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特開2024-174812ＰＦＣネットワーク回路

書誌要約請求の範囲詳細な説明課題実施例実施するための形態図面の説明

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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2024174812

(43)【公開日】2024-12-17

(54)【発明の名称】ＰＦＣネットワーク回路

(51)【国際特許分類】

H02M 7/12 20060101AFI20241210BHJP

【ＦＩ】

H02M7/12 P

【審査請求】未請求

【請求項の数】10

【出願形態】ＯＬ

【外国語出願】

(21)【出願番号】P 2024075665

(22)【出願日】2024-05-08

(31)【優先権主張番号】504159

(32)【優先日】2023-05-08

(33)【優先権主張国・地域又は機関】LU

(71)【出願人】

【識別番号】522500170

【氏名又は名称】アーツェーデー・アントリープステヒニク・ゲーエムベーハー

(74)【代理人】

【識別番号】100116687

【弁理士】

【氏名又は名称】田村爾

(74)【代理人】

【識別番号】100098383

【弁理士】

【氏名又は名称】杉村純子

(74)【代理人】

【識別番号】100155860

【弁理士】

【氏名又は名称】藤松正雄

(72)【発明者】

【氏名】アーロンフェセラー

(57)【要約】（修正有）

【課題】下流の昇圧回路又は降圧回路を備えないネットワーク回路と、整流電圧をより低い中間回路直流電圧とより高い中間回路直流電圧の両方に直接変換する方法を提供する。
【解決手段】ＰＦＣネットワーク回路は、３つの相と、３つの入力部を有する整流器と、制御ユニットによって制御される第１及び第２のトランジスタと、第１及び第２のトランジスタ間に配置された中間点と、３つのスターコンデンサを有するスター点と、中間点と基準電位に接続されたコンデンサとを備え、基準電位はネットワーク回路のゼロ電位又はスターコンデンサのスター点のいずれかであり得る。制御ユニットは、ストリング電圧の極性に応じてＡＣ電源電圧が昇圧又は降圧されたＤＣ出力電圧に変換されるように第１トランジスタ及び第２トランジスタを制御するように構成される。第１及び第２のトランジスタの制御は、制御ユニットにより正制御及び負制御によって行われる。
【選択図】図３

【特許請求の範囲】

【請求項1】

ＰＦＣ規格に準拠したＡＣ電源電圧をより低いＤＣ出力電圧及びより高いＤＣ出力電圧の両方に変換するハーフブリッジを備えたＰＦＣネットワーク回路であって、
３つの相と、
３つの入力部を有する整流器と、
制御ユニットによって制御される第１及び第２のトランジスタと、
前記第１及び第２のトランジスタ間に配置された中間点と、
３つのスターコンデンサを有するスター点と、
前記中間点と、ネットワーク回路のゼロ電位又は前記スターコンデンサの前記スター点のいずれかであり得る基準電位とに接続されたコンデンサと、
ネットワーク回路の出力領域に設けられた出力コンデンサ、出力コイル、ダイオード、及びストリングコンデンサと、
前記３つの相のうちの１つと、前記整流器の前記３つの入力部のうちの１つとにそれぞれ接続された３つの蓄積チョークと、を備えており、
前記コンデンサは、前記第１及び第２のトランジスタを制御することによって選択的に充電および放電することによって調整可能な電圧源として機能し、ＰＦＣ規格を満たすために前記３つの蓄積チョーク間の電圧差を調整するように構成され、
前記制御ユニットは、ストリング電圧の極性に応じてＡＣ電源電圧を昇圧又は降圧されたＤＣ出力電圧に変換されるように前記第１のトランジスタ及び前記第２のトランジスタを制御するように構成され、
前記第１及び第２のトランジスタの制御は、前記制御ユニットにより正制御及び負制御によって行われることを特徴とするＰＦＣネットワーク回路。

【請求項2】

請求項１に記載のＰＦＣネットワーク回路において、
前記ダイオードは、正経路内の正ダイオード、負経路内の負ダイオード、又は正経路内の正ダイオードと負ダイオード、のうちの少なくとも１つを含むことを特徴とするＰＦＣネットワーク回路。

【請求項3】

請求項１又は請求項２に記載のＰＦＣネットワーク回路において、
前記ストリングコンデンサは、正ストリング内の正ストランドコンデンサ、負ストリング内の負ストランドコンデンサ、又は正ストリング内の正ストランドコンデンサと負ストリング内の負ストランドコンデンサ、のうちの少なくとも１つを含むことを特徴とするＰＦＣネットワーク回路。

【請求項4】

請求項３に記載のＰＦＣネットワーク回路において、
前記出力コイルは、正経路内の正出力コイル、負経路内の負出力コイル、又は正経路内の正出力コイルと負出力コイル、のうちの少なくとも１つを含むことを特徴とするＰＦＣネットワーク回路。

【請求項5】

請求項４に記載のＰＦＣネットワーク回路において、
正経路のネットワーク回路内の出力領域に設けられた正デカップリングダイオードと、負経路内のネットワーク回路の出力領域に設けられた負デカップリングダイオードと、を更に備えたことを特徴とするＰＦＣネットワーク回路。

【請求項6】

請求項１に記載のＰＦＣネットワーク回路において、
ネットワーク回路はマルチチャネルとして形成されていることを特徴とするＰＦＣネットワーク回路。

【請求項7】

請求項６に記載のＰＦＣネットワーク回路において、
マルチチャネルのネットワーク回路の各チャネルは、インターリーブ原理に従って同期又はオフセットして動作し得ることを特徴とするＰＦＣネットワーク回路。

【請求項8】

ネットワーク回路上でＰＦＣ規格に準拠しながら、ＡＣ電源電圧をより低いＤＣ出力電圧とより高いＤＣ出力電圧の両方に変換する方法であって、
第１及び第２のトランジスタを制御すること、
前記制御に応じてコンデンサを充電及び放電すること、
前記コンデンサ内にコンデンサ電圧を生成すること、
前記コンデンサのコンデンサ電圧によって３つの蓄積チョークに電圧差に影響を与えること、
ＰＦＣ規格の高調波電流の制限値に準拠して、電源ネットワークから正弦波相電流を抽出すること、を含み、
前記制御は、正制御及び負制御を含み、ストリング電圧の極性を考慮するものであり、
前記蓄積チョークのコイル電圧は、充電及び放電の結果として生じるコンデンサ電圧とそれぞれのＡＣ電源電圧との間の電圧差に相当し、
ＤＣ出力電圧は、前記制御に応じてＡＣ電源電圧に対して昇圧又は降圧されることを特徴とする方法。

【請求項9】

請求項８に記載の方法において、
前記第１のトランジスタ及び前記第２のトランジスタは、ＤＣ出力電圧が負荷に応じて所望の値に調整されるように制御され、前記第１及び第２のトランジスタのスイッチオン期間、短絡期間、及びスイッチオフ期間、のうちの少なくとも１つが自由度として機能することを特徴とする方法。

【請求項10】

請求項８又は請求項９に記載の方法において、
前記制御は、ＰＦＣ規格の高調波電流の制限値に遵守されるように実行されることを特徴とする方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

［関連出願の相互参照］
本出願は、２０２３年５月８日に出願されたルクセンブルク特許出願ＬＵ５０４１５９に対する優先権を主張する。ルクセンブルク特許出願ＬＵ５０４１５９の全内容は、その全体が参照により本明細書に組み込まれる。

【0002】

本発明は、３相電源ネットワークからのストリング電圧を変調するために、３相電源ネットワークから電気負荷に直流を供給するためのネットワーク回路及び方法に関し、整流された電圧は昇圧及び降圧の両方が可能である。ネットワーク回路は、整流器の入力における相電流が、負荷に関係なく、ほぼ正弦波であることを保証する。したがって、制御要素の目標制御を通じて、ＰＦＣ規格に準拠してＡＣ電源電圧を高低設定できるネットワーク回路が提供される。

【背景技術】

【0003】

ネットワーク回路は従来技術から知られている。ネットワーク回路は、入力に印加されたＡＣ電源電圧を整流し、連動するＡＣ電源電圧の振幅よりも大きな値まで増加させるか（昇圧（ｓｔｅｐ－ｕｐ）コンバータ又は昇圧（ｂｏｏｓｔ）コンバータ）、連動するＡＣ電源電圧の振幅よりも小さな値まで減少させる（降圧（ｓｔｅｐ－ｄｏｗｎ）コンバータ又は降圧（ｂｕｃｋ）コンバータ）というタスクを有する。

【0004】

図１に示すように、ＡＣ電源電圧と中間回路電圧との間には、一定の物理的関係があることが知られている。昇圧コンバータ及び降圧コンバータの形式の電子コンバータシステムは、ＡＣ電源電圧をより高い又はより低い中間回路電圧ＵＺＫ又はＤＣ出力電圧に変換することを可能にする。既知の電子コンバータシステムは、正弦波相電流を達成しようとする。これらは、力率補正（ＰＦＣ）のためのＰＦＣを備えたＰＦＣ昇圧コンバータ又はＰＦＣ降圧コンバータと呼ばれる。

【0005】

公共電源ネットワークに接続された多くの負荷は、単純なブリッジ整流器を通じてパルス状のネットワーク電流を抽出することが知られており、これは大きな高調波電流を伴うため、無効電力消費が大きくなる。これらのパルス電流を利用するには、公共電源ネットワークを大規模にする必要がある。更に、短期的な電圧の低下（ディップ）と電圧のピークがあり、高感度な負荷では問題の増加につながる。このため、対応する（ＰＦＣ）規格があり（例えば、ＤＩＮＥＮＩＥＣ６１０００－３－２（ＶＤＥ０８３８－２），２０１９年１２月及びＤＩＮＥＮ６１０００－３－１２（ＶＤＥ０８３８－１２），２０１２年６月を参照））、一定の電力レベル以上では、いわゆる力率補正（ＰＦＣ）の使用が必要となる。パッシブシステムのコンポーネントは大きい設置スペースを必要とし、正弦波から外れた形状の電流を供給するため、結果として、アクティブ回路ソリューションの使用が必要となる。

【0006】

例えば、ＥＰ３０６８０２４Ａ１には、スイッチオフ可能な高電力密度のパワー半導体に対する逆電圧ストレスが比較的低く、システムフィードバックが低い、３相パルス整流器システムが開示されている。このような３相３点パルス整流器は、いわゆるウィーン整流器とも呼ばれ、３相電流の整流に使用される従来の６パルスブリッジ回路と比較して、ＡＣ電圧側の高調波含有率が著しく低いという特徴があることが知られている。

【0007】

ＵＳ２０１３／０１９４８３８Ａ１には、中性点に関して３相入力電圧を受け取る入力段と、少なくとも１つの負荷に結合するのに適した出力段とを備える、入力電流及び高調波が少ない３相昇圧整流器が開示されている。

【0008】

ＵＳ５９３３３３６Ａには、第１、第２及び第３の相入力及び出力を備える昇圧コンバータが開示されている。昇圧コンバータは、出力の対応するライン間に接続された第１及び第２のスイッチ又はトランジスタを更に備える。昇圧コンバータは、それぞれ第１のインダクタとともに第１、第２及び第３のＬ－Ｃ直列経路を形成する第１、第２及び第３のコンデンサも備える。第１、第２及び第３のＬ－Ｃ直列経路は、それぞれ、第１、第２及び第３の相入力と、第１及び第２のスイッチ間のノードとの間に結合される。第１及び第２のスイッチは、第１のインダクタを流れる電流を放電し、それによって３相入力全てにおける入力電流の全高調波歪み（ＴＨＤ）を低減するように、ライン間の電圧から第１、第２及び第３のコンデンサ間の電圧を差し引いたものを使用して段階的に協働する。

【0009】

ＥＰ０９７３２４５Ａ２には、インダクタが３相入力に結合される回路が開示されている。２つのスイッチが出力端子間に接続される。３つのコンデンサがスター型構成で３相入力に接続され、スター点がスイッチ間のノードに接続される。ダイオードを備えた整流器がインダクタとスイッチの間に挿入される。出力は、出力コンデンサを介してスイッチに接続される。相入力は電磁干渉抑制フィルターを介して供給される。インダクタはギャップモード（不連続電流モデムＤＣＭ）で動作する。制御ループはスイッチを制御する。スイッチは、インダクタを流れる電流を放電し、全ての相入力での全入力電流歪みを低減するように、コンデンサ間の電圧よりも低い出力部間の電圧を使用して段階的に動作する。

【0010】

ＷＯ９３／１２５７６Ａ１によれば、交流から直流、又はその逆に変換するシステムの全高調波歪みを低減するために、電源システムの周波数の高調波であり、選択された振幅及び位相を有する電流を生成する回路が知られている。ＤＣ信号がサンプリングされ、スイッチを制御することによって、所望の高調波を含む正弦波電流が生成され、この電流を電力供給装置の多相ＡＣシステムに供給するインピーダンスネットワークに供給される。インピーダンスネットワークは、電源の各相に直列に接続された単一のインダクタとコンデンサを備え、供給信号に大きな歪みを引き起こす高調波を実質的に除去するように選択された振幅を有する電流信号が含まれる。

【0011】

ＣＮ１０２１３０５７２Ａには、３相整流器ブリッジＤＣ側並列回路型の能動電力フィルタが開示されている。能動電力フィルタは、低周波双方向電力スイッチである３相整流器ブリッジのＡＣ側に結合要素を備え、結合要素はインピーダンスである。能動電力フィルタは、２つの昇圧型双方向電力コンバータで使用される２つのコンデンサと４つの高周波電力スイッチング管を相互に直列に接続した従来技術を改良し、１つのコンデンサと３つの高周波電力だけで済むようにしたものである。したがって、従来技術と比較して、能動電力フィルタは、２つの元のコンデンサ間の電圧を等しくする必要がないため、より優れた高調波抑制を提示する。

【0012】

したがって、ＡＣ電源電圧を整流された中間回路電圧に変換できるネットワーク回路は、従来技術から知られている。しかしながら、ＡＣ電源電圧を昇圧及び降圧ともに可能にするために、公知のネットワーク回路は通常、ＰＦＣ昇圧コンバータとして設定され、別個の下流降圧コンバータ回路を備える。変圧器を備えたコンバータシステムも、この目的で使用される。

【0013】

このようなネットワーク回路は、例えば、ウィーン整流器の場合のように、ＡＣ電源電圧を昇圧又は増加させるために多数のコンポーネントを必要とするため、非常に高価になり、非常に複雑な制御も必要となる。以前に増加した電圧からより低い中間回路電圧を得るには、この回路に加えて降圧コンバータ回路を下流に接続する必要があり、これにも追加のコンポーネントが必要となる。コストの増加に加えて、２つのコンバータシステムを直列に接続すると（個々のコンバータシステムの効率を乗算することにより）効率も大幅に低下する。効率の低下は、降圧コンバータ回路を下流に接続する必要がある全てのＰＦＣ昇圧コンバータトポロジに一般化することができる。

【0014】

下流コンバータ回路を備えないＰＦＣ昇圧コンバータトポロジの例は、例えば、ＷＯ２０２１／２６０２２２Ａ１から知られている。図２に示すように、これには、３相電源ネットワークＶＮからの出力ＯＵＴにおいて中間回路直流電圧ＵＺＫ及び負荷依存の中間回路電流ＩＺＫを供給するためのネットワーク回路Ｎが開示されている。ネットワーク回路Ｎは、整流器ＧＲ上のエネルギー蓄積体としての蓄積チョークＬＬ１、ＬＬ２、ＬＬ３を介して電圧差を設定するための調整可能な電圧源として機能する中間点ネットワーク内のコンデンサＣＳを備える。制御素子ＳＴを選択的に制御することにより、ＰＦＣ規格に準拠しながらＡＣ電源電圧を高めることができる。ただし、このネットワーク回路の欠点は、昇圧が１回しかできないことである。

【0015】

ＰＦＣ降圧コンバータ（降圧コンバータ）を考慮すると、下流の昇圧コンバータ回路を備えた様々な周知の降圧コンバータトポロジも存在する。また、コンポーネントの数が多いと、このタイプの回路の効率が著しく低下する。また、複雑な制御も必要となる。

【0016】

ＰＦＣ回路における下流コンバータの他の例は、ＣＵＫ又はＳＥＰＩＣコンバータとして知られている。ただし、ＣＵＫ又はＳＥＰＩＣコンバータは制御法則により一定の入力電圧でのみ機能するため、ＣＵＫ又はＳＥＰＩＣコンバータを組み合わせたネットワーク回路は、非常に複雑で、追加のコンポーネントが必要となる。また、コンポーネントの数が多いと、このタイプの回路の効率は著しく低下する。

【0017】

したがって、本出願の目的は、下流の昇圧回路又は降圧回路を備えないネットワーク回路と、ＰＦＣ規格に準拠しながらＡＣ電源電圧及びその結果得られる整流電圧をより低い中間回路直流電圧とより高い中間回路直流電圧の両方に直接変換する方法を提供し、それによって、公知のネットワーク回路の前述した欠点が克服することである。

【発明の概要】

【0018】

この目的は、ハーフブリッジを備えたＰＦＣネットワーク回路と、ＰＦＣ規格に準拠しながら、ＡＣ電源電圧をより低いＤＣ出力電圧及びより高いＤＣ出力電圧の両方に変換する方法とによって解決される。

【0019】

ＰＦＣネットワーク回路は、３つの相と、３つの入力部を有する整流器と、制御ユニットによって制御される第１及び第２のトランジスタ又はスイッチと、第１及び第２のトランジスタ間に配置された中間点と、３つのスターコンデンサを有するスター点と、中間点と基準電位に接続されたコンデンサとを備え、基準電位はネットワーク回路のゼロ電位又はスターコンデンサのスター点のいずれかであり得る。ネットワーク回路は、出力コンデンサ、出力コイル、ダイオード、及びストリングコンデンサを更に備え、出力コンデンサ、出力コイル、ダイオード、及びストリングコンデンサはネットワーク回路の出力領域に設けられる。ネットワーク回路は、３つの蓄積チョークも備えており、それぞれが３つの相のうちの１つと整流器の３つの入力部のうちの１つとに接続されている。コンデンサは、第１及び第２のトランジスタを制御することで選択的に充電及び放電することにより調整可能な電圧源として機能し、ＰＦＣ規格を満たすために３つの蓄積チョーク間の電圧差を調整するように構成される。制御ユニットは、ストリング電圧の極性に応じてＡＣ電源電圧が昇圧又は降圧されたＤＣ出力電圧に変換されるように第１トランジスタ及び第２トランジスタを制御するように構成される。第１及び第２のトランジスタの制御は、制御ユニットにより正制御及び負制御によって行われる。

【0020】

このようにして、第１及び第２のトランジスタのみを制御することで、ＰＦＣ規格に準拠しながら、ＡＣ電源電圧をより低い及びより高いＤＣ出力電圧に変換することを可能にするネットワーク回路が提供される。したがって、同じ制御要素で、ＰＦＣ規格を満たすために、制御に従って電源ネットワークから正弦波電流が得られる。ネットワーク回路は、不必要な下流トポロジにより有効性及びエネルギー効率を向上させ、コンポーネントの数を減らしてコストを削減する。

【0021】

一態様によれば、ダイオードは、正経路内の正ダイオード、負経路内の負ダイオード、又は正経路内の正ダイオードと負ダイオード、のうちの少なくとも１つを含む。

【0022】

ダイオードは、ネットワーク回路の出力をネットワーク回路の残りの部分から完全に電気的に切り離すことを可能にする。更に、ネットワーク回路は接地対称となり、ＥＭＣ（電磁両立性）や漏れ電流の面で更なる利点が得られる。これにより、ネットワーク回路の個々のコンポーネントの電気的負荷が軽減される。

【0023】

更なる態様によれば、ストリングコンデンサは、正ストリング内の正ストランドコンデンサ、負ストリング内の負ストランドコンデンサ、又は正ストリング内の正ストランドコンデンサと負ストリング内の負ストランドコンデンサ、のうちの少なくとも１つを含む。

【0024】

ストリングコンデンサが正ストリングコンデンサのみ又は負ストリングコンデンサのみを含む場合、設置スペースの容積を低減することができる。ストリングコンデンサが正ストリングコンデンサと負ストリングコンデンサを含む場合、ネットワーク回路の出力をネットワーク回路の残りの部分から容量的に完全に切り離すことができる。更に、ネットワーク回路は接地バランスがとられ、ＥＭＣ（電磁両立性）や漏れ電流の面で更なる利点が得られる。これにより、ネットワーク回路の個々のコンポーネントの電気的負荷が軽減される。ネットワーク回路内のコンポーネントに障害が発生した場合でも、出力での入力電圧のブレークダウンは発生しない。

【0025】

更なる態様によれば、出力コイルは、正経路内の正出力コイル、負経路内の負出力コイル、又は正経路内の正出力コイルと負出力コイル、のうちの少なくとも１つを含む。

【0026】

出力コイルが正出力コイルと負出力コイルを含む場合、ネットワーク回路の出力をネットワーク回路の残りの部分から誘導的に完全に切り離すことができる。更に、ネットワーク回路は接地対称となり、ＥＭＣ（電磁両立性）や漏れ電流の面で更なる利点が得られる。これにより、ネットワーク回路の個々のコンポーネントの電気的負荷が軽減される。

【0027】

更なる態様によれば、ネットワーク回路は、正経路のネットワーク回路の出力領域に設けられた正デカップリングダイオードと、負経路のネットワーク回路の出力領域に設けられた負デカップリングダイオードを更に備える。

【0028】

正デカップリングダイオードと負デカップリングダイオードは、ネットワーク回路の出力の誘導性デカップリングを改善し、一方向の電流フローを許可することができる。更に、ネットワーク回路は接地対称となり、ＥＭＣ（電磁両立性）や漏れ電流の面で更なる利点が得られる。これにより、ネットワーク回路の個々のコンポーネントの電気的負荷が軽減される。

【0029】

更なる態様によれば、ネットワーク回路はマルチチャネルである。

【0030】

マルチチャネル設計のおかげで、ネットワーク回路はより広い電力範囲で使用することができる。

【0031】

更なる態様によれば、マルチチャネルのネットワーク回路の各チャネルは、インターリーブ原理に従って同期又はオフセットして動作する。

【0032】

インターリーブ原理を使用して、ネットワーク回路のコンポーネントへのエネルギー供給を分割し、コンポーネントの負荷を軽減することができる。更に、出力電圧のリップルを低減できるため、出力コンデンサの静電容量をより低く選択できる（平滑容量）。

【0033】

この目的は、ネットワーク回路上でＰＦＣ規格に準拠しながら、ＡＣ電源電圧をより低い又はより高いＤＣ出力電圧に変換する方法によって更に解決される。この方法は、第１及び第２のトランジスタを制御すること、制御に応じてコンデンサを充電及び放電すること、コンデンサ内にコンデンサ電圧を生成すること、コンデンサのコンデンサ電圧によって３つの蓄積チョークに電圧差に影響を与えること、ＰＦＣ規格の高調波電流の制限値に準拠して、電源ネットワークから正弦波相電流を抽出することを含む。制御は、正制御及び負制御を含み、ストリング電圧の極性を考慮する。蓄積チョークのコイル電圧は、充電及び放電の結果として生じるコンデンサ電圧とＡＣ電源電圧との間の電圧差に相当する。ＤＣ出力電圧は、制御に応じてＡＣ電源電圧に対して昇圧又は降圧される。

【0034】

ネットワーク回路の第１及び第２のトランジスタのみを制御することで、ＰＦＣ規格に準拠しながらＤＣ出力電圧を上下させることができる。これにより、有効性及びエネルギー効率が向上し、コンポーネントの数を減らしてコストが削減される。

【0035】

一態様によれば、第１のトランジスタ及び第２のトランジスタは、ＤＣ出力電圧が負荷に応じて所望の値に調整されるように制御され、第１及び第２のトランジスタのスイッチオン期間、短絡期間、及びスイッチオフ期間、のうちの少なくとも１つが自由度として機能する。

【0036】

更なる態様によれば、制御は、ＰＦＣ規格の高調波電流の制限値に準拠するように実行される。

【図面の簡単な説明】

【0037】

次に、図面を参照して本発明をより詳細に説明する。図面には以下が示される。

【0038】

図１は、ＡＣ電源電圧と中間回路電圧との間における公知の一定の物理的関係を示す。

【0039】

図２は、下流コンバータ回路を備えない公知のＰＦＣ昇圧コンバータトポロジを示す。

【0040】

図３は、第１の実施形態例によるネットワーク回路を示す。

【0041】

図４は、図３のネットワーク回路の整流器を示す。

【0042】

図５は、第２の実施形態例に係るネットワーク回路を示す。

【0043】

図６は、ネットワーク回路の出力領域の第１の変形例を示す。

【0044】

図７Ａ及び図７Ｂは、ネットワーク回路の出力領域の第２の変形例を示す。

【0045】

図８は、ネットワーク回路の出力領域の第３の変形例を示す。

【0046】

図９は、ネットワーク回路の出力領域の第４の変形例を示す。

【0047】

図１０及び図１１は、ネットワーク回路の多チャンネル構成を示す。

【0048】

図１２は、正制御での制御信号の流れを示す。

【0049】

図１３は、負制御での制御信号の流れを示す。

【0050】

図１４は、図３のネットワーク回路の昇圧動作における正制御での異なる特性曲線を示す。

【0051】

図１５は、図３のネットワーク回路の昇圧動作における負制御での異なる特性曲線を示す。

【0052】

図１６は、図３のネットワーク回路の降圧動作における正制御での異なる特性曲線を示す。

【0053】

図１７は、図３のネットワーク回路の降圧動作における負制御での異なる特性曲線を示す。

【0054】

図１８は、図５のネットワーク回路の昇圧動作における正制御での異なる特性曲線を示す。

【0055】

図１９は、図５のネットワーク回路の昇圧動作における負制御での異なる特性曲線を示す。

【0056】

図２０は、図５のネットワーク回路の降圧動作における正制御での異なる特性曲線を示す。

【0057】

図２１は、図５のネットワーク回路の降圧動作における負制御での異なる特性曲線を示す。

【0058】

図２２Ａ及び図２２Ｂは、ネットワーク回路の正制御及び負制御のための方法ステップを示す。

【0059】

図２４Ａ～図２５Ｃは、図３のネットワーク回路の昇圧動作及び降圧動作におけるネットワーク変数の推移を示す。

【0060】

図２６Ａ～図２７Ｃは、図５のネットワーク回路の昇圧動作及び降圧動作におけるネットワーク変数の推移を示す。

【発明を実施するための形態】

【0061】

［本発明の具体的態様の説明］

【0062】

図３は、三相電源ネットワークＶＮからのＡＣ電源電圧ｕＮ（ｕ１，ｕ２，ｕ３）からネットワーク回路１００の出力において昇圧又は降圧されたＤＣ出力電圧ＵＡを供給するための第１の実施形態例による単一チャネルネットワーク回路１００の一般的な構造を示している。

【0063】

ネットワーク回路１００は、相互に接続された複数のコンポーネントを備える。入力領域Ｂ１において、ネットワーク回路１００は、入力部ＩＮと、ＥＭＩフィルタ又は電磁干渉用フィルタと、ネットワーク検出部ＮＥと、出力検出部ＡＥをオプションで備える制御ユニットＳＥと、結合回路ＫＳと、整流器ＧＲと、少なくとも１つの制御素子ＳＴ又は第１のトランジスタＴ１及び第２のトランジスタＴ２と、第１のトランジスタＴ１と第２のトランジスタＴ２との間に配置された中間点Ｍと、コンデンサＣＳとを備え、出力領域Ｂ２において、出力コンデンサＣＡと、出力コイルＬＡと、ダイオードＤと、ストリングコンデンサＣと、出力部ＯＵＴとを備える。

【0064】

第１のトランジスタＴ１及び第２のトランジスタＴ２は、それぞれ、制御入力部ＡＮと、トランジスタＴ１，Ｔ２と並列に接続されたボディダイオード（図示せず）又はフリーホイールダイオード（図示せず）とを備えるトランジスタである。制御入力部ＡＮは制御ユニットＳＥに接続されており、第１のトランジスタＴ１及び第２のトランジスタＴ２はそれぞれ制御入力部ＡＮを介して制御ユニットＳＥを介して制御される。コンデンサＣＳは、ネットワーク回路１００の中間点Ｍと、ゼロ電位ＮＰとに接続される。第１のトランジスタＴ１、中間点Ｍ、及び第２のトランジスタＴ２は、ハーフブリッジ又は電子ハーフブリッジ回路を形成する。

【0065】

入力部ＩＮでは、ネットワーク回路１００は、相Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３を介して電源ネットワークＶＮに接続される。相Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３は、ネットワーク変数ＮＧを有する。ネットワーク変数ＮＧは、相位置ＰＬと、ストリング電圧ＵＮ（ストリング電圧ｕ１，ｕ２，ｕ３）と、相電流ｉＮＬ１，ｉＮＬ２，ｉＮＬ３とのうちの少なくとも１つを有する。

【0066】

入力部ＩＮの後にはＥＭＩフィルタＥＭＩが続いており、これは既知の方法で電磁干渉をフィルタリングするために使用される。このため、また簡潔にするために、ＥＭＩフィルタについてはここでは詳しく説明しない。

【0067】

相Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３のそれぞれのネットワーク変数ＮＧは、様々な回路経路内のネットワーク検出部ＮＥによって検出され、制御ユニットＳＥに渡される。ネットワーク検出部ＮＥは、ＥＭＩフィルタと結合回路ＫＳの間に配置されている。ここで、回路経路は、正経路ｐＺと、負経路ｎＺとを有する。

【0068】

電源ネットワークＶＮが中性線を備えた４線式３相システムである場合、電源ネットワークＶＮに対称中性点が作られる（図示せず）。

【0069】

制御ユニットＳＥは、異なる位置、特にネットワーク回路１００の出力部ＯＵＴでの電圧変数と電流変数を検出するために、出力検出部ＡＥを任意に拡張することができる。したがって、出力検出部は、出力部ＯＵＴでのＤＣ出力電圧ＵＡと出力電流ＩＡの少なくとも１つを検出する。

【0070】

結合回路ＫＳの後には整流器ＧＲが接続されており、図示の例では３つの入力ｅ１，ｅ２，ｅ３を有し、エネルギー蓄積体としての整流ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６で構成される。入力ｅ１，ｅ２，ｅ３は、整流器ＧＲを相Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３に接続する。結合回路ＫＳと整流器ＧＲの間には、蓄積チョークＬＬ１，ＬＬ２，ＬＬ３が設けられている。ただし、整流器ＧＲは、この実施形態例に限定されない。整流器ＧＲは、制御可能なコンポーネント、非制御可能なコンポーネント、及び／又はそれらの組み合わせで構成することもできる。したがって、整流器ＧＲは、電源ネットワークＶＮへのフィードバックオプションを可能にする整流器及びインバータである可能性がある。

【0071】

図４に示すように、整流器ＧＲは、相Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３の相電流ｉＮＬ１，ｉＮＬ２，ｉＮＬ３を整流し、整流電流ＩＧを生成する。整流電流ＩＧは、第１のトランジスタＴ１のクロック状態に応じて、第１の整流電流ＩＧ１と第２の整流電流ＩＧ２に分割される。第２の整流電流ＩＧ２は、第１のトランジスタＴ１を通過する。第１の整流電流ＩＧ１は、正経路ｐＺを介してネットワーク回路１００の出力部ＯＵＴに供給される。

【0072】

ネットワーク回路１００では、第１のトランジスタＴ１及び第２のトランジスタＴ２の制御入力部ＡＮは、制御ユニットＳＥによって制御される。第２の整流電流ＩＧ２は、制御ユニットＳＥによって制御入力部ＡＮを制御することによって、クロック信号ＧＳに変換される。クロック信号ＧＳは、コンデンサＣＳを介したコンデンサ電流ｉＣＳに対応する。

【0073】

クロック信号ＧＳは、図３に示すように、第１のトランジスタＴ１から中間点Ｍ及びコンデンサＣＳを介して相Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３に転送される。コンデンサＣＳは、クロック信号ＧＳによって特に充電される。コンデンサＣＳが充電される電圧は、コンデンサＣＳの静電容量値で割った、積分されたコンデンサ電流ｉＣＳに相当する。

【0074】

それぞれのストリング電圧と静電容量の電圧値との差によって、蓄積チョークＬＬ１，ＬＬ２，ＬＬ３を流れる電流が測定され、正弦波変調された相電流ｉＮＬ１，ｉＮＬ２，ｉＮＬ３が保証される。

【0075】

したがって、コンデンサＣＳは電圧源として機能し、第１のトランジスタＴ１又は第２トランジスタＴ２を制御することによって、蓄積チョークＬＬ１，ＬＬ２，ＬＬ３を介して調整可能な電圧差を提供する。このようにして、ネットワーク回路１００は、ＰＦＣ規格を満たすために、電源ネットワークＶＮからの正弦波電流抽出を保証する。

【0076】

結合回路ＫＳは、ＥＭＩフィルタ又はネットワーク検出部ＮＥと整流器ＧＲの間に設けられ、中間点Ｍに接続されている。結合回路ＫＳは、トランジスタのクロッキングによって生成される高周波電流成分を相電流から除去する。言い換えれば、結合回路ＫＳは、第１のトランジスタＴ１及び／又は第２のトランジスタＴ２のクロッキングによって発生する高周波電流が相電流ｉＮＬ１，ｉＮＬ２，ｉＮＬ３に現れないことを保証する。

【0077】

結合回路ＫＳは、スター点ＳＰを形成する３つのスターコンデンサＣＹＬ１，ＣＹＬ２，ＣＹＬ３を備えるコンデンサスター回路である。中間点Ｍは、コンデンサＣＳを介してコンデンサスター回路のスター点ＳＰに接続されている。相電流ｉＮＬ１，ｉＮＬ２，ｉＮＬ３は、コンデンサスター回路ＫＳを介して、相Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３で転送されたクロック信号ＧＳを用いて変調される。したがって、転送されたクロック信号ＧＳは、結合回路ＫＳのスター点ＳＰにフィードバックされる。

【0078】

出力部ＯＵＴを入力部ＩＮから容量的に分離するために、ネットワーク回路１００の第１の実施例では、第１のトランジスタＴ１の後の正経路ｐＺにストリングコンデンサＣが設けられている。出力部ＯＵＴ方向のストリングコンデンサＣの後、正経路ｐＺと負経路ｎＺの間に出力コイルＬＡが設けられている。出力コイルＬＡは、回路の機能（昇圧及び降圧）に必要な出力側蓄積チョーク（エネルギー蓄積体）の機能を果たす。出力領域Ｂ２をネットワーク回路１００から分離して、ＤＣ出力電圧ＵＡがクロックに関係なく接地対称電位に維持されるようにするために、ネットワーク回路１００の第１の実施例では、ストリングコンデンサＣ及び出力コイルＬＡの下流の正経路ｐＺにダイオードが設けられている。最後に、出力ＯＵＴの正経路ｐＺと負経路ｎＺの間に出力コンデンサＣＡが設けられる。出力領域Ｂ２における前述のコンポーネントのこの特定の配置により、第１の実施形態例に係るネットワーク回路１００は、非反転型３相降圧・昇圧コンバータトポロジに対応する。

【0079】

図５は、３相電源ネットワークＶＮからのＡＣ電源電圧ｕＮからネットワーク回路１００の出力部ＯＵＴに昇圧又は降圧されたＤＣ出力電圧ＵＡを供給する第２の実施形態例に係る単チャネルネットワーク回路１００の一般的な構造を示している。

【0080】

第２の実施例に係るネットワーク回路１００は、出力領域Ｂ２における出力コイルＬＡ及びダイオードＤの配置が異なる点で第１の実施例と異なる。入力領域Ｂ１内のコンポーネントは第１の実施例と同じであり、同様に配置されている。したがって、簡潔にするために、これらのコンポーネントについては再度詳細に説明しない。

【0081】

第２の実施例に係るネットワーク回路１００では、出力ＯＵＴ方向の正経路ｐＺのストリングコンデンサＣの下流側の出力領域Ｂ２において、正経路ｐＺと負経路ｎＺの間にダイオードＤが設けられている。更に、ストリングコンデンサＣ及びダイオードの後の正経路ｐＺに出力コイルＬＡが設けられている。

【0082】

第２の実施形態例に係るネットワーク回路１００の出力領域Ｂ２における出力コイルＬＡ及びダイオードＤの配置が異なるため、ＤＣ出力電圧ＵＡ及び出力電流ＩＡは、ネットワーク回路１００の第１の実施形態例と比較して、相応的に反転される。したがって、第２の実施形態例に係るネットワーク回路１００は、反転型３相降圧・昇圧コンバータトポロジに対応する。

【0083】

図６は、第１の変形例に対応する第１の出力例に係るネットワーク回路１００の出力領域Ｂ２を示している。第１の変形例によれば、ダイオードＤは、正経路ｐＺの正ダイオードＤｐと負経路ｎＺの負ダイオードＤｎのうちの少なくとも１つを含む。ダイオードＤは、正経路ｐＺの正ダイオードＤｐのみ、負経路ｎＺの負ダイオードＤｎのみ、又は正ダイオードＤｐと負ダイオードＤｎの両方を含むことができる。

【0084】

２つのダイオード、すなわち正経路ｐＺの正ダイオードＤｐと負経路ｎＺの負ダイオードＤｎを使用することにより、ネットワーク回路１００の出力領域Ｂ２を分離して、ＤＣ出力電圧ＵＡがクロックに関係なく接地対称電位に維持されるようにすることができる。トランジスタの形態のアクティブダイオードを使用して効率を向上させることもできる。したがって、第１の変形例に係るネットワーク回路１００は、正経路ｐＺの正ダイオードＤｐのみ、負経路ｎＺの負ダイオードＤｎのみ、又は正ダイオードＤｐと負ダイオードＤｎの両方のダイオードを使用して実現することができる。

【0085】

図７Ａ及び図７Ｂは、第１の出力例によるネットワーク回路１００の出力領域Ｂ２（図７Ａ）と、第２の変形例に対応する第２の実施形態例に係るネットワーク回路１００の出力領域Ｂ２（図７Ｂ）とを示している。第２の変形例によれば、ストリングコンデンサＣは、正経路ｐＺの正ストリングコンデンサＣｐと負経路ｎＺの負ストリングコンデンサＣｎのうちの少なくとも１つを含む。ストリングコンデンサＣは、正経路ｐＺの正ストランドコンデンサＣｐのみ、負経路ｎＺの負ストランドコンデンサＣｎのみ、又は正ストランドコンデンサＣｐと負ストランドコンデンサＣｎの両方を含むことができる。

【0086】

ストリングコンデンサＣを分割する利点は、出力部ＯＵＴがネットワーク回路１００の入力部ＩＮから容量的に分離されることである。動作中、ストリングコンデンサＣには高電圧が発生する。ストリングコンデンサＣを正ストリングコンデンサＣｐと負ストリングコンデンサＣｎに分割することにより、電圧が半分になるため、より低い誘電強度のコンデンサを使用することができる。正端子コンデンサＣｐと負端子コンデンサＣｎは直列接続に対応することに留意すべきである。正ストリングコンデンサＣｐと負ストリングコンデンサＣｎで単一のストリングコンデンサＣと同じ合計静電容量を得るためには、正ストリングコンデンサＣｐと負ストリングコンデンサＣｎをストリングコンデンサＣの２倍の大きさにする必要がある。

【0087】

図８は、第３の変形例に対応する第２の出力例に係るネットワーク回路１００の出力領域Ｂ２を示している。第３の変形例によれば、出力コイルＬＡは、正経路ｐＺの正出力コイルＬＡｐと負経路ｎＺの負出力コイルＬＡｎのうちの少なくとも１つを含む。出力コイルＬＡは、正経路ｐＺの正出力コイルＬＡｐのみ、負経路ｎＺの負出力コイルＬＡｎのみ、又は正出力コイルＬＡｐと負出力コイルＬＡｎの両方を含むことができる。

【0088】

図９は、第４の変形例に対応する第２の出力例に係るネットワーク回路１００の出力領域Ｂ２を示している。第４の変形例は、図８に係る第３の変形例の更なる変形例とみなすことができる。第４の変形例によれば、図８に係るネットワーク回路１００の出力領域Ｂ２は、正デカップリングダイオードＥＤｐと負デカップリングダイオードＥＤｎによって拡張されている。正デカップリングダイオードＥＤｐは、正経路ｐＺの出力ＯＵＴへの正出力コイルＬＡｐの下流に設けられる。負デカップリングダイオードＥＤｎは、負経路ｎＺの出力ＯＵＴへの負の出力コイルＬＡｎの下流に設けられる。

【0089】

図１０及び図１１は、より大きな電力範囲で使用するために昇圧又は降圧されたＤＣ出力電圧ＵＡを提供するための、第１の実施形態例に係るネットワーク回路１００のマルチチャネル構造（図１０）と、第２の実施形態例に係るネットワーク回路１００のマルチチャネル構造（図１１）とを示している。

【0090】

図示のように、結合回路ＫＳと出力コンデンサＣＡの間のネットワーク回路１００の構造は、複数のチャネル又は複数の並列接続で接続されている。

【0091】

図１０及び図１１に示すネットワーク回路１００のマルチチャネル構造は、同期して動作させることも、周知のインターリーブ原理に従って動作させることもできる。インターリーブ原理では、個々の構造は互いにクロックをオフセットする。例えば、２つの構造又は２チャネル設計では、クロッキングは通常、周期期間の半分だけオフセットされる。例えば、ｎ個の構造では、クロッキングは１周期期間内でｎシフトだけオフセットされる。クロッキング又は制御は、制御ユニットＳＥを介して行われる。

【0092】

３つのスターコンデンサＣＹＬ１，ＣＹＬ２，ＣＹＬ３で実現されるスター点ＳＰは、複数の構造の全てのコンデンサＣＳの共通基準点として機能する。４線式３相システムに存在する中性導体も基準点として使用できる。あるいは、各構造は、コンデンサを介して、コンデンサＣＳに対する独立した中間点Ｍ又はスター点ＳＰを提供することができ、つまり、３つの別々のスターコンデンサが、蓄積チョークＬＬ１，ＬＬ２，ＬＬ３の上流の各構造に対して提供される。

【0093】

中間点ＭのコンデンサＣＳは、制御ユニットＳＥによる第１のトランジスタＴ１と第２のトランジスタＴ２のうちの少なくとも１つの制御入力部ＡＮの特別なタイプの制御によって特に充電される。コンデンサＣＳの充電は、事前充電と、充電と、再充電と、放電とのうちの少なくとも１つに対応する。コンデンサＣＳの充電のタイプは、ネットワーク検出部ＮＥ及び出力検出部ＡＥによって検出されたネットワーク変数に応じて異なる。

【0094】

コンデンサＣＳのコンデンサ電圧ｕＣＳは、コイル電圧ｕＬＬ１，ｕＬＬ２，ｕＬＬ３を変調して、電源ネットワークＶＮの相Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３から正弦波相電流ｉＮＬ１，ｉＮＬ２，ｉＮＬ３が抽出されるようにする。言い換えると、ネットワーク変数に合わせて特別に調整されたコンデンサＣＳのコンデンサ電圧ｕＣＳは、ＰＦＣ規格に準拠するために、電源ネットワークＶＮの相Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３から正弦波相電流ｉＮＬ１，ｉＮＬ２，ｉＮＬ３が抽出されるように、蓄積チョークＬＬ１，ＬＬ２，ＬＬ３のコイル電圧ｕＬＬ１，ｕＬＬ２，ｕＬＬ３の偏差を動的に補償するために使用される。コンデンサ電圧ｕＣＳのレベルは、制御ユニットＳＥによる第１のトランジスタＴ１及び第２のトランジスタＴ２の制御に依存し、その制御は、ネットワーク検出部ＮＥ及び出力検出部ＡＥによって検出されたネットワーク変数に依存するので、補償は動的である。

【0095】

したがって、コンデンサ電圧ｕＣＳのレベルは、以下に説明するように、パルスデューティ係数又はデューティサイクルＴＶに依存する。変調により、相電流ｉＮＬ１，ｉＮＬ２，ｉＮＬ３は本質的に正弦波電流になり、又は本質的に正弦波推移を持ち、全ての電力範囲でＰＦＣ標準に対応する。変調は、パルス幅変調、パルス周波数変調、又はその他の既知の変調方法に対応する。正弦波電流は、ネットワーク回路１００の入力部で電源ネットワークＶＮから抽出される。

【0096】

特殊な制御タイプに応じてコンデンサＣＳを充電することにより、コンデンサＣＳは、蓄積チョークＬＬ１，ＬＬ２，ＬＬ３間の電圧差を生成するための調整可能な電圧源として機能する。蓄積チョークＬＬ１，ＬＬ２，ＬＬ３間の電圧差は、図１２～図２６Ｃに示すように、対応する期間において、コンデンサＣＳの充電によって影響を受ける可能性があり、電源ネットワークＶＮによって物理的に提供されるよりも大きなコイル電圧ｕＬＬ１，ｕＬＬ２，ｕＬＬ３が蓄積チョークＬＬ１，ＬＬ２，ＬＬ３に印加される。その結果、全ての相Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３において、本質的に正弦波の電流が電源ネットワークＶＮから抽出され、対応する電力クラスにおいてＰＦＣ規格の制限値に準拠することができる。

【0097】

この目的のため、第１のトランジスタＴ１及び第２のトランジスタＴ２は、検出されたネットワーク変数に応じた制御信号ＳＴ１，ＳＴ２を制御ユニットＳＥからそれぞれ受信し、これによって第１のトランジスタＴ１及び第２のトランジスタＴ２がクロッキングされる。制御ユニットＳＥによるトランジスタＴ１，Ｔ２の制御に起因するクロッキングにより、第１のトランジスタＴ１のスイッチオン期間ＴＥ、第２のトランジスタＴ２のスイッチオン期間ＴＥ、両方のトランジスタＴ１，Ｔ２が同時にスイッチオンまたは導通される短絡範囲を画定する短絡期間ＴＫなどの、異なる時間間隔が決定される。第１のトランジスタＴ１又は第２のトランジスタＴ２がスイッチオン又は導通されていない残りの時間は、スイッチオフ期間ＴＡとして画定される。スイッチオン期間ＴＥとスイッチオフ期間ＴＡの合計は、周期期間ＴＳを形成する。時間間隔の順序により、正制御と負制御が区別される。この特別なタイミングについては、図１２及び図１３を参照して以下で詳しく説明する。制御ユニットＳＥは、時間間隔の長さによって変調を調整する。同時に、時間間隔の長さと短絡期間ＴＫを使用して、ＤＣ出力電圧ＵＡのレベルを制御する。コンデンサＣＳは時間間隔中に充電される。充電は、スター点ＳＰに関連して行われる。

【0098】

一例では、時間間隔の１つ（スイッチオン期間ＴＥ、スイッチオフ期間ＴＡ）は、時間間隔のもう１つよりも短くすることができる。これにより、ネットワーク回路１００を、きれいに調整されたＤＣ出力電圧ＵＡ用又はＰＦＣ準拠の正弦波電流抽出用に設定することができる。これにより、高調波を低減することでネットワーク電流ｉＮＬ１，ｉＮＬ２，ｉＮＬ３がＰＦＣ制限値に十分に準拠する第１のクロック周期ＴＳ１を設定したり、高調波を低減したりすることができる。ＤＣ出力電圧ＵＡは、その後の第２のクロック周期ＴＳ２で安定に保つことができる。更に限定されない例では、第３のクロック周期ＴＳ３を追加して更なる改善を達成することもできる。更に、ネットワーク回路１００がきれいに調整されたＤＣ出力電圧ＵＡ用又はＰＦＣ準拠の正弦波電流抽出用のみに設定されるように、全てのクロック周期を設定することができる。

【0099】

図１２は、時間ｔにわたる第１のトランジスタＴ１及び第２のトランジスタＴ２の正制御に基づく、第１のトランジスタＴ１に対する第１の制御信号ＳＴ１の推移及び第２のトランジスタＴ２に対する第２の制御信号ＳＴ２の推移を示している。

【0100】

正制御では、第１及び第２のトランジスタＴ１，Ｔ２の制御入力部ＡＮは、第１のトランジスタＴ１が第１の時点ｔ１と第３の時点ｔ３の間のスイッチオン期間ＴＥにおいて導通し、その後、第２のトランジスタＴ２が第２の時点ｔ２と第４の時点ｔ４の間のスイッチオン期間ＴＥにおいて導通するように、制御ユニットＳＥによって制御される。第２の時点ｔ２と第３の時点ｔ３との間の短絡期間ＴＫにおいて、第１及び第２のトランジスタＴ１，Ｔ２は同時に導通する。第１の制御信号ＳＴ１がゼロの間、第１のトランジスタＴ１は非導通である。第１のトランジスタＴ１は、スイッチオン期間ＴＥとスイッチオフ期間ＴＡの合計からなる現在の周期期間ＴＳの第３の時点ｔ３から次の周期期間の第１の時点ｔ１までのスイッチオフ期間ＴＡにおいて非導通であり、その間、第１のトランジスタＴ１は制御ユニットＳＥによって制御されない。第２の制御信号ＳＴ２がゼロの間、第２のトランジスタＴ２は非導通である。第２のトランジスタＴ２は、現在の周期期間ＴＳの第４の時点ｔ４から次の周期期間の第２の時点ｔ２までのスイッチオフ期間ＴＡにおいて非導通であり、その間、第２のトランジスタＴ２は制御ユニットＳＥによって制御されない。

【0101】

周期期間ＴＳの逆数はクロック周波数ｆＳ、つまりｆＳ＝１／ＴＳとなり、制御ユニットＳＥによる制御を通じて第１のトランジスタＴ１及び第２のトランジスタＴ２がクロッキングされます。クロッキングによって発生する高調波をフィルタリングするのに必要な労力を最小限にするために、ネットワーク周波数ｆＮに比べて十分に高いクロック周波数ｆＳでクロッキングを実行する必要があることに留意すべきである。

【0102】

図１３は、時間ｔにわたる第１のトランジスタＴ１及び第２のトランジスタＴ２の負制御に基づく、第１のトランジスタＴ１に対する第１の制御信号ＳＴ１の推移及び第２のトランジスタＴ２に対する第２の制御信号ＳＴ２の推移を示している。

【0103】

負制御では、スイッチオン期間ＴＥ、スイッチオフ期間ＴＡ、短絡期間ＴＫ、及びスイッチング周期ＴＳは、それぞれが異なる時間に開始及び終了するという違いがあるが、正制御のそれらに対応する。つまり、スイッチオン期間ＴＥ、スイッチオフ期間ＴＡ、短絡期間ＴＫ、及びスイッチング周期ＴＳは、正制御のものと同じである。

【0104】

負制御では、第１及び第２のトランジスタＴ１，Ｔ２の制御入力部ＡＮは、第２のトランジスタＴ２が第１の時点ｔ１と第３の時点ｔ３の間のスイッチオン期間ＴＥにおいて導通し、その後、第１のトランジスタＴ１が第２の時点ｔ２と第４の時点ｔ４の間のスイッチオン期間ＴＥにおいて導通するように、制御ユニットＳＥによって制御される。第２の時点ｔ２と第３の時点ｔ３の間の短絡期間ＴＫにおいて、第１及び第２のトランジスタＴ１，Ｔ２は同時に導通する。第１のトランジスタＴ１は、現在の周期期間ＴＳの第４の時点ｔ４から次の周期期間の第２の時点ｔ２までのスイッチオフ期間ＴＡにおいて非導通であり、その間、第１のトランジスタＴ１は制御ユニットＳＥによって制御されない。第２のトランジスタＴ２は、現在の周期期間ＴＳの第３の時点ｔ３から次の周期期間の第１の時点ｔ１までのスイッチオフ期間ＴＡにおいて非導通であり、その間、第２のトランジスタＴ２は制御ユニットＳＥによって制御されない。

【0105】

負制御では、クロック周波数ｆＳがネットワーク周波数ｆＮに比べて十分に高いことを保証することも重要である。

【0106】

ＤＣ出力電圧ＵＡは、第１及び第２のトランジスタＴ１，Ｔ２のスイッチオン期間ＴＥからスイッチオフ期間ＴＡまでのデューティサイクルＴＶ又は周期期間ＴＳを介して、また短絡期間ＴＫと組み合わせて、任意に制御することができる。

【0107】

ネットワーク回路１００と特別な正制御及び負制御により、ＡＣ電源電圧ｕＮから、標準の３相整流よりも低い（降圧）又は高い（昇圧）ＤＣ出力電圧ＵＡを生成することができる。これは、昇圧時にはＤＣ出力電圧ＵＡがＡＣ電源電圧ｕＮより高くなり、降圧時にはＤＣ出力電圧ＵＡがＡＣ電源電圧ｕＮより低くなることを意味する。ＤＣ出力電圧ＵＡのレベルはクロッキングに依存し、昇圧と降圧の変更は連続的に可能である。クロッキングによってＤＣ出力電圧ＵＡの昇圧と降圧が引き起こされるだけでなく、正弦波相電流ｉＮＬ１，ｉＮＬ２，ｉＮＬ３が結合によって電源ネットワークＶＮから同時に抽出される。ネットワーク回路１００を使用すると、降圧（ＵＡ＜ｕＮ）と昇圧（ＵＡ＞ｕＮ）間の相互のスムーズな遷移が可能になり、ＰＦＣ規格に準拠しながら、ＤＣ出力電圧ＵＡを０ボルトから１０００ボルトなどの広い電圧範囲で適切に調整することができる。

【0108】

ネットワーク回路１００における昇圧及び降圧は、スイッチオン期間ＴＥ又は短絡期間ＴＫの長さによって決まる。図１２及び図１３に示す制御法則におけるネットワーク回路１００内の物理的関係により、短絡期間ＴＫが短いとＤＣ出力電圧ＵＡが低くなり、降圧が行われる。更に、短絡期間ＴＫが短いと、相電流ｉＮＬ１，ｉＮＬ２，ｉＮＬ３の正弦波形状が改善され、ＰＦＣ規格に準拠する。相電流ｉＮＬ１，ｉＮＬ２，ｉＮＬ３の最小の高調波の正弦波の推移は、短絡期間ＴＫがスイッチオン期間ＴＥの０．１未満、つまりＴＫ＜０．１×ＴＥの場合にほぼ達成される。同じスイッチオン期間ＴＥで短絡期間ＴＫがわずかに変更すると、ＤＣ出力電圧ＵＡに大きな変化が生じるが、同じ割合の短絡期間ＴＫでスイッチオン期間ＴＥを変更することで、ＤＣ出力電圧ＵＡを微調整又は調整することができる。

【0109】

昇圧には、より長い短絡期間ＴＫが必要である。短絡期間ＴＫが長くなると、相電流ｉＮＬ１，ｉＮＬ２，ｉＮＬ３は最適な正弦波形状から外れた正弦波形状になる。相電流ｉＮＬ１，ｉＮＬ２，ｉＮＬ３の最小の高調波の正弦波の推移は、短絡期間ＴＫがスイッチオン期間ＴＥの０．２～０．３の場合、つまりＴＫ=０．２・・・０．３×ＴＥの場合にほぼ達成される。短絡期間ＴＫが長いほど、ＤＣ出力電圧ＵＡは高くなる。昇圧の場合も、同じスイッチオン期間ＴＥで短絡期間ＴＫがわずかに変化すると、ＤＣ出力電圧ＵＡに大きな変化が生じる。更に、同じ割合の短絡期間ＴＫでスイッチオン期間ＴＥを変更することで、ＤＣ出力電圧ＵＡを微調整又は調整することができる。

【0110】

出力部ＯＵＴに接続された負荷も、スイッチオン期間ＴＥ及び短絡期間ＴＫに影響を与えることに留意すべきである。したがって、スイッチオン期間ＴＥ及び短絡期間ＴＫは、通常、所望のＤＣ出力電圧ＵＡ、ＡＣ電源電圧ｕＮ、及びネットワーク回路１００の関連する寸法に依存する。

【0111】

図１４～図１７は、図３の第１の実施形態例に係る定常状態のネットワーク回路１００の第１のトランジスタＴ１及び第２のトランジスタＴ２を制御するための、図１２及び図１３に係る制御法則に基づく様々な特性曲線を示している。より分かりやすくするために、それぞれの時間間隔の時点を判断できるように、図１２及び図１３の制御信号ＳＴ１，ＳＴ２の推移も示している。第１の制御信号ＳＴ１及び第２の制御信号ＳＴ２の推移については、簡潔にするために以下で繰り返すことはしない。

【0112】

更に、出力電流ＩＡの推移、出力コンデンサ電流ｉＣＡの推移、正ダイオードＤｐ及び負ダイオードＤｎのうちの少なくとも１つを含むダイオードＤのダイオード電流ｉＤの推移、出力コイル電流ｉＬＡの推移、出力コイル電圧ｕＬＡの推移、ストリングコンデンサ電流ｉＣの推移、ストリングコンデンサ電圧ｕＣの推移、コイル電流ｉＬＬ１の推移、コイル電流ｉＬＬ２とｉＬＬ３の合計に対応するコイル電流ｉＬＬ２３の推移、コイル電圧ｕＬＬ１の推移、重なり合うコイル電圧ｕＬＬ２とｕＬＬ３の推移、コンデンサ電圧ｕＣＳの推移、及びコンデンサ電流ｉＣＳの推移を、時間ｔにわたって、図１４～図１７に示している。出力電流ＩＡの推移は、期間ＴＳ全体にわたってゼロアンペアより大きい一定値に保たれる。

【0113】

図１４及び図１５は、第１の実施形態例に係るネットワーク回路１００において、昇圧のための正制御及び負制御に起因する様々な特性曲線を示している。

【0114】

図１４は、時間ｔにわたって昇圧する際のネットワーク回路１００の第１及び第２のトランジスタＴ１，Ｔ２のクロッキングの関数として、正制御での基本的な特性曲線を示している。例示的な仮定は、相Ｌ２及びＬ３でのストリング電圧ｕ２及びｕ３は、量的に等しくて０ボルトより大きいが、相Ｌ１でのストリング電圧ｕ１は０ボルトより小さいというものである。したがって、蓄積チョークＬＬ２及びＬＬ３は、整流器ＧＲの正経路ｐＺを介して第１のトランジスタＴ１に接続される。整流ダイオードＤ３及びＤ５は導通している。一方、蓄積チョークＬＬ１は、整流器ＧＲの負経路ｎＺを介して第２のトランジスタＴ２に接続される。整流ダイオードＤ２は導通している。これらの仮定は例示であり、２相のＡＣ電源電圧がゼロより大きい、以下で説明する特性曲線に適用される。選択された仮定は、本発明の範囲を限定することを意図したものではなく、他の方法で行うことも可能である。

【0115】

更に図２２Ａを参照すると、第１の時点ｔ１での周期期間ＴＳのステップＳ０Ａの開始時に、コンデンサＣＳは負に充電され（ｕＣＳ＜０）、ストリングコンデンサＣは正に充電される（ｕＣ＞０）。第１の時点ｔ１では、ステップＳ１Ａにおいて、第１のトランジスタＴ１が導通又はオンになる。その結果、各相のＡＣ電源電圧ｕＮとコンデンサ電圧ｕＣＳから生じる電圧差が、蓄積チョークＬＬ２及びＬＬ３にコイル電圧ｕＬＬ２及びｕＬＬ３として現れる。コイル電圧ｕＬＬ２及びｕＬＬ３の値は、ゼロ電位に対する相Ｌ２及びＬ３のＡＣ電源電圧ｕＮの値よりも、相応的に量的に大きい。その結果、ステップＳ２Ａにおいて、蓄積チョークＬＬ２及びＬＬ３に電流が蓄積され始め、コイル電流ｉＬＬ２及びｉＬＬ３が正に増加する。正に増加したコンデンサ電流ｉＣＳは、コンデンサＣＳをコンデンサ電圧ｕＣＳ＝０Ｖまで放電する。蓄積チョークＬＬ２及びＬＬ３のコイル電ｉＬＬ２及びｉＬＬ３の合計としてのコイル電流ｉＬＬ２３は、第２の時点ｔ２までコンデンサ電流ｉＣＳに対応して正に増加する。

【0116】

第２の時点ｔ２では、ステップＳ３Ａにおいて第２のトランジスタＴ２が導通し、第１のトランジスタＴ１も導通する。第２のトランジスタＴ２は、設定された時間が経過したとき、又はコンデンサ電圧ｕＣＳがゼロボルトに等しいときに、制御ユニットＳＥによって導通するようにトリガされる。その結果、整流器ＧＲは、図１２及び図１３に示す短絡範囲に対応する短絡期間ＴＫの間、短絡される。ステップＳ４Ａにおいて、この第２の時点ｔ２から、コンデンサＣＳは放電状態から正に充電され、コンデンサ電流ｉＣＳは第２の時点ｔ２から量的に減少する（ゼロに向かう）。一方、蓄積チョークＬＬ２及びＬＬ３のコイル電流ｉＬＬ２及びｉＬＬ３は、短絡期間ＴＫの間、正に蓄積され続けるか、又は正に増加し続ける。

【0117】

第２トランジスタＴ２が制御されると、相Ｌ１のＡＣ電源電圧ｕＮとコンデンサ電圧ｕＣＳの電流値との電圧差がコイル電圧ｕＬＬ１として蓄積チョークＬＬ１に印加される。コイル電圧ｕＬＬ１の値は、ゼロ電位に対する相Ｌ１のＡＣ電源電圧ｕＮの値よりも、相応的に量的に大きい（負である）。したがって、この時点から蓄積チョークＬＬ１においてコイル電流ｉＬＬ１の負の電流蓄積が始まる。

【0118】

トランジスタＴ１，Ｔ２による短絡により、出力コイルＬＡに負の出力コイル電圧ｕＬＡが印加される。したがって、短絡期間ＴＫ中に出力コイルＬＡに負の出力コイル電流ｉＬＡが蓄積される。出力コイル電流ｉＬＡの量的な負の増加により、ストリングコンデンサＣへのストリングコンデンサ電流ｉＣの正の流れが発生し、これにより、ストリングコンデンサＣは第２の時点ｔ２から放電を開始する。したがって、ストリングコンデンサＣのストリングコンデンサ電圧ｕＣは量的に減少する。

【0119】

この期間中、ネットワーク回路１００へのエネルギー入力の主要部分が発生する。第２のトランジスタＴ２は、コンデンサ電圧ｕＣＳがゼロボルトになったときに制御されるか、又は代替的に制御される。

【0120】

第３の時点ｔ３では、ステップＳ５Ａにおいて、時点ｔ１で導通している第１のトランジスタＴ１は、スイッチオン期間ＴＥの後に、制御ユニットＳＥによって再びオフに切り替えられるか、又は非導通にされる。第２のトランジスタＴ２は導通されたままである。第３の時点ｔ３から、第１のトランジスタＴ１のスイッチオン期間ＴＥ中に正のコイル電流ｉＬＬ２，ｉＬＬ３が蓄積された蓄積チョークＬＬ２及びＬＬ３は、これらのコイル電流ｉＬＬ２，ｉＬＬ３を、入力側では整流ダイオードＤ３，Ｄ５、ストリングコンデンサＣを介して制御し、出力側では正ダイオードＤｐ及び負ダイオードＤｎのうちの少なくとも１つを含むダイオードＤと負荷経路又は出力部ＯＵＴを介して制御する。したがって、ステップＳ６Ａにおいて、蓄積チョークＬＬ２及びＬＬ３のコイル電流ｉＬＬ２及びｉＬＬ３が再び減少する。この時点でも第２のトランジスタＴ２は導通しているので、負荷経路を経たｉＬＬ２，ｉＬＬ３のコイル電流の合計は、コイル電流ｉＬＬ１が蓄積され続ける蓄積チョークＬＬ１とコンデンサＣＳの間で、第２のトランジスタＴ２下のノードで一時的に分割される。コンデンサ電流ｉＣＳは、時点ｔ３から更に大幅に減少する。

【0121】

第１のトランジスタＴ１がオフになると、出力コイルＬＡのそれまで負であった出力コイル電圧ｕＬＡ（ｕＬＡ＜０Ｖ）が正（ｕＬＡ＞０Ｖ）に急変動する。したがって、出力コイルＬＡに蓄積された負の出力コイル電流ｉＬＡは、再びゼロアンペアの方向に減少し始める。

【0122】

ストリングコンデンサＣのストリングコンデンサ電流ｉＣは、出力コイルＬＡの出力コイル電流ｉＬＡの減少により、ゼロアンペアより大きい値（ｉＣ＞０）からゼロアンペアより小さい値（ｉＣ＜０）に急激に変化し、第３の時点ｔ３から時点ｔ３Ｌまで量的に減少する。したがって、ストリングコンデンサ電圧ｕＣは、第３の時点ｔ３から量的に増加する。

【0123】

コンデンサ電流ｉＣＳがゼロアンペア、つまりｉＣＳ＝０Ａになる時点ｔ３’で、最大の正コンデンサ電圧ｕＣＳに到達する。この時点ｔ３’から、ステップＳ７Ａにおいて、コンデンサＣＳを流れるコンデンサ電流ｉＣＳの負の流れが確立される。時点ｔ３’から、コンデンサＣＳは第５の時点ｔ５まで放電され、再び負に充電される。時点ｔ３’から、蓄積チョークＬＬ２及びＬＬ３のコイル電流ｉＬＬ２，ｉＬＬ３の合計の蓄積チョークＬＬ１への流れに負のコンデンサ電流ｉＣＳが追加される。

【0124】

出力コンデンサＣＡは、第１のトランジスタＴ１が時点ｔ３でオフになった後、蓄積チョークＬＬ１，ＬＬ２，ＬＬ３に蓄積されたエネルギーが完全に消費される時点ｔ５Ｌまで、エネルギーで充電される。残りの期間ＴＳの間、出力コンデンサＣＡに蓄積されたエネルギーは、出力部ＯＵＴに接続された負荷に転送される。

【0125】

時点ｔ３ＬでのステップＳ８Ａにより、蓄積チョークＬＬ２及びＬＬ３のコイル電流ｉＬＬ２及びｉＬＬ３は完全に消費される。コイル電流ｉＬＬ２及びｉＬＬ３は、時点ｔ３Ｌでゼロアンペアに対応する。ネットワーク回路１００の出力領域Ｂ２における出力コイル電流ｉＬＡは、時点ｔ３Ｌから出力コイルＬＡによって完全に制御され、負の出力コイル電流ｉＬＡは量的に減少し続ける。その結果、ネットワーク回路１００の入力部ＩＮと出力部ＯＵＴの間に電流は流れず、したがって、ストリングコンデンサＣにはそれ以上電流が流れない。ストリングコンデンサ電圧ｕＣは、時点ｔ４まで一定値のままである。合計の負のコンデンサ電流ｉＣＳは、時点ｔ３Ｌから蓄積チョークＬＬ１を介して流れ続け、その結果、コイル電流ｉＬＬ１は量的に負に増加し続ける。

【0126】

第４の時点ｔ４では、依然として導通している第２のトランジスタＴ２は、スイッチオン期間ＴＥの後にスイッチングユニットＳＥによって制御され、第２のトランジスタＴ２は非導通になる。第４の時点ｔ４から、蓄積チョークＬＬ１は、ストリングコンデンサＣ、正ダイオードＤｐ及び負ダイオードＤｎのうちの少なくとも１つを含むダイオードＤ、及びネットワーク回路１００の出力部に接続された負荷を介して、コイル電流ｉＬＬ１を再び制御し、コイル電流ｉＬＬ１は、減衰を続ける出力コイルＬＡの出力コイル電流ｉＬＡに加算される。第４の時点ｔ４から、コンデンサ電流ｉＣＳは、第１のトランジスタＴ１のボディダイオード（又はこれに並列に接続されたフリーホイールダイオード）の形態で唯一残された電流経路を介して流れ、第４の時点ｔ４から再び量的に減少する。その結果、コンデンサＣＳのコンデンサ電圧ｕＣＳは、第１の時点ｔ１の前と同様に、元の負の値に充電される。同時に、２つの蓄積チョークＬＬ２及びＬＬ３において正のコイル電流ｉＬＬ２及びｉＬＬ３が再び蓄積され始める。

【0127】

出力部ＯＵＴを介して蓄積チョークＬＬ１によって制御されるコイル電流ｉＬＬ１により、ステップＳ１０Ａにおいてネットワーク回路１００の入力部ＩＮと出力部ＯＵＴの間に再び電流が流れ、その結果、ストリングコンデンサＣに電流が流れる。ストリングコンデンサ電流ｉＣは、第４の時点ｔ４で０アンペアの値から負の値（ｉＣ＜０Ａ）に急変動し、第４の時点ｔ４から量的に減少する。したがって、コンデンサ電圧ｕＣは、第４の時点ｔ４から量的に増加する。

【0128】

第５の時点ｔ５では、ステップＳ１１Ａにおいて、蓄積チョークＬＬ１のコイル電流ｉＬＬ１の値は、蓄積チョークＬＬ２及びＬＬ３のコイル電流ｉＬＬ２及びｉＬＬ３の値の合計に相当する。これにより、コンデンサ電流ｉＣＳはゼロアンペア、つまりｉＣＳ＝０Ａになる。その結果、第５の時点ｔ５から、第１のトランジスタＴ１のフリーホイールダイオードに電流が流れなくなる。この第５の時点ｔ５から、ステップＳ１２Ａにおいて、コンデンサＣＳはコンデンサ電圧ｕＣＳの負の初期値まで完全に充電され、次の周期期間ＴＳで再び利用できるようになる。蓄積チョークＬＬ１，ＬＬ２，ＬＬ３は出力部ＯＵＴを介して電流を制御し続け、電流は時点ｔ５’まで出力コイルＬＡの出力コイル電流ｉＬＡに追加される。残りのコイル電流ｉＬＬ１，ｉＬＬ２，ｉＬＬ３は、時点ｔ５Ｌまで時間とともに直線的に減少する。

【0129】

時点ｔ５Ｌでは、出力コイルＬＡの出力コイル電流ｉＬＡが完全に消費され、蓄積チョークＬＬ１，ＬＬ２，ＬＬ３のコイル電流ｉＬＬ１，ｉＬＬ２，ｉＬＬ３も消費される。その結果、ネットワーク回路１００の入力部ＩＮと出力部ＯＵＴの間に電流が流れなくなるため、ストリングコンデンサＣにストリングコンデンサ電流ｉＣが流れなくなる。時点ｔ５Ｌから、ストリングコンデンサ電圧ｕＣは、次の期間ＴＳで再び使用できる正の値に完全に充電される。

【0130】

時点ｔ５Ｌでのコイル電流ｉＬＬ１＝ｉＬＬ２＝ｉＬＬ３＝０の値は、不連続導通モードでは周期期間ＴＳの終了前、又は境界導通モードでは周期期間ＴＳの終了時に到達できる。時間ｔ５’での出力コイル電流ｉＬＡ＝０の値も、周期期間ＴＳの終了前、又は周期期間ＴＳの終了時に到達できる。これは、境界導通モード又は不連続導通モードに関して、ネットワーク回路１００の動作には影響しない。

【0131】

境界導通モードでは、コイル電流ｉＬＬ１，ｉＬＬ２，ｉＬＬ３のいずれかが、周期ＴＳの終了時にちょうどゼロアンペアになる。不連続導通モードでは、電流の減少と新しい周期期間ＴＳの開始との間に一時停止が挿入される（電流が「中断」するか、不連続になる）。不連続導通モード及び境界導通モードは、昇圧コンバータを使用する場合の標準である。

【0132】

図１５は、時間ｔにわたる昇圧中のネットワーク回路１００の第１及び第２トランジスタＴ１，Ｔ２のクロッキングの関数として、負制御の基本的な特性曲線を示している。例示的な仮定は、相Ｌ１のストリング電圧ｕ１がゼロボルトより大きく、相Ｌ２及びＬ３のストリング電圧ｕ２及びｕ３が量的に等しくてゼロボルトより小さいというものである。したがって、蓄積チョークＬＬ１は、整流器ＧＲの正経路ｐＺを介して第１トランジスタＴ１に接続される。整流ダイオードＤ１は導通している。一方、蓄積チョークＬＬ２及びＬＬ３は、整流器ＧＲの負経路ｎＺを介して第２のトランジスタＴ２に接続される。整流ダイオードＤ４及びＤ６は導通している。これらの仮定は例示であり、２相のネットワーク電圧がゼロより小さい、以下で説明する特性曲線に適用される。選択された仮定は、本発明の範囲を限定することを意図したものではなく、他の方法で行うことも可能である。

【0133】

更に図２２Ｂを参照すると、ステップＳ０Ｂの開始時に、コンデンサＣＳは正に充電され（ｕＣＳ＞０）、ストリングコンデンサＣも正に充電される（ｕＣ＞０）。第１の時点ｔ１では、ステップＳ１Ｂにおいて、第２のトランジスタＴ２が導通又はオンになる。その結果、各相のＡＣ電源電圧ｕＮとコンデンサ電圧ｕＣＳから生じる電圧差が、コイル電圧ｕＬＬ２及びｕＬＬ３として蓄積チョークＬＬ２及びＬＬ３に印加される。コイル電圧ｕＬＬ２及びｕＬＬ３の値は、ゼロ電位に対する相Ｌ２及びＬ３のＡＣ電源電圧ｕＮの値よりも、相応的に量的に大きい。その結果、ステップＳ２Ｂにおいて、蓄積チョークＬＬ２及びＬＬ３に電流が蓄積され始め、コイル電流ｉＬＬ２及びｉＬＬ３が負に増加する。コンデンサＣＳは、負に増加するコンデンサ電流ｉＣＳによってコンデンサ電圧ｕＣＳ＝０Ｖまで放電される。蓄積チョークＬＬ２及びＬＬ３のコイル電流ｉＬＬ２及びｉＬＬ３は、第２の時点ｔ２までコンデンサ電流ｉＣＳに対応して負に増加する。

【0134】

第２の時点ｔ２では、ステップＳ３Ｂにおいて、第１のトランジスタＴ１が導通し、第２のトランジスタＴ２も導通する。その結果、整流器ＧＲは、図１２及び図１３に示す短絡範囲に対応する短絡期間ＴＫの間、短絡される。ステップＳ４Ｂにおいて、この第２の時点ｔ２から、コンデンサＣＳは放電状態から負に充電され、コンデンサ電流ｉＣＳは第２の時点ｔ２から（ゼロに向かって）減少する。

【0135】

第１のトランジスタＴ１を制御することにより、相Ｌ１のＡＣ電源電圧ｕＮとコンデンサ電圧ｕＣＳの電流値とから生じる電圧差がコイル電圧ｕＬＬ１として蓄積チョークＬＬ１に印加される。

【0136】

このため、コイル電圧ｕＬＬ１の値は、ゼロ電位に対する相Ｌ１のＡＣ電源電圧ｕＮの値よりも量的に大きく（正に）なる。したがって、この時点かｒ、蓄積チョークＬＬ１でコイル電流ｉＬＬ１の正の電流蓄積が始まる。

【0137】

トランジスタＴ１，Ｔ２を介した短絡により、出力コイルＬＡに負の出力コイル電圧ｕＬＡが印加される。したがって、短絡期間ＴＫの間、出力コイルＬＡに負の出力コイル電流ｉＬＡが蓄積される。出力コイル電流ｉＬＡの大きさが負に増加するため、ストリングコンデンサＣへのストリングコンデンサ電流ｉＣの正の流れが発生し、これにより、ストリングコンデンサＣは第２の時点ｔ２から放電を開始する。したがって、ストリングコンデンサＣのストリングコンデンサ電圧ｕＣは量的に減少する。

【0138】

この期間中、ネットワーク回路１００へのエネルギー入力の主要部分が行われる。第１のトランジスタＴ１の制御は、任意に制御することができ、あるいはコンデンサ電圧ｕＣＳがゼロボルトになったときに行うこともできる。

【0139】

第３の時点ｔ３では、ステップＳ５Ｂにおいて、時点ｔ１で導通している第２のトランジスタＴ２は、スイッチオン期間ＴＥの後に制御ユニットＳＥによって再びオフに切り替えられる。第１のトランジスタＴ１は導通したままである。第３の時点ｔ３から、第２のトランジスタＴ２のスイッチオン期間ＴＥ中に負のコイル電流ｉＬＬ２及びｉＬＬ３が蓄積された蓄積チョークＬＬ２及びＬＬ３は、これらのコイル電流ｉＬＬ２及びｉＬＬ３を、整流ダイオードＤ４，Ｄ６とストリングコンデンサＣを介して入力側で制御し、正のダイオードＤｐ及び負のダイオードＤｎのうちの少なくとも１つを含むダイオードＤと負荷経路を介して出力側で制御する。したがって、ステップＳ６Ｂにおいて、蓄積チョークＬＬ２及びＬＬ３のコイル電流ｉＬＬ２及びｉＬＬ３が再び減少する。この時点では第１のトランジスタＴ１は依然として導通しているため、コンデンサＣＳを通るコンデンサ電流ｉＣＳの負の流れにより、第１トランジスタＴ１の上流にあるノードのｉＬＬ２及びｉＬＬ３からのコイル電流の合計に正の電流が一時的に追加される。コンデンサ電流ｉＣＳは、時点ｔ３から更に急激に増加する。

【0140】

第２のトランジスタＴ２がオフになると、出力コイルＬＡのそれまで負であった出力コイル電圧ｕＬＡ（ｕＬＡ＜０Ｖ）が正（ｕＬＡ＞０Ｖ）に急変動する。それに応じて、出力コイルＬＡに蓄積された負の出力コイル電流ｉＬＡは、再びゼロアンペアの方向に減少し始める。

【0141】

ストリングコンデンサＣのストリングコンデンサ電流ｉＣは、出力コイルＬＡの出力コイル電流ｉＬＡの減少により、ゼロアンペアより大きい値（ｉＣ＞０）からゼロアンペアより小さい値（ｉＣ＜０）に急激に変化し、第３の時点ｔ３から時点ｔ３Ｌまで減少する。したがって、ストリングコンデンサ電圧ｕＣは、第３の時点ｔ３から量的に増加する。

【0142】

最大の正のコンデンサ電圧ｕＣＳは、コンデンサ電流ｉＣＳがゼロアンペア、つまりｉＣＳ＝０Ａになる時点ｔ３’で到達する。この時点ｔ３’から、ステップＳ７Ｂにおいて、コンデンサＣＳを介して正のコンデンサ電流ｉＣＳが確立される。コンデンサＣＳは再び放電される。コンデンサＣＳの正のコンデンサ電流ｉＣＳは、時点ｔ３’から、蓄積チョークＬＬ１のコイル電流ｉＬＬ１から減算される。残りの電流は、コイルＬＬ２及びＬＬ３に流れる。

【0143】

時点ｔ３ＬのステップＳ８Ｂにより、蓄積チョークＬＬ２及びＬＬ３のコイル電流ｉＬＬ２及びｉＬＬ３が完全に減少する。コイル電流ｉＬＬ２３は、時点ｔ３Ｌでゼロアンペアに相当する。ネットワーク回路１００の出力領域Ｂ２の出力コイル電流ｉＬＡは、時点ｔ３Ｌから出力コイルＬＡによって完全に制御され、負の出力コイル電流ｉＬＡは、量的に減少し続ける。その結果、ネットワーク回路１００の入力部ＩＮと出力部ＯＵＴの間に電流は流れず、したがって、ストリングコンデンサＣにはそれ以上電流が流れない。ストリングコンデンサ電圧ｕＣは、時点ｔ４まで一定値のままである。合計の正のコンデンサ電流ｉＣＳは、時点ｔ３Ｌから蓄積チョークＬＬ１を介して流れ続け、その結果、コイル電流ｉＬＬ１は、量的に正に増加し続ける。

【0144】

第４の時点ｔ４では、ステップＳ９Ｂにおいて、依然として導通している第１のトランジスタＴ１がスイッチングユニットＳＥによって制御され、スイッチオン期間ＴＥの後に第１のトランジスタＴ１が非導通になる。第４の時点ｔ４から、蓄積チョークＬＬ１は、ストリングコンデンサＣ、正ダイオードＤｐ及び負ダイオードＤｎのうちの少なくとも一方を含むダイオードＤ、及びネットワーク回路１００の出力部に接続された負荷を介して、コイル電流ｉＬＬ１を再び制御し、コイル電流ｉＬＬ１は、減衰を続ける出力コイルＬＡの出力コイル電流ｉＬＡに加算される。第４の時点ｔ４から、コンデンサ電流ｉＣＳは、最初にスイッチオフされる第２のトランジスタＴ２のボディダイオード（又はこれに並列に接続されたフリーホイールダイオード）の形態で唯一残された電流経路を介して流れ、その値は第４の時点ｔ４から再び量的に減少する。その結果、コンデンサＣＳのコンデンサ電圧ｕＣＳは、第１の時間ｔ１の前と同様に、元の正の値に充電される。同時に、２つの蓄積チョークＬＬ２及びＬＬ３において負のコイル電流ｉＬＬ２及びｉＬＬ３が再び蓄積され始める。

【0145】

出力部ＯＵＴを介して蓄積チョークＬＬ１によって制御されるコイル電流ｉＬＬ１により、ステップＳ１０Ｂにおいて、ネットワーク回路１００の入力部ＩＮと出力部ＯＵＴの間に再び電流が流れ、ストリングコンデンサＣに電流が流れる。ストリングコンデンサ電流ｉＣは、第４の時点ｔ４で０アンペアの値から負の値（ｉＣ＜０Ａ）に急変動し、第４の時点ｔ４から量的に減少する。したがって、コンデンサ電圧ｕＣは、第４の時点ｔ４から量的に増加する。

【0146】

第５の時点ｔ５では、ステップＳ１１Ｂにおいて、蓄積チョークＬＬ１のコイル電流ｉＬＬ１の量は、蓄積チョークＬＬ２及びＬＬ３のコイル電流ｉＬＬ２及びｉＬＬ３の量の合計に相当する。これにより、コンデンサ電流ｉＣＳはゼロアンペア、つまりｉＣＳ＝０Ａになる。その結果、第５の時点ｔ５から、第２のトランジスタＴ２のフリーホイールダイオードに電流が流れなくなる。この第５の時点ｔ５から、ステップＳ１２Ｂにおいて、コンデンサＣＳはコンデンサ電圧ｕＣＳの正の初期値まで完全に充電され、次の周期期間ＴＳに再び利用できるようになる。蓄積チョークＬＬ１，ＬＬ２，ＬＬ３は出力部ＯＵＴを介して電流を制御し続け、電流は時点ｔ５’まで出力コイルＬＡの出力コイル電流ｉＬＡに追加される。残りのコイル電流ｉＬＬ１，ｉＬＬ２，ｉＬＬ３は、時点ｔ５Ｌまで時間とともに直線的に減少する。

【0147】

時点ｔ５Ｌでは、出力コイルＬＡの出力コイル電流ｉＬＡが完全に消費され、蓄積チョークＬＬ１，ＬＬ２，ＬＬ３のコイル電流ｉＬＬ１，ｉＬＬ２，ｉＬＬ３も消費される。その結果、ネットワーク回路１００の入力部ＩＮと出力部ＯＵＴの間に電流が流れなくなるため、ストリングコンデンサＣにストリングコンデンサ電流ｉＣが流れなくなる。ストリングコンデンサ電圧ｕＣは時点ｔ５Ｌから正の値に完全に充電され、次の期間ＴＳで再び利用できるようになる。

【0148】

時点ｔ５Ｌでのコイル電流ｉＬＬ１＝ｉＬＬ２＝ｉＬＬ３＝０の値は、不連続導通モードでは周期期間ＴＳの終了前、又は境界導通モードでは周期期間ＴＳの終了時に到達できる。時点ｔ５’での出力コイル電流ｉＬＡ＝０の値も、周期期間ＴＳの終了前、又は周期期間ＴＳの終了時に到達できる。これは、境界導通モード又は不連続導通モードに関して、ネットワーク回路１００の動作には影響しない。

【0149】

図１６及び図１７は、第１の実施形態例に係るネットワーク回路１００において、降圧のための正制御及び負制御によって得られる異なる特性曲線を示している。

【0150】

図１６及び図１７の降圧特性曲線の推移は、図１４及び図１５の昇圧特性曲線の推移とは、短絡期間ＴＫとスイッチオン期間ＴＥの比率が異なるため、個々の時間ｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ３’，ｔ３Ｌ，ｔ４，ｔ５，ｔ５’，ｔ５Ｌ間の個々の時間間隔の長さが異なるという点のみが異なる。

【0151】

第１の実施形態例に係るネットワーク回路１００の第１のトランジスタＴ１及び第２のトランジスタＴ２の正制御及び負制御時の短絡期間ＴＫとスイッチオン期間ＴＥの比率が、昇圧時（ＴＫ＝０．２・・・０．３×ＴＥ）及び降圧時（ＴＫ＜０．１×ＴＥ）で異なるため、ネットワーク回路１００では、追加又は下流の回路なしで、ＡＣ電源電圧ｕＮからより大きい又はより小さいＤＣ出力電圧ＵＡを生成することができる。

【0152】

図１４～図１７に示す第１の実施形態例に係るネットワーク回路１００の昇圧及び降圧のための正制御及び負制御は、第２の実施形態例に係るネットワーク回路１００の昇圧及び降圧のための正制御及び負制御にも同様に使用することができる。

【0153】

図１８～図２１は、図５の第２の実施形態例に係る定常状態のネットワーク回路１００の第１のトランジスタＴ１及び第２のトランジスタＴ２を制御するための、図１２及び図１３に係る制御法則に基づく異なる特性曲線を示している。より分かりやすくするために、それぞれの時間間隔の時点を判断できるように、図１２及び図１３の制御信号ＳＴ１，ＳＴ２の推移も示している。

【0154】

更に、出力電流ＩＡの推移、出力コンデンサ電流ｉＣＡの推移、正ダイオードＤｐ及び負ダイオードＤｎのうちの少なくとも１つを含むダイオードＤのダイオード電流ｉＤの推移、出力コイル電流ｉＬＡの推移、出力コイル電圧ｕＬＡの推移、ストリングコンデンサ電流ｉＣの推移、ストリングコンデンサ電圧ｕＣの推移、コイル電流ｉＬＬ１の推移、コイル電流ｉＬＬ２，ｉＬＬ３の推移、コイル電圧ｕＬＬ１の推移、コイル電圧ｕＬＬ２，ｕＬＬ３の推移、コンデンサ電圧ｕＣＳの推移、及びコンデンサ電流ｉＣＳの推移を、時間ｔにわたって、図１８～図２１に示している。

【0155】

図１８及び図１９は、昇圧のための正制御及び負制御により、第２の実施形態例に係るネットワーク回路１００で得られる異なる特性曲線を示している。出力電流ＩＡ及び出力コンデンサ電流ｉＣＡを除く全ての特性曲線の推移は、図１４及び図１５に示す第１の実施形態例に係るネットワーク回路１００の特性曲線の推移と同じであり、簡潔にするために再度繰り返すことはしない

【0156】

出力電流ＩＡは、期間ＴＳ全体にわたってゼロアンペアより小さい一定値に保たれる。

【0157】

図２０及び図２１は、降圧のための正制御及び負制御により、第２の実施形態例に係るネットワーク回路１００で得られる異なる特性曲線を示している。出力電流ＩＡ及び出力コンデンサ電流ｉＣＡを除く全ての特性曲線の推移は、図１６及び図１７に示す第１の実施形態例に係るネットワーク回路１００の特性曲線の推移と同じであり、簡潔にするために再度繰り返すことはしない。

【0158】

図２２Ａ及び図２２Ｂは、ネットワーク回路１００の第１のトランジスタＴ１及び第２のトランジスタＴ２の正制御の方法（図２２Ａ）及び負制御の方法（図２２Ｂ）を示している。これらの方法は上述の制御又はクロッキングに基づいており、それに応じて、第１の実施形態例に係るネットワーク回路１００（非反転）及び第１の実施形態例に係るネットワーク回路１００（反転）の昇圧及び降圧にそれぞれ同様に適用される。

【0159】

図２３は、ストリング電圧ｕ１，ｕ２，ｕ３及び時間間隔Ａ，Ｂを持つ３相システムとしての電源ネットワークＶＮを示している。ネットワーク回路１００がＰＦＣ規格に準拠しながら必要に応じて昇圧機能及び降圧機能を実現できるように、コンデンサＣＳのコンデンサ電荷の極性及びコンデンサ電圧ｕＣＳを考慮する必要がある。

【0160】

３相システムのストリング電圧ｕ１，ｕ２，ｕ３の進行を見ると、２つのストリング電圧がゼロより大きくて１つのストリング電圧がゼロより小さい正の時間間隔Ａと、１つのストリング電圧がゼロより大きくて２つのストリング電圧がゼロより小さい負の時間間隔Ｂがある。ストリング電圧ｕ１，ｕ２，ｕ３のうちの２つがゼロより大きい場合、この正の時間間隔Ａでは正制御（図１２を参照）が使用される。ストリング電圧ｕ１，ｕ２，ｕ３のうちの２つがゼロより小さい場合、この負の時間間隔Ｂでは負制御（図１３を参照）が使用される。時間の経過とともに、時間間隔Ａ，Ｂによって画定され且つゼロラインの周りを動く、正弦波セグメントの近似三角形の電圧曲線ＳＫ（破線）が得られる。

【0161】

時間間隔Ａ，Ｂ、つまり正制御又は負制御がアクティブな時間では、ストリング電圧ｕ１，ｕ２，ｕ３は常に同じ状態、つまりゼロより大きい又はゼロより小さい状態になる。したがって、時間間隔Ａ，Ｂについては、対称的な３相システムに基づいて、時間間隔Ａ＝時間間隔Ｂと定義できる。

【0162】

近似三角形の電圧曲線ＳＫの各ゼロ点では、正制御から負制御へ、又は負制御から正制御へ変化する。近似三角形の電圧曲線ＳＫが負の時間間隔Ｂ（つまり、値がゼロより小さい）から正の時間間隔Ａ（つまり、値がゼロより大きい）に動くと、制御は負制御から正制御に変化する。正／負制御から負／正制御への遷移は、例えば、図２２に示すように、突然発生することがある。ただし、遷移が滑らかなこともある（図示せず）。

【0163】

時間間隔Ａ，Ｂの持続時間は、ネットワーク周波数ｆＮに依存する。ネットワーク周波数ｆＮ＝５０Ｈｚのヨーロッパの電源ネットワークでは、３相システムで３．３３ミリ秒毎にゼロポイントが発生する。これは、システムが３．３３ミリ秒毎に正制御と負制御を切り替えることを意味する。ただし、ネットワーク回路１００は、ヨーロッパの電源ネットワークに限定されない。実際に、ネットワーク回路１００は、全ての国際ネットワーク電圧及び周波数で動作させることができる。

【0164】

コンデンサ電圧ｕＣＳを充電することにより、蓄積チョークＬＬ１，ＬＬ２，ＬＬ３でのストリング電圧ｕ１，ｕ２，ｕ３とコンデンサ電圧ｕＣＳの間の電圧差が、制御ユニットＳＥによる第１及び第２のスイッチングトランジスタＴ１，Ｔ２の制御に応じて、電源ネットワークＶＮから物理的に得られるよりも大きなコイル電圧ｕＬＬ１，ｕＬＬ２，ｕＬＬ３が蓄積チョークＬＬ１，ＬＬ２，ＬＬ３に印加されるように影響される可能性がある。言い換えれば、相電流ｉＮＬ１，ｉＮＬ２，ｉＮＬ３は、コンデンサＣＳに印加される調整可能な電圧によって影響を受けるコイル電圧ｕＬＬ１，ｕＬＬ２，ｕＬＬ３によって変調される。これにより、図２５Ｂ及び図２７Ｂに示すように、対応する電力クラスのＰＦＣ規格の制限値を満たすために整流器ＧＲの入力部に供給される正弦波ネットワーク電流ｉＮＬ１，ｉＮＬ２，ｉＮＬ３が生成される。

【0165】

説明した全ての実施形態において、第１のトランジスタＴ１及び第２のトランジスタＴ２は、第１及び第２のトランジスタＴ１，Ｔ２のスイッチオン期間ＴＥ、短絡期間ＴＫ、及びオフ期間ＴＡのうちの少なくとも１つが自由度として機能し、負荷に応じてＤＣ出力電圧ＵＡが所望の値に調整されるように制御される。その結果、制御によってＤＣ出力電圧ＵＡが低下又は上昇されるだけでなく、ＰＦＣ規格の高調波電流の制限値にも準拠するので、ネットワーク回路の有効性及びエネルギー効率が向上し、部品数が削減されるため、コストが削減される。

【0166】

図２４Ａ、図２４Ｂ、及び図２４Ｃは、昇圧中の第１の実施形態例に係るネットワーク回路１００のネットワーク変数の測定された推移を示している。図２４ＡはＤＣ出力電圧ＵＡの推移を示しており、図２４Ｂは正弦波相電流ｉＮＬ１，ｉＮＬ２，ｉＮＬ３の推移を示しており、図２４Ｃはストリング電圧ｕ１，ｕ２，ｕ３を含むＡＣ電源電圧ｕＮの推移を示している。正のＤＣ出力電圧ＵＡへの昇圧は、正弦波ＰＦＣ準拠の電流抽出によって行われる。

【0167】

図２５Ａ、図２５Ｂ、及び図２５Ｃは、降圧中の第１の実施形態例に係るネットワーク回路１００のネットワーク変数の測定された推移を示している。図２５ＡはＤＣ出力電圧ＵＡの推移を示しており、図２５Ｂは正弦波相電流ｉＮＬ１，ｉＮＬ２，ｉＮＬ３の推移を示しており、図２５Ｃはストリング電圧ｕ１，ｕ２，ｕ３を含むＡＣ電源電圧ｕＮの推移を示している。正のＤＣ出力電圧ＵＡへの降圧は、正弦波ＰＦＣ準拠の電流抽出によって行われる。

【0168】

図２６Ａ～図２７Ｃは、図２４Ａ～図２５Ｃのネットワーク変数の推移と同様に、昇圧及び降圧のための第２の実施形態例に係るネットワーク回路１００の測定されたネットワーク変数を示している。図２６Ａは、正弦波ＰＦＣ準拠の電流抽出による負のＤＣ出力電圧ＵＡへの昇圧を示している。図２７Ａは、正弦波ＰＦＣ準拠の電流抽出による正のＤＣ出力電圧ＵＡへの降圧を示している。

【符号の説明】

【0169】

１００ネットワーク回路
Ａ，Ｂ時間間隔
ＡＥ出力検出部
ＯＮ制御入力部
Ｃストリングコンデンサ
ＣＡ出力コンデンサ
ＣＳコンデンサ
ＣＹＬ１，ＣＹＬ２，ＣＹＬ３スターコンデンサ
Ｄダイオード
Ｄ１－Ｄ６整流ダイオード
Ｄｎ負ダイオード
Ｄｐ正ダイオード
ｅ１，ｅ２，ｅ３入力
ＥＭＩ電磁フィルター（電磁干渉防止フィルター）
ｆＮネットワーク周波数
ＧＲ整流器
ＩＡ出力電流
ｉＣストリングコンデンサ電流
ｉＣＳコンデンサ電流
ｉＮＬ１，ｉＮＬ２，ｉＮＬ３相電流
ＫＳ結合回路
ＫＳ結合回路
Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３相
ＬＬ１，ＬＬ２，ＬＬ３蓄積チョーク
Ｍ中間点
ＮＥネットワーク検出部
ＳＥ制御ユニット
ＳＫ電圧曲線
ＳＰスター点
Ｔ１第１のトランジスタ
Ｔ２第２のトランジスタ
ＴＥスイッチオン期間
ＴＣ短絡期間
ＴＳ周期期間
ｕ１，ｕ２，ｕ３ストリング電圧
ＵＡＤＣ出力電圧
ｕＣＳコンデンサ電圧
ＶＮ電源ネットワーク

【図1】