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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2024017498
(43)【公開日】2024-02-08
(54)【発明の名称】電力変換装置
(51)【国際特許分類】
H02M 5/293 20060101AFI20240201BHJP
【ＦＩ】
H02M5/293 Z
【審査請求】未請求
【請求項の数】7
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2022120168
(22)【出願日】2022-07-28
(71)【出願人】
【識別番号】000006611
【氏名又は名称】株式会社富士通ゼネラル
(74)【代理人】
【識別番号】110003339
【氏名又は名称】弁理士法人南青山国際特許事務所
(72)【発明者】
【氏名】一木 敏
(72)【発明者】
【氏名】吉住 秀夫
(72)【発明者】
【氏名】松原 雄一
【テーマコード（参考）】
5H750
【Ｆターム（参考）】
5H750AA02
5H750BA01
5H750CC02
5H750CC06
5H750DD14
5H750DD18
5H750FF05
5H750FF06
(57)【要約】
【課題】転流時における電圧の跳ね上がりを防ぐことができる電力変換装置を提供する。
【解決手段】本発明の一形態に係る電力変換装置は、双方向スイッチ回路と、制御部とを備える。前記双方向スイッチ回路は、３相交流電源から入力された３相交流電力の負荷への供給をＯＮ／ＯＦＦするスイッチング素子組を各相に有する。第１のスイッチング素子組および第２のスイッチング素子組は、負荷側に接続されて電力の供給をＯＮ／ＯＦＦする前段側半導体素子と、３相交流電源側に接続されて電力の供給をＯＮ／ＯＦＦする後段側半導体素子と、を夫々有する。制御部は、転流のためのスイッチングパターンとして、第２スイッチング素子組の前段側半導体素子をＯＮにする第１ステップと、第１スイッチング素子組の前段側半導体素子又は第１スイッチング素子組の後段側半導体素子の何れか一方をＯＦＦにする第２ステップとを順に実行させるスイッチングパターンを生成する。
【選択図】図１２
【解決手段】本発明の一形態に係る電力変換装置は、双方向スイッチ回路と、制御部とを備える。前記双方向スイッチ回路は、３相交流電源から入力された３相交流電力の負荷への供給をＯＮ／ＯＦＦするスイッチング素子組を各相に有する。第１のスイッチング素子組および第２のスイッチング素子組は、負荷側に接続されて電力の供給をＯＮ／ＯＦＦする前段側半導体素子と、３相交流電源側に接続されて電力の供給をＯＮ／ＯＦＦする後段側半導体素子と、を夫々有する。制御部は、転流のためのスイッチングパターンとして、第２スイッチング素子組の前段側半導体素子をＯＮにする第１ステップと、第１スイッチング素子組の前段側半導体素子又は第１スイッチング素子組の後段側半導体素子の何れか一方をＯＦＦにする第２ステップとを順に実行させるスイッチングパターンを生成する。
【選択図】図１２
【特許請求の範囲】
【請求項1】
３相交流電源から入力された３相交流電力の負荷への供給をＯＮ／ＯＦＦするスイッチング素子組を各相に有する双方向スイッチ回路と、
一のスイッチング素子組である第１スイッチング素子組から他のスイッチング素子組である第２スイッチング素子へ電流を転流するためのスイッチングパターンを生成する制御部と、を備え、
前記第１のスイッチング素子組および前記第２のスイッチング素子組は、前記負荷側に接続されて電力の供給をＯＮ／ＯＦＦする前段側半導体素子と、前記３相交流電源側に接続されて電力の供給をＯＮ／ＯＦＦする後段側半導体素子と、をそれぞれ有し、
前記制御部は、転流のためのスイッチングパターンとして、前記第２スイッチング素子組の前記前段側半導体素子をＯＮにする第１ステップと、前記第１スイッチング素子組の前記前段側半導体素子又は前記第１スイッチング素子組の前記後段側半導体素子のいずれか一方をＯＦＦにする第２ステップとを順に実行させるスイッチングパターンを生成する
電力変換装置。
一のスイッチング素子組である第１スイッチング素子組から他のスイッチング素子組である第２スイッチング素子へ電流を転流するためのスイッチングパターンを生成する制御部と、を備え、
前記第１のスイッチング素子組および前記第２のスイッチング素子組は、前記負荷側に接続されて電力の供給をＯＮ／ＯＦＦする前段側半導体素子と、前記３相交流電源側に接続されて電力の供給をＯＮ／ＯＦＦする後段側半導体素子と、をそれぞれ有し、
前記制御部は、転流のためのスイッチングパターンとして、前記第２スイッチング素子組の前記前段側半導体素子をＯＮにする第１ステップと、前記第１スイッチング素子組の前記前段側半導体素子又は前記第１スイッチング素子組の前記後段側半導体素子のいずれか一方をＯＦＦにする第２ステップとを順に実行させるスイッチングパターンを生成する
電力変換装置。
【請求項2】
請求項１に記載の電力変換装置であって、
前記制御部は、さらに、前記第２スイッチング素子組の前記後段側半導体素子をＯＮにする第３ステップと、前記第１スイッチング素子組の前記後段側半導体素子をＯＦＦにする第４ステップとを順に実行させるスイッチングパターンを生成する
電力変換装置。
前記制御部は、さらに、前記第２スイッチング素子組の前記後段側半導体素子をＯＮにする第３ステップと、前記第１スイッチング素子組の前記後段側半導体素子をＯＦＦにする第４ステップとを順に実行させるスイッチングパターンを生成する
電力変換装置。
【請求項3】
請求項１又は２に記載の電力変換装置であって、
前記前段側半導体素子および前記後段側半導体素子は、ＭＯＳＦＥＴである
電力変換装置。
前記前段側半導体素子および前記後段側半導体素子は、ＭＯＳＦＥＴである
電力変換装置。
【請求項4】
請求項３に記載の電力変換装置であって、
前記前段側半導体素子および前記後段側半導体素子は、還流ダイオードを有する
電力変換装置。
前記前段側半導体素子および前記後段側半導体素子は、還流ダイオードを有する
電力変換装置。
【請求項5】
請求項１又は２に記載の電力変換装置であって、
前記制御部は、前記第１スイッチング素子組に接続される相電圧が前記第２スイッチング素子組に接続される相電圧よりも高いときに、前記第２ステップとして、前記第１スイッチング素子組の前記前段側半導体素子をＯＦＦにする
電力変換装置。
前記制御部は、前記第１スイッチング素子組に接続される相電圧が前記第２スイッチング素子組に接続される相電圧よりも高いときに、前記第２ステップとして、前記第１スイッチング素子組の前記前段側半導体素子をＯＦＦにする
電力変換装置。
【請求項6】
請求項１に記載の電力変換装置であって、
前記電力変換装置は、入力された３相交流電力を３相交流電力に直接変換して前記負荷に出力するマトリックスコンバータである
電力変換装置。
前記電力変換装置は、入力された３相交流電力を３相交流電力に直接変換して前記負荷に出力するマトリックスコンバータである
電力変換装置。
【請求項7】
請求項６に記載の電力変換装置であって、
前記制御部は、３相交流電力を３相交流電力に直接変換する際、前記入力された３相交流電力に対して、前記入力された３相交流電力における各相の電圧の大小関係に応じて区分された複数のモードに応じて異なる仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を行い、前記入力された３相交流電力のうち２相を選択し、選択された２相の線間電圧に対し、前記複数のモードに応じて異なる仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を行うように、前記双方向スイッチ回路のスイッチングパターンを生成する
電力変換装置。
前記制御部は、３相交流電力を３相交流電力に直接変換する際、前記入力された３相交流電力に対して、前記入力された３相交流電力における各相の電圧の大小関係に応じて区分された複数のモードに応じて異なる仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を行い、前記入力された３相交流電力のうち２相を選択し、選択された２相の線間電圧に対し、前記複数のモードに応じて異なる仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を行うように、前記双方向スイッチ回路のスイッチングパターンを生成する
電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、電力変換装置に関し、さらに詳しくは、マトリックスコンバータにおける転流技術に関する。
【背景技術】
【0002】
交流電力を直流電力に変換することなく直接交流電力に変換する電力変換装置は、一般的に、マトリックスコンバータとして知られている（例えば特許文献１参照）。マトリックスコンバータは、交流電力を直接交流電力に変換するため、交流電力を直流電力に変換するコンバータと直流電流を交流電力に変換するインバータを組み合わせた電力変換装置に比べて変換効率を高くすることができる。また、マトリックスコンバータには直流中間回路が無いことから平滑コンデンサも不要である。そのため、マトリックスコンバータは装置寿命を長くでき、信頼性を高くすることができる。
【0003】
例えば、入力された３相交流電力を３相交流電力に直接変換して負荷に出力するマトリックスコンバータとしては、双方向スイッチが用いられるものが知られている。双方向スイッチとして、負荷側に接続されて電力の供給をＯＮ／ＯＦＦするスイッチング素子（以下、前段側半導体素子ともいう）と、３相交流電源側に接続されて電力の供給をＯＮ／ＯＦＦするスイッチング素子（以下、後段側半導体素子ともいう）と、を有するスイッチング素子組が用いられる。これらのスイッチング素子組（双方向スイッチ）が負荷側の各相に対して３つずつ、合計９つ配置されることで、３相交流電力を３相交流電力に直接変換することが可能となる。なお、マトリックスコンバータが電力変換を行う際、交流電力と負荷の間を流れる電流を、ある相の双方向スイッチから他の相の双方向スイッチを流れるように切り替える（以下、転流ともいう）制御が行われる。
【0004】
例えば、入力された３相（Ｒ相、Ｓ相およびＴ相）の交流電力を３相（Ｕ相、Ｖ相およびＷ相）の交流電力に変換するマトリックスコンバータにおいては、Ｒ相、Ｓ相およびＴ相の交流電力からそれぞれＵ相の交流電力を生成する３つの双方向スイッチと、Ｒ相、Ｓ相およびＴ相の交流電力からそれぞれＶ相の交流電力を生成する３つの双方向スイッチと、Ｒ相、Ｓ相およびＴ相の交流電力からそれぞれＷ相の交流電力を生成する３つの双方向スイッチとの合計９つの双方向スイッチが用いられる。そして、Ｒ相、Ｓ相およびＴ相の電源電圧に基づいて生成されたスイッチングパターンによって、交流電力が直接交流電力に変換される。そして、例えばＵ相に対する電力供給側をＲ相からＳ相に切り替える際は、Ｒ相の双方向スイッチがＯＮ状態からＯＦＦ状態に切り替わると共に、Ｓ相の双方向スイッチがＯＦＦ状態からＯＮ状態に切り替わる。なお、双方向スイッチ間の転流は、転流のためのスイッチングパターンにより双方向スイッチがＯＮ／ＯＦＦ制御されることで、実行される。
【0005】
一方、マトリックスコンバータでは、双方向スイッチのスイッチング時において、入力電流が短絡する短絡モードでの転流失敗と、負荷が交流電源から開放されるオープンモードでの転流失敗を回避する必要がある。例えば、短絡モードでの転流失敗では、双方向スイッチに大電流が流れることによるスイッチング素子の破壊が問題となる。また、オープンモードでの転流失敗では、電圧の跳ね上がりに起因するサージ電圧の発生が問題となる。
【0006】
これらの転流失敗に対しては、電源短絡を防止し、かつ負荷開放を回避する転流方式として、電圧転流方式と電流転流方式が知られている。電圧転流方式は、各相の電源電圧の大小関係をトリガーとして転流する方法であり、電流転流方式は、負荷電流の方向をトリガーにして転流する方法である。しかし、電圧転流方式は、電源電圧の大小関係の情報に基づいて転流を行うため、電源電圧を検出するセンサの検出遅れや電圧誤差によって、電源電圧の大小切り替わり付近で転流失敗が発生しやすい。一方、電流転流方式は、負荷電流のゼロクロス付近で転流失敗が発生しやすい。
【0007】
さらに、上記両方式の欠点を補い合う方式として、負荷電流のゼロクロス付近では電圧転流方式を適用し、その他の領域で電流転流方式を適用する複合転流方式が知られている。しかし、複合転流方式は、電流センサの追加によるコスト増という問題がある。なおこの問題に対しては、電圧情報を基に電流の方向を推定し、推定した電流方向に応じて転流パターンを決定する方式が提案されている（例えば非特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0008】
【特許文献1】特許第５６７２３１９号公報
【非特許文献】
【0009】
【非特許文献1】宅間春介、日下佳祐、伊藤淳一 「高周波単相マトリックスコンバータのサージ電圧抑制方式」 PE－17－036 PSE－17－036 SPC－17－085、インターネット<http://itohserver01.nagaokaut.ac.jp/itohlab/paper/2017/20170308_SPC%E4%B9%85%E7%B1%B3%E5%B3%B6/takuma.pdf>
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0010】
マトリックスコンバータにおける各双方向スイッチは、負荷側に接続されて電力の供給をＯＮ／ＯＦＦする前段側半導体素子と、交流電源側に接続されて電力の供給をＯＮ／ＯＦＦする後段側半導体素子と、をそれぞれ有する。例えば３相交流電源において、Ｒ相からＵ相への電力供給からＳ相からＵ相への電力供給へと切り替える転流制御を実行する場合、Ｒ相－Ｕ相間に配置された双方向スイッチ（以下、転流前スイッチともいう）をＯＮからＯＦＦに切り替え、Ｓ相－Ｕ相間に配置された双方向スイッチ（以下、転流後スイッチともいう）をＯＦＦからＯＮに切り替える。電圧転流方式および電流転流方式のいずれの場合にも、転流前スイッチの前段側および後段側の各半導体素子と、転流後スイッチの前段側および後段側の各半導体素子は、それぞれ同時にＯＮ／ＯＦＦ制御されることはない。つまり、転流制御を実行する場合、転流前スイッチと転流後スイッチそれぞれの前段側および後段側の各半導体素子は交互にＯＮ／ＯＦＦ制御される。
【0011】
しかしながら、前段側および後段側の２つの半導体素子を含む双方向スイッチを複数備える電力変換装置において、双方向スイッチをＯＮ／ＯＦＦする際に、半導体素子のＯＮ／ＯＦＦ手順によっては大きなサージ電圧が発生する場合がある。
【0012】
例えば、Ｕ相へ供給される交流電源をＲ相からＳ相へ切り替える場合、いずれもＯＮ状態にあるＲ相の双方向スイッチ（転流前スイッチ）の半導体素子を先にＯＦＦにすると、いずれもＯＦＦ状態にあるＳ相の双方向スイッチ（転流後スイッチ）の双方がＯＮになるまでの間（Ｓ相とＵ相が導通するまでの間）は負荷電流が交流電源に還流されない。その結果、転流前スイッチと負荷との間で大きなサージ電圧が発生する（オープンモードでの転流失敗）。
【0013】
一方、双方向スイッチを形成する各半導体素子は、寄生ダイオードまたは別付けのダイオード（例えば、ＳＢＤ（ショットキーバリアダイオード）など）からなる還流ダイオードが付加されるのが通常である。例えば、双方向スイッチを形成する半導体素子としてＩＧＢＴを用いた場合を考える。ＩＧＢＴにゲート電圧が印加されると、ＩＧＢＴの素子内をコレクタからエミッタに向けて電流が流れるが、エミッタからコレクタに向けた電流は流れない。従って、ＩＧＢＴを用いた双方向スイッチの場合はゲート電圧のＯＮ、ＯＦＦに関わらず、エミッタからコレクタの向きに流れる電流はＳＢＤなどの還流ダイオードを通じて流れる。次に、双方向スイッチを形成する半導体素子としてＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を用いた場合を考える。ＭＯＳＦＥＴは、ゲート電圧を印加すると半導体素子内をドレイン（コレクタに相当）からソース（エミッタに相当）の方向へ電流が流れるだけでなく、ソースからドレインの方向へも電流が流れる。この場合、転流前スイッチにおける２つの半導体素子のうち電源側（ソース）から負荷側（ドレイン）へ電力を供給する半導体素子（後段側半導体素子）をＯＦＦにすると、当該半導体素子内を電流が流れなくなる。従って、電源側（ソース）から負荷側（ドレイン）へ電流が流入するためには、ＳＢＤなどの外付けの還流ダイオードを介する必要がある。
【0014】
そして、電源側（ソース）から負荷側（ドレイン）へ電流が流入していた状態で上記後段側半導体素子がＯＦＦした際、還流ダイオードを介して電流が流れるまでにタイムラグが生じ、負荷側へ流れる電流が瞬間的に遮断されることになる。このため、負荷側へ電流を流し続けようとする作用が働いて、負荷側の電圧が跳ね上がり、還流ダイオードを介しての負荷電流の還流が不可能となるという課題を本願の発明者らは見出した。この場合、オープンモードでの転流失敗が引き起こされる結果、負荷側の電圧の跳ね上がりが避けられない。
【0015】
上記課題に対し、本発明の目的は、転流時における電圧の跳ね上がりを防ぐことができる電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【0016】
本発明の一形態に係る電力変換装置は、双方向スイッチ回路と、制御部とを備える。
前記双方向スイッチ回路は、３相交流電源から入力された３相交流電力の負荷への供給をＯＮ／ＯＦＦするスイッチング素子組を各相に有する。前記制御部は、一のスイッチング素子組である第１スイッチング素子組から他のスイッチング素子組である第２スイッチング素子へ電流を転流するためのスイッチングパターンを生成する。
前記第１のスイッチング素子組および前記第２のスイッチング素子組は、前記負荷側に接続されて電力の供給をＯＮ／ＯＦＦする前段側半導体素子と、前記３相交流電源側に接続されて電力の供給をＯＮ／ＯＦＦする後段側半導体素子と、をそれぞれ有する。
前記制御部は、転流のためのスイッチングパターンとして、前記第２スイッチング素子組の前記前段側半導体素子をＯＮにする第１ステップと、前記第１スイッチング素子組の前記前段側半導体素子又は前記第１スイッチング素子組の前記後段側半導体素子のいずれか一方をＯＦＦにする第２ステップとを順に実行させるスイッチングパターンを生成する。
前記双方向スイッチ回路は、３相交流電源から入力された３相交流電力の負荷への供給をＯＮ／ＯＦＦするスイッチング素子組を各相に有する。前記制御部は、一のスイッチング素子組である第１スイッチング素子組から他のスイッチング素子組である第２スイッチング素子へ電流を転流するためのスイッチングパターンを生成する。
前記第１のスイッチング素子組および前記第２のスイッチング素子組は、前記負荷側に接続されて電力の供給をＯＮ／ＯＦＦする前段側半導体素子と、前記３相交流電源側に接続されて電力の供給をＯＮ／ＯＦＦする後段側半導体素子と、をそれぞれ有する。
前記制御部は、転流のためのスイッチングパターンとして、前記第２スイッチング素子組の前記前段側半導体素子をＯＮにする第１ステップと、前記第１スイッチング素子組の前記前段側半導体素子又は前記第１スイッチング素子組の前記後段側半導体素子のいずれか一方をＯＦＦにする第２ステップとを順に実行させるスイッチングパターンを生成する。
【0017】
前記制御部は、さらに、前記第２スイッチング素子組の前記後段側半導体素子をＯＮにする第３ステップと、前記第１スイッチング素子組の前記後段側半導体素子をＯＦＦにする第４ステップとを順に実行させるスイッチングパターンを生成してもよい。
【0018】
前記前段側半導体素子および前記後段側半導体素子は、ＭＯＳＦＥＴであってもよい。
【0019】
前記前段側半導体素子および前記後段側半導体素子は、還流ダイオードを有してもよい。
【0020】
前記制御部は、前記第１スイッチング素子組に接続される相電圧が前記第２スイッチング素子組に接続される相電圧よりも高いときに、前記第１ステップおよび前記第２ステップを実行してもよい。
【0021】
前記電力変換装置は、入力された３相交流電力を３相交流電力に直接変換して前記負荷に出力するマトリックスコンバータであってもよい。
【0022】
前記制御部は、３相交流電力を３相交流電力に直接変換する際、前記入力された３相交流電力に対して、前記入力された３相交流電力における各相の電圧の大小関係に応じて区分された複数のモードに応じて異なる仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を行い、前記入力された３相交流電力のうち２相を選択し、選択された２相の線間電圧に対し、前記複数のモードに応じて異なる仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を行うように、前記双方向スイッチ回路のスイッチングパターンを生成してもよい。
【発明の効果】
【0023】
本発明によれば、転流時における電圧の跳ね上がりを防ぐことができる。
【図面の簡単な説明】
【0024】
【図1】本発明の一実施形態にかかるマトリックスコンバータの構成を示す図である。
【図2】上記実施形態における双方向スイッチの構成を示す図である。
【図3】上記実施形態における複数のモードを示す図である。
【図4】上記実施形態における仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を示す図である。
【図5】上記実施形態における電圧相の選択の考え方を示す図である。
【図6】上記実施形態における仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を示す図である。
【図7】上記実施形態における制御信号発生部及び制御部の構成例を示す図である。
【図8】上記実施形態における制御部の構成例を示す図である。
【図9】上記実施形態において、転流のためのスイッチングパターンを生成する制御部のブロック図である。
【図10】比較例における転流制御シーケンスを示す図である。
【図11】転流制御時における負荷側の電圧の跳ね上がりの様子を示す一実験結果である。
【図12】上記実施形態における転流制御シーケンスを示す図である。
【図13】転流のためのスイッチング信号の生成手順を示す図である。
【図14】本実施形態および比較例の転流制御時における電圧および電流の波形を示す一実験結果である。
【図15】上記実施形態における転流制御シーケンスの他の例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【0025】
以下、図面を参照しながら、本発明の実施形態を説明する。本実施形態では、電力変換装置として、３相交流電力を３相交流電力に直接変換するマトリックスコンバータを例に挙げて説明する。
【0026】
【0027】
マトリックスコンバータ１は、３相交流電源ＰＳから３相の電力線Ｌｒ，Ｌｓ，Ｌｔを介して３相交流電力が入力され、入力された３相交流電力を、一旦直流電力に変換することなく、３相交流電力に直接変換して３相の電力線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ経由で負荷ＬＤに出力する。入力された３相交流電力と変換された３相交流電力とは、電圧及び周波数が互いに異なる。入力された３相交流電力は、例えば、Ｒ相の交流電力、Ｓ相の交流電力、Ｔ相の交流電力を含む。変換された３相交流電力は、例えば、Ｕ相の交流電力、Ｖ相の交流電力、Ｗ相の交流電力を含む。
【0028】
マトリックスコンバータ１は、３相リアクトル４０、入力コンデンサ５０、双方向スイッチ回路１０、制御信号発生部３０、及び制御部２０を備える。
【0029】
３相リアクトル４０は、複数のリアクトル４１～４３を有する。リアクトル４１は、Ｒ相の電力線Ｌｒに直列に挿入されている。リアクトル４２は、Ｓ相の電力線Ｌｓに直列に挿入されている。リアクトル４３は、Ｔ相の電力線Ｌｔに直列に挿入されている。３相リアクトル４０は、３相の電力線Ｌｒ，Ｌｓ，Ｌｔにおける電流・電圧のリップルを低減する。
【0030】
入力コンデンサ５０は、複数のコンデンサ５１～５３を有する。コンデンサ５１は、一端がＲ相の電力線Ｌｒに接続され、他端がコンデンサ５２，５３に接続されている。コンデンサ５２は、一端がＳ相の電力線Ｌｓに接続され、他端がコンデンサ５１，５３に接続されている。コンデンサ５３は、一端がＴ相の電力線Ｌｔに接続され、他端がコンデンサ５１，５２に接続されている。入力コンデンサ５０は、３相の電力線Ｌｒ，Ｌｓ，Ｌｔにおける電流・電圧のリップルを低減する。
【0031】
双方向スイッチ回路１０は、入力された３相交流電力を３相交流電力へ変換するように、入力された３相交流電力の負荷への供給をＯＮ／ＯＦＦする。双方向スイッチ回路１０は、９つの双方向スイッチＳＲＵ，ＳＳＵ，ＳＴＵ，ＳＲＶ，ＳＳＶ，ＳＴＶ，ＳＲＷ，ＳＳＷ，ＳＴＷを有する。双方向スイッチ回路１０は、制御部２０による制御のもと、９つの双方向スイッチＳＲＵ～ＳＴＷがそれぞれ所定のタイミングでＯＮ／ＯＦＦすることで、入力された３相交流電力を３相交流電力へ変換する。
【0032】
双方向スイッチＳＲＵは、Ｒ相の交流電力からＵ相の交流電力の一部を生成する。双方向スイッチＳＲＵは、制御部２０からスイッチング信号φＳＲＵを受けて、スイッチング信号φＳＲＵに応じて、Ｒ相の電力線ＬｒとＵ相の電力線Ｌｕとの接続をＯＮ／ＯＦＦする。
双方向スイッチＳＳＵは、Ｓ相の交流電力からＵ相の交流電力の一部を生成する。双方向スイッチＳＳＵは、制御部２０からスイッチング信号φＳＳＵを受けて、スイッチング信号φＳＲＵに応じて、Ｓ相の電力線ＬｓとＵ相の電力線Ｌｕとの接続をＯＮ／ＯＦＦする。
双方向スイッチＳＴＵは、Ｔ相の交流電力からＵ相の交流電力の一部を生成する。双方向スイッチＳＴＵは、制御部２０からスイッチング信号φＳＴＵを受けて、スイッチング信号φＳＲＵに応じて、Ｔ相の電力線ＬｔとＵ相の電力線Ｌｕとの接続をＯＮ／ＯＦＦする。
双方向スイッチＳＳＵは、Ｓ相の交流電力からＵ相の交流電力の一部を生成する。双方向スイッチＳＳＵは、制御部２０からスイッチング信号φＳＳＵを受けて、スイッチング信号φＳＲＵに応じて、Ｓ相の電力線ＬｓとＵ相の電力線Ｌｕとの接続をＯＮ／ＯＦＦする。
双方向スイッチＳＴＵは、Ｔ相の交流電力からＵ相の交流電力の一部を生成する。双方向スイッチＳＴＵは、制御部２０からスイッチング信号φＳＴＵを受けて、スイッチング信号φＳＲＵに応じて、Ｔ相の電力線ＬｔとＵ相の電力線Ｌｕとの接続をＯＮ／ＯＦＦする。
【0033】
双方向スイッチＳＲＵ，ＳＳＵ，ＳＴＵは、Ｕ相の電力線Ｌｕに共通に接続されており、双方向スイッチＳＲＵ，ＳＳＵ，ＳＴＵから供給されたＵ相の交流電力は、Ｕ相の電力線Ｌｕ上で合成されＵ相の交流電力として負荷ＬＤへ供給される。
【0034】
双方向スイッチＳＲＶは、Ｒ相の交流電力からＶ相の交流電力の一部を生成する。双方向スイッチＳＲＶは、制御部２０からスイッチング信号φＳＲＶを受けて、スイッチング信号φＳＲＶに応じて、Ｒ相の電力線ＬｒとＶ相の電力線Ｌｖとの接続をＯＮ／ＯＦＦする。
双方向スイッチＳＳＶは、Ｓ相の交流電力からＶ相の交流電力の一部を生成する。双方向スイッチＳＳＶは、制御部２０からスイッチング信号φＳＳＶを受けて、スイッチング信号φＳＲＶに応じて、Ｓ相の電力線ＬｓとＶ相の電力線Ｌｖとの接続をＯＮ／ＯＦＦする。
双方向スイッチＳＴＶは、Ｔ相の交流電力からＶ相の交流電力の一部を生成する。双方向スイッチＳＴＶは、制御部２０からスイッチング信号φＳＴＶを受けて、スイッチング信号φＳＲＶに応じて、Ｔ相の電力線ＬｔとＶ相の電力線Ｌｖとの接続をＯＮ／ＯＦＦする。
双方向スイッチＳＳＶは、Ｓ相の交流電力からＶ相の交流電力の一部を生成する。双方向スイッチＳＳＶは、制御部２０からスイッチング信号φＳＳＶを受けて、スイッチング信号φＳＲＶに応じて、Ｓ相の電力線ＬｓとＶ相の電力線Ｌｖとの接続をＯＮ／ＯＦＦする。
双方向スイッチＳＴＶは、Ｔ相の交流電力からＶ相の交流電力の一部を生成する。双方向スイッチＳＴＶは、制御部２０からスイッチング信号φＳＴＶを受けて、スイッチング信号φＳＲＶに応じて、Ｔ相の電力線ＬｔとＶ相の電力線Ｌｖとの接続をＯＮ／ＯＦＦする。
【0035】
双方向スイッチＳＲＶ，ＳＳＶ，ＳＴＶは、Ｖ相の電力線Ｌｖに共通に接続されており、双方向スイッチＳＲＶ，ＳＳＶ，ＳＴＶから供給されたＶ相の交流電力は、Ｖ相の電力線Ｌｖ上で合成されＶ相の交流電力として負荷ＬＤへ供給される。
【0036】
双方向スイッチＳＲＷは、Ｒ相の交流電力からＷ相の交流電力の一部を生成する。双方向スイッチＳＲＷは、制御部２０からスイッチング信号φＳＲＷを受けて、スイッチング信号φＳＲＷに応じて、Ｒ相の電力線ＬｒとＷ相の電力線Ｌｗとの接続をＯＮ／ＯＦＦする。
双方向スイッチＳＳＷは、Ｓ相の交流電力からＷ相の交流電力の一部を生成する。双方向スイッチＳＳＷは、制御部２０からスイッチング信号φＳＳＷを受けて、スイッチング信号φＳＲＷに応じて、Ｓ相の電力線ＬｓとＷ相の電力線Ｌｗとの接続をＯＮ／ＯＦＦする。
双方向スイッチＳＴＷは、Ｔ相の交流電力からＷ相の交流電力の一部を生成する。双方向スイッチＳＴＷは、制御部２０からスイッチング信号φＳＴＷを受けて、スイッチング信号φＳＲＷに応じて、Ｔ相の電力線ＬｔとＷ相の電力線Ｌｗとの接続をＯＮ／ＯＦＦする。
双方向スイッチＳＳＷは、Ｓ相の交流電力からＷ相の交流電力の一部を生成する。双方向スイッチＳＳＷは、制御部２０からスイッチング信号φＳＳＷを受けて、スイッチング信号φＳＲＷに応じて、Ｓ相の電力線ＬｓとＷ相の電力線Ｌｗとの接続をＯＮ／ＯＦＦする。
双方向スイッチＳＴＷは、Ｔ相の交流電力からＷ相の交流電力の一部を生成する。双方向スイッチＳＴＷは、制御部２０からスイッチング信号φＳＴＷを受けて、スイッチング信号φＳＲＷに応じて、Ｔ相の電力線ＬｔとＷ相の電力線Ｌｗとの接続をＯＮ／ＯＦＦする。
【0037】
双方向スイッチＳＲＷ，ＳＳＷ，ＳＴＷは、Ｗ相の電力線Ｌｗに共通に接続されており、双方向スイッチＳＲＷ，ＳＳＷ，ＳＴＷから供給されたＷ相の交流電力は、Ｗ相の電力線Ｌｗ上で合成されＷ相の交流電力として負荷ＬＤへ供給される。
【0038】
各双方向スイッチＳＲＵ～ＳＴＷは、例えば、図２（ａ）に示すスイッチＳと等価である。図２（ａ）に示すスイッチＳは、制御部２０から制御端子ＣＴ経由でスイッチング信号を受け、ＯＮして端子Ｔ１と端子Ｔ２とを接続したり、ＯＦＦして端子Ｔ１と端子Ｔ２とを遮断したりする。スイッチＳは、端子Ｔ１と端子Ｔ２との間で双方向に電流が流れ得る。
【0039】
図２（ａ）に示すスイッチＳは、理想的なスイッチである。実際にスイッチを構成する素子は、スイッチング時間が存在するため、転流する時の開放モード、短絡モードを考慮して、本実施形態では、図２（ｂ）に示すように接続されて構成されていてもよい。図２（ｂ）に示す構成は、例えば、逆阻止機能が無い素子ＥＬ１，ＥＬ２を直列接続して実現された構成である。逆阻止機能が無い素子ＥＬ１，ＥＬ２は、例えば、還流ダイオードが両端に接続された絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）でもよいし、又は、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）でもよい。端子Ｔ１'は、図２（ａ）に示す端子Ｔ１に対応している。端子Ｔ２'は、図２（ａ）に示す端子Ｔ２に対応している。制御端子ＣＴ１，ＣＴ２は、図２（ａ）に示す制御端子ＣＴに対応している。
【0040】
制御信号発生部３０は、負荷側に出力する任意の３相交流電力に応じた制御信号（第２の制御信号）ＣＳｕ，ＣＳｖ，ＣＳｗを発生させて制御部２０へ供給する。制御信号ＣＳｕ，ＣＳｖ，ＣＳｗは、本実施の形態では、正弦波である。制御信号ＣＳｕは、負荷ＬＤに供給すべきＵ相の交流電圧に応じた交流波形（本実施の形態では正弦波）である。制御信号ＣＳｖは、負荷ＬＤに供給すべきＶ相の交流電圧に応じた交流波形（本実施の形態では正弦波）である。制御信号ＣＳｗは、負荷ＬＤに供給すべきＷ相の交流電圧に応じた交流波形（本実施の形態では正弦波）である。
【0041】
制御部２０は、双方向スイッチ回路１０における各双方向スイッチＳＲＵ～ＳＴＷのスイッチングパターンを生成する。例えば、制御部２０は、双方向スイッチ回路１０が入力された３相交流電力に対して仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を行い、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理が行われた電力に対して仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を行うように、双方向スイッチ回路１０のスイッチングパターン（すなわち、スイッチング信号のパターン）を生成する。以下において、「仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を行う」とは、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を仮想的に行うことを意味し、「仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を行う」とは、仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を仮想的に行うことを意味しているものとする。
【0042】
制御部２０は、入力された３相交流電力に対して、入力された３相交流電力における各相の電圧の大小関係に応じて区分された複数のモード（例えば、図３に示すモードＩ～ＶＩ）について互いに異なる仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を行うように、双方向スイッチ回路１０のスイッチングパターンを生成する。
【0043】
具体的には、制御部２０は、入力交流電圧（例えば、Ｒ相の交流電圧）を検出し、検出された入力交流電圧から、入力交流電圧のゼロクロス点を検出する。制御部２０は、検出されたゼロクロス点に基づいて（例えば、検出されたゼロクロス点を基準として入力側の各相の位相を推定することにより）、入力側の各相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）の交流電圧を第１の制御信号として推定するとともに、推定された各相の交流電圧の大小関係に応じてそのときのモードが複数のモードにおけるどのモードであるかを認識する。
【0044】
このとき、制御部２０は、入力された３相交流電力に対して、複数のモードに対し異なる第１のキャリア波形パターン（例えば、図４に示す第１のキャリア波形パターンＣＷ１１～ＣＷ１３）を用いて仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を行うように双方向スイッチ回路１０を制御する。
【0045】
すなわち、制御部２０は、認識されたモードに応じて、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理に用いるべき第１のキャリア波形パターンを決定し、決定された第１のキャリア波形パターンと入力側の相に対応した第１の制御信号とを比較して、比較結果に応じて仮想的に各双方向スイッチＳＲＵ～ＳＴＷが直流電力を発生させるような仮想的な複数のスイッチング信号（Ｒ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルス）を発生させる。それとともに、制御部２０は、仮想的な複数のスイッチング信号（Ｒ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルス）のレベル（Ｈｉｇｈ、Ｌｏｗ）の組み合わせに応じた複数の線間電圧発生区間（例えば、図４（ａ）に示す区間ＴＳ１１，ＴＳ１２，ＴＳ１３）を求める。言い換えると、制御部２０は、直流電力を発生させるような仮想的なスイッチング動作を各双方向スイッチＳＲＵ～ＳＴＷが行うように制御し、各双方向スイッチＳＲＵ～ＳＴＷに仮想的にＡＣ／ＤＣ変換処理（仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理）を行わせる。
【0046】
なお、仮想的なスイッチング動作とは、実際に各双方向スイッチＳＲＵ～ＳＴＷが行うものとは異なるスイッチング動作であるが、仮想ＡＣ／ＤＣ変換→仮想ＤＣ／ＡＣ変換の途中段階における仮想的な直流電力を発生させることを考えるために各双方向スイッチＳＲＵ～ＳＴＷが仮想的に行っているものとみなすスイッチング動作である。途中段階における仮想的な直流電力を発生させる処理は、あくまで仮想的なものであって、実際にその処理自体が行われるわけではない。
【0047】
また、制御部２０は、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理が行われた電力に対して、複数のモード（例えば、図３に示すモードＩ～ＶＩ）について互いに異なる仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を行うように、双方向スイッチ回路１０のスイッチングパターン（すなわち、スイッチング信号のパターン）を制御する。
【0048】
具体的には、制御部２０は、複数のモードに応じて異なる第２のキャリア波形パターン（例えば、図６に示す第２のキャリア波形パターンＣＷ２１～ＣＷ２６）を用いて仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を行うように双方向スイッチ回路１０を制御する。すなわち、制御部２０は、認識されたモードに応じて、仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理に用いる複数の線間電圧発生区間に対応した第２のキャリア波形パターンを生成する。このとき、複数の線間電圧発生区間は、仮想的な複数のスイッチング信号のレベルの組み合わせに応じたものとなっている。つまり、制御部２０は、認識されたモードと、仮想的に各双方向スイッチＳＲＵ～ＳＴＷが直流電力を発生させるような複数のスイッチング信号のレベルの組み合わせとに応じて、第２のキャリア波形パターンを生成する。
【0049】
また、制御部２０は、制御信号ＣＳｕ，ＣＳｖ，ＣＳｗを出力側の相に対応した（例えば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧波形に応じた正弦波の振幅に対応して大きさが変化する）第２の制御信号として制御信号発生部３０から受ける。制御部２０は、生成された第２のキャリア波形パターンと出力側の相に対応した第２の制御信号ＣＳｕ，ＣＳｖ，ＣＳｗとを比較して、双方向スイッチ回路１０における各双方向スイッチＳＲＵ～ＳＴＷのスイッチング信号φＳＲＵ～φＳＴＷを生成する。このとき、各第２の制御信号ＣＳｕ，ＣＳｖ，ＣＳｗは、負荷ＬＤに供給すべき交流電力に応じた３相交流波形である。これにより、双方向スイッチ回路１０から負荷ＬＤに、各第２の制御信号ＣＳｕ，ＣＳｖ，ＣＳｗに応じた３相交流の交流電力が出力されるように制御できる。言い換えると、制御部２０は、各双方向スイッチＳＲＵ～ＳＴＷに仮想的にＤＣ／ＡＣ変換処理（仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理）を行わせる。
【0050】
【0051】
制御部２０は、推定された各相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）の交流電圧の大小関係に応じて、例えば図３に示すような６つのモードＩ～ＶＩを認識する。
【0052】
モードＩでは、Ｒ相が最大電圧相であり、Ｔ相が最小電圧相であり、Ｓ相が中間電圧相である。例えば、制御部２０は、Ｒ相が最大電圧相であり、Ｔ相が最小電圧相であり、Ｓ相が中間電圧相であることを認識した場合、現在のモードがモードＩであると認識する。
【0053】
モードＩＩでは、Ｓ相が最大電圧相であり、Ｔ相が最小電圧相であり、Ｒ相が中間電圧相である。例えば、制御部２０は、Ｓ相が最大電圧相であり、Ｔ相が最小電圧相であり、Ｒ相が中間電圧相であることを認識した場合、現在のモードがモードＩＩであると認識する。
【0054】
モードＩＩＩでは、Ｓ相が最大電圧相であり、Ｒ相が最小電圧相であり、Ｔ相が中間電圧相である。例えば、制御部２０は、Ｓ相が最大電圧相であり、Ｒ相が最小電圧相であり、Ｔ相が中間電圧相であることを認識した場合、現在のモードがモードＩＩＩであると認識する。
【0055】
モードＩＶでは、Ｔ相が最大電圧相であり、Ｒ相が最小電圧相であり、Ｓ相が中間電圧相である。例えば、制御部２０は、Ｔ相が最大電圧相であり、Ｒ相が最小電圧相であり、Ｓ相が中間電圧相であることを認識した場合、現在のモードがモードＩＶであると認識する。
【0056】
モードＶでは、Ｔ相が最大電圧相であり、Ｓ相が最小電圧相であり、Ｒ相が中間電圧相である。例えば、制御部２０は、Ｔ相が最大電圧相であり、Ｓ相が最小電圧相であり、Ｒ相が中間電圧相であることを認識した場合、現在のモードがモードＶであると認識する。
【0057】
モードＶＩでは、Ｒ相が最大電圧相であり、Ｓ相が最小電圧相であり、Ｔ相が中間電圧相である。例えば、制御部２０は、Ｒ相が最大電圧相であり、Ｓ相が最小電圧相であり、Ｔ相が中間電圧相であることを認識した場合、現在のモードがモードＶＩであると認識する。
【0058】
（仮想ＡＣ／ＤＣ処理）
次に、複数のモードＩ～ＶＩのそれぞれにおける仮想的なＡＣ／ＤＣ変換処理（仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理）について、図４を用いて説明する。図４（ａ）～（ｆ）は、それぞれ、複数のモードＩ～ＶＩにおける仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を示す。以下では、説明の簡略化のため、直流電圧設定値（変換目標となる仮想的な直流電圧）に応じて決定した直流電圧設定ゲインが１である場合について例示的に説明する。
次に、複数のモードＩ～ＶＩのそれぞれにおける仮想的なＡＣ／ＤＣ変換処理（仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理）について、図４を用いて説明する。図４（ａ）～（ｆ）は、それぞれ、複数のモードＩ～ＶＩにおける仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を示す。以下では、説明の簡略化のため、直流電圧設定値（変換目標となる仮想的な直流電圧）に応じて決定した直流電圧設定ゲインが１である場合について例示的に説明する。
【0059】
モードＩでは、制御部２０が、図４（ａ）に示すように、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理に用いるべき第１のキャリア波形パターンとして、立ち下がりの鋸歯状波１と立ち上がりの鋸歯状波２とを有する第１のキャリア波形パターンＣＷ１１を決定する。以下では、「立ち下がりの鋸歯状波」とは、時間の経過に応じて振幅が直線的に減少していく負の傾きを持った鋸歯状波を指し、「立ち上がりの鋸歯状波」とは、時間の経過に応じて振幅が直線的に増加していく正の傾きを持った鋸歯状波を指すものとする。
【0060】
そして、制御部２０は、例えば、上記のように検出されたゼロクロス点に応じて、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃを推定する。例えば、制御部２０は、検出されたゼロクロス点を基準として、あるタイミングでのＲ相、Ｓ相、Ｔ相の位相を推定し、推定されたＲ相、Ｓ相、Ｔ相の位相に応じて、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃを推定する。Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃは、それぞれ、相電圧を「－１」と「１」の間に規格化したものである。このとき、図４（ａ）に示す区間（線間電圧発生区間）ＴＳ１１，ＴＳ１２，ＴＳ１３の直流電圧は、それぞれ、ＳＴ間電圧＝ｂ－ｃ、ＲＴ間電圧＝ａ－ｃ、ＲＳ間電圧＝ａ－ｂとなる。
【0061】
モードＩにおける各相のパルスについて説明する。モードＩでは、Ｒ相が最大電圧相、Ｔ相が最小電圧相、Ｓ相が中間電圧相となる。最大電圧相と最小電圧相では、パルスはそれぞれの電位に比例する時間ＯＮとなる。したがって、Ｒ相のパルス幅ｘ＝Ｔ｜ａ｜、Ｔ相のパルス幅ｚ＝Ｔ｜ｃ｜となる。ここで、Ｒ相パルスがＯＮとなるタイミング（区間ＴＳ１１が終わるタイミング）は、Ｒ相電圧｜ａ｜と鋸歯状波１との交点から求められる。これにより、Ｒ相パルスが得られる。Ｔ相パルスがＯＦＦとなるタイミング（区間ＴＳ１１＋区間ＴＳ１２が終わるタイミング）は、Ｔ相電圧｜ｃ｜と鋸歯状波２との交点から求められる。これにより、Ｔ相パルスが得られる。中間相パルスは、最大電圧相又は最小電圧相のパルスのどちらかがＯＦＦのときにＯＮする。したがって、Ｓ相パルスは、Ｒ相電圧｜ａ｜と鋸歯状波１との交点、およびＴ相電圧｜ｃ｜と鋸歯状波２との交点から求められる。
【0062】
また、区間ＴＳ１１、ＴＳ１２、ＴＳ１３の幅は、それぞれ、Ｔ×（１－｜ａ｜）、Ｔ×（｜ａ｜＋｜ｃ｜－１）、Ｔ×（１－｜ｃ｜）となる。すなわち、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理により、仮想的な直流電圧を生成するための、区間ＴＳ１１、ＴＳ１２、ＴＳ１３に対応した幅をそれぞれ有する仮想的な複数のスイッチング信号（Ｒ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルス）が生成される。スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均は、それぞれの区間ごとに直流電圧を積算しそれぞれを加算してスイッチング周期Ｔで除して、以下のように表すことができる。
【0063】
スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝｛（ｂ－ｃ）×Ｔ×（１－ａ）＋（ａ－ｃ）×Ｔ×（ａ－ｃ－１）＋（ａ－ｂ）×Ｔ×（１＋ｃ）｝／Ｔ
＝ａ２＋ｃ２－ｂ（ａ＋ｃ）・・・数式１
＝ａ２＋ｃ２－ｂ（ａ＋ｃ）・・・数式１
【0064】
ここで、ａ＋ｂ＋ｃ＝０（３相条件）を考慮すると、数式１は次の数式２に変形できる。
【0065】
スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝ａ２＋ｂ２＋ｃ２・・・数式２
【0066】
さらに、交流理論から、ａ２＋ｂ２＋ｃ２＝３／２より、数式２は次の数式３に変形できる。
【0067】
スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝３／２・・・数式３
【0068】
数式３に示されるように、スイッチング周期Ｔの仮想的な直流電圧の平均を、一定電圧とすることができる。
【0069】
モードＩにおける入力電流について説明する。Ｒ相の入力電流は、Ｒ相電圧ａの時間に比例する正の電流が流れる。Ｔ相の入力電流は、Ｔ相の電圧の大きさ｜ｃ｜に比例する負の電流が流れる。Ｓ相の入力電流は、区間ＴＳ１１で正の電流が流れ、区間ＴＳ１３で負の電流が流れる。したがって、流れる電流は、Ｔ×（１－ａ）－Ｔ×（１＋ｃ）－Ｔ（－ａ－ｃ）＝Ｔｂとなり、スイッチング周期Ｔで除すると、Ｓ相電圧ｂとなる。したがって、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相には、それぞれ、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃに比例する電流が流れることになり、入力交流電流の各相を正弦波とすることができる。
【0070】
モードＩＩでは、制御部２０が、図４（ｂ）に示すように、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理に用いるべき第１のキャリア波形パターンとして、立ち上がりの鋸歯状波２を有する第１のキャリア波形パターンＣＷ１２を決定する。そして、制御部２０は、例えば、上記のように検出されたゼロクロス点に応じて、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃを推定する。Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃは、それぞれ、相電圧を「－１」と「１」の間に規格化したものである。このとき、図４（ｂ）に示す区間（線間電圧発生区間）ＴＳ２１、ＴＳ２２、ＴＳ２３の直流電圧は、それぞれ、ＳＴ間電圧＝ｂ－ｃ、ＲＴ間電圧＝ａ－ｃ、ＲＳ間電圧＝ｂ－ａとなる。
【0071】
モードＩＩにおける各相のパルスについて説明する。モードＩＩでは、Ｓ相が最大電圧相、Ｔ相が最小電圧相、Ｒ相が中間電圧相となる。Ｒ，Ｓ，Ｔ相のパルスのＯＮ，ＯＦＦ順序を変えずに、最大電圧相と最小電圧相でそれぞれの電位に比例する時間をＯＮとするため、モードＩＩでは、変調波形３、２Ｂと鋸歯状波２を用いて、図４（ｂ）に示す各相パルスのＯＮ，ＯＦＦタイミングを得る。
【0072】
また、区間ＴＳ２１、ＴＳ２２、ＴＳ２３の幅は、それぞれ、Ｔ×（｜ｂ｜＋｜ｃ｜－１）、Ｔ×（１－｜ｂ｜）、Ｔ×（１－｜ｃ｜）となる。すなわち、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理により、仮想的な直流電圧を生成するための、区間ＴＳ２１、ＴＳ２２、ＴＳ２３に対応した幅をそれぞれ有する仮想的な複数のスイッチング信号（Ｒ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルス）が生成される。スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均は、以下のように表すことができる。
【0073】
スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝｛（ｂ－ｃ）×Ｔ×（－ｃ＋ｂ－１）＋（ａ－ｃ）×Ｔ×（－ｂ＋１）＋（ｂ－ａ）×Ｔ×（１＋ｃ）｝／Ｔ
＝ｂ２＋ｃ２－ａ（ｂ＋ｃ）・・・数式４
＝ｂ２＋ｃ２－ａ（ｂ＋ｃ）・・・数式４
【0074】
ここで、ａ＋ｂ＋ｃ＝０（３相条件）を考慮すると、数式４は次の数式５に変形できる。
【0075】
スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝ａ２＋ｂ２＋ｃ２・・・数式５
【0076】
さらに、交流理論から、ａ２＋ｂ２＋ｃ２＝３／２より、数式５は次の数式６に変形できる。
【0077】
スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝３／２・・・数式６
【0078】
数式６に示されるように、スイッチング周期Ｔの仮想的な直流電圧の平均を、一定電圧とすることができる。
【0079】
モードＩＩにおける入力電流について説明する。モードＩＩでは、Ｓ相が最大電圧相で、Ｔ相が最小電圧相なので、Ｓ相はＳ相電圧ｂの時間に比例する正の電流が流れ、Ｔ相は、Ｔ相電圧ｃの時間に比例する負の電流が流れる。Ｒ相は区間ＴＳ２２で負の電流が流れ、区間ＴＳ２３で正の電流が流れる。このため、流れる電流は、Ｔ×（１－ｂ）－Ｔ×（１＋ｃ）＝Ｔａとなり、スイッチング周期Ｔで除するとＲ相電圧ａとなる。従って、電圧に比例する電流が各相に流れ、入力交流電流の各相を正弦波とすることができる。
【0080】
モードＩＩＩでは、制御部２０が、図４（ｃ）に示すように、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理に用いるべき第１のキャリア波形パターンとして、立ち下がりの鋸歯状波１を有する第１のキャリア波形パターンＣＷ１３を決定する。そして、制御部２０は、例えば、上記のように検出されたゼロクロス点に応じて、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃを推定する。Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃは、それぞれ、相電圧を「－１」と「１」の間に規格化したものである。このとき、図４（ｃ）に示す区間（線間電圧発生区間）区間ＴＳ３１、ＴＳ３２、ＴＳ３３の直流電圧は、それぞれ、ＳＴ間電圧＝ｃ－ｂ、ＲＴ間電圧＝ａ－ｃ、ＲＳ間電圧＝ａ－ｂとなる。
【0081】
モードＩＩＩにおける各相のパルスについて説明する。モードＩＩＩでは、Ｓ相が最大電圧相、Ｒ相が最小電圧相、Ｔ相が中間電圧相となる。Ｒ，Ｓ，Ｔ相のパルスのＯＮ、ＯＦＦ順序を変えずに、最大電圧相と最小電圧相でそれぞれの電位に比例する時間ＯＮとするため、モードＩＩＩでは、変調波形１，２Ａと鋸波状波１を用いて、図４（ｃ）に示す各パルスのＯＮ，ＯＦＦタイミングを得る。
【0082】
また、区間ＴＳ３１、ＴＳ３２、ＴＳ３３の幅は、それぞれ、Ｔ×（１－｜ａ｜）、Ｔ（１－｜ｂ｜）、Ｔ×（｜ａ｜－｜ｂ｜－１）となる。すなわち、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理により、仮想的な直流電圧を生成するための、区間ＴＳ３１、ＴＳ３２、ＴＳ３３に対応した幅をそれぞれ有する仮想的な複数のスイッチング信号（Ｒ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルス）が生成される。スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均は、以下のように表すことができる。
【0083】
スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝｛（ｃ－ｂ）×Ｔ×（１－ａ）＋（ａ－ｃ）×Ｔ×（ｂ＋１）＋（ａ－ｂ）×Ｔ×（ａ－ｂ－１）｝／Ｔ
＝ａ２＋ｂ２－ｃ（ａ＋ｂ）・・・数式７
＝ａ２＋ｂ２－ｃ（ａ＋ｂ）・・・数式７
【0084】
ここで、ａ＋ｂ＋ｃ＝０（３相条件）を考慮すると、数式７は次の数式８に変形できる。
【0085】
スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝ａ２＋ｂ２＋ｃ２・・・数式８
【0086】
さらに、交流理論から、ａ２＋ｂ２＋ｃ２＝３／２より、数式８は次の数式９に変形できる。
【0087】
スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均＝３／２・・・数式９
【0088】
数式９に示されるように、スイッチング周期Ｔの仮想的な直流電圧の平均を、一定電圧とすることができる。
【0089】
モードＩＩＩにおける入力電流について説明する。最大電圧相のＳ相には、Ｓ相電圧ｂの時間に比例する正の電流が流れる。最小電圧相のＲ相には、Ｒ相電圧ａの時間に比例する負の電流が流れる。Ｔ相は、区間ＴＳ３１で負の電流が流れ、区間ＴＳ３２で正の電流が流れる。このため、流れる電流は、Ｔ×（１－ａ）－Ｔ×（１＋ｂ）＝Ｔｃとなり、スイッチング周期Ｔで除するとＴ相電圧ｃとなる。従って、電圧に比例する電流が各相に流れ、入力交流電流の各相を正弦波とすることができる。
【0090】
モードＩＶにおける仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理は、図４（ｄ）に示すように、モードＩにおける仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理（図４（ａ）参照）と同様である。区間（線間電圧発生区間）ＴＳ４１、ＴＳ４２、ＴＳ４３も、モードＩと同様にして求められる。
【0091】
モードＶにおける仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理は、図４（ｅ）に示すように、モードＩＩにおける仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理（図４（ｂ）参照）と同様である。区間（線間電圧発生区間）ＴＳ５１、ＴＳ５２、ＴＳ５３も、モードＩＩと同様にして求められる。
【0092】
モードＶＩにおける仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理は、図４（ｆ）に示すように、モードＩＩＩにおける仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理（図４（ｃ）参照）と同様である。区間（線間電圧発生区間）ＴＳ６１、ＴＳ６２、ＴＳ６３も、モードＩＩＩと同様にして求められる。
【0093】
（仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理）
次に、複数のモードＩ～ＶＩのそれぞれにおける仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理について、図５，６を用いて説明する。図５は、仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理における電圧相の選択の考え方を示す図である。図６（ａ）～（ｆ）は、それぞれ、複数のモードＩ～ＶＩにおける仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を示す。なお、図６における各区間ＴＳ１１～ＴＳ６３は、図４における各区間ＴＳ１１～ＴＳ６３に対応している（すなわち、区間の長さが等しい）が、図示の便宜上、各区間の長さを図４から変えてある。以下では、第２の制御信号がＵ相の制御信号ＣＳｕである場合について例示的に説明するが、第２の制御信号がＶ相の制御信号ＣＳｖ又はＷ相の制御信号ＣＳｗである場合についても同様である。
次に、複数のモードＩ～ＶＩのそれぞれにおける仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理について、図５，６を用いて説明する。図５は、仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理における電圧相の選択の考え方を示す図である。図６（ａ）～（ｆ）は、それぞれ、複数のモードＩ～ＶＩにおける仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を示す。なお、図６における各区間ＴＳ１１～ＴＳ６３は、図４における各区間ＴＳ１１～ＴＳ６３に対応している（すなわち、区間の長さが等しい）が、図示の便宜上、各区間の長さを図４から変えてある。以下では、第２の制御信号がＵ相の制御信号ＣＳｕである場合について例示的に説明するが、第２の制御信号がＶ相の制御信号ＣＳｖ又はＷ相の制御信号ＣＳｗである場合についても同様である。
【0094】
まず、電圧相の選択の考え方を説明する。仮に、図５（ａ）～（ｃ）に示すように、「スイッチング周期Ｔの直流電圧＝Ｐ相電圧－Ｎ相電圧」である場合を考える。このとき、線間電圧における２つの電圧相のうちレベルの大きい電圧相を＋側相としレベルの小さい電圧相を－側相とすると、Ｐ相が＋側相であり、Ｎ相が－側相である。
【0095】
例えば、図５（ａ）に示すように、スイッチング周期Ｔにおけるキャリア波形パターンが下山形のキャリア波形パターンＣＷ１であるとき、制御部２０は、キャリア波形パターンＣＷ１とＵ相の制御信号ＣＳｕとを比較する。制御部２０は、Ｕ相の制御信号ＣＳｕがキャリア波形パターンＣＷ１より上側にある場合（例えば、図５（ａ）に示す区間ＴＳ２の場合）、＋側相すなわちＰ相を選択し、Ｐ相選択信号をＯＮレベルにするとともにＮ相選択信号をＯＦＦレベルにする。制御部２０は、Ｕ相の制御信号ＣＳｕがキャリア波形パターンＣＷ１より下側にある場合（例えば、図５（ａ）に示す区間ＴＳ１，ＴＳ３の場合）、－側相すなわちＮ相を選択し、Ｎ相選択信号をＯＮレベルにするとともにＰ相選択信号をＯＦＦレベルにする。
【0096】
あるいは、例えば、図５（ｂ）に示すように、スイッチング周期Ｔにおけるキャリア波形パターンが立ち下がりの鋸歯状のキャリア波形パターンＣＷ２であるとき、制御部２０は、キャリア波形パターンＣＷ２とＵ相の制御信号ＣＳｕとを比較する。制御部２０は、Ｕ相の制御信号ＣＳｕがキャリア波形パターンＣＷ２より上側にある場合（例えば、図５（ｂ）に示す区間ＴＳ５の場合）、＋側相すなわちＰ相を選択し、Ｐ相選択信号をＯＮレベルにするとともにＮ相選択信号をＯＦＦレベルにする。制御部２０は、Ｕ相の制御信号ＣＳｕがキャリア波形パターンＣＷ２より下側にある場合（例えば、図５（ｂ）に示す区間ＴＳ４の場合）、－側相すなわちＮ相を選択し、Ｎ相選択信号をＯＮレベルにするとともにＰ相選択信号をＯＦＦレベルにする。
【0097】
あるいは、例えば、図５（ｃ）に示すように、スイッチング周期Ｔにおけるキャリア波形パターンが立ち上がりの鋸歯状のキャリア波形パターンＣＷ３であるとき、制御部２０は、キャリア波形パターンＣＷ３とＵ相の制御信号ＣＳｕとを比較する。制御部２０は、Ｕ相の制御信号ＣＳｕがキャリア波形パターンＣＷ３より上側にある場合（例えば、図５（ｃ）に示す区間ＴＳ６の場合）、＋側相すなわちＰ相を選択し、Ｐ相選択信号をＯＮレベルにするとともにＮ相選択信号をＯＦＦレベルにする。制御部２０は、Ｕ相の制御信号ＣＳｕがキャリア波形パターンＣＷ３より下側にある場合（例えば、図５（ｃ）に示す区間ＴＳ７の場合）、－側相すなわちＮ相を選択し、Ｎ相選択信号をＯＮレベルにするとともにＰ相選択信号をＯＦＦレベルにする。
【0098】
次に、各モードＩ～ＶＩについて説明する。後述するように、第２のキャリア波形パターンは、複数の線間電圧発生区間のうち連続する２つの区間に跨って山型にレベルが変化するパターンを有するように決定される。また、第２のキャリア波形パターンは、複数の線間電圧発生区間のそれぞれにおける２つの電圧相のうち電圧値の大きい電圧相を＋側相とし電圧値の小さい電圧相を－側相とするとき、モードが切り換わる際に＋側相及び－側相に共通する相がある場合、切り換わる２つのモードに跨って山型にレベルが連続するパターンを有し、モードが切り換わる際に＋側相及び－側相で反転する相がある場合、切り換わる２つのモードの境界で鋸歯状にレベルが変化するパターンを有するように決定される。
【0099】
図６（ａ）に示すように、モードＩでは、制御部２０が、仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理に用いるべき第２のキャリア波形パターンとして、区間ＴＳ１１，ＴＳ１２，ＴＳ１３に順に立ち上がりの鋸歯状波、立ち下がりの鋸歯状波、立ち上がりの鋸歯状波を有する第２のキャリア波形パターンＣＷ２１を決定する。そして、制御部２０は、例えば、Ｕ相の制御信号ＣＳｕを制御信号発生部３０から受ける。なお、図６（ａ）に示す区間ＴＳ１１，ＴＳ１２，ＴＳ１３は、図４（ａ）に示す区間ＴＳ１１，ＴＳ１２，ＴＳ１３に対応している（すなわち、区間の長さが等しい）が、図示の便宜上、各区間の長さを図４（ａ）から変えてある。
【0100】
このとき、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理における区間（線間電圧発生区間）ＴＳ１１，ＴＳ１２，ＴＳ１３の直流電圧は、それぞれ、ＳＴ間電圧＝ｂ－ｃ、ＲＴ間電圧＝ａ－ｃ、ＲＳ間電圧＝ａ－ｂとなる。線間電圧における２つの電圧相のうちレベルの大きい電圧相を＋側相としレベルの小さい電圧相を－側相とすると、区間（線間電圧発生区間）ＴＳ１１，ＴＳ１２，ＴＳ１３において、それぞれ、Ｓ相，Ｒ相，Ｒ相が＋側相であり、Ｔ相，Ｔ相，Ｓ相が－側相である。
【0101】
制御部２０は、第２のキャリア波形パターンＣＷ２１とＵ相の制御信号ＣＳｕとを比較する。区間（線間電圧発生区間）ＴＳ１１において、制御部２０は、Ｕ相の制御信号ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２１より上側にある場合（例えば、区間ＴＳ１１の前半の場合）、＋側相すなわちＳ相を選択し、Ｓ相選択信号としてスイッチング信号φＳＳＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。制御部２０は、Ｕ相の制御信号ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２１より下側にある場合（例えば、区間ＴＳ１１の後半の場合）、－側相すなわちＴ相を選択し、Ｔ相選択信号としてスイッチング信号φＳＴＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵをＯＦＦレベルにする。
【0102】
区間（線間電圧発生区間）ＴＳ１２において、制御部２０は、Ｕ相の制御信号ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２１より下側にある場合（例えば、区間ＴＳ１２の前半の場合）、－側相すなわちＴ相を選択し、Ｔ相選択信号としてスイッチング信号φＳＴＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵをＯＦＦレベルにする。制御部２０は、Ｕ相の制御信号ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２１より上側にある場合（例えば、区間ＴＳ１２の後半の場合）、＋側相すなわちＲ相を選択し、Ｒ相選択信号としてスイッチング信号φＳＲＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＳＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。
【0103】
区間（線間電圧発生区間）ＴＳ１３において、制御部２０は、Ｕ相の制御信号ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２１より上側にある場合（例えば、区間ＴＳ１３の前半の場合）、＋側相すなわちＲ相を選択し、Ｒ相選択信号としてスイッチング信号φＳＲＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＳＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。制御部２０は、Ｕ相の制御信号ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２１より下側にある場合（例えば、区間ＴＳ１３の後半の場合）、－側相すなわちＳ相を選択し、Ｓ相選択信号としてスイッチング信号φＳＳＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。
【0104】
モードＩにおける各相の選択信号すなわちスイッチング信号について説明する。Ｒ相の選択信号としてのスイッチング信号φＳＲＵのパルス幅は、Ｒ相パルスのパルス幅ｘ（図４（ａ）参照）を、Ｕ相の制御信号（すなわち、Ｕ相電圧の振幅に対応して大きさが変化する信号）ＣＳｕの信号レベルｈに比例して縮めたｈｘとなる。Ｓ相の選択信号としてのスイッチング信号φＳＳＵのパルス幅は、Ｓ相パルスのパルス幅ｙ（図４（ａ）参照）を、Ｕ相の制御信号ＣＳｕの信号レベルｈに比例して縮めたｈｙとなる。Ｔ相の選択信号としてのスイッチング信号φＳＴＵのパルス幅は、Ｔ相パルスのパルス幅ｚ（図４（ａ）参照）を、Ｕ相の制御信号ＣＳｕの信号レベルｈに比例して縮めたｈｚとなる。
【0105】
また、各スイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵ，φＳＴＵは、択一的にＯＮしているので、各スイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵ，φＳＴＵのパルス幅の期間では、それぞれ、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃが発生する。スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均は、それぞれの期間ごとに電圧を積算しそれぞれを加算してスイッチング周期Ｔで除して、以下のように表すことができる。
【0106】
スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均
＝｛ａ（ｈｘ）＋ｂ（ｈｙ）＋ｃ（ｈｚ）｝／Ｔ
＝ｈ（ａｘ＋ｂｙ＋ｃｚ）／Ｔ・・・数式１０
＝｛ａ（ｈｘ）＋ｂ（ｈｙ）＋ｃ（ｈｚ）｝／Ｔ
＝ｈ（ａｘ＋ｂｙ＋ｃｚ）／Ｔ・・・数式１０
【0107】
上記より、Ｒ相のパルス幅ｘ＝Ｔ｜ａ｜、Ｓ相のパルス幅ｙ＝Ｔ｜ｂ｜、Ｔ相のパルス幅ｚ＝Ｔ｜ｃ｜であるから、数式１０は数式１１に変形できる。
【0108】
スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均＝ｈ（ａ２＋ｂ２＋ｃ２）・・・数式１１
【0109】
さらに、交流理論から、ａ２＋ｂ２＋ｃ２＝３／２より、数式１１は次の数式１２に変形できる。
【0110】
スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均＝ｈ×３／２・・・数式１２
【0111】
数式１２に示されるように、スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均を、Ｕ相の制御信号ＣＳｕの信号レベルｈに比例したものとすることができる。すなわち、Ｕ相の制御信号ＣＳｕは、負荷ＬＤに供給すべきＵ相の交流電圧に応じた交流波形（例えば、本実施の形態では正弦波）であり、所定のキャリア波形パターンでこの交流波形（例えば、正弦波）を変調して双方向スイッチ回路１０のスイッチングパターンを生成することで、双方向スイッチ回路１０から負荷ＬＤに、Ｕ相の制御信号ＣＳｕに応じた（例えば、正弦波状の）交流電圧が出力されるように制御できる。
【0112】
図６（ｂ）に示すように、モードＩＩでは、制御部２０が、仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理に用いるべき第２のキャリア波形パターンとして、区間ＴＳ２１，ＴＳ２２，ＴＳ２３に順に立ち上がりの鋸歯状波、立ち下がりの鋸歯状波、立ち下がりの鋸歯状波を有する第２のキャリア波形パターンＣＷ２２を決定する。そして、制御部２０は、例えば、Ｕ相の制御信号ＣＳｕを制御信号発生部３０から受ける。なお、図６（ｂ）に示す区間ＴＳ２１，ＴＳ２２，ＴＳ２３は、図４（ｂ）に示す区間ＴＳ２１，ＴＳ２２，ＴＳ２３に対応している（すなわち、区間の長さが等しい）が、図示の便宜上、各区間の長さを図４（ｂ）から変えてある。
【0113】
このとき、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理における区間（線間電圧発生区間）ＴＳ２１，ＴＳ２２，ＴＳ２３の直流電圧は、それぞれ、ＳＴ間電圧＝ｂ－ｃ、ＲＴ間電圧＝ａ－ｃ、ＳＲ間電圧＝ｂ－ａとなる。線間電圧における２つの電圧相のうちレベルの大きい電圧相を＋側相としレベルの小さい電圧相を－側相とすると、区間（線間電圧発生区間）ＴＳ２１，ＴＳ２２，ＴＳ２３において、それぞれ、Ｓ相，Ｒ相，Ｓ相が＋側相であり、Ｔ相，Ｔ相，Ｒ相が－側相である。
【0114】
制御部２０は、第２のキャリア波形パターンＣＷ２２とＵ相の制御信号ＣＳｕとを比較する。区間（線間電圧発生区間）ＴＳ２１において、制御部２０は、Ｕ相の制御信号ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２２より上側にある場合（例えば、区間ＴＳ２１の前半の場合）、＋側相すなわちＳ相を選択し、Ｓ相選択信号としてスイッチング信号φＳＳＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。制御部２０は、Ｕ相の制御信号ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２２より下側にある場合（例えば、区間ＴＳ２１の後半の場合）、－側相すなわちＴ相を選択し、Ｔ相選択信号としてスイッチング信号φＳＴＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵをＯＦＦレベルにする。
【0115】
区間（線間電圧発生区間）ＴＳ２２において、制御部２０は、Ｕ相の制御信号ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２２より下側にある場合（例えば、区間ＴＳ２２の前半の場合）、－側相すなわちＴ相を選択し、Ｔ相選択信号としてスイッチング信号φＳＴＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵをＯＦＦレベルにする。制御部２０は、Ｕ相の制御信号ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２２より上側にある場合（例えば、区間ＴＳ２２の後半の場合）、＋側相すなわちＲ相を選択し、Ｒ相選択信号としてスイッチング信号φＳＲＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＳＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。
【0116】
区間（線間電圧発生区間）ＴＳ２３において、制御部２０は、Ｕ相の制御信号ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２２より下側にある場合（例えば、区間ＴＳ２３の前半の場合）、－側相すなわちＲ相を選択し、Ｒ相選択信号としてスイッチング信号φＳＲＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＳＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。制御部２０は、Ｕ相の制御信号ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２２より上側にある場合（例えば、区間ＴＳ２３の後半の場合）、＋側相すなわちＳ相を選択し、Ｓ相選択信号としてスイッチング信号φＳＳＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。
【0117】
モードＩＩにおける各相の選択信号すなわちスイッチング信号について説明する。Ｒ相の選択信号としてのスイッチング信号φＳＲＵのパルス幅は、Ｒ相パルスのパルス幅ｘ（図４（ｂ）参照）を、Ｕ相の制御信号ＣＳｕの信号レベル（すなわち、Ｕ相電圧の振幅に対応して大きさが変化する信号）ｈに比例して縮めたｈｘとなる。Ｓ相の選択信号としてのスイッチング信号φＳＳＵのパルス幅は、Ｓ相パルスのパルス幅ｙ（図４（ｂ）参照）を、Ｕ相の制御信号ＣＳｕの信号レベルｈに比例して縮めたｈｙとなる。Ｔ相の選択信号としてのスイッチング信号φＳＴＵのパルス幅は、Ｔ相パルスのパルス幅ｚ（図４（ｂ）参照）を、Ｕ相の制御信号ＣＳｕの信号レベルｈに比例して縮めたｈｚとなる。
【0118】
また、各スイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵ，φＳＴＵは、択一的にＯＮしているので、各スイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵ，φＳＴＵのパルス幅の期間では、それぞれ、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃが発生する。スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均は、それぞれの期間ごとに電圧を積算しそれぞれを加算してスイッチング周期Ｔで除して、以下のように表すことができる。
【0119】
スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均
＝｛ａ（ｈｘ）＋ｂ（ｈｙ）＋ｃ（ｈｚ）｝／Ｔ
＝ｈ（ａｘ＋ｂｙ＋ｃｚ）／Ｔ・・・数式１３
＝｛ａ（ｈｘ）＋ｂ（ｈｙ）＋ｃ（ｈｚ）｝／Ｔ
＝ｈ（ａｘ＋ｂｙ＋ｃｚ）／Ｔ・・・数式１３
【0120】
上記より、Ｒ相のパルス幅ｘ＝Ｔ｜ａ｜、Ｓ相のパルス幅ｙ＝Ｔ｜ｂ｜、Ｔ相のパルス幅ｚ＝Ｔ｜ｃ｜であるから、数式１３は数式１４に変形できる。
【0121】
スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均＝ｈ（ａ２＋ｂ２＋ｃ２）・・・数式１４
【0122】
さらに、交流理論から、ａ２＋ｂ２＋ｃ２＝３／２より、数式１４は次の数式１５に変形できる。
【0123】
スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均＝ｈ×３／２・・・数式１５
【0124】
数式１５に示されるように、スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均を、Ｕ相の制御信号ＣＳｕの信号レベルｈに比例したものとすることができる。すなわち、Ｕ相の制御信号ＣＳｕは、負荷ＬＤに供給すべきＵ相の交流電圧に応じた交流波形（例えば、本実施の形態では正弦波）であり、所定のキャリア波形パターンでこの交流波形（例えば、正弦波）を変調して双方向スイッチ回路１０のスイッチングパターンを生成することで、双方向スイッチ回路１０から負荷ＬＤに、Ｕ相の制御信号ＣＳｕに応じた（例えば、正弦波状の）交流電圧が出力されるように制御できる。
【0125】
図６（ｃ）に示すように、モードＩＩＩでは、制御部２０が、仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理に用いるべき第２のキャリア波形パターンとして、区間ＴＳ３１，ＴＳ３２，ＴＳ３３に順に立ち上がりの鋸歯状波、立ち上がりの鋸歯状波、立ち下がりの鋸歯状波を有する第２のキャリア波形パターンＣＷ２３を決定する。そして、制御部２０は、例えば、Ｕ相の制御信号ＣＳｕを制御信号発生部３０から受ける。なお、図６（ｃ）における各区間ＴＳ３１，ＴＳ３２，ＴＳ３３は、図４（ｃ）における各区間ＴＳ３１，ＴＳ３２，ＴＳ３３に対応している（すなわち、区間の長さが等しい）が、図示の便宜上、各区間の長さを図４（ｃ）から変えてある。
【0126】
このとき、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理における区間（線間電圧発生区間）ＴＳ３１，ＴＳ３２，ＴＳ３３の直流電圧は、それぞれ、ＳＴ間電圧＝ｂ－ｃ、ＴＲ間電圧＝ｃ－ａ、ＳＲ間電圧＝ｂ－ａとなる。線間電圧における２つの電圧相のうちレベルの大きい電圧相を＋側相としレベルの小さい電圧相を－側相とすると、区間（線間電圧発生区間）ＴＳ３１，ＴＳ３２，ＴＳ３３において、それぞれ、Ｓ相，Ｔ相，Ｓ相が＋側相であり、Ｔ相，Ｒ相，Ｒ相が－側相である。
【0127】
制御部２０は、第２のキャリア波形パターンＣＷ２３とＵ相の制御信号ＣＳｕとを比較する。区間（線間電圧発生区間）ＴＳ３１において、制御部２０は、Ｕ相の制御信号ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２３より上側にある場合（例えば、区間ＴＳ３１の前半の場合）、＋側相すなわちＳ相を選択し、Ｓ相選択信号としてスイッチング信号φＳＳＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。制御部２０は、Ｕ相の制御信号ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２３より下側にある場合（例えば、区間ＴＳ３１の後半の場合）、－側相すなわちＴ相を選択し、Ｔ相選択信号としてスイッチング信号φＳＴＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵをＯＦＦレベルにする。
【0128】
区間（線間電圧発生区間）ＴＳ３２において、制御部２０は、Ｕ相の制御信号ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２３より上側にある場合（例えば、区間ＴＳ３２の前半の場合）、＋側相すなわちＴ相を選択し、Ｔ相選択信号としてスイッチング信号φＳＴＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵをＯＦＦレベルにする。制御部２０は、Ｕ相の制御信号ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２３より下側にある場合（例えば、区間ＴＳ３２の後半の場合）、－側相すなわちＲ相を選択し、Ｒ相選択信号としてスイッチング信号φＳＲＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＳＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。
【0129】
区間（線間電圧発生区間）ＴＳ３３において、制御部２０は、Ｕ相の制御信号ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２３より下側にある場合（例えば、区間ＴＳ３３の前半の場合）、－側相すなわちＲ相を選択し、Ｒ相選択信号としてスイッチング信号φＳＲＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＳＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。制御部２０は、Ｕ相の制御信号ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２３より上側にある場合（例えば、区間ＴＳ３３の後半の場合）、＋側相すなわちＳ相を選択し、Ｓ相選択信号としてスイッチング信号φＳＳＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。
【0130】
モードＩＩＩにおける各相の選択信号すなわちスイッチング信号について説明する。Ｒ相の選択信号としてのスイッチング信号φＳＲＵのパルス幅は、Ｒ相パルスのパルス幅ｘ（図４（ｃ）参照）を、Ｕ相の制御信号ＣＳｕの信号レベル（すなわち、Ｕ相電圧の振幅に対応して大きさが変化する信号）ｈに比例して縮めたｈｘとなる。Ｓ相の選択信号としてのスイッチング信号φＳＳＵのパルス幅は、Ｓ相パルスのパルス幅ｙ（図４（ｃ）参照）を、Ｕ相の制御信号ＣＳｕの信号レベルｈに比例して縮めたｈｙとなる。Ｔ相の選択信号としてのスイッチング信号φＳＴＵのパルス幅は、Ｔ相パルスのパルス幅ｚ（図４（ｃ）参照）を、Ｕ相の制御信号ＣＳｕの信号レベルｈに比例して縮めたｈｚとなる。
【0131】
また、各スイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵ，φＳＴＵは、択一的にＯＮしているので、各スイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵ，φＳＴＵのパルス幅の期間では、それぞれ、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃが発生する。スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均は、それぞれの期間ごとに電圧を積算しそれぞれを加算してスイッチング周期Ｔで除して、以下のように表すことができる。
【0132】
スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均
＝｛ａ（ｈｘ）＋ｂ（ｈｙ）＋ｃ（ｈｚ）｝／Ｔ
＝ｈ（ａｘ＋ｂｙ＋ｃｚ）／Ｔ・・・数式１６
＝｛ａ（ｈｘ）＋ｂ（ｈｙ）＋ｃ（ｈｚ）｝／Ｔ
＝ｈ（ａｘ＋ｂｙ＋ｃｚ）／Ｔ・・・数式１６
【0133】
上記より、Ｒ相のパルス幅ｘ＝Ｔ｜ａ｜、Ｓ相のパルス幅ｙ＝Ｔ｜ｂ｜、Ｔ相のパルス幅ｚ＝Ｔ｜ｃ｜であるから、数式１６は数式１７に変形できる。
【0134】
スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均＝ｈ（ａ２＋ｂ２＋ｃ２）・・・数式１７
【0135】
さらに、交流理論から、ａ２＋ｂ２＋ｃ２＝３／２より、数式１７は次の数式１８に変形できる。
【0136】
スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均＝ｈ×３／２・・・数式１８
【0137】
数式１８に示されるように、スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均を、Ｕ相の制御信号ＣＳｕの信号レベルｈに比例したものとすることができる。すなわち、Ｕ相の制御信号ＣＳｕは、負荷ＬＤに供給すべきＵ相の交流電圧に応じた交流波形（例えば、本実施の形態では正弦波）であり、所定のキャリア波形パターンでこの交流波形（例えば、正弦波）を変調して双方向スイッチ回路１０のスイッチングパターンを生成することで、双方向スイッチ回路１０から負荷ＬＤに、Ｕ相の制御信号ＣＳｕに応じた（例えば、正弦波状の）交流電圧が出力されるように制御できる。
【0138】
図６（ｄ）に示すように、モードＩＶでは、制御部２０が、仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理に用いるべき第２のキャリア波形パターンとして、区間ＴＳ４１，ＴＳ４２，ＴＳ４３に順に立ち下がりの鋸歯状波、立ち上がりの鋸歯状波、立ち下がりの鋸歯状波を有する第２のキャリア波形パターンＣＷ２４を決定する。そして、制御部２０は、例えば、Ｕ相の制御信号ＣＳｕを制御信号発生部３０から受ける。なお、図６（ｄ）における各区間ＴＳ４１，ＴＳ４２，ＴＳ４３は、図４（ｄ）における各区間ＴＳ４１，ＴＳ４２，ＴＳ４３に対応している（すなわち、区間の長さが等しい）が、図示の便宜上、各区間の長さを図４（ｄ）から変えてある。
【0139】
このとき、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理における区間（線間電圧発生区間）ＴＳ４１，ＴＳ４２，ＴＳ４３の直流電圧は、それぞれ、ＴＳ間電圧＝ｃ－ｂ、ＴＲ間電圧＝ｃ－ａ、ＳＲ間電圧＝ｂ－ａとなる。線間電圧における２つの電圧相のうちレベルの大きい電圧相を＋側相としレベルの小さい電圧相を－側相とすると、区間（線間電圧発生区間）ＴＳ４１，ＴＳ４２，ＴＳ４３において、それぞれ、Ｔ相，Ｔ相，Ｓ相が＋側相であり、Ｓ相，Ｒ相，Ｒ相が－側相である。
【0140】
制御部２０は、第２のキャリア波形パターンＣＷ２４とＵ相の制御信号ＣＳｕとを比較する。区間（線間電圧発生区間）ＴＳ４１において、制御部２０は、Ｕ相の制御信号ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２４より下側にある場合（例えば、区間ＴＳ４１の前半の場合）、－側相すなわちＳ相を選択し、Ｓ相選択信号としてスイッチング信号φＳＳＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。制御部２０は、Ｕ相の制御信号ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２４より上側にある場合（例えば、区間ＴＳ４１の後半の場合）、＋側相すなわちＴ相を選択し、Ｔ相選択信号としてスイッチング信号φＳＴＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵをＯＦＦレベルにする。
【0141】
区間（線間電圧発生区間）ＴＳ４２において、制御部２０は、Ｕ相の制御信号ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２４より上側にある場合（例えば、区間ＴＳ４２の前半の場合）、＋側相すなわちＴ相を選択し、Ｔ相選択信号としてスイッチング信号φＳＴＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵをＯＦＦレベルにする。制御部２０は、Ｕ相の制御信号ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２４より下側にある場合（例えば、区間ＴＳ４２の後半の場合）、－側相すなわちＲ相を選択し、Ｒ相選択信号としてスイッチング信号φＳＲＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＳＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。
【0142】
区間（線間電圧発生区間）ＴＳ４３において、制御部２０は、Ｕ相の制御信号ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２４より下側にある場合（例えば、区間ＴＳ４３の前半の場合）、－側相すなわちＲ相を選択し、Ｒ相選択信号としてスイッチング信号φＳＲＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＳＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。制御部２０は、Ｕ相の制御信号ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２４より上側にある場合（例えば、区間ＴＳ４３の後半の場合）、＋側相すなわちＳ相を選択し、Ｓ相選択信号としてスイッチング信号φＳＳＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。
【0143】
モードＩＶにおける各相の選択信号すなわちスイッチング信号について説明する。Ｒ相の選択信号としてのスイッチング信号φＳＲＵのパルス幅は、Ｒ相パルスのパルス幅ｘ（図４（ｄ）参照）を、Ｕ相の制御信号ＣＳｕの信号レベル（すなわち、Ｕ相電圧の振幅に対応して大きさが変化する信号）ｈに比例して縮めたｈｘとなる。Ｓ相の選択信号としてのスイッチング信号φＳＳＵのパルス幅は、Ｓ相パルスのパルス幅ｙ（図４（ｄ）参照）を、Ｕ相の制御信号ＣＳｕの信号レベルｈに比例して縮めたｈｙとなる。Ｔ相の選択信号としてのスイッチング信号φＳＴＵのパルス幅は、Ｔ相パルスのパルス幅ｚ（図４（ｄ）参照）を、Ｕ相の制御信号ＣＳｕの信号レベルｈに比例して縮めたｈｚとなる。
【0144】
また、各スイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵ，φＳＴＵは、択一的にＯＮしているので、各スイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵ，φＳＴＵのパルス幅の期間では、それぞれ、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃが発生する。スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均は、それぞれの期間ごとに電圧を積算しそれぞれを加算してスイッチング周期Ｔで除して、以下のように表すことができる。
【0145】
スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均
＝｛ａ（ｈｘ）＋ｂ（ｈｙ）＋ｃ（ｈｚ）｝／Ｔ
＝ｈ（ａｘ＋ｂｙ＋ｃｚ）／Ｔ・・・数式１９
＝｛ａ（ｈｘ）＋ｂ（ｈｙ）＋ｃ（ｈｚ）｝／Ｔ
＝ｈ（ａｘ＋ｂｙ＋ｃｚ）／Ｔ・・・数式１９
【0146】
上記より、Ｒ相のパルス幅ｘ＝Ｔ｜ａ｜、Ｓ相のパルス幅ｙ＝Ｔ｜ｂ｜、Ｔ相のパルス幅ｚ＝Ｔ｜ｃ｜であるから、数式１９は数式２０に変形できる。
【0147】
スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均＝ｈ（ａ２＋ｂ２＋ｃ２）・・・数式２０
【0148】
さらに、交流理論から、ａ２＋ｂ２＋ｃ２＝３／２より、数式２０は次の数式２１に変形できる。
【0149】
スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均＝ｈ×３／２・・・数式２１
【0150】
数式２１に示されるように、スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均を、Ｕ相の制御信号ＣＳｕの信号レベルｈに比例したものとすることができる。すなわち、Ｕ相の制御信号ＣＳｕは、負荷ＬＤに供給すべきＵ相の交流電圧に応じた交流波形（例えば、本実施の形態では正弦波）であり、所定のキャリア波形パターンでこの交流波形（例えば、正弦波）を変調して双方向スイッチ回路１０のスイッチングパターンを生成することで、双方向スイッチ回路１０から負荷ＬＤに、Ｕ相の制御信号ＣＳｕに応じた（例えば、正弦波状の）交流電圧が出力されるように制御できる。
【0151】
図６（ｅ）に示すように、モードＶでは、制御部２０が、仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理に用いるべき第２のキャリア波形パターンとして、区間ＴＳ５１，ＴＳ５２，ＴＳ５３に順に立ち下がりの鋸歯状波、立ち上がりの鋸歯状波、立ち上がりの鋸歯状波を有する第２のキャリア波形パターンＣＷ２５を決定する。そして、制御部２０は、例えば、Ｕ相の制御信号ＣＳｕを制御信号発生部３０から受ける。なお、図６（ｅ）における各区間ＴＳ５１，ＴＳ５２，ＴＳ５３は、図４（ｅ）における各区間ＴＳ５１，ＴＳ５２，ＴＳ５３に対応している（すなわち、区間の長さが等しい）が、図示の便宜上、各区間の長さを図４（ｅ）から変えてある。
【0152】
このとき、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理における区間（線間電圧発生区間）ＴＳ５１，ＴＳ５２，ＴＳ５３の直流電圧は、それぞれ、ＴＳ間電圧＝ｃ－ｂ、ＴＲ間電圧＝ｃ－ａ、ＲＳ間電圧＝ａ－ｂとなる。線間電圧における２つの電圧相のうちレベルの大きい電圧相を＋側相としレベルの小さい電圧相を－側相とすると、区間（線間電圧発生区間）ＴＳ５１，ＴＳ５２，ＴＳ５３において、それぞれ、Ｔ相，Ｔ相，Ｒ相が＋側相であり、Ｓ相，Ｒ相，Ｓ相が－側相である。
【0153】
制御部２０は、第２のキャリア波形パターンＣＷ２５とＵ相の制御信号ＣＳｕとを比較する。区間（線間電圧発生区間）ＴＳ５１において、制御部２０は、Ｕ相の制御信号ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２５より下側にある場合（例えば、区間ＴＳ５１の前半の場合）、－側相すなわちＳ相を選択し、Ｓ相選択信号としてスイッチング信号φＳＳＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。制御部２０は、Ｕ相の制御信号ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２５より上側にある場合（例えば、区間ＴＳ５１の後半の場合）、＋側相すなわちＴ相を選択し、Ｔ相選択信号としてスイッチング信号φＳＴＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵをＯＦＦレベルにする。
【0154】
区間（線間電圧発生区間）ＴＳ５２において、制御部２０は、Ｕ相の制御信号ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２５より上側にある場合（例えば、区間ＴＳ５２の前半の場合）、＋側相すなわちＴ相を選択し、Ｔ相選択信号としてスイッチング信号φＳＴＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵをＯＦＦレベルにする。制御部２０は、Ｕ相の制御信号ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２５より下側にある場合（例えば、区間ＴＳ５２の後半の場合）、－側相すなわちＲ相を選択し、Ｒ相選択信号としてスイッチング信号φＳＲＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＳＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。
【0155】
区間（線間電圧発生区間）ＴＳ５３において、制御部２０は、Ｕ相の制御信号ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２５より上側にある場合（例えば、区間ＴＳ５３の前半の場合）、＋側相すなわちＲ相を選択し、Ｒ相選択信号としてスイッチング信号φＳＲＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＳＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。制御部２０は、Ｕ相の制御信号ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２５より下側にある場合（例えば、区間ＴＳ５３の後半の場合）、－側相すなわちＳ相を選択し、Ｓ相選択信号としてスイッチング信号φＳＳＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。
【0156】
モードＶにおける各相の選択信号すなわちスイッチング信号について説明する。Ｒ相の選択信号としてのスイッチング信号φＳＲＵのパルス幅は、Ｒ相パルスのパルス幅ｘ（図４（ｅ）参照）を、Ｕ相の制御信号ＣＳｕの信号レベル（すなわち、Ｕ相電圧の振幅に対応して大きさが変化する信号）ｈに比例して縮めたｈｘとなる。Ｓ相の選択信号としてのスイッチング信号φＳＳＵのパルス幅は、Ｓ相パルスのパルス幅ｙ（図４（ｅ）参照）を、Ｕ相の制御信号ＣＳｕの信号レベルｈに比例して縮めたｈｙとなる。Ｔ相の選択信号としてのスイッチング信号φＳＴＵのパルス幅は、Ｔ相パルスのパルス幅ｚ（図４（ｅ）参照）を、Ｕ相の制御信号ＣＳｕの信号レベルｈに比例して縮めたｈｚとなる。
【0157】
また、各スイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵ，φＳＴＵは、択一的にＯＮしているので、各スイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵ，φＳＴＵのパルス幅の期間では、それぞれ、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃが発生する。スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均は、それぞれの期間ごとに電圧を積算しそれぞれを加算してスイッチング周期Ｔで除して、以下のように表すことができる。
【0158】
スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均
＝｛ａ（ｈｘ）＋ｂ（ｈｙ）＋ｃ（ｈｚ）｝／Ｔ
＝ｈ（ａｘ＋ｂｙ＋ｃｚ）／Ｔ・・・数式２２
＝｛ａ（ｈｘ）＋ｂ（ｈｙ）＋ｃ（ｈｚ）｝／Ｔ
＝ｈ（ａｘ＋ｂｙ＋ｃｚ）／Ｔ・・・数式２２
【0159】
上記より、Ｒ相のパルス幅ｘ＝Ｔ｜ａ｜、Ｓ相のパルス幅ｙ＝Ｔ｜ｂ｜、Ｔ相のパルス幅ｚ＝Ｔ｜ｃ｜であるから、数式２２は数式２３に変形できる。
【0160】
スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均＝ｈ（ａ２＋ｂ２＋ｃ２）・・・数式２３
【0161】
さらに、交流理論から、ａ２＋ｂ２＋ｃ２＝３／２より、数式２３は次の数式２４に変形できる。
【0162】
スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均＝ｈ×３／２・・・数式２４
【0163】
数式２４に示されるように、スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均を、Ｕ相の制御信号ＣＳｕの信号レベルｈに比例したものとすることができる。すなわち、Ｕ相の制御信号ＣＳｕは、負荷ＬＤに供給すべきＵ相の交流電圧に応じた交流波形（例えば、本実施の形態では正弦波）であり、所定のキャリア波形パターンでこの交流波形（例えば、正弦波）を変調して双方向スイッチ回路１０のスイッチングパターンを生成することで、双方向スイッチ回路１０から負荷ＬＤに、Ｕ相の制御信号ＣＳｕに応じた（例えば、正弦波状の）交流電圧が出力されるように制御できる。
【0164】
図６（ｆ）に示すように、モードＶＩでは、制御部２０が、仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理に用いるべき第２のキャリア波形パターンとして、区間ＴＳ６１，ＴＳ６２，ＴＳ６３に順に立ち下がりの鋸歯状波、立ち下がりの鋸歯状波、立ち上がりの鋸歯状波を有する第２のキャリア波形パターンＣＷ２６を決定する。そして、制御部２０は、例えば、Ｕ相の制御信号ＣＳｕを制御信号発生部３０から受ける。なお、図６（ｆ）における各区間ＴＳ６１，ＴＳ６２，ＴＳ６３は、図４（ｆ）における各区間ＴＳ６１，ＴＳ６２，ＴＳ６３に対応している（すなわち、区間の長さが等しい）が、図示の便宜上、各区間の長さを図４（ｆ）から変えてある。
【0165】
このとき、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理における区間（線間電圧発生区間）ＴＳ６１，ＴＳ６２，ＴＳ６３の直流電圧は、それぞれ、ＴＳ間電圧＝ｃ－ｂ、ＲＴ間電圧＝ａ－ｃ、ＲＳ間電圧＝ａ－ｂとなる。線間電圧における２つの電圧相のうちレベルの大きい電圧相を＋側相としレベルの小さい電圧相を－側相とすると、区間（線間電圧発生区間）ＴＳ６１，ＴＳ６２，ＴＳ６３において、それぞれ、Ｔ相，Ｒ相，Ｒ相が＋側相であり、Ｓ相，Ｔ相，Ｓ相が－側相である。
【0166】
制御部２０は、第２のキャリア波形パターンＣＷ２６とＵ相の制御信号ＣＳｕとを比較する。区間（線間電圧発生区間）ＴＳ６１において、制御部２０は、Ｕ相の制御信号ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２６より下側にある場合（例えば、区間ＴＳ６１の前半の場合）、－側相すなわちＳ相を選択し、Ｓ相選択信号としてスイッチング信号φＳＳＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。制御部２０は、Ｕ相の制御信号ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２６より上側にある場合（例えば、区間ＴＳ６１の後半の場合）、＋側相すなわちＴ相を選択し、Ｔ相選択信号としてスイッチング信号φＳＴＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵをＯＦＦレベルにする。
【0167】
区間（線間電圧発生区間）ＴＳ６２において、制御部２０は、Ｕ相の制御信号ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２６より下側にある場合（例えば、区間ＴＳ６２の前半の場合）、－側相すなわちＴ相を選択し、Ｔ相選択信号としてスイッチング信号φＳＴＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵをＯＦＦレベルにする。制御部２０は、Ｕ相の制御信号ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２５より上側にある場合（例えば、区間ＴＳ６２の後半の場合）、＋側相すなわちＲ相を選択し、Ｒ相選択信号としてスイッチング信号φＳＲＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＳＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。
【0168】
区間（線間電圧発生区間）ＴＳ６３において、制御部２０は、Ｕ相の制御信号ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２６より上側にある場合（例えば、区間ＴＳ６３の前半の場合）、＋側相すなわちＲ相を選択し、Ｒ相選択信号としてスイッチング信号φＳＲＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＳＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。制御部２０は、Ｕ相の制御信号ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンＣＷ２５より下側にある場合（例えば、区間ＴＳ６３の後半の場合）、－側相すなわちＳ相を選択し、Ｓ相選択信号としてスイッチング信号φＳＳＵをＯＮレベルにするとともに他のスイッチング信号φＳＲＵ，φＳＴＵをＯＦＦレベルにする。
【0169】
モードＶＩにおける各相の選択信号すなわちスイッチング信号について説明する。Ｒ相の選択信号としてのスイッチング信号φＳＲＵのパルス幅は、Ｒ相パルスのパルス幅ｘ（図４（ｆ）参照）を、Ｕ相の制御信号ＣＳｕの信号レベル（すなわち、Ｕ相電圧の振幅に対応して大きさが変化する信号）ｈに比例して縮めたｈｘとなる。Ｓ相の選択信号としてのスイッチング信号φＳＳＵのパルス幅は、Ｓ相パルスのパルス幅ｙ（図４（ｆ）参照）を、Ｕ相の制御信号ＣＳｕの信号レベルｈに比例して縮めたｈｙとなる。Ｔ相の選択信号としてのスイッチング信号φＳＴＵのパルス幅は、Ｔ相パルスのパルス幅ｚ（図４（ｆ）参照）を、Ｕ相の制御信号ＣＳｕの信号レベルｈに比例して縮めたｈｚとなる。
【0170】
また、各スイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵ，φＳＴＵは、択一的にＯＮしているので、各スイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵ，φＳＴＵのパルス幅の期間では、それぞれ、Ｒ相電圧ａ、Ｓ相電圧ｂ、Ｔ相電圧ｃが発生する。スイッチング周期Ｔの直流電圧の平均は、それぞれの期間ごとに電圧を積算しそれぞれを加算してスイッチング周期Ｔで除して、以下のように表すことができる。
【0171】
スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均
＝｛ａ（ｈｘ）＋ｂ（ｈｙ）＋ｃ（ｈｚ）｝／Ｔ
＝ｈ（ａｘ＋ｂｙ＋ｃｚ）／Ｔ・・・数式２５
＝｛ａ（ｈｘ）＋ｂ（ｈｙ）＋ｃ（ｈｚ）｝／Ｔ
＝ｈ（ａｘ＋ｂｙ＋ｃｚ）／Ｔ・・・数式２５
【0172】
上記より、Ｒ相のパルス幅ｘ＝Ｔ｜ａ｜、Ｓ相のパルス幅ｙ＝Ｔ｜ｂ｜、Ｔ相のパルス幅ｚ＝Ｔ｜ｃ｜であるから、数式２５は数式２６に変形できる。
【0173】
スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均＝ｈ（ａ２＋ｂ２＋ｃ２）・・・数式２６
【0174】
さらに、交流理論から、ａ２＋ｂ２＋ｃ２＝３／２より、数式２６は次の数式２７に変形できる。
【0175】
スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均＝ｈ×３／２・・・数式２７
【0176】
数式２７に示されるように、スイッチング周期Ｔの出力電圧の平均を、Ｕ相の制御信号ＣＳｕの信号レベルｈに比例したものとすることができる。すなわち、Ｕ相の制御信号ＣＳｕは、負荷ＬＤに供給すべきＵ相の交流電圧に応じた交流波形（例えば、本実施の形態では正弦波）であり、所定のキャリア波形パターンでこの交流波形（例えば、正弦波）を変調して双方向スイッチ回路１０のスイッチングパターンを生成することで、双方向スイッチ回路１０から負荷ＬＤに、Ｕ相の制御信号ＣＳｕに応じた（例えば、正弦波状の）交流電圧が出力されるように制御できる。
【0177】
このようにして、図６に示すように、双方向スイッチ回路１０における各双方向スイッチＳＲＵ～ＳＴＵのスイッチング信号φＳＲＵ～φＳＴＵが生成される。図６に示されるように、各スイッチング信号φＳＲＵ～φＳＴＵが整然とつながるようにＵ相の制御信号ＣＳｕが所定のキャリア波形パターンで変調されるとともに、パルス幅がスイッチング素子のスイッチング時間より長く確保されているため、転流の失敗を抑制できる。なお、図６では、スイッチング信号φＳＲＵ～φＳＴＵについて説明しているが、他の双方向スイッチＳＲＶ～ＳＴＶ，ＳＲＷ～ＳＴＷの各スイッチング信号φＳＲＶ～φＳＴＶ，φＳＲＷ～φＳＴＷについても同様である。
【0178】
例えば、スイッチング素子（例えば、図２（ｂ）に示す素子ＥＬ１，ＬＥ２）のスイッチング時間に比べて十分大きなパルス幅のスイッチングパターンを有するスイッチング信号φＳＲＵ～φＳＴＷでスイッチングされる。なお、上記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ制御手順の詳細については後述する。
【0179】
（制御部の内部構成）
次に、制御部２０及び制御信号発生部３０の内部構成例、すなわち仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理及び仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を行うための内部構成例について説明する。なお、仮想的な直流電圧を生成する処理はあくまで仮想的な処理であって実際にその処理自体が行われるわけではない。
次に、制御部２０及び制御信号発生部３０の内部構成例、すなわち仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理及び仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を行うための内部構成例について説明する。なお、仮想的な直流電圧を生成する処理はあくまで仮想的な処理であって実際にその処理自体が行われるわけではない。
【0180】
制御部２０及び制御信号発生部３０の内部構成例を、図７および図８に示す。図７で第２のキャリア波形パターンを予め生成し、第２のキャリア波形パターンと第２の制御信号（Ｕ相制御信号ＣＳｕ、Ｖ相制御信号ＣＳｖ、Ｗ相制御信号ＣＳｗ）とをコンパレートし、コンパレート結果φＵＨ～φＷＬ及び現在どの区間であるかを示すデータφＰ１～φＰ１８を図８に示す回路へ出力し、図８に示す回路で各双方向スイッチＳＲＵ～ＳＴＷのスイッチング信号φＳＲＵ～φＳＴＷを生成する。
【0181】
具体的には、制御部２０において、入力電圧をゼロクロス検出器２１により検出し、カウンタ２３を初期化しスタートする。カウンタ２３は、キャリア用クロック発生器２２で発生されたキャリアクロックに同期して、ゼロクロス点をカウントする。ＲＯＭ２４は、入力電圧の１スイッチング周期Ｔの第２のキャリア波形パターンごとのデータを格納している。コンパレータ２５～２７及び位相データ発生器２８は、カウンタ２３のデータ（第１のキャリア波形パターン）に応じて、キャリアクロック単位のＲＯＭ２４からキャリアデータを読み出すことによって図６（ａ）～（ｆ）の１スイッチング周期Ｔごとのキャリアデータ（第２のキャリア波形パターン）がコンパレータ２５～２７及び位相データ発生器２８へ出力される。
【0182】
一方、制御信号発生部３０において、電圧振幅・位相演算器３１は、目的に応じて生成されるべき出力電圧、すなわち負荷ＬＤに出力すべきＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧を演算し、演算結果を３相波形発生器３２へ出力する。３相波形発生器３２は、演算結果に応じて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の制御信号（第２の制御信号）を発生させてコンパレータ２５～２７へ出力する。
【0183】
制御部２０において、コンパレータ２５～２７は、それぞれ、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の制御信号と第２のキャリア波形パターンとをコンパレートし、コンパレート結果φＵＨ，φＶＨ，φＷＨを図８に示す回路へ出力する。コンパレート結果φＵＨは、例えば、Ｕ相制御信号ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンより上側にあれば、アクティブレベル（例えば、「１」）であり、Ｕ相制御信号ＣＳｕが第２のキャリア波形パターンより下側にあれば、ノンアクティブレベル（例えば、「０」）である。コンパレート結果φＶＨは、例えば、Ｖ相制御信号ＣＳｖが第２のキャリア波形パターンより上側にあれば、アクティブレベル（例えば、「１」）であり、Ｖ相制御信号ＣＳｖが第２のキャリア波形パターンより下側にあれば、ノンアクティブレベル（例えば、「０」）である。コンパレート結果φＷＨは、例えば、Ｗ相制御信号ＣＳｗが第２のキャリア波形パターンより上側にあれば、アクティブレベル（例えば、「１」）であり、Ｗ相制御信号ＣＳｗが第２のキャリア波形パターンより下側にあれば、ノンアクティブレベル（例えば、「０」）である。
【0184】
また、インバータＩＮＶ１～ＩＮＶ３は、それぞれ、コンパレート結果φＵＨ，φＶＨ，φＷＨを論理反転させたコンパレート結果φＵＬ，φＶＬ，φＷＬを生成し図８に示す回路へ出力する。
【0185】
位相データ発生器２８は、第２のキャリア波形パターンを受けて、第２のキャリア波形パターンに応じて現在の区間がどの区間であるのかを示すデータφＰ１～φＰ１８を発生させて図８に示す回路へ出力する。例えば、位相データ発生器２８は、現在の区間が区間ＴＳ１１であると認識した場合、区間ＴＳ１１用データφＰ１をアクティブレベル（例えば、「１」）にし、他のデータφＰ２～φＰ１８をノンアクティブレベル（例えば、「０」）にして、図８に示す回路へ出力する。
【0186】
図８に示す回路は、例えば、コンパレート結果φＵＨ～φＷＬと、現在どの区間であるかを示すデータφＰ１～φＰ１８とを用いて論理演算を行い、各双方向スイッチＳＲＵ～ＳＴＷのスイッチング信号φＳＲＵ～φＳＴＷを生成する。
【0187】
例えば、双方向スイッチＳＲＵは、Ｒ相とＵ相とを接続する双方向スイッチである。図６（ａ）～（ｆ）の中で、Ｒ相を正側として選択するのは、区間ＴＳ１２，ＴＳ１３，ＴＳ２２，ＴＳ５３，ＴＳ６２，ＴＳ６３である。図８に示す回路では、この区間ＴＳ１２，ＴＳ１３，ＴＳ２２，ＴＳ５３，ＴＳ６２，ＴＳ６３用のデータφＰ２，φＰ３，φＰ５，φＰ１５，φＰ１７，φＰ１８をＯＲゲートＯＲ１～ＯＲ３でＯＲ演算し、そのＯＲ演算の結果とコンパレート結果φＵＨとをＡＮＤゲートＡＮＤ１でＡＮＤ演算する。
【0188】
また、図６（ａ）～（ｆ）の中で、Ｒ相を負側として選択するのは、区間ＴＳ２３，ＴＳ３２，ＴＳ３３，ＴＳ４２，ＴＳ４３，ＴＳ５２である。図８に示す回路では、この区間ＴＳ２３，ＴＳ３２，ＴＳ３３，ＴＳ４２，ＴＳ４３，ＴＳ５２用のデータφＰ６，φＰ８，φＰ９，φＰ１１，φＰ１２，φＰ１４をＯＲゲートＯＲ４～ＯＲ６でＯＲ演算し、そのＯＲ演算の結果とコンパレート結果φＵＬとをＡＮＤゲートＡＮＤ２でＡＮＤ演算する。
【0189】
そして、ＡＮＤゲートＡＮＤ１の出力とＡＮＤゲートＡＮＤ２の出力とをＯＲゲートＯＲ７でＯＲ演算してその演算結果がスイッチング信号φＳＲＵとして双方向スイッチＳＲＵへ出力される。
【0190】
このような演算について、ＯＲ演算を＋で表し、ＡＮＤ演算を＊で表すと、スイッチング信号φＳＲＵは、下記の数式２８で表される。
【0191】
φＳＲＵ＝φＵＨ＊（φＰ２＋φＰ３＋φＰ５＋φＰ１５＋φＰ１７＋φＰ１８）＋φＵＬ＊（φＰ６＋φＰ８＋φＰ９＋φＰ１１＋φＰ１２＋φＰ１４）・・・数式２８
【0192】
同様にして、双方向スイッチＳＲＶ，ＳＲＷ，ＳＳＵ，ＳＳＶ，ＳＳＷ，ＳＴＵ，ＳＴＶ，ＳＴＷにそれぞれ出力されるスイッチング信号φＳＲＶ，φＳＲＷ，φＳＳＵ，φＳＳＶ，φＳＳＷ，φＳＴＵ，φＳＴＶ，φＳＴＷは、下記の数式２９～数式３６が表される。
【0193】
φＳＲＶ＝φＶＨ＊（φＰ２＋φＰ３＋φＰ５＋φＰ１５＋φＰ１７＋φＰ１８）＋φＶＬ＊（φＰ６＋φＰ８＋φＰ９＋φＰ１１＋φＰ１２＋φＰ１４）・・・数式２９
【0194】
φＳＲＷ＝φＷＨ＊（φＰ２＋φＰ３＋φＰ５＋φＰ１５＋φＰ１７＋φＰ１８）＋φＷＬ＊（φＰ６＋φＰ８＋φＰ９＋φＰ１１＋φＰ１２＋φＰ１４）・・・数式３０
【0195】
φＳＳＵ＝φＵＨ＊（φＰ１＋φＰ４＋φＰ６＋φＰ７＋φＰ９＋φＰ１２）＋φＵＬ＊（φＰ３＋φＰ１０＋φＰ１３＋φＰ１５＋φＰ１６＋φＰ１８）・・・数式３１
【0196】
φＳＳＶ＝φＶＨ＊（φＰ１＋φＰ４＋φＰ６＋φＰ７＋φＰ９＋φＰ１２）＋φＶＬ＊（φＰ３＋φＰ１０＋φＰ１３＋φＰ１５＋φＰ１６＋φＰ１８）・・・数式３２
【0197】
φＳＳＷ＝φＷＨ＊（φＰ１＋φＰ４＋φＰ６＋φＰ７＋φＰ９＋φＰ１２）＋φＷＬ＊（φＰ３＋φＰ１０＋φＰ１３＋φＰ１５＋φＰ１６＋φＰ１８）・・・数式３３
【0198】
φＳＴＵ＝φＵＨ＊（φＰ８＋φＰ１０＋φＰ１１＋φＰ１３＋φＰ１４＋φＰ１６）＋φＵＬ＊（φＰ１＋φＰ２＋φＰ４＋φＰ５＋φＰ７＋φＰ１７）・・・数式３４
【0199】
φＳＴＶ＝φＶＨ＊（φＰ８＋φＰ１０＋φＰ１１＋φＰ１３＋φＰ１４＋φＰ１６）＋φＶＬ＊（φＰ１＋φＰ２＋φＰ４＋φＰ５＋φＰ７＋φＰ１７）・・・数式３５
【0200】
φＳＴＷ＝φＷＨ＊（φＰ８＋φＰ１０＋φＰ１１＋φＰ１３＋φＰ１４＋φＰ１６）＋φＷＬ＊（φＰ１＋φＰ２＋φＰ４＋φＰ５＋φＰ７＋φＰ１７）・・・数式３６
【0201】
数式２８～数式３６は、図８に示す回路の構成を示す式であるとみなすこともできる。
【0202】
本実施形態では、図７によって、ゼロクロスを起点として１スイッチング周期の第２のキャリア波形パターンがＲＯＭから読み出され、コンパレート結果、及び、１８個の区間信号が出力される。この信号が、図８に示す回路よって合成され、図１の双方向スイッチをＯＮ・ＯＦＦさせる。これにより、入力電流が正弦波となり、出力電圧が正弦波となる。
【0203】
［転流制御について］
本実施形態のマトリックスコンバータ１において、双方向スイッチ回路１０は、３相交流電源ＰＳから入力された３相交流電力の負荷ＬＤへの供給をＯＮ／ＯＦＦするスイッチング素子組を各相に有する。例えば図９に、双方向スイッチ回路１０として、Ｒ相、Ｓ相およびＴ相の交流電力からそれぞれＵ相の交流電力を生成する３つの双方向スイッチＳＲＵ、ＳＳＵ、ＳＴＵを示す。
本実施形態のマトリックスコンバータ１において、双方向スイッチ回路１０は、３相交流電源ＰＳから入力された３相交流電力の負荷ＬＤへの供給をＯＮ／ＯＦＦするスイッチング素子組を各相に有する。例えば図９に、双方向スイッチ回路１０として、Ｒ相、Ｓ相およびＴ相の交流電力からそれぞれＵ相の交流電力を生成する３つの双方向スイッチＳＲＵ、ＳＳＵ、ＳＴＵを示す。
【0204】
（スイッチング素子組）
双方向スイッチＳＲＵは、負荷ＬＤ側に接続されて電力の供給をＯＮ／ＯＦＦするスイッチング素子としての前段側半導体素子ＦＲＵと、３相交流電源ＰＳ側に接続されて電力の供給をＯＮ／ＯＦＦするスイッチング素子としての後段側半導体素子ＢＲＵとを有し、これら前段側半導体素子ＦＲＵのドレインが後段側半導体素子ＢＲＵのドレインに接続されたスイッチング素子組である。
双方向スイッチＳＲＵは、負荷ＬＤ側に接続されて電力の供給をＯＮ／ＯＦＦするスイッチング素子としての前段側半導体素子ＦＲＵと、３相交流電源ＰＳ側に接続されて電力の供給をＯＮ／ＯＦＦするスイッチング素子としての後段側半導体素子ＢＲＵとを有し、これら前段側半導体素子ＦＲＵのドレインが後段側半導体素子ＢＲＵのドレインに接続されたスイッチング素子組である。
【0205】
双方向スイッチＳＳＵは、負荷ＬＤのＵ相の端子側に接続されて電力の供給をＯＮ／ＯＦＦするスイッチング素子としての前段側半導体素子ＦＳＵと、３相交流電源ＰＳ側に接続されて電力の供給をＯＮ／ＯＦＦするスイッチング素子としての後段側半導体素子ＢＳＵとを有し、これら前段側半導体素子ＦＳＵのドレインが後段側半導体素子ＢＳＵのドレインに接続されたスイッチング素子組である。
【0206】
双方向スイッチＳＴＵは、負荷ＬＤのＵ相の端子側に接続されて電力の供給をＯＮ／ＯＦＦするスイッチング素子としての前段側半導体素子ＦＴＵと、３相交流電源ＰＳ側に接続されて電力の供給をＯＮ／ＯＦＦするスイッチング素子としての後段側半導体素子ＢＴＵとを有し、これら前段側半導体素子ＦＴＵのドレインが後段側半導体素子ＢＴＵのドレインに接続されたスイッチング素子組である。
【0207】
なお図示せずとも、Ｒ相、Ｓ相およびＴ相の交流電力からそれぞれＶ相の交流電力を生成する３つの双方向スイッチＳＲＶ、ＳＳＶ、ＳＴＶについても同様に、それぞれ負荷ＬＤ側に接続されて電力の供給をＯＮ／ＯＦＦするスイッチング素子としての前段側半導体素子と、３相交流電源ＰＳ側に接続されて電力の供給をＯＮ／ＯＦＦするスイッチング素子としての後段側半導体素子とを有するスイッチング素子組である。
同様に、Ｒ相、Ｓ相およびＴ相の交流電力からそれぞれＷ相の交流電力を生成する３つの双方向スイッチＳＲＷ、ＳＳＷ、ＳＴＷについても同様に、それぞれ負荷ＬＤ側に接続されて電力の供給をＯＮ／ＯＦＦするスイッチング素子としての前段側半導体素子と、３相交流電源ＰＳ側に接続されて電力の供給をＯＮ／ＯＦＦするスイッチング素子としての後段側半導体素子とを有するスイッチング素子組である。
同様に、Ｒ相、Ｓ相およびＴ相の交流電力からそれぞれＷ相の交流電力を生成する３つの双方向スイッチＳＲＷ、ＳＳＷ、ＳＴＷについても同様に、それぞれ負荷ＬＤ側に接続されて電力の供給をＯＮ／ＯＦＦするスイッチング素子としての前段側半導体素子と、３相交流電源ＰＳ側に接続されて電力の供給をＯＮ／ＯＦＦするスイッチング素子としての後段側半導体素子とを有するスイッチング素子組である。
【0208】
（スイッチングパターン生成部）
図９に示すように制御部２０はスイッチングパターン生成部２９を備える。ここでは、双方向スイッチＳＲＵ、ＳＳＵ、ＳＴＵをＯＮ／ＯＦＦするスイッチングパターンについて説明する。
図９に示すように制御部２０はスイッチングパターン生成部２９を備える。ここでは、双方向スイッチＳＲＵ、ＳＳＵ、ＳＴＵをＯＮ／ＯＦＦするスイッチングパターンについて説明する。
【0209】
スイッチングパターン生成部２９は、ゼロクロス検出器２１（２１１～２１３）の出力と、スイッチング信号φＳＲＵ、φＳＳＵ、φＳＴＵに基づいて、双方向スイッチＳＲＵ、ＳＳＵ、ＳＴＵをＯＮ／ＯＦＦさせるスイッチングパターンを生成する。
【0210】
ゼロクロス検出器２１として図９の例では、Ｖｓｔゼロクロス検出器２１１と、Ｖｔｒゼロクロス検出器２１２と、Ｖｒｓゼロクロス検出器２１３とが用いられる。Ｖｓｔゼロクロス検出器２１１は、Ｓ相とＴ相の線間電圧がゼロになるタイミングを検出する。Ｖｔｒゼロクロス検出器２１２は、Ｔ相とＲ相の線間電圧がゼロになるタイミングを検出する。Ｖｒｓゼロクロス検出器２１３は、Ｒ相とＳ相の線間電圧がゼロになるタイミングを検出する。
【0211】
スイッチングパターン生成部２９は、これら３つのゼロクロス検出器２１１～２１３の出力に基づいて、図３に示す複数のモードＩ～ＶＩのうち、現在のモードがいずれに属するかを判定する。スイッチングパターン生成部２９はさらに、ゼロクロス検出器２１１～２１３の出力と各スイッチング信号φＳＲＵ，φＳＳＵ，φＳＴＵの出力との組み合わせに基づいて、３つの双方向スイッチＳＲＵ、ＳＳＵ、ＳＴＵの間で電流を転流するためのスイッチングパターンを生成する。このスイッチングパターンは、各双方向スイッチＳＲＵ，ＳＳＵ，ＳＴＵの前段側半導体素子ＦＲＵ，ＦＳＵ，ＦＴＵおよび後段側半導体素子ＢＲＵ，ＢＳＵ，ＢＴＵのゲートにそれぞれ供給されるスイッチング信号φＦＲＵＰ，φＦＳＵＰ，φＦＴＵＰ，φＢＲＵＰ，φＢＳＵＰ，φＢＴＵＰのスイッチング信号の組み合わせであり、より具体的には図６の各区間ＴＳ１１～ＴＳ６３に示されるＲ相パルス、Ｔ相パルスおよびＳ相パルスのレベル（立ち上がり／立ち下がり）を切り替える制御信号である。
【0212】
なお、スイッチングパターン生成部２９は、３相交流電源ＰＳと負荷ＬＤのＶ相との間を接続する３つの双方向スイッチＳＲＶ、ＳＳＶ、ＳＴＶについて、ゼロクロス検出器２１１～２１３の出力と、スイッチング信号φＳＲＶ、φＳＳＶ、φＳＴＶに基づいて、双方向スイッチＳＲＶ，ＳＳＶ、ＳＴＶをＯＮ／ＯＦＦさせるスイッチングパターンを生成する。
同様に、スイッチングパターン生成部２９は、３相交流電源ＰＳと負荷ＬＤのＷ相との間を接続する３つの双方向スイッチＳＲＷ、ＳＳＷ、ＳＴＷについて、ゼロクロス検出器２１１～２１３の出力と、スイッチング信号φＳＲＷ、φＳＳＷ、φＳＴＷに基づいて、双方向スイッチＳＲＷ，ＳＳＷ、ＳＴＷをＯＮ／ＯＦＦさせるスイッチングパターンを生成する。
同様に、スイッチングパターン生成部２９は、３相交流電源ＰＳと負荷ＬＤのＷ相との間を接続する３つの双方向スイッチＳＲＷ、ＳＳＷ、ＳＴＷについて、ゼロクロス検出器２１１～２１３の出力と、スイッチング信号φＳＲＷ、φＳＳＷ、φＳＴＷに基づいて、双方向スイッチＳＲＷ，ＳＳＷ、ＳＴＷをＯＮ／ＯＦＦさせるスイッチングパターンを生成する。
【0213】
マトリックスコンバータ１においては、交流電力と負荷の間を流れる電流を、ある相の双方向スイッチから他の相の双方向スイッチを流れるように切り替える（以下、転流ともいう）制御が行われる。例えば、Ｕ相に対する電力供給側をＲ相からＳ相に切り替える際は、Ｒ相の双方向スイッチＳＲＵとＳ相の双方向スイッチＳＳＵが転流のためのスイッチングパターンでＯＮ／ＯＦＦ制御されて転流が行われる。つまり、Ｒ相からＵ相への電力供給からＳ相からＵ相への電力供給へと切り替える転流制御を実行する場合、Ｒ相－Ｕ相間に配置された双方向スイッチＳＲＵ（以下、転流前スイッチともいう）をＯＮからＯＦＦに切り替え、Ｓ相－Ｕ相間に配置された双方向スイッチＳＳＵ（以下、転流後スイッチともいう）をＯＦＦからＯＮに切り替える。
【0214】
なお、上記とは逆に、Ｓ相からＵ相への電力供給からＲ相からＵ相への電力供給へと切り替える転流制御を実行する場合は、Ｒ相－Ｕ相間に配置された双方向スイッチＳＲＵが転流後スイッチに該当し、Ｓ相－Ｕ相間に配置された双方向スイッチＳＳＵが転流前スイッチに該当する。
【0215】
上述のようにマトリックスコンバータにおける各双方向スイッチは、負荷側に接続されて電力の供給をＯＮ／ＯＦＦする前段側半導体素子と、交流電源側に接続されて電力の供給をＯＮ／ＯＦＦする後段側半導体素子と、をそれぞれ有する。例えば３相交流電源において、転流前スイッチの前段側半導体素子ＦＲＵと後段側半導体素子ＢＲＵ、および、転流後スイッチの前段側半導体素子ＦＳＵと後段側半導体素子ＢＳＵは、それぞれ同時にＯＮ／ＯＦＦ制御されることなく、転流前スイッチと転流後スイッチそれぞれの前段側および後段側の各半導体素子は交互にＯＮ／ＯＦＦ制御される。
【0216】
一方、マトリックスコンバータでは、双方向スイッチのスイッチング時において、入力電流が短絡する短絡モードでの転流失敗と、負荷が交流電源から開放されるオープンモードでの転流失敗を回避する必要がある。例えば、短絡モードでの転流失敗では、双方向スイッチに大電流が流れることによるスイッチング素子の破壊が問題となる。また、オープンモードでの転流失敗では、電圧の跳ね上がりに起因するサージ電圧の発生が問題となる。
【0217】
これらの転流失敗に対しては、電源短絡を防止し、かつ負荷開放を回避する転流方式として、電圧転流方式と電流転流方式が知られている。電圧転流方式は、各相の電源電圧の大小関係をトリガーとして転流する方法であり、電流転流方式は、負荷電流の方向をトリガーにして転流する方法である。
【0218】
しかしながら、前段側および後段側の２つの半導体素子を含む双方向スイッチを複数備える電力変換装置において、双方向スイッチをＯＮ／ＯＦＦする際に、半導体素子のＯＮ／ＯＦＦ手順によっては大きなサージ電圧が発生する場合がある。例えば図１０に、比較例として、Ｕ相へ供給される交流電力をＲ相からＳ相へ切り替える転流制御手順の一例を示す。図において、「×」印はＯＦＦ状態のスイッチング素子を示している。
【0219】
（比較例）
図１０は、Ｕ相へ供給される交流電力を電流転流方式でＲ相からＳ相へ切り替える際の各半導体素子のスイッチ状態を示している。転流前スイッチである双方向スイッチＳＲＵは前段側および後段側のいずれの半導体素子もがＯＮ状態であり、転流後スイッチである双方向スイッチＳＳＵは前段側および後段側のいずれの半導体素子もがＯＦＦ状態である（Ｂｅｆｏｒｅ）。
図１０は、Ｕ相へ供給される交流電力を電流転流方式でＲ相からＳ相へ切り替える際の各半導体素子のスイッチ状態を示している。転流前スイッチである双方向スイッチＳＲＵは前段側および後段側のいずれの半導体素子もがＯＮ状態であり、転流後スイッチである双方向スイッチＳＳＵは前段側および後段側のいずれの半導体素子もがＯＦＦ状態である（Ｂｅｆｏｒｅ）。
【0220】
電流方向が３相交流電源側から負荷側への方向の場合では、まず、転流前スイッチ（ＳＲＵ）の後段側半導体素子ＢＲＵがＯＦＦ（Ｓｔｅｐ１）、次いで転流後スイッチ（ＳＳＵ）の前段側半導体素子ＦＳＵがＯＮ（Ｓｔｅｐ２）、次いで転流前スイッチ（ＳＲＵ）の前段側半導体素子ＦＲＵがＯＦＦ（Ｓｔｅｐ３）、最後に転流後スイッチ（ＳＳＵ）の後段側半導体素子ＢＳＵがＯＮ（Ｓｔｅｐ４）にそれぞれ切り替わることで転流のための制御シーケンスが完了する。
【0221】
図１０に示す転流制御シーケンスでは、いずれもＯＮ状態にある転流前スイッチ（ＳＲＵ）の後段半導体素子ＢＲＵを先にＯＦＦにするため（ステップ１）、いずれもＯＦＦ状態にある転流後スイッチ（ＳＳＵ）の前段側半導体素子ＦＳＵおよび後段側半導体素子ＢＳＵがすべてＯＮ状態になるまでの間（Ｓ相とＵ相が導通するまでの間）は負荷電流であるＵ相電流が交流電源に還流されない。その結果、転流前スイッチ（ＳＲＵ）と負荷との間で大きなサージ電圧が発生する（オープンモードでの転流失敗）。
【0222】
ここで、双方向スイッチを形成する各半導体素子は、還流ダイオードとして別付けのダイオード（例えば、ＳＢＤ（ショットキーバリアダイオード）など）がソースとドレインの間に付加されるのが通常である。例えば、ＭＯＳＦＥＴは、ゲート電圧を印加するとドレインからソースの方向へ電流が流れるだけでなく、ソースからドレインの方向へも電流が流れる。転流前スイッチ（ＳＲＵ）における２つの半導体素子（ＦＲＵ，ＢＲＵ）のうち電源側（ソース）から負荷側（ドレイン）へ電力を供給する後段側半導体素子ＢＲＵをＯＦＦにすると、当該半導体素子内を電流が流れなくなる。従って、後段側半導体素子ＢＲＵがＯＦＦのとき電源側（ソース）から負荷側（ドレイン）へ電流が流入するためには、ＳＢＤなどの還流ダイオードを介する必要がある。
【0223】
そして、転流前スイッチ（ＳＲＵ）の後段側半導体素子ＢＲＵがＯＮで電源側（ソース）から負荷側（ドレイン）へ電流が流入していた状態で、転流前スイッチ（ＳＲＵ）の後段側半導体素子ＢＲＵがＯＦＦした際、還流ダイオードを介して電流が流れるまでにタイムラグが生じる。このタイムラグの間、負荷側へ流れる電流が瞬間的に遮断されることになる。このため、自己誘導により負荷側へ電流を流し続けようとする作用が働いて、負荷側の電圧が跳ね上がり、還流ダイオードを介しての負荷電流の還流が不可能となる。
【0224】
このような問題は、Ｕ相へ供給される交流電力をＳ相とＴ相との間で、また、Ｔ相とＲ相との間で切り替える場合も同様に発生するとともに、Ｖ相およびＷ相におけるＲ，Ｔ，Ｓ相間の転流時にも同様に生じ得る。例えば図１１に、転流制御時における負荷側の電圧の跳ね上がりの様子を示す一実験結果である。同図において（ａ）はＲ相とＶ相間の線間電圧波形、（ｂ）はＵ相とＶ相間の線間電圧波形、そして（ｃ）はＶ相の電流波形をそれぞれ示している。同図（ａ）、（ｂ）に示すように、転流制御においてＯＦＦ状態の半導体素子に負荷電流が電源側へ還流する還流モード時において顕著な電圧の跳ね上がりが認められる。
【0225】
（本実施形態における転流制御）
上記問題を解消するため、本実施形態では、以下のように各双方向スイッチのスイッチングパターンが生成される。
上記問題を解消するため、本実施形態では、以下のように各双方向スイッチのスイッチングパターンが生成される。
【0226】
ここでは、転流前スイッチである双方向スイッチにおける前段側および後段側の２つの半導体素子（一のスイッチング素子組）を第１スイッチング素子組とし、転流後スイッチである双方向スイッチにおける前段側および後段側の２つの半導体素子（他のスイッチング素子組）を第２スイッチング素子組とする。スイッチングパターン生成部２９は、第１スイッチング素子組から第２スイッチング素子組へ電流を転流するためのスイッチングパターンとして、第２スイッチング素子組の前段側半導体素子をＯＮにする第１ステップと、第１スイッチング素子組の前段側半導体素子をＯＦＦにする第２ステップと、を順に実行させるスイッチングパターンを生成する。
続いて、スイッチングパターン生成部２９は、第２スイッチング素子組の後段側半導体素子をＯＮにする第３ステップと、第１スイッチング素子組の後段側半導体素子をＯＦＦにする第４ステップと、を順に実行させるスイッチングパターンを生成する。
続いて、スイッチングパターン生成部２９は、第２スイッチング素子組の後段側半導体素子をＯＮにする第３ステップと、第１スイッチング素子組の後段側半導体素子をＯＦＦにする第４ステップと、を順に実行させるスイッチングパターンを生成する。
【0227】
以下、具体例を挙げて説明する。図１２は、本実施形態における転流制御シーケンスを示す図であり、図１３はスイッチングパターン生成部２９において実行されるスイッチング信号の生成手順を示す図である。この例では、Ｕ相へ供給される交流電力を電圧転流方式でＲ相からＳ相へ切り替える際の各半導体素子のスイッチ状態を示している。図１２において、「×」印はＯＦＦ状態のスイッチング素子を示している。転流前スイッチである双方向スイッチＳＲＵは前段側および後段側のいずれの半導体素子もＯＮ状態であり、転流後スイッチである双方向スイッチＳＳＵは前段側および後段側のいずれの半導体素子もＯＦＦ状態である（Ｂｅｆｏｒｅ）。
【0228】
ここでは、Ｒ相の電圧がＳ相よりも高い場合（Ｖｒ＞Ｖｓ）について説明する。マトリックスコンバータ１においては、区間ＴＳ１３（図６（ａ）、区間Ｔ５３（図６（ｅ））および区間Ｔ６３（図６（ｆ））のそれぞれにおけるＲ相パルスからＳ相パルスへの切り替え時に相当する。
この場合、上記第１スイッチング素子組は、転流前スイッチ（ＳＲＵ）における前段側半導体素子ＦＲＵおよび後段側半導体素子ＢＲＵに相当し、上記第２スイッチング素子組は、転流後スイッチ（ＳＳＵ）における前段側半導体素子ＦＳＵおよび後段側半導体素子ＢＳＵに相当する。
この場合、上記第１スイッチング素子組は、転流前スイッチ（ＳＲＵ）における前段側半導体素子ＦＲＵおよび後段側半導体素子ＢＲＵに相当し、上記第２スイッチング素子組は、転流後スイッチ（ＳＳＵ）における前段側半導体素子ＦＳＵおよび後段側半導体素子ＢＳＵに相当する。
【0229】
スイッチングパターン生成部２９は、まず、転流前スイッチ（ＳＲＵ）から転流後スイッチ（ＳＳＵ）へ電流を転流するためのスイッチングパターンとして、転流後スイッチ（ＳＳＵ）の前段側半導体素子ＦＳＵをＯＮにする第１ステップ（Ｓｔｅｐ１）と、転流前スイッチ（ＳＲＵ）の前段側半導体素子ＦＲＵをＯＦＦにする第２ステップ（Ｓｔｅｐ２）と、を順に実行させるスイッチングパターンを生成する。
【0230】
続いてスイッチングパターン生成部２９は、転流後スイッチ（ＳＳＵ）の後段側半導体素子ＢＳＵをＯＮにする第３ステップ（Ｓｔｅｐ３）と、転流前スイッチ（ＳＲＵ）の後段側半導体素子ＢＲＵをＯＦＦにする第４ステップ（Ｓｔｅｐ４）と、を順に実行させるスイッチングパターンを生成することで、転流前スイッチ（ＳＲＵ）から転流後スイッチ（ＳＳＵ）への転流のための制御シーケンスが完了する。
【0231】
上記第１ステップ（Ｓｔｅｐ１）では、転流後スイッチ（ＳＳＵ）の前段側半導体素子ＦＳＵがＯＮ状態とされるため、比較例（図１０）のＳｔｅｐ１と比較して、転流前スイッチ（ＳＲＵ）はＯＮ状態のままであり、負荷側から電源側へ向かう電流（還流）が遮断されることはない。また、上記第２ステップ（Ｓｔｅｐ２）では、転流前スイッチ（ＳＲＵ）の前段側半導体素子ＦＲＵがＯＦＦ状態とされることで、還流ダイオードを介して電流が流れるまでにタイムラグが生じる。このタイムラグの間、Ｕ相の電流が瞬間的に遮断されるが、次の第３ステップ（Ｓｔｅｐ３）で転流後スイッチ（ＳＳＵ）の後段側半導体素子ＢＳＵがＯＮ状態に切り替わるため、上記電流の遮断が速やかに解除される。
【0232】
このため本実施形態では、入力側と出力側との間を流れる電流が遮断される期間を第２ステップのみの期間に短縮することができる。つまり、図１０に示した比較例では入力側と出力側で電流が遮断される期間がＳｔｅｐ１～Ｓｔｅｐ３であったのに対して、本実施形態では当該電流が遮断される期間をＳｔｅｐ２の実行中の期間のみに制限できる。これにより、サージ電圧の発生を抑制できる。
【0233】
図１４上は、本実施形態の転流制御時における電圧および電流の波形を示す一実験結果である。同図において（ａ）はＵ相の電流波形、（ｂ）はＲ相とＳ相間の線間電圧波形、そして（ｃ）はＵ相とＶ相間の線間電圧波形をそれぞれ示している。比較として図１４下に、図１０に示した比較例の手順での転流制御時における図１４上と同様な電圧および電流の波形を示す。同図上、下の（ｃ）を比較して明らかなように、本実施形態によれば転流時における電圧の跳ね上がりを抑えられていることが認められる。
【0234】
本実施形態における転流制御は、Ｒ相の双方向スイッチＳＲＵとＳ相の双方向スイッチＳＳＵとの間の転流だけでなく、Ｓ相の双方向スイッチＳＳＵとＴ相の双方向スイッチＳＴＵとの間の転流、および、Ｔ相の双方向スイッチＳＴＵとＲ相の双方向スイッチＳＲＵとの間の転流にも同様に適用される。また、Ｕ相に限られず、Ｖ相およびＷ相におけるＲ，Ｔ，Ｓ相間の転流時にも同様に適用される。
【0235】
図１２に示した本実施形態の転流制御シーケンスでは、入力電圧が高い相（図１２においてＲ相）側から低い相（図１２においてＳ相）側での転流を例に挙げた電圧転流方式が採用される。第１ステップから第４ステップへの切り替えは、あらかじめ設定された時間間隔で行うことができる。
【0236】
なお図１５は、入力電圧が高い相がＳ相側、低い相がＲ相側の場合（Ｖｒ＜Ｖｓ）の転流制御シーケンスである。マトリックスコンバータ１においては、区間ＴＳ２３（図６（ｂ）、区間Ｔ３３（図６（ｃ））および区間Ｔ４３（図６（ｄ））のそれぞれにおけるＲ相パルスからＳ相パルスへの切り替え時に相当する。
【0237】
図１５の例ではまず、転流後スイッチ（ＳＳＵ）の前段側半導体素子ＦＳＵがＯＮ（Ｓｔｅｐ１）、次いで転流前スイッチ（ＳＲＵ）の後段側半導体素子ＢＲＵがＯＦＦ（Ｓｔｅｐ２）、次いで転流後スイッチ（ＳＳＵ）の後段側半導体素子ＢＳＵがＯＮ（Ｓｔｅｐ３）、最後に転流前スイッチ（ＳＲＵ）の前段側半導体素子ＦＲＵがＯＦＦ（Ｓｔｅｐ４）にそれぞれ切り替わることで転流が終了する。
【0238】
Ｓｔｅｐ１で転流後スイッチ（ＳＳＵ）の前段側半導体素子ＦＳＵがＯＮ状態になることで、ＯＦＦ状態に維持された後段側半導体素子ＢＳＵの還流ダイオードを介してＳ相からＵ相へ電流が流れる。また、Ｓｔｅｐ２で転流前スイッチ（ＳＲＵ）の後段側半導体素子ＢＲＵがＯＦＦ状態になり、Ｕ相の電流が遮断されるが、次の第３ステップ（Ｓｔｅｐ３）で転流後スイッチ（ＳＳＵ）の後段側半導体素子ＢＳＵがＯＮ状態に切り替わるため、上記電流の遮断が解除される。したがって、この場合にも負荷側での電圧の跳ね上がりが抑えられる。
【0239】
以上のように本実施形態によれば、転流のためのスイッチングパターンとして、図１２に示すように転流後スイッチ（ＳＳＵ）の前段側半導体素子ＦＳＵをＯＮにする第１ステップと、転流前スイッチ（ＳＲＵ）の前段側半導体素子ＦＲＵをＯＦＦにする第２ステップとを順に実行させるスイッチングパターンを生成するため、入力側と出力側とで電流が遮断される期間を第２ステップのみの期間に短縮することができる。これにより、負荷側でのサージ電圧の発生を抑制できる。
【0240】
さらに、上記第２のステップの後、転流後スイッチ（ＳＳＵ）の後段側半導体素子ＢＳＵをＯＮにする第３ステップと、転流前スイッチ（ＳＲＵ）の後段側半導体素子ＢＲＵをＯＦＦにする第４ステップとを順に実行させるスイッチングパターンを生成することで、入力側と出力側とで電流が遮断される期間を第２ステップの期間のみに制限できる。これにより、負荷側でのサージ電圧の発生をさらに抑制できる。
【0241】
また本実施形態では、電圧転流方式の転流制御を行うに際して、マトリックスコンバータ１におけるゼロクロス検出器２１（２１１～２１３）の出力を用いて各双方向スイッチに供給されるスイッチングパターンを生成するようにしているため、電圧転流のための特別な電源電圧検出センサを不要とすることができる。
【0242】
一方、本実施形態では、制御部２０は、入力された３相交流電力に対して、入力された３相交流電力における各相の電圧の大小関係に応じて区分された複数のモードＩ～ＶＩに応じて異なる仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を行い、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理が行われた電力に対して、複数のモードＩ～ＶＩに応じて異なる仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を行うように、双方向スイッチ回路１０のスイッチングパターンを生成する。具体的には、制御部２０は、入力された３相交流電力に対して、複数のモードＩ～ＶＩに応じて異なる第１のキャリア波形パターンＣＷ１１～ＣＷ１３（図４参照）を用いて仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理を行い、仮想ＡＣ／ＤＣ変換処理が行われた電力に対して、複数のモードＩ～ＶＩに応じて異なる第２のキャリア波形パターンＣＷ２１～ＣＷ２６（図６参照）を用いて仮想ＤＣ／ＡＣ変換処理を行うように、双方向スイッチ回路１０のスイッチングパターンを生成する。これにより、マトリックス演算のような複雑な演算を行うことなく、簡易な処理で交流電力を交流電力に直接変換できる。
【0243】
なお、上記の実施形態では、入力された３相交流電力のうち１つの相の交流電力を検出し、検出された交流電力のゼロクロス点を演算し、そのゼロクロス点を起点として入力側の各相の交流電圧を推定しているが、入力された３相交流電力をそれぞれ検出することで認識してもよい。
【0244】
また、上記の実施形態では、双方向スイッチＳＲＵ，ＳＳＵ，ＳＴＵ，ＳＲＶ，ＳＳＶ，ＳＴＶ，ＳＲＷ，ＳＳＷ，ＳＴＷとして、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴが用いられたが、これ以外にも、例えばＳｉ－ＭＯＳＦＥＴ、ＧａＮ－ＭＯＳＦＥＴなどが採用可能である。
【0245】
さらに、上記実施形態では電力変換装置として３相交流電力を３相交流電力に直接変換するマトリックスコンバータを例に挙げて説明したが、これに限られず、例えば３相交流電力を直流電力に変換する３相整流器にも本発明は適用可能である。
【符号の説明】
【0246】
１…マトリックスコンバータ
１０…双方向スイッチ回路
２０…制御部
３０…制御信号発生部
４０…３相リアクトル
５０…入力コンデンサ
ＬＤ…負荷
ＰＳ…３相交流電源
ＦＲＵ，ＦＳＵ，ＦＴＵ…前段側半導体素子
ＢＲＵ，ＢＳＵ，ＢＴＵ…後段側半導体素子
１０…双方向スイッチ回路
２０…制御部
３０…制御信号発生部
４０…３相リアクトル
５０…入力コンデンサ
ＬＤ…負荷
ＰＳ…３相交流電源
ＦＲＵ，ＦＳＵ，ＦＴＵ…前段側半導体素子
ＢＲＵ，ＢＳＵ，ＢＴＵ…後段側半導体素子
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】