】

そうすれば、双方向電力変換部の一群から入出力される電流の周波数成分は、各双方向電力変換部の駆動周波数をｎ倍したのと等価となる。従って、各双方向電力変換部の駆動周波数を過度に高くする必要が無くなるし、高周波のリップル電圧に対しても適切に対応できる。

【0029】

前記双方向電力変換部の各々が有する前記インダクター及び前記キャパシターに基づいて算出される共振周波数が、同一又は整数倍とならないように設定されている、としてもよい。

【0030】

そうすれば、各双方向電力変換部におけるインダクター及びキャパシターによる共振周波数が分散されるので、その共振周波数による共振電流が正極側配線に流れてリップル電流となるのを抑制できる。

【0031】

前記制御部は、微分回路を介して前記正極側配線の電圧の変動成分を入力する、としてもよい。

【0032】

そうすれば、リップル電圧の成分だけを抽出して制御部に入力できる。直流電源の電圧に応じて制御部の設定を変更する必要がなくなる。

【0033】

第２キャパシターが、前記双方向電力変換部と並列した状態で、前記正極側配線と前記負極側配線との間に配設されている、としてもよい。

【0034】

そうすれば、ラジオ周波数帯域以上の非常に高い周波数のリップル電圧に対しては、極小静電容量のキャパシターを用いてそのリップル電圧を平滑化できる。従って、高周波ノイズを効果的に抑制できる。

【0035】

前記正極側配線及び前記負極側配線を介して前記直流電源から電力が供給されるインバータを備え、前記第２キャパシターの静電容量値と前記正極側配線及び前記負極側配線の寄生インダクタンスとによる共振周波数が、前記インバータのキャリア周波数よりも低くなるように、前記第２キャパシターの静電容量値が設定されている、としてもよい。

【0036】

そうすれば、双方向電力変換部を入出力する電流では抑制困難な、第２キャパシターと寄生インダクタンスとの間に流れる非常に大きな共振電流を抑制できる。

【0037】

前記双方向電力変換部と前記正極側配線との間を流れる電流を検出して前記制御部に出力する電流検出器を更に備え、前記電流検出器が、前記正極側配線の電圧変動の大きさに対応した変換比率で、検出した電流を電圧に変換して出力する、としてもよい。

【0038】

そうすれば、第１フィードバック回路及び第２フィードバック回路において、正極側配線の電圧変動の大きさに対応した適切な比例関係に調整できるので、安定したフィードバック制御が可能になる。

【0039】

開示する技術はまた、インバータシステムであって、インバータと、前記インバータに電力を供給する直流電源と、上述したアクティブキャパシター回路装置と、を備え、前記アクティブキャパシター回路装置が前記直流電源と前記インバータとの間を接続している配線に架設されている、としてもよい。

【0040】

そうすれば、インバータシステムのサイズ、重量、コストを大幅に低減できる。

【発明の効果】

【0041】

開示する技術によれば、リップル電圧を効果的に抑制できる。それにより、平滑化するために用いるキャパシターを小型化することができる。従って、開示する技術をインバータシステムに採用することで、その小型化、軽量化、低コスト化が実現できる。

【図面の簡単な説明】

【0042】

【図1】開示する技術の第１形態の適用例を示す図である。

【図2】第１アクティブキャパシター回路装置の構成図である。

【図3A】実施例のリップル電圧の波形を表した図である。

【図3B】実施例のゲイン及び位相を表したボード線図である。

【図4A】比較例のリップル電圧の波形を表した図である。

【図4B】比較例のゲイン及び位相を表したボード線図である。

【図5】第２アクティブキャパシター回路装置の構成図である。

【図6】第３アクティブキャパシター回路装置の構成図である。

【図7】第４アクティブキャパシター回路装置の構成図である。

【図8A】従来の電気駆動システムの一例を示す回路図である。

【図8B】従来の電気駆動システムにおけるインバータへの入力電流及び入力電圧の一例である。

【図8C】静電容量値が８００μＦのフィルムコンデンサを平滑コンデンサとして搭載した場合のリップル電圧の一例である。

【図8D】静電容量値が２７００μＦのフィルムコンデンサを平滑コンデンサとして搭載した場合のリップル電圧の一例である。

【発明を実施するための形態】

【0043】

以下、開示する技術について説明する。ただし、以下の説明は、本質的に例示に過ぎない。説明では、複数の形態を例示する。各形態で共通する基本的な構成要素は、同じ符号を用い、その説明は省略ないし簡略化する。また、各形態において、同じ機能を有する構成要素の符号は、同じ数字を用い、符号を追記することで区別する場合がある。

【0044】

＜第１形態＞
図１に、開示する技術の第１形態（第１アクティブキャパシター回路装置１０Ａ）の適用例を示す。第１アクティブキャパシター回路装置１０Ａは、車載用のインバータシステム１に適用されている。すなわち、このインバータシステム１は、電気自動車やハイブリッド車などの、電気を用いて駆動する車両に搭載されている。

【0045】

インバータシステム１は、インバータ２、直流電源３などで構成されている。直流電源３は、多数のリチウムイオン二次電池などで構成されている。直流電源３は高電圧である（例えば数１００Ｖ）。インバータ２は公知であるので、その具体的な構成は省略する（図８Ａ参照）。

【0046】

直流電源３の正極端子３ａは、正極側配線５を介してインバータ２の正極側入力端子２ａと接続されている。直流電源３の負極端子３ｂは、負極側配線６を介してインバータ２の負極側入力端子２ｂと接続されている。正極側配線５及び負極側配線６はＤＣリンクを構成している。直流電源３はＤＣリンクを介してインバータ２に電力を供給する。

【0047】

そして、正極側配線５と負極側配線６との間に、第１アクティブキャパシター回路装置１０Ａが架設されている。第１アクティブキャパシター回路装置１０Ａは、高電位側端子１１及び低電位側端子１２を有している。高電位側端子１１は正極側配線５と接続されている。低電位側端子１２は負極側配線６と接続されている。

【0048】

第１アクティブキャパシター回路装置１０Ａは、正極側配線５に生じる電圧変動（リップル電圧）を抑制するように、これら高電位側端子１１及び低電位側端子１２を介して電流が出入りするように構成されている。

【0049】

（第１アクティブキャパシター回路装置１０Ａ）
図２に、第１アクティブキャパシター回路装置１０Ａの構成を示す。第１アクティブキャパシター回路装置１０Ａは、双方向電力変換部２０、制御部３３、高電位側配線１３、及び、低電位側配線１４を有している。高電位側配線１３は高電位側端子１１と接続されている。低電位側配線１４は低電位側端子１２と接続されている。

【0050】

双方向電力変換部２０は、２つのスイッチング素子（トップ側スイッチング素子２１及びボトム側スイッチング素子２２）、ノットゲート２３、インダクター２４、キャパシター２５などで構成されている。双方向電力変換部２０は、電流が入出力する第１端子２０ａ、第２端子２０ｂ、及び、第３端子２０ｃを有している。

【0051】

スイッチング素子２１，２２は、例えばＮｃｈパワーＭＯＳＦＥＴである。これら２つのスイッチング素子２１，２２は直列に接続されており、いわゆるハーフブリッジ回路２６を構成している。トップ側スイッチング素子２１のソース端子は、ボトム側スイッチング素子２２のドレイン端子と接続されている。トップ側スイッチング素子２１のドレイン端子は、第１端子２０ａと接続されている。第１端子２０ａは、トップ側中継配線３１により、高電位側配線１３と接続されている。

【0052】

トップ側中継配線３１に電流検出器４０が設置されている。電流検出器４０は、トップ側中継配線３１を流れる電流に比例した電圧（例えば１Ｖ／１Ａの比率で電流を変換した電圧）を検出する。電流検出器４０は、双方向電力変換部２０から流出する方向をプラス方向としている。そして、その検出した電圧を更に所定の変換比率で変換して、制御部３３へ出力する。電流検出器４０は、例えば公知のシャント抵抗やオペアンプなどを用いて構成できる。

【0053】

ボトム側スイッチング素子２２のソース端子は、第２端子２０ｂと接続されている。第２端子２０ｂは、ボトム側中継配線２７より、低電位側配線１４と接続されている。ボトム側スイッチング素子２２を迂回するように、ＬＣ直列回路２８が接続されている。

【0054】

ＬＣ直列回路２８の一端は、ハーフブリッジ回路２６におけるトップ側スイッチング素子２１とボトム側スイッチング素子２２の間の部位に接続されている。ＬＣ直列回路２８の他端は、ハーフブリッジ回路２６におけるボトム側スイッチング素子２２と第２端子２０ｂの間の部位に接続されている。

【0055】

インダクター２４及びキャパシター２５は、このＬＣ直列回路２８に直列に配置されている。インダクター２４は、ボトム側スイッチング素子２２のドレイン端子の側に、キャパシター２５はボトム側スイッチング素子２２のソース端子の側に位置している。

【0056】

ボトム側スイッチング素子２２のゲート端子は、ボトム側ゲート配線２９により、第３端子２０ｃと接続されている。トップ側スイッチング素子２１のゲード端子は、トップ側ゲート配線３０により、ボトム側ゲート配線２９におけるボトム側スイッチング素子２２のゲート端子と第３端子２０ｃとの間の部位と接続されている。トップ側ゲート配線３０には、ノットゲート２３が設置されている。

【0057】

制御部３３は、オペアンプ３４、コンパレータ３５、微分回路３６などで構成されている。微分回路３６は、例えば抵抗とコンデンサによって構成されており、高電位側端子１１と接続されている。制御部３３は、微分回路３６を通して、正極側配線５の電圧の変動成分を取り込む。制御部３３は、電流検出器４０から出力される電圧に、その電圧の変動成分を加算する。

【0058】

変動成分が加算された電圧は、オペアンプ３４の反転入力端子に入力される。オペアンプ３４の非反転入力端子には、例えば２．５Ｖに設定されたリファレンス電源３７のリファレンス電圧が入力される。オペアンプ３４は、これら入力電圧の差を増幅して出力する。

【0059】

さらに、制御部３３では、リファレンス電圧を中心に三角波信号３８が生成されるように構成されている。三角波信号３８の周波数は、例えば３３０ＫＨｚである。インバータ２のキャリア周波数（駆動周波数）は、一般的には１０ＫＨｚである。三角波信号３８の周波数は、インバータ２のキャリア周波数よりも十分に高く設定されている。その三角波信号３８とオペアンプ３４の出力信号とが、コンパレータ３５に入力される。

【0060】

コンパレータ３５は、これら信号を比較する。そして、オペアンプ３４の出力信号が三角波信号３８よりも小さい場合にコンパレータ３５の出力電圧が「Ｌ」となり、オペアンプ３４の出力信号が三角波信号３８以下の場合にコンパレータ３５の出力電圧が「Ｈ」となるように構成されている。すなわち、コンパレータ３５は、３３０ＫＨｚの周波数で、「Ｌ」又は「Ｈ」からなるＰＷＭ信号を出力する。

【0061】

コンパレータ３５の出力端子は第３端子２０ｃに接続されている。従って、コンパレータ３５から出力されるＰＷＭ信号に応じて、トップ側スイッチング素子２１とボトム側スイッチング素子２２とが、それぞれ同期して、オン又はオフの逆のスイッチング動作をする。

【0062】

第１アクティブキャパシター回路装置１０Ａには、このような構成にすることによって、第１フィードバック回路１６と第２フィードバック回路１７とが形成されている。

【0063】

第１フィードバック回路１６は、図２に矢印Ｙ１で示すように、微分回路３６を経由して正極側配線５の電圧（詳細にはその変動成分）を制御部３３に取り込み、その電圧に基づいて、双方向電力変換部２０の第１端子２０ａから電流を入出力する回路である。

【0064】

一方、第２フィードバック回路１７は、図２に矢印Ｙ２で示すように、電流検出器４０から出力される電圧（詳細には電流値に応じた電圧）を制御部３３に取り込み、その電圧に基づいて、双方向電力変換部２０の第１端子２０ａから電流を入出力する回路である。

【0065】

第１フィードバック回路１６の電圧及び第２フィードバック回路１７の電圧は、加算された状態でオペアンプ３４の反転入力端子に入力される。第１フィードバック回路１６は、正極側配線５の電圧に基づくものであり、第２フィードバック回路１７は、双方向電力変換部２０から出力される電流に基づくものである。

【0066】

（第１フィードバック回路１６による作用）
リップル電圧によって正極側配線５の電位が上昇すると、第１フィードバック回路１６に入力される電圧が上昇し、オペアンプ３４の反転入力端子に入力される電圧が上昇する。

【0067】

その結果、オペアンプ３４の出力電圧が低下する。それにより、コンパレータ３５から出力されるＰＷＭ信号のデューティ比が変化する。具体的には、コンパレータ３５の出力電圧が「Ｌ」となる期間が長くなり、「Ｈ」となる期間が短くなる。

【0068】

それにより、双方向電力変換部２０のスイッチング制御におけるＰＷＭ駆動の状態が変化する。具体的には、トップ側スイッチング素子２１がオン（通電可）となる期間は長くなり、ボトム側スイッチング素子２２がオンとなる期間は短くなる。その結果、第１端子２０ａからトップ側スイッチング素子２１に電流が流れるようになり、インダクター２４の作用によってキャパシター２５に蓄電される。

【0069】

すなわち、高電位側配線１３から第１アクティブキャパシター回路装置１０Ａに電流が流入するので、リップル電圧によって上昇した正極側配線５の電位が低下する。リップル電圧の上昇を抑制できる。

【0070】

一方、リップル電圧によって正極側配線５の電位が低下すると、第１フィードバック回路１６の電圧が低下し、オペアンプ３４の反転入力端子に入力する電圧も低下する。その結果、オペアンプ３４の出力電圧は上昇する。

【0071】

それにより、コンパレータ３５の出力電圧が「Ｈ」となる期間が長くなり、「Ｌ」となる期間が短くなる。そして、トップ側スイッチング素子２１がオン（通電可）となる期間は短くなり、ボトム側スイッチング素子２２がオンとなる期間は長くなる。その結果、インダクター２４及びキャパシター２５が放電することによって、トップ側スイッチング素子２１及び第１端子２０ａを通って電流が流れるようになる。

【0072】

すなわち、第１アクティブキャパシター回路装置１０Ａから正極側配線５に電流が流入するので、リップル電圧によって低下した正極側配線５の電位が上昇する。リップル電圧を抑制できる。

【0073】

（第２フィードバック回路１７による作用）
例えば、第１アクティブキャパシター回路装置１０Ａに流入する電流が増加すると、電流検出器４０では、マイナス方向の電流が大きくなる。それに伴って、第２フィードバック回路１７に入力される電圧が低下し、オペアンプ３４の反転入力端子に入力される電圧が低下する。

【0074】

その結果、オペアンプ３４の出力電圧が上昇する。それにより、コンパレータ３５から出力されるＰＷＭ信号のデューティ比が変化する。具体的には、コンパレータ３５の出力電圧が「Ｌ」となる期間が短くなり、「Ｈ」となる期間が長くなる。

【0075】

それにより、双方向電力変換部２０のスイッチング制御におけるＰＷＭ駆動の状態が変化する。具体的には、トップ側スイッチング素子２１がオン（通電可）となる期間は短くなり、ボトム側スイッチング素子２２がオンとなる期間は長くなる。その結果、第１アクティブキャパシター回路装置１０Ａに流入する電流が減少する。キャパシター２５の蓄電量が減少する。

【0076】

一方、第１アクティブキャパシター回路装置１０Ａに流入する電流が小さくなると、電流検出器４０では、マイナス方向の電流が減少する。それに伴って、第２フィードバック回路１７の電圧が上昇し、オペアンプ３４の反転入力端子に入力する電圧が上昇する。

【0077】

その結果、オペアンプ３４の出力電圧が低下する。それにより、コンパレータ３５から出力されるＰＷＭ信号のデューティ比が変化する。具体的には、コンパレータ３５の出力電圧が「Ｌ」となる期間が長くなり、「Ｈ」となる期間が短くなる。

【0078】

それにより、双方向電力変換部２０のスイッチング制御におけるＰＷＭ駆動の状態が変化する。具体的には、トップ側スイッチング素子２１がオン（通電可）となる期間は長くなり、ボトム側スイッチング素子２２がオンとなる期間は短くなる。その結果、第１アクティブキャパシター回路装置１０Ａに流入する電流が増加する。キャパシター２５の蓄電量が増加する。

【0079】

第１アクティブキャパシター回路装置１０Ａから流出する電流が大きくなったり小さくなったりした場合も同様である。それに応じて、第１アクティブキャパシター回路装置１０Ａから流出する電流が減少したり増加したりする。キャパシター２５の放電量が減少したり増加したりする。

【0080】

すなわち、従来は次に説明するようにフィードバック制御の精度に問題があったが、第２フィードバック回路１７により、リップル電圧による正極側配線５の電圧の上昇量または低下量に比例した電流に基づいてフィードバック制御することができる。従って、リップル電圧を精度高く制御できる。

【0081】

（第２フィードバック回路１７が無い場合）
コンパレータ３５から出力される３３０ＫＨｚのＰＷＭ信号のデューティと、第１端子２０ａを通して双方向電力変換部２０から入出力される電流の値は比例しないという問題がある。

【0082】

すなわち、コンパレータ３５から出力されるＰＷＭ信号のデューティは、ハーフブリッジ回路２６におけるトップ側スイッチング素子２１とボトム側スイッチング素子２２の間の部位に発生する矩形波状の電圧の平均値と比例関係にある。その電圧の平均値の時間変化分とキャパシター２５の静電容量とを掛け算して得られる電流がインダクター２４に流れる。従って、最終的に、インダクター２４を流れる電流と正極側配線５の電圧の変化量とは比例する。

【0083】

一方、トップ側スイッチング素子２１とボトム側スイッチング素子２２の各々がオンされる時間に応じて、インダクター２４を流れる電流を分配する。そうして分配した電流のうち、トップ側スイッチング素子２１がオンされる時間に流れる電流が、第１端子２０ａを通して双方向電力変換部２０から入出力される電流である。

【0084】

従って、正極側配線５の電圧が変化する直前において、キャパシター２５の電圧が低い場合はトップ側スイッチング素子２１の通電時間が短いので、第１端子２０ａを流れる電流は小さい。逆に、キャパシター２５の電圧が高い場合はトップ側スイッチング素子２１の通電時間が長いので、第１端子２０ａを流れる電流は大きい。

【0085】

そのため、正極側配線５の電圧の変化に対して、第１端子２０ａを通して双方向電力変換部２０から入出力される電流が比例しないので、その電流に基づいてリップル電圧の変動を精度高く制御できない。従って、第２フィードバック回路１７が無いと、不具合がある。

【0086】

それに対し、上述したように、第２フィードバック回路１７が有れば、第１端子２０ａを通して双方向電力変換部２０に入出力する電流が大小に変化する。オペアンプ３４の出力電圧もそれに応じて変化し、コンパレータ３５から出力されるＰＷＭ制御のデューティ比も変化する。それにより、第１端子２０ａを通して入出力する電流を、高電位側配線１３の電圧の変化に応じて調整できる。

【0087】

その結果、リップル電圧の大きさ、周波数成分に関わらず、精度高くリップル電圧を打ち消すための電流を双方向電力変換部２０から入出力させることができ、リップル電圧（電流）を抑制することができる。

【0088】

（実施例）
図３Ａに、上述したインバータシステム１の正極側配線５で発生するリップル電圧を示す。図３Ｂに、第１アクティブキャパシター回路装置１０Ａの高電位側端子１１を入出力としたフィードバック回路のゲイン及び位相を表したボード線図を示す。

【0089】

インバータ２の作動条件は、従来技術と同様とした。具体的には、三相の出力電力の実効値電流は１００Ａとした。キャリア周波数は１０ＫＨｚとした。直流電源３の電圧は１７７Ｖとした。

【0090】

従来の平滑コンデンサであれば、図８Ｄに示したように、１．４Ｖｐｐ以下のリップル電圧を実現するためには２７００μＦ以上の静電容量を要していた。それに対し、この第１アクティブキャパシター回路装置１０Ａのキャパシター２５の静電容量は３３０μＦである。すなわち、開示する技術によれば、従来の静電容量の約１／１０のキャパシター２５によって１．４Ｖｐｐ以下のリップル電圧を抑制できることが判った。

【0091】

そして、第１フィードバック回路１６と第２フィードバック回路１７との組み合わせにより、図３Ｂに示すように、ゲイン０ｄＢ以上で位相差は±９０度の範囲外にあり、安定した制御が可能となっている。

【0092】

尚、電流検出器４０において電流値Ｉから電圧値Ｖへ変換する際の変換比率（Ｖ：Ｉ）は、実験結果に基づいて設定されている。例えば、その変換比率を０とした場合は第２フィードバック回路が無いのと等価である。一方、その変換比率を高くし過ぎると、高電位側端子１１の電圧が変動しても、双方向電力変換部２０を入出力する電流がゼロに近づく。従って、その変換比率は適切な範囲に設定する必要がある。

【0093】

そこで、このインバータシステム１では、実験結果に基づいてその変換比率が最適化されている。具体的には、双方向電力変換部２０を入出力する電流によって正極側配線５に作用する電圧変動ΔＶａは、その電流の変動量ΔIａに、正極側配線５が有するインピーダンスＺを乗じたものである（ΔＶａ＝ΔＩａ・Ｚ）。それにより、その電圧変動ΔＶａを打ち消すために必要な、双方向電力変換部２０を入出力する電流の変動量ΔIａはΔＶａ／Ｚとなり、その場合の電圧と電流の変動量の比率（ΔＶａ／ΔＩａ）はインピーダンスＺとなる。

【0094】

ここで、正極側配線５のインピーダンスＺは、ＲＬ直列回路と考えられるので、例えば、このインバータシステム１では、その直列抵抗Ｒは１０ｍΩ、そのインダクタンスＬは５μＨ、リップル電圧の周波数成分Ｆは１０ＫＨｚとされており、Ｚ＝Ｒ＋２πＦＬより、インピーダンスＺは約０．３１５（Ω）となる。

【0095】

従って、この場合、上述した変換比率（Ｖ：Ｉ）は、０．３１５：１となり、約０．３以下であればよい。実質的には、０．２以上０．３以下：１が好ましい。従って、このインバータシステム１では、その正極側配線５の電圧変動の大きさに対応して、電流検出器４０の変換比率（Ｖ：Ｉ）は、０．２以上０．３以下：１となるように設定されている。

【0096】

（比較例）
図４Ａ及び図４Ｂに、実施例において第２フィードバック回路１７の無い場合を比較例として示す。図４Ａは、図３Ａに対応しており、第２フィードバック回路１７が無い場合において、上述したインバータシステム１の高電位側配線１３で発生するリップル電圧を示している。図４Ｂは、図３Ｂに対応しており、第２フィードバック回路１７が無い場合において、第１アクティブキャパシター回路装置１０Ａの高電位側端子１１を入出力としたフィードバック回路のゲイン及び位相を表したボード線図を示している。

【0097】

比較例では、図４Ａに示すように、約４．９Ｖｐｐのリップル電圧が存在している。従って、実施例における第２フィードバック回路１７の効果が顕著であることが判る。また、図４Ｂに示すように、比較例では、ゲインの設定を１／６まで低減しているにも関わらず、０ｄＢ以上において、位相回りが±９０度以内の領域がある。従って、比較例では、発振を伴った制御波形となっている。

【0098】

尚、双方向電力変換部２０及び電流検出器４０などは、逆向きに配置し、図２の上下を反転した構成としてもよい。

【0099】

すなわち、本実施形態の双方向電力変換部２０では、キャパシター２５の一端は低電位側配線１４の側に接続したが、キャパシター２５の一端は高電位側配線１３の側に接続する。そして、電流検出器４０はトップ側中継配線３１に配置したが、ボトム側中継配線２７に配置する。制御部３３は、高電位側端子１１の電圧ではなく、低電位側端子１２の電圧を入力する。リファレンス電源３７の基準側（低電位側）は、高電位側端子１１と接続する。

【0100】

＜第２形態＞
図５に、第１アクティブキャパシター回路装置１０Ａの別形態（第２アクティブキャパシター回路装置１０Ｂ）を示す。

【0101】

第２アクティブキャパシター回路装置１０Ｂの双方向電力変換部（第２双方向電力変換部２０Ｂ）は、スイッチング素子を４つ含むフルブリッジ回路５０を有している。具体的には、フルブリッジ回路５０は、第１トップ側スイッチング素子２１-1と第１ボトム側スイッチング素子２２-1とが直列に配置された第１ハーフブリッジ回路２６-1と、第２トップ側スイッチング素子２１-2と第２ボトム側スイッチング素子２２-2とが直列に配置された第２ハーフブリッジ回路２６-2とを並列に接続して構成されている。

【0102】

第１ボトム側スイッチング素子２２-1のゲート端子及び第２トップ側スイッチング素子２１-2のゲート端子は、第１ゲート配線５４によって第３端子２０ｃと接続されている。第２ボトム側スイッチング素子２２-2のゲート端子及び第１トップ側スイッチング素子２１-1のゲート端子は、第２ゲート配線５５によって第３端子２０ｃと接続されている。

【0103】

それにより、第１トップ側スイッチング素子２１-1と第２ボトム側スイッチング素子２２-2とが連動してスイッチングする。第２トップ側スイッチング素子２１-2と第１ボトム側スイッチング素子２２-1とが連動してスイッチングする。

【0104】

そして、第２ゲート配線５５にはノットゲート２３が配置されており、第１トップ側スイッチング素子２１-1及び第２ボトム側スイッチング素子２２-2のスイッチングと、第２トップ側スイッチング素子２１-2及び第１ボトム側スイッチング素子２２-1のスイッチングとは、互いに反転して相補的にスイッチングするように構成されている。

【0105】

第１端子２０ａと、第１ハーフブリッジ回路２６-1における第１トップ側スイッチング素子２１-1と第１ボトム側スイッチング素子２２-1との間の部位とが、第１中継配線５１によって接続されている。この第１中継配線５１に、インダクター２４が配置されている。第２ハーフブリッジ回路２６-2における第２トップ側スイッチング素子２１-2と第２ボトム側スイッチング素子２２-2との間の部位は、第２中継配線５２によって第２端子２０ｂと接続されている。

【0106】

そして、第１ハーフブリッジ回路２６-1及び第２ハーフブリッジ回路２６-2と並列に、ブリッジ配線５３が接続されている。このブリッジ配線５３にキャパシター２５が配置されている。

【0107】

上述したアクティブキャパシター回路装置１０Ａの場合、キャパシター２５に印加される電圧の最大範囲は、０Ｖから高電位側配線１３の電圧までである（ＤＣリンク間電圧）。それに対し、第２アクティブキャパシター回路装置１０Ｂの場合、キャパシター２５に印加される電圧の最大範囲は、その２倍である（±ＤＣリンク間電圧）。

【0108】

従って、第２アクティブキャパシター回路装置１０Ｂのキャパシター２５の静電容量は、上述した第１アクティブキャパシター回路装置１０Ａのキャパシター２５の半分にできる。

【0109】

＜第３形態＞
図６に、第１アクティブキャパシター回路装置１０Ａの別形態（第３アクティブキャパシター回路装置１０Ｃ）を示す。

【0110】

第３アクティブキャパシター回路装置１０Ｃは、マルチフェーズ構成とされており、双方向電力変換部２０を複数（本形態では３つ）有している点で、上述した第１アクティブキャパシター回路装置１０Ａ及び第２アクティブキャパシター回路装置１０Ｂと異なる。

【0111】

すなわち、第３アクティブキャパシター回路装置１０Ｃは、第１双方向電力変換部２０-1、第２双方向電力変換部２０-2、及び、第３双方向電力変換部２０-3からなる双方向電力変換部群６０を有している。

【0112】

第１双方向電力変換部２０-1、第２双方向電力変換部２０-2、第３双方向電力変換部２０-3の各々の第１端子２０ａは、並列した状態で、トップ側合流配線６１により、高電位側配線１３と接続されている。第１双方向電力変換部２０-1、第２双方向電力変換部２０-2、第３双方向電力変換部２０-3の各々の第２端子２０ｂは、並列した状態で、ボトム側合流配線６２により、低電位側配線１４と接続されている。

【0113】

電流検出器４０は、トップ側合流配線６１における各第１端子２０ａよりも高電位側の部位に設置されている。

【0114】

第３アクティブキャパシター回路装置１０Ｃの制御部（第３制御部３３Ｃ）において、微分回路３６、オペアンプ３４、及び、リファレンス電源３７は、上述したアクティブキャパシター回路装置１０Ａ等と同じである。

【0115】

第３制御部３３Ｃには、３つの双方向電力変換部２０-1，２０-2，２０-3に対応して、三角波信号３８及びコンパレータ３５が、それぞれ３つずつ設けられている。

【0116】

具体的には、第３制御部３３Ｃでは、第１三角波信号３８-1、第２三角波信号３８-2、及び、第３三角波信号３８-3が生成されるように構成されている。これら第１三角波信号３８-1、第２三角波信号３８-2、及び、第３三角波信号３８-3の周波数は、全て同一とされている（例えば３３０ＫＨｚ）。

【0117】

そして、第１三角波信号３８-1と第２三角波信号３８-2との間には、１２０度の位相差が設けられている。第２三角波信号３８-2と第３三角波信号３８-3との間にも、１２０度の位相差が設けられている。そして、第１三角波信号３８-1と第３三角波信号３８-3との位相差は、２４０度となっている。

【0118】

第３制御部３３Ｃは、第１コンパレータ３５-1、第２コンパレータ３５-2、及び、第３コンパレータ３５-3を有している。第１三角波信号３８-1、第２三角波信号３８-2、及び、第３三角波信号３８-3は、それぞれ、これら第１コンパレータ３５-1、第２コンパレータ３５-2、及び、第３コンパレータ３５-3に入力される。オペアンプ３４の出力信号も、それぞれ、これら第１コンパレータ３５-1、第２コンパレータ３５-2、及び、第３コンパレータ３５-3に入力される。

【0119】

第１コンパレータ３５-1、第２コンパレータ３５-2、及び、第３コンパレータ３５-3は、それぞれ、入力したそれら信号を比較する。それにより、第１コンパレータ３５-1、第２コンパレータ３５-2、及び、第３コンパレータ３５-3は、それぞれ、同一のデューティで、１２０度の位相差を持って分割されたＰＷＭ信号を出力する。

【0120】

そうすることにより、第１双方向電力変換部２０-1、第２双方向電力変換部２０-2、及び、第３双方向電力変換部２０-3を、１２０度の位相差で駆動する。尚、双方向電力変換部などは３個に限らない。ｎ個の双方向電力変換部が並列に接続されていて、双方向電力変換部の各々が、それらのスイッチング素子のスイッチングの周期に対して３６０÷ｎ度の位相差で駆動されればよい。

【0121】

その結果、第１双方向電力変換部２０-1、第２双方向電力変換部２０-2、第３双方向電力変換部２０-3の各々の第１端子２０ａから出力されて合成される電流は、等価的に３３０ＫＨｚ×３の周波数成分を持つことになる。それにより、双方向電力変換部群６０から出力される総電流値の３３０ＫＨｚのリップル成分が減少する。

【0122】

その結果、高電位側配線１３にノイズとして現れる三角波信号３８の周波数成分の影響を低減できる。さらに、双方向電力変換部群６０から出力される電流値に対し、第１双方向電力変換部２０-1、第２双方向電力変換部２０-2、第３双方向電力変換部２０-3の各々を流れる電流値を１／３にすることができる。これら双方向電力変換部２０に用いる電子部品で発生する抵抗性の電力損失を大幅に低減できる。

【0123】

さらに、第１双方向電力変換部２０-1、第２双方向電力変換部２０-2、第３双方向電力変換部２０-3の各々が有するインダクター２４及びキャパシター２５は、そのインダクター２４のインダクタンス値Ｌとキャパシター２５の静電容量値Ｃによって直列共振回路を形成する。これら直列共振回路を流れる共振電流によって、正極側配線５にノイズが発生し得る。

【0124】

そこで、この第３アクティブキャパシター回路装置１０Ｃでは、共振周波数が同一又は整数倍とならないように工夫されている。

【0125】

すなわち、第１双方向電力変換部２０-1、第２双方向電力変換部２０-2、第３双方向電力変換部２０-3の各々が有するインダクター２４のインダクタンス値は、１ｕＨ、１．４ｕＨ、１．８ｕＨとされている。そして、第１双方向電力変換部２０-1、第２双方向電力変換部２０-2、第３双方向電力変換部２０-3の各々が有するキャパシター２５の静電容量値Ｃは１００ｕＦとされている。

【0126】

それにより、特定の周波数で共振することが抑制でき、正極側配線５にノイズが発生すること防止できる。

【0127】

＜第４形態＞
図７に、第１アクティブキャパシター回路装置１０Ａの別形態（第４アクティブキャパシター回路装置１０Ｄ）を示す。

【0128】

第４アクティブキャパシター回路装置１０Ｄは、上述した第１アクティブキャパシター回路装置１０Ａと比べて、高電位側配線１３と低電位側配線１４との間に第２キャパシター７０を配設した点で異なる。

【0129】

インバータ２の入力側には、ノーマルモードノイズが発生する。このノーマルモードノイズの主成分は、インバータ２が備える３つのハーフブリッジ回路からなるインバータ回路においてオンオフの動作が反転する時に、個々のハーフブリッジ回路において、オフ側のスイッチング素子（又はフライホイールダイオード）のターンオフが遅れることにより、短時間ではあるが各ハーフブリッジ回路を貫通して流れる過大な電流に起因する。

【0130】

従って、ノーマルモードノイズを低減するためには、インバータ２の正極側入力端子２ａと負極側入力端子２ｂとの間に、高い周波数領域で極低インピーダンスの特性を具備するキャパシターを配設することが最も効果的である。

【0131】

そこで、この第４アクティブキャパシター回路装置１０Ｄでは、上述したように、高電位側配線１３と低電位側配線１４との間に第２キャパシター７０が配設されている。具体的には、第２キャパシター７０には、１０ｕＦ程度の高周波特性に優れる積層セラミックコンデンサが用いられている。

【0132】

そして、第２キャパシター７０は、キャパシターを構成する複数の素子を直列にすることなく、１つの素子で構成されている。複数の素子を直列に配置すると、これらのインピーダンスが直列になるので、ノイズ抑制効果の点で不利がある。従って、１つの素子で第２キャパシター７０を構成することはノイズ抑制の点で優れる。

【0133】

第２キャパシター７０はまた、高電位側配線１３と低電位側配線１４との間を直接かつ最短距離で接続するのが好ましい。上述した第１アクティブキャパシター回路装置１０Ａでは、スイッチング素子２１，２２などが介在する。そのため、そのインピーダンスにより、高い周波数領域におけるノーマルモードノイズの低減効果が小さく、効果的でない。

【0134】

第２キャパシター７０が、正極側配線５及び負極側配線６に寄生する寄生インダクタンスと共振することにより、大きな共振電流が流れ得る。この現象は、第２キャパシター７０の静電容量Ｃと寄生インダクタンスＬから求められる共振周波数が、インバータ２のキャリア周波数よりも高い場合に現れる。

【0135】

従って、第２キャパシター７０の静電容量Ｃの下限値は制限するのが好ましい。具体的には、寄生インダクタンスＬは５μＨ程度である。そして、キャリア周波数ｆｃは１／（２×ＰＩ×√（Ｌ×Ｃ））である。キャリア周波数ｆｃが１０ＫＨｚの時には静電容量Ｃ＝５０μＦであるから、第２キャパシター７０の静電容量Ｃは、その５０μＦよりも十分に大きい値、例えば２００μＦ程度に設定するのが好ましい。

【0136】

第２キャパシター７０の静電容量Ｃが大きくなると、正極側配線５に発生するリップル電圧も低くなる。その結果、双方向電力変換部２０から入出力する電流も小さくなるので、双方向電力変換部２０が有するキャパシター２５は、その静電容量を小さくできる。

【0137】

それにより、第４アクティブキャパシター回路装置１０Ｄにおいても、第２キャパシター７０と双方向電力変換部２０が有するキャパシター２５の静電容量値の合計を３３０μＦ程度にすれば、１．４Ｖｐｐ程度のリップル電圧を実現できる。従って、第４アクティブキャパシター回路装置１０Ｄも、上述した第１アクティブキャパシター回路装置１０Ａと同様に、従来の静電容量の約１／１０のキャパシターで、１．４Ｖｐｐ以下のリップル電圧を抑制できる
なお、開示する技術は、上述した実施形態に限定されず、それ以外の種々の構成をも包含する。

【0138】

例えば、上述した各形態では、インバータとアクティブキャパシター回路装置とを分離して構成した。しかし、アクティブキャパシター回路装置はインバータに内蔵してもよい。

【0139】

双方向電力変換部は開示した構成に限らない。例えば、スイッチングキャパシター方式等、様々な構成が適用可能である。制御部も開示した構成に限らない。例えば、公知のマイコンを用いたデジタル演算等、様々な構成が適用可能である。三角波信号の周波数の設定、微分回路のカットオフ周波数の決定などは適宜変更できる。

【0140】

開示する技術は、車載用のインバータシステムに好適であるが、それに限らない。リップルを伴う直流電源の配線があれば適用できる。

【符号の説明】

【0141】

１ インバータシステム
２ インバータ
３ 直流電源
５ 正極側配線
６ 負極側配線
１０Ａ アクティブキャパシター回路装置
１１ 高電位側端子
１２ 低電位側端子
１３ 高電位側配線
１４ 低電位側配線
２０ 双方向電力変換部
２１ トップ側スイッチング素子
２２ ボトム側スイッチング素子
２３ ノットゲート
２４ インダクター
２５ キャパシター
２６ ハーフブリッジ回路
２７ ボトム側中継配線
２８ ＬＣ直列回路
２９ ボトム側ゲート配線
３０ トップ側ゲート配線
３３ 制御部
３４ オペアンプ
３５ コンパレータ
３６ 微分回路
３７ リファレンス電源
３８ 三角波信号
４０ 電流検出器

【図1】

【図2】

【図3A】

【図3B】

【図4A】

【図4B】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8A】

【図8B】

【図8C】

【図8D】