特開 2024-175899 制御装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2024175899

(43)【公開日】2024-12-19

(54)【発明の名称】制御装置

(51)【国際特許分類】

   H02P 21/05 20060101AFI20241212BHJP

   H02M 7/48 20070101ALI20241212BHJP

   H02P 27/08 20060101ALI20241212BHJP

【ＦＩ】

H02P21/05 ZHV

H02M7/48 E

H02P27/08

【審査請求】未請求

【請求項の数】2

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2023093987

(22)【出願日】2023-06-07

(71)【出願人】

【識別番号】000004695

【氏名又は名称】株式会社ＳＯＫＥＮ

(71)【出願人】

【識別番号】000003207

【氏名又は名称】トヨタ自動車株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110000110

【氏名又は名称】弁理士法人 快友国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】岡本 亮太郎

(72)【発明者】

【氏名】浜田 栄太

(72)【発明者】

【氏名】竹本 晴輝

(72)【発明者】

【氏名】柳生 泰秀

(72)【発明者】

【氏名】大沼 裕樹

【テーマコード（参考）】

5H505

5H770

【Ｆターム（参考）】

5H505AA16

5H505BB04

5H505CC04

5H505DD03

5H505EE41

5H505EE49

5H505GG04

5H505HA10

5H505HB01

5H505JJ03

5H505JJ04

5H505JJ17

5H505JJ26

5H505LL22

5H505LL41

5H770BA02

5H770DA03

5H770DA41

5H770EA01

5H770HA02Y

5H770HA07Z

(57)【要約】

【課題】モータの動作によるノイズや振動の発生を抑制するための技術を開示すること。
【解決手段】制御装置は、各相のステータ巻線に流れる電流をｄ軸電流とｑ軸電流とに変換するｄｑ電流変換部と、ｄ軸指令電圧及びｑ軸指令電圧をそれぞれ算出するｄｑ指令電圧算出部と、ｄ軸指令電圧及びｑ軸指令電圧を受け取り、これらを三相電圧に変換する三相変換部と、三相電圧に基づいて、三相交流モータに電力を供給する供給部と、を備える。ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値は電流高調波成分をそれぞれ含む。制御装置は、ｄ軸電流指令値の時間変化量とｄ軸インダクタンスとに基づいてｄ軸インダクタ電圧を算出すると共に、ｑ軸電流指令値の時間変化量とｑ軸インダクタンスとに基づいてｑ軸インダクタ電圧を算出するｄｑインダクタ電圧算出部と、ｄ軸指令電圧及びｑ軸指令電圧に、ｄ軸インダクタ電圧及びｑ軸インダクタ電圧をそれぞれ加算する加算部と、を備える。
【選択図】図２

【特許請求の範囲】

【請求項1】

三相交流モータの制御装置であって、
前記三相交流モータの各相のステータ巻線に流れる電流を検出する電流検出部と、
前記三相交流モータのロータの回転角度を検出する回転角度検出部と、
検出された前記ロータの前記回転角度に基づいて、検出された前記各相の前記ステータ巻線に流れる前記電流を、前記ロータの回転に同期して回転するｄｑ回転座標系のｄ軸電流とｑ軸電流とに変換するｄｑ電流変換部と、
ｄ軸電流指令値と前記ｄ軸電流との偏差であるｄ軸偏差、及び、ｑ軸電流指令値と前記ｑ軸電流との偏差であるｑ軸偏差とに基づいて、ｄ軸指令電圧及びｑ軸指令電圧をそれぞれ算出するｄｑ指令電圧算出部と、
前記ｄ軸指令電圧及び前記ｑ軸指令電圧を受け取り、これらを三相電圧に変換する三相変換部と、
前記三相電圧に基づいて、前記三相交流モータに電力を供給する供給部と、
を備え、
前記ｄ軸電流指令値及び前記ｑ軸電流指令値は、前記ステータ巻線に流れる前記電流の基本波周波数の整数倍の電流高調波成分をそれぞれ含み、
前記ロータの前記回転角度に応じて変化する前記ｄ軸電流指令値の時間変化量と、前記三相交流モータのｄ軸インダクタンスとに基づいて、ｄ軸インダクタ電圧を算出すると共に、前記ロータの前記回転角度に応じて変化する前記ｑ軸電流指令値の時間変化量と、前記三相交流モータのｑ軸インダクタンスとに基づいて、ｑ軸インダクタ電圧を算出するｄｑインダクタ電圧算出部と、
前記ｄ軸指令電圧及び前記ｑ軸指令電圧に、前記ｄ軸インダクタ電圧及び前記ｑ軸インダクタ電圧をそれぞれ加算する加算部と、
をさらに備え、
３相２相変換行列をＸ、回転座標変換行列をＹ、及び、インダクタンス行列をＬとしたときに、前記ｄ軸インダクタンスは、（２／３）×ＸＹＬＹ^ＴＸ^Ｔの式で表現される行列の（１、１）成分として算出され、前記ｑ軸インダクタンスは、前記行列の（２、２）成分として算出され、
前記インダクタンス行列Ｌは、前記ステータ巻線の各相の自己インダクタンスＬ_U、Ｌ_V、Ｌ_W及び相互インダクタンスＭ_UV、Ｍ_VW、Ｍ_WUからなり、
前記自己インダクタンスＬ_U、Ｌ_V、Ｌ_W及び前記相互インダクタンスＭ_UV、Ｍ_VW、Ｍ_WUのそれぞれは、インダクタンス高調波成分を含み、
前記３相２相変換行列Ｘ、前記回転座標変換行列Ｙ、及び、前記インダクタンス行列Ｌは、次式、

【数1】

で定義される、制御装置。

【請求項2】

前記三相交流モータの回転速度に基づいて、前記ｄ軸電流指令値及び前記ｑ軸電流指令値を決定する電流指令値生成部をさらに備え、
前記電流指令値生成部は、前記三相交流モータの前記回転速度をパラメータとして、前記ｄ軸電流指令値及び前記ｑ軸電流指令値に付与する前記電流高調波成分の次数と、それぞれの振幅及び位相とを記述する高調波電流マップを有する、請求項１に記載の制御装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本明細書が開示する技術は、三相交流モータを制御するための制御装置に関する。

【背景技術】

【0002】

特許文献１には、三相交流モータ制御装置が開示されている。この制御装置は、モータに流れる電流から高調波成分を除去する。そして、制御装置は、速度起電力の影響をフィードフォワード補償器で補償する。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0003】

【特許文献1】特開２００４－３１２８６４号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0004】

モータに流れる電流の高調波の影響で、モータの各相の巻線の自己インダクタンス及び相互インダクタンスにも高調波成分が重畳する。上記の技術では、このような自己インダクタンス及び相互インダクタンスの高調波成分については考慮されていない。このような自己インダクタンス及び相互インダクタンスの高調波成分が存在すると、高調波成分を含む電流の制御において、指令値への追従性が低下する。指令値への追従性が低下すると、モータの動作によってノイズや振動が発生する。

【0005】

本明細書では、モータの動作によるノイズや振動の発生を抑制するための技術を開示する。

【課題を解決するための手段】

【0006】

本明細書は、三相交流モータの制御装置を開示する。制御装置は、前記三相交流モータの各相のステータ巻線に流れる電流を検出する電流検出部と、前記三相交流モータのロータの回転角度を検出する回転角度検出部と、検出された前記ロータの前記回転角度に基づいて、検出された前記各相の前記ステータ巻線に流れる前記電流を、前記ロータの回転に同期して回転するｄｑ回転座標系のｄ軸電流とｑ軸電流とに変換するｄｑ電流変換部と、ｄ軸電流指令値と前記ｄ軸電流との偏差であるｄ軸偏差、及び、ｑ軸電流指令値と前記ｑ軸電流との偏差であるｑ軸偏差とに基づいて、ｄ軸指令電圧及びｑ軸指令電圧をそれぞれ算出するｄｑ指令電圧算出部と、前記ｄ軸指令電圧及び前記ｑ軸指令電圧を受け取り、これらを三相電圧に変換する三相変換部と、前記三相電圧に基づいて、前記三相交流モータに電力を供給する供給部と、を備え、前記ｄ軸電流指令値及び前記ｑ軸電流指令値は、前記ステータ巻線に流れる前記電流の基本波周波数の整数倍の電流高調波成分をそれぞれ含み、前記ロータの前記回転角度に応じて変化する前記ｄ軸電流指令値の時間変化量と、前記三相交流モータのｄ軸インダクタンスとに基づいて、ｄ軸インダクタ電圧を算出すると共に、前記ロータの前記回転角度に応じて変化する前記ｑ軸電流指令値の時間変化量と、前記三相交流モータのｑ軸インダクタンスとに基づいて、ｑ軸インダクタ電圧を算出するｄｑインダクタ電圧算出部と、前記ｄ軸指令電圧及び前記ｑ軸指令電圧に、前記ｄ軸インダクタ電圧及び前記ｑ軸インダクタ電圧をそれぞれ加算する加算部と、をさらに備え、３相２相変換行列をＸ、回転座標変換行列をＹ、及び、インダクタンス行列をＬとしたときに、前記ｄ軸インダクタンスは、（２／３）×ＸＹＬＹ^ＴＸ^Ｔの式で表現される行列の（１、１）成分として算出され、前記ｑ軸インダクタンスは、前記行列の（２、２）成分として算出され、前記インダクタンス行列Ｌは、前記ステータ巻線の各相の自己インダクタンスＬ_U、Ｌ_V、Ｌ_W及び相互インダクタンスＭ_UV、Ｍ_VW、Ｍ_WUからなり、前記自己インダクタンスＬ_U、Ｌ_V、Ｌ_W及び前記相互インダクタンスＭ_UV、Ｍ_VW、Ｍ_WUのそれぞれは、インダクタンス高調波成分を含み、前記３相２相変換行列Ｘ、前記回転座標変換行列Ｙ、及び、前記インダクタンス行列Ｌは、次式、

【数1】

で定義される。

【0007】

上記の構成によると、制御装置は、ｄ軸インダクタンスに基づいてｄ軸インダクタ電圧を算出すると共に、ｑ軸インダクタンスに基づいてｑ軸インダクタ電圧を算出する。ｄ軸インダクタンス及びｑ軸インダクタンスは、三相交流モータの各相のステータ巻線の自己インダクタンス及び相互インダクタンスの高調波成分の情報を含む。即ち、ｄ軸インダクタ電圧及びｑ軸インダクタ電圧も、自己インダクタンス及び相互インダクタンスの高調波成分の情報を含む。そして、制御装置は、ｄ軸制御電圧にｄ軸インダクタ電圧を加算してｄ軸指令電圧を算出すると共に、ｑ軸制御電圧にｑ軸インダクタ電圧を加算してｑ軸指令電圧を算出する。この結果、指令値への追従性が向上する。従って、モータの動作によるノイズや振動の発生を抑制することができる。

【0008】

本技術の一実施形態では、制御装置は、前記三相交流モータの回転速度に基づいて、前記ｄ軸電流指令値及び前記ｑ軸電流指令値を決定する電流指令値生成部をさらに備えてもよい。この場合、前記電流指令値生成部は、前記三相交流モータの前記回転速度をパラメータとして、前記ｄ軸電流指令値及び前記ｑ軸電流指令値に付与する前記電流高調波成分の次数と、それぞれ（即ち、各次数の電流高調波成分）の振幅及び位相とを記述する高調波電流マップを有してもよい。

【0009】

モータの動作によるノイズや振動は、当該モータが搭載された装置（例えば電動車）の特定の箇所（例えば車室内）に伝達して、当該特定の箇所において騒音又は振動が生じる。特に、伝達系の共振周波数に近い周波数成分の電磁強制力が生じると、特定の箇所における騒音又は振動の発生が顕著となる。伝達系の共振周波数はほぼ一定の値であるが、電磁強制力の各次数の周波数はモータの回転数に応じて変化する。この点に鑑みて、上記の構成は、回転速度をパラメータとして、電流指令値に付与する高調波の次数と、それぞれの振幅及び位相とを記述する高調波電流マップを有している。これにより、制御装置は、伝達系の共振周波数帯に含まれる高調波の次数、電流振幅、及び位相を、高調波電流マップを用いて特定することができる。このために、制御装置は、モータの回転速度によって変化する高調波の各次数の周波数のうち、特定の箇所における騒音又は振動の顕著な原因となる周波数の電磁強制力をキャンセルするようなｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を出力することができる。従って、モータの動作によるノイズや振動の影響を低減することができる。

【0010】

また、付与される高調波成分が限定される場合には、ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値に全ての高調波成分が付与される場合と比較して、高調波電流が通電することによる損失を低減することができる。

【図面の簡単な説明】

【0011】

【図1】制御装置が搭載される電動車両のブロック図を示す。

【図2】制御装置のブロック図を示す。

【図3】インダクタ電圧推定部のブロック図を示す。

【図4】インダクタ電圧推定部が実行する処理のフローチャートを示す。

【図5】自己インダクタンス及び相互インダクタンスの波形の一例を示す。

【図6】図６（ａ）は、自己インダクタンス及び相互インダクタンスの高調波の振幅の一例を示し、図６（ｂ）は、自己インダクタンスの高調波の位相の一例を示し、図６（ｃ）は、相互インダクタンスの高調波の位相の一例を示す。

【図7】ｄ軸インダクタンス及びｑ軸インダクタンスの波形の一例を示す。

【図8】図８（ａ）は、ｄ軸インダクタンス及びｑ軸インダクタンスの高調波の振幅の一例を示し、図８（ｂ）は、ｄ軸インダクタンス及びｑ軸インダクタンスの高調波の位相の一例を示す。

【図9】図９（ａ）は、ｑ軸電流の指令値の波形（破線）と、ｑ軸インダクタ電圧が印加される場合のｑ軸電流の波形（実線）と、ｑ軸インダクタ電圧が印加されない場合のｑ軸電流の波形（点線）と、の一例を示し、図９（ｂ）は、ｄ軸電流の指令値の波形（破線）と、ｄ軸インダクタ電圧が印加される場合のｄ軸電流の波形（実線）と、ｄ軸インダクタ電圧が印加されない場合のｄ軸電流の波形（点線）と、の一例を示す。

【図10】ｄｑ軸電流指令値生成部のブロック図を示す。

【図11】ｄｑ軸電流指令値生成部が実行する処理のフローチャートを示す。

【発明を実施するための形態】

【0012】

本明細書は、三相交流モータ１４の制御装置３０を開示する。図１に示されるように、本実施例の制御装置３０は、バッテリ１０と、走行用の三相交流モータ１４と、を備える電動車２に搭載される。電動車２は、特に限定されないが、例えば電気自動車、ハイブリッド車、プラグインハイブリッド車、燃料電池車等である。

【0013】

電動車２は、バッテリ１０と、コンデンサ１２と、三相交流モータ１４と、電流センサ１６と、回転角センサ１８と、インバータ２０と、制御装置３０と、を備える。バッテリ１０は直流電力を出力する。バッテリ１０は、例えばリチウムイオン電池である。バッテリ１０の出力電力は、図示省略のコンバータに供給されて、バッテリ１０の出力電力が昇圧される。コンバータによって昇圧された電力（直流電力）は、インバータ２０に供給される。インバータ２０は、供給された直流電力を三相交流電力に変換して、三相交流モータ１４に供給する。

【0014】

本実施例の三相交流モータ１４は、いわゆる三相Ｙ結線（スター結線）モータであり、Ｕ相コイル１４Ｕ、Ｖ相コイル１４Ｖ、Ｗ相コイル１４Ｗを備える。インバータ２０は、６個のスイッチング素子２２ａ～２２ｆを備える。２個のスイッチング素子２２ａ，２２ｂは、三相交流モータ１４のＵ相コイル１４Ｕに供給する電力を制御する。２個のスイッチング素子２２ｃ，２２ｄは、三相交流モータ１４のＶ相コイル１４Ｖに供給する電力を制御する。２個のスイッチング素子２２ｅ，２２ｆは、三相交流モータ１４のＷ相コイル１４Ｗに供給する電力を制御する。

【0015】

電流センサ１６は、三相交流モータ１４に供給される電流を検出する。ここで、図１に示されるように、本実施例の電流センサ１６は、Ｕ相コイル１４Ｕに供給されるＵ相電流と、Ｖ相コイル１４Ｖに供給されるＶ相電流と、を検出する。Ｕ相電流、Ｖ相電流、及びＷ相コイル１４Ｗに供給されるＷ相電流のそれぞれの瞬時値の和は０になるので、Ｕ相電流とＶ相電流を検出できれば、Ｗ相電流も検出されたことになる。回転角センサ１８は、三相交流モータ１４のロータ（図示省略）の回転角度を検出する。

【0016】

制御装置３０は、インバータ２０の各スイッチング素子２２ａ～２２ｆを制御することで、三相交流モータ１４を制御する。制御装置３０は、電流センサ１６及び回転角センサ１８と通信可能に構成されており、それぞれの検出値を取得する。制御装置３０は、電流センサ１６及び回転角センサ１８の検出値に基づいて、駆動信号（例えばＰＷＭ信号）を生成する。インバータ２０の各スイッチング素子２２ａ～２２ｆは、上記の駆動信号に基づいて制御される。

【0017】

図２に示されるように、制御装置３０は、ＵＶＷ／ｄｑ変換部３１と、ｄｑ軸電圧指令演算部３２と、インダクタ電圧推定部３３と、ｄｑ／ＵＶＷ変換部３４と、ＰＷＭ信号生成部３５と、ｄｑ軸非干渉項３６と、４個の加算器Ａ１～Ａ４と、を備える。また、制御装置３０は、ｄｑ軸電流指令値生成部４０をさらに備える。ｄｑ軸電流指令値生成部４０は、ｄ軸直流電流指令値Ｉ_ｄ＿ＤＣ ^＊及びｑ軸直流電流指令値Ｉ_ｑ＿ＤＣ ^＊を受け取り、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊及びｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊を生成して出力する。ｄ軸直流電流指令値Ｉ_ｄ＿ＤＣ ^＊及びｑ軸直流電流指令値Ｉ_ｑ＿ＤＣ ^＊は、制御装置３０よりも上位の制御装置（図示省略）において、例えばユーザによるアクセル開度等に基づいて決定される。

【0018】

ＵＶＷ／ｄｑ変換部３１は、電流センサ１６によって検出されたＵ相電流Ｉ_Ｕ及びＶ相電流Ｉ_Ｖと、回転角センサ１８によって検出されたロータ角度θと、を受け取り、三相電流Ｉ_Ｕ，Ｉ_Ｖ，Ｉ_Ｗを、ｄ軸電流Ｉ_ｄ及びｑ軸電流Ｉ_ｑの二相電流に変換して出力する。変換されたｄ軸電流Ｉ_ｄは、加算器Ａ１に供給される。変換されたｑ軸電流Ｉ_ｑは、加算器Ａ２に供給される。上記の変換の具体的な手法は当業者によく知られているので、詳細な説明を省略する。

【0019】

ｄｑ軸電圧指令演算部３２は、ｄ軸指令電圧とｑ軸指令電圧とを算出する。具体的には、ｄｑ軸電圧指令演算部３２は、まず、加算器Ａ１から、ｄｑ軸電流指令値生成部４０によって出力されるｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊と、ＵＶＷ／ｄｑ変換部３１によって出力されるｄ軸電流Ｉ_ｄと、の偏差であるｄ軸偏差（Ｉ_ｄ ^＊－Ｉ_ｄ）を受け取る。そして、ｄｑ軸電圧指令演算部３２は、当該ｄ軸偏差を０にするような（即ち実際の電流を指令値に近づけるような）ｄ軸指令電圧を算出して出力する。算出されたｄ軸指令電圧は、加算器Ａ３に供給される。同様に、ｄｑ軸電圧指令演算部３２は、加算器Ａ２からｑ軸偏差（Ｉ_ｑ ^＊－Ｉ_ｑ）を受け取り、ｑ軸指令電圧を算出して出力する。算出されたｑ軸指令電圧は、加算器Ａ４に供給される。即ち、ｄｑ軸電圧指令演算部３２は、フィードバック制御によって、ｄ軸指令電圧及びｑ軸指令電圧を算出する。ｄｑ軸電圧指令演算部３２は、例えばＰＩ制御器によって実現される。なお、上記のｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊及びｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊は、三相交流モータ１４の各相のコイル１４Ｕ，１４Ｖ，１４Ｗに流れる電流の基本波周波数の整数倍の高調波成分を含む。

【0020】

上記の通り、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊及びｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊は高調波成分を含む。ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊及びｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊が高調波成分を含むと、上記したｄｑ軸電圧指令演算部３２によって実行されるフィードバック制御だけでは、指令値に対する遅延が生じる（即ち、指令値への追従性が低下する）。指令値に対する遅延が生じると、三相交流モータ１４の動作によるノイズや振動が発生する。そこで、この遅延を補償するために、本実施例の制御装置３０は、インダクタ電圧推定部３３を備える。インダクタ電圧推定部３３は、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊とｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊とロータ角度θとを受け取り、ｄ軸指令電圧及びｑ軸指令電圧のそれぞれにフィードフォワード項として加算すべきｄ軸インダクタ電圧及びｑ軸インダクタ電圧を算出して出力する。算出されたｄ軸インダクタ電圧は、加算器Ａ３に供給される。算出されたｑ軸インダクタ電圧は、加算器Ａ４に供給される。

【0021】

特に、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊及びｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊に含まれる高調波成分に起因して、三相交流モータ１４の各相のコイル１４Ｕ，１４Ｖ，１４Ｗの自己インダクタンス及び相互インダクタンスも、高調波成分を含む。本実施例では、ｄ軸インダクタ電圧及びｑ軸インダクタ電圧は、自己インダクタンス及び相互インダクタンスに含まれる高調波の影響も加味した値として算出されて、ｄ軸指令電圧及びｑ軸指令電圧のそれぞれに加算される。このため、上記の遅延の補償をより精密に実行することができる。ｄ軸インダクタ電圧及びｑ軸インダクタ電圧の具体的な算出方法の詳細については図３を参照して後述する。

【0022】

制御装置３０は、さらに、ｄｑ軸非干渉項３６を加算器Ａ３，Ａ４のそれぞれに供給する。この結果、加算器Ａ３によって、ｄ軸指令電圧とｄ軸インダクタ電圧とｄｑ軸非干渉項３６とが加算されたｄ軸電圧Ｖ_ｄ ^＊が算出されて出力される。同様に、加算器Ａ４によって、ｑ軸指令電圧とｑ軸インダクタ電圧とｄｑ軸非干渉項３６とが加算されたｑ軸電圧Ｖ_ｑ ^＊が算出されて出力される。算出されたｄ軸電圧Ｖ_ｄ ^＊及びｑ軸電圧Ｖ_ｑ ^＊は、ｄｑ／ＵＶＷ変換部３４に供給される。

【0023】

ｄｑ／ＵＶＷ変換部３４は、ｄ軸電圧Ｖ_ｄ ^＊及びｑ軸電圧Ｖ_ｑ ^＊を受け取り、これらを三相電圧に変換して出力する。そして、ＰＷＭ信号生成部３５は、変換された三相電圧を受け取り、ＰＷＭ信号（即ち駆動信号）を生成して出力する。当該ＰＷＭ信号が各スイッチング素子２２ａ～２２ｆに供給されることで、三相交流モータ１４が制御される。

【0024】

続いて、図３及び図４を参照して、インダクタ電圧推定部３３の構成及びインダクタ電圧推定部３３によって実行される処理について説明する。図３に示されるように、インダクタ電圧推定部３３は、ＬＰＦ（Low Pass Filterの略）３３ａと、ｄｑ軸インダクタンスマップ３３ｂと、微分器３３ｃと、を備える。ＬＰＦ３３ａは、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊及びｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊を受け取り、高調波成分を除去して、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊の直流成分Ｉ_ｄ＿ＤＣ ^＊、及び、ｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊の直流成分Ｉ_ｑ＿ＤＣ ^＊を出力する（図４のＳ１０）。微分器３３ｃは、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊及びｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊を受け取り、それぞれを時間微分した値（ｄ／ｄｔ）Ｉ_ｄ ^＊，（ｄ／ｄｔ）Ｉ_ｑ ^＊（即ち、時間変化量）を出力する。

【0025】

ｄｑ軸インダクタンスマップ３３ｂは、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊及びｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊と、ロータ角度θと、を受け取り、ｄ軸インダクタンスの瞬時値Ｌ_ｄ ^＊（ｔ）及びｑ軸インダクタンスの瞬時値Ｌ_ｑ ^＊（ｔ）を算出して出力する（図４のＳ１２～Ｓ１６）。具体的には、ｄｑ軸インダクタンスマップ３３ｂは、以下のようにして、ｄ軸インダクタンスの瞬時値Ｌ_ｄ ^＊（ｔ）及びｑ軸インダクタンスの瞬時値Ｌ_ｑ ^＊（ｔ）を算出する。

【0026】

まず、三相交流モータ１４の各相のコイル１４Ｕ，１４Ｖ，１４Ｗについて、自己インダクタンスＬ_U、Ｌ_V、Ｌ_W及び相互インダクタンスＭ_UV、Ｍ_VW、Ｍ_WUは、以下のように表わされる。

【0027】

【数2】

【0028】

ここで、自己インダクタンスＬ_Uは、Ｕ相コイル１４Ｕの自己インダクタンスである。自己インダクタンスＬ_Vは、Ｖ相コイル１４Ｖの自己インダクタンスである。自己インダクタンスＬ_Wは、Ｗ相コイル１４Ｗの自己インダクタンスである。相互インダクタンスＭ_UVは、Ｕ相コイル１４ＵとＶ相コイル１４Ｖとの間の相互インダクタンスである。相互インダクタンスＭ_VWは、Ｖ相コイル１４ＶとＷ相コイル１４Ｗとの間の相互インダクタンスである。相互インダクタンスＭ_WUは、Ｗ相コイル１４ＷとＵ相コイル１４Ｕとの間の相互インダクタンスである。

【0029】

また、上記の式中、Ｌ_DCは自己インダクタンスの直流成分、Ｌ_ａｓ＿ｎは自己インダクタンスのｎ次成分の振幅、φ_Ｌｎは、自己インダクタンスのｎ次成分の位相、Ｍ_DCは相互インダクタンスの直流成分、Ｍ_ａｓ＿ｎは相互インダクタンスのｎ次成分の振幅、φ_Ｍｎは、相互インダクタンスのｎ次成分の位相である。上記の式中の総和（Σ）は、ｎを束縛変数とする総和であり、ｎは、正の偶数全体を動く。このように、自己インダクタンスＬ_U、Ｌ_V、Ｌ_W及び相互インダクタンスＭ_UV、Ｍ_VW、Ｍ_WUは、高調波成分を含む。各パラメータＬ_DC，L_ａｓ＿ｎ，φ_Ｌｎ，Ｍ_DC，Ｍ_ａｓ＿ｎ，及びφ_Ｍｎは、ｄ軸電流Ｉ_ｄの直流成分Ｉ_ｄ＿ＤＣ及びｑ軸電流Ｉ_ｑの直流成分Ｉ_ｑ＿ＤＣに応じて変化する値である。このため、ｄｑ軸インダクタンスマップ３３ｂは、ｄ軸電流Ｉ_ｄの直流成分Ｉ_ｄ＿ＤＣ及びｑ軸電流Ｉ_ｑの直流成分Ｉ_ｑ＿ＤＣをパラメータとして、各パラメータＬ_DC，Ｌ_ａｓ＿ｎ，φ_Ｌｎ，Ｍ_DC，Ｍ_ａｓ＿ｎ，及びφ_Ｍｎを決定可能なマップ又は算出式を記憶している。図５は、自己インダクタンスＬ_U、Ｌ_V、Ｌ_W及び相互インダクタンスＭ_UV、Ｍ_VW、Ｍ_WUの波形の一例を示す。図６は、自己インダクタンスＬ_U、Ｌ_V、Ｌ_W及び相互インダクタンスＭ_UV、Ｍ_VW、Ｍ_WUの高調波成分の振幅（図６（ａ）参照）及び位相（図６（ｂ）及び（ｃ）参照）の一例を示す。インダクタ電圧推定部３３は、ｄ軸電流Ｉ_ｄの直流成分Ｉ_ｄ＿ＤＣ及びｑ軸電流Ｉ_ｑの直流成分Ｉ_ｑ＿ＤＣに基づいて、各パラメータＬ_DC，Ｌ_ａｓ＿ｎ，φ_Ｌｎ，Ｍ_DC，Ｍ_ａｓ＿ｎ，及びφ_Ｍｎを決定するためのマップ（又は算出式）を選択して、上記の各パラメータＬ_DC，Ｌ_ａｓ＿ｎ，φ_Ｌｎ，Ｍ_DC，Ｍ_ａｓ＿ｎ，及びφ_Ｍｎを決定する（図４のＳ１２）。

【0030】

次いで、ｄｑ軸インダクタンスマップ３３ｂは、上記の自己インダクタンスＬ_U、Ｌ_V、Ｌ_W及び相互インダクタンスＭ_UV、Ｍ_VW、Ｍ_WUを、ｄ軸インダクタンス及びｑ軸インダクタンスに変換する。具体的には、まず、ｄｑ軸インダクタンスマップ３３ｂは、回転角センサ１８から、ロータ角度θを受け取る（図４のＳ１４）。次いで、ｄｑ軸インダクタンスマップ３３ｂは、３相２相変換行列をＸ、回転座標変換行列をＹ、及び、インダクタンス行列をＬとしたときに、（２／３）×ＸＹＬＹ^ＴＸ^Ｔの式で表現される行列の（１、１）成分、（２、２）成分をそれぞれ、ｄ軸インダクタンスの瞬時値Ｌ_ｄ ^＊（ｔ）、ｑ軸インダクタンスの瞬時値Ｌ_ｑ ^＊（ｔ）として算出する（図４のＳ１６）。ここで、Ｘ^Ｔ，Ｙ^Ｔは、それぞれ、行列Ｘ，Ｙの転置行列であり、行列Ｘ，Ｙ，Ｌは以下の式で定義される。

【0031】

【数3】

【0032】

図７は、ｄ軸インダクタンスＬ_ｄ及びｑ軸インダクタンスＬ_ｑの波形の一例を示す。図８は、ｄ軸インダクタンスＬ_ｄ及びｑ軸インダクタンスＬ_ｑの高調波成分の振幅（図８（ａ）参照）と位相（図８（ｂ）参照）との一例を示す。

【0033】

その後、ｄｑ軸インダクタンスマップ３３ｂの出力であるｄ軸インダクタンスの瞬時値Ｌ_ｄ ^＊（ｔ）と、微分器３３ｃの出力である（ｄ／ｄｔ）Ｉ_ｄ ^＊と、係数Ｋ_ｄと、が乗算器Ｍ１によって乗算され、ｄ軸インダクタ電圧Ｖ_Ｌｄ ^＊が算出される。同様に、ｄｑ軸インダクタンスマップ３３ｂの出力であるｑ軸インダクタンスの瞬時値Ｌ_ｑ ^＊（ｔ）と、微分器３３ｃの出力である（ｄ／ｄｔ）Ｉ_ｑ ^＊と、係数Ｋ_ｑと、が乗算器Ｍ２によって乗算され、ｑ軸インダクタ電圧Ｖ_Ｌｑ ^＊が算出される（図４のＳ１８）。即ち、ｄ軸インダクタ電圧Ｖ_Ｌｄ ^＊及びｑ軸インダクタ電圧Ｖ_Ｌｑ ^＊は、それぞれ以下の式で算出される値である。

【0034】

【数4】

【0035】

なお、上記の係数Ｋ_ｄ，Ｋ_ｑは、製品の個体差によるロバスト性の担保等を目的に用いられる係数である。変形例では、ｄ軸インダクタ電圧Ｖ_Ｌｄ ^＊及びｑ軸インダクタ電圧Ｖ_Ｌｑ ^＊を算出する際に、係数Ｋ_ｄ，Ｋ_ｑが利用されなくてもよい。

【0036】

ｄｑ軸インダクタンスマップ３３ｂは、上記のｄ軸インダクタ電圧Ｖ_Ｌｄ ^＊及びｑ軸インダクタ電圧Ｖ_Ｌｑ ^＊が算出されると、これらを出力する（図４のＳ２０）。この結果、ｄ軸インダクタ電圧Ｖ_Ｌｄ ^＊は、加算器Ａ３に供給される。ｑ軸インダクタ電圧Ｖ_Ｌｑ ^＊は、加算器Ａ４に供給される（図２参照）。インダクタ電圧推定部３３は、電流指令値への高調波の重畳が継続している状況において、図４の処理を繰り返し実行する（図４のＳ２２でＹＥＳ：Ｓ１０）。

【0037】

図９に示されるように、インダクタ電圧推定部３３によるフィードフォワード項が算出されない比較例（即ちインダクタ電圧推定部３３が設けられない比較例）では、指令値に対する遅延が生じている（図９の破線及び点線参照）。これに対して、本実施例では、自己インダクタンス及び相互インダクタンスを考慮した上で、ｄ軸インダクタ電圧及びｑ軸インダクタ電圧を推定して、これらをフィードフォワード項として電圧指令値に加算する。この結果、図９に示されるように、指令値への追従性を高めることができる（図９の破線及び実線参照）。従って、三相交流モータ１４の動作によるノイズや振動を抑制することができる。特に、上記の実施例では、フィードフォワード項は、自己インダクタンス及び相互インダクタンスの高調波成分も含めた上で考慮されるので、指令値への追従性をより高めることができる。

【0038】

ここで、三相交流モータ１４の動作によるノイズや振動が生じると、そのノイズや振動が電動車２の車室内へ伝達することで、電動車２の車室内に騒音又は振動が生じる。特に、三相交流モータ１４から電動車２の車室内への伝達系の共振周波数に近い周波数成分の電磁強制力が生じると、車室内の騒音又は振動の発生が顕著となる。伝達系の共振周波数はほぼ一定の値であるが、電磁強制力の各次数の周波数は三相交流モータ１４の回転数に応じて変化する。即ち、車室内の騒音又は振動を抑制するために、ｄ軸直流電流指令値Ｉ_ｄ＿ＤＣ ^＊及びｑ軸直流電流指令値Ｉ_ｑ＿ＤＣ ^＊に付与すべき高調波の次数は、三相交流モータ１４の回転数に応じて変化する。そこで、本実施例のｄｑ軸電流指令値生成部４０は、以下のようにしてｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊及びｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊を制御することで、車室内の騒音又は振動の発生を抑制する。

【0039】

図１０及び図１１を参照して、ｄｑ軸電流指令値生成部４０の構成及びｄｑ軸電流指令値生成部４０によって実行される処理を説明する。上記の通り、ｄｑ軸電流指令値生成部４０は、高調波を含むｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊及びｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊を生成して、これらをｄｑ軸電圧指令演算部３２に供給する。

【0040】

図１０に示されるように、ｄｑ軸電流指令値生成部４０は、微分器４１と、速度判定部４２と、高調波電流マップ４３と、加算器Ａ５，Ａ６と、を備える。微分器４１は、回転角センサ１８によって検出されたロータ角度θを受け取り、その時間微分（即ち回転速度ω）を算出する（図１１のＳ１１０、Ｓ１１２）。速度判定部４２は、伝達系の共振周波数帯を記憶しており、算出された回転速度ωを受け取り、ｄ軸直流電流指令値Ｉ_ｄ＿ＤＣ ^＊及びｑ軸直流電流指令値Ｉ_ｑ＿ＤＣ ^＊に付与すべき高調波の次数（即ち伝達系の共振周波数帯に含まれる高調波の次数）を決定する（図１１のＳ１１４）。高調波電流マップ４３は、決定された高調波の次数に基づいて、当該高調波の次数の電流振幅及び位相をマップから選択する（図１１のＳ１１６）。そして、高調波電流マップ４３は、選択済みの電流振幅及び位相に基づいて、ｄ軸直流電流指令値Ｉ_ｄ＿ＤＣ ^＊、ｑ軸直流電流指令値Ｉ_ｑ＿ＤＣ ^＊、及びロータ角度θを受け取り、ｄ軸直流電流指令値Ｉ_ｄ＿ＤＣ ^＊及びｑ軸直流電流指令値Ｉ_ｑ＿ＤＣ ^＊のそれぞれに付与すべき高調波成分を算出する（図１１のＳ１１８）。ｄ軸直流電流指令値Ｉ_ｄ＿ＤＣ ^＊に付与すべき高調波成分は、加算器Ａ５に供給される。ｑ軸直流電流指令値Ｉ_ｑ＿ＤＣ ^＊に付与すべき高調波成分は、加算器Ａ６に供給される。加算器Ａ５は、ｄ軸直流電流指令値Ｉ_ｄ＿ＤＣ ^＊と、付与すべき高調波成分と、を加算して、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊を算出する（図１１のＳ１２０）。同様に、加算器Ａ６は、ｑ軸直流電流指令値Ｉ_ｑ＿ＤＣ ^＊と、付与すべき高調波成分と、を加算して、ｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊を算出する（図１１のＳ１２０）。ｄｑ軸電流指令値生成部４０は、三相交流モータ１４が駆動を継続している状況において、図１１の処理を繰り返し実行する（図１１のＳ１２２でＹＥＳ：Ｓ１１０）。

【0041】

このように、ｄｑ軸電流指令値生成部４０は、三相交流モータ１４の動作によるノイズや振動に起因して生じる電動車２の車室内の振動の抑制に特に貢献し得る次数の高調波成分を、ｄ軸直流電流指令値Ｉ_ｄ＿ＤＣ ^＊及びｑ軸直流電流指令値Ｉ_ｑ＿ＤＣ ^＊に加算する。このために、車室内の振動を抑制することができる。

【0042】

また、ｄｑ軸電流指令値生成部４０は、車室内の振動の抑制に特に貢献し得る次数の高調波成分のみをｄ軸直流電流指令値Ｉ_ｄ＿ＤＣ ^＊及びｑ軸直流電流指令値Ｉ_ｑ＿ＤＣ ^＊に加算すればよい（即ち全ての次数の高調波を加算しなくてもよい）ので、高調波電流が通電することによる損失の増加を抑制することができる。

【0043】

上記の実施例の制御装置３０が、本技術の「制御装置」の一例である。上記の実施例のＵ相コイル１４Ｕ，Ｖ相コイル１４Ｖ、及びＷ相コイル１４Ｗが、本技術の「ステータ巻線」の一例である。上記の実施例の電流センサ１６、回転角センサ１８が、それぞれ、本技術の「電流検出部」、「回転角度検出部」の一例である。上記の実施例のＵＶＷ／ｄｑ変換部３１、ｄｑ軸電圧指令演算部３２、インダクタ電圧推定部３３、加算器Ａ３及びＡ４、ｄｑ／ＵＶＷ変換部３４、ＰＷＭ信号生成部３５、ｄｑ軸電流指令値生成部４０が、それぞれ、本技術の「ｄｑ電流変換部」、「ｄｑ指令電圧算出部」、「ｄｑインダクタ電圧算出部」、「加算部」、「三相変換部」、「供給部」、「電流指令値生成部」の一例である。

【0044】

上記の実施例の変形例を述べる。ｄｑ軸電流指令値生成部４０は、高調波電流マップ４３を有しなくてもよい。この場合、ｄｑ軸電流指令値生成部４０は、軸直流電流指令値及びｑ軸直流電流指令値に、全ての次数の高調波を加算してもよい。

【符号の説明】

【0045】

２：電動車、１０：バッテリ、１２：コンデンサ、１４：三相交流モータ、１４Ｕ：Ｕ相コイル、１４Ｖ：Ｖ相コイル、１４Ｗ：Ｗ相コイル、１６：電流センサ、１８：回転角センサ、２０：インバータ、２２ａ～２２ｆ：スイッチング素子、３０：制御装置、３１：ＵＶＷ／ｄｑ変換部、３２：ｄｑ軸電圧指令演算部、３３：インダクタ電圧推定部、３３ａ：微分器、３３ｂ：ＬＰＦ、３３ｃ：ｄｑ軸インダクタンスマップ、３４：ｄｑ／ＵＶＷ変換部、３５：ＰＷＭ信号生成部、３６：ｄｑ軸非干渉項、４０：ｄｑ軸電流指令値生成部、４１：微分器、４２：速度判定部、４３：高調波電流マップ、Ａ１～Ａ６：加算器、Ｍ１，Ｍ２：乗算器

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】