特開 2024-176003 共振電流制御形直流電源

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2024176003

(43)【公開日】2024-12-19

(54)【発明の名称】共振電流制御形直流電源

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/28 20060101AFI20241212BHJP

   H02M 3/155 20060101ALI20241212BHJP

【ＦＩ】

H02M3/28 Q

H02M3/155 Q

【審査請求】有

【請求項の数】3

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2023094178

(22)【出願日】2023-06-07

(11)【特許番号】

(45)【特許公報発行日】2023-09-28

(71)【出願人】

【識別番号】594170185

【氏名又は名称】大西 徳生

(72)【発明者】

【氏名】大 西 徳 生

【テーマコード（参考）】

5H730

【Ｆターム（参考）】

5H730AA15

5H730AA18

5H730AS04

5H730AS05

5H730AS11

5H730BB13

5H730BB14

5H730BB43

5H730BB61

5H730CC01

5H730EE02

5H730EE07

5H730EE08

5H730EE10

5H730FG05

(57)【要約】      （修正有）

【課題】共振形ＤＣＤＣコンバータを構成する上で、少なくとも共振用スイッチと出力制御用スイッチが必要としていたが、回路構成の更なる簡単化と効率向上が課題となる。
【解決手段】共振電流制御形ＤＣＤＣコンバータ２００は、フライバックＤＣＤＣコンバータ２３０－２が、スイッチＳがオン期間に共振キャパシタＣｒの充電電圧から電流をインダクタＬｄに流し、オフ信号により、インダクタＬｄの電流は継続して負荷側に流すが、共振キャパシタＣｒからの電流はオフに移す共通した電流制御動作により、次の共振電流動作を開始する。共振動作と出力制御動作を兼ね備えることにより、更なる回路構成の簡単化と効率改善ができると共に、交流電源の全波整流出力を直流電源に用いることにより、交流電流波形改善、力率改善も改善する。
【選択図】図７

【特許請求の範囲】

【請求項1】

直流電源に、必要に応じて逆流防止ダイオードを介して、共振インダクタLrと必要に応じて逆充電防止用ダイオードを逆並列に接続した共振キャパシタCrを直列接続したＬＣ共振回路を接続し、前記共振キャパシタCrの両端にスイッチSとインダクタLdおよびダイオードで構成される昇降圧チョッパ回路あるいは降圧チョッパ回路を用いたDC-DCコンバータを接続して、前記DC-DCコンバータの出力に平滑キャパシタCdが並列接続された直流負荷を接続する回路構成において、
前記ＬＣ共振回路の共振周期に同期して前記スイッチＳのスイッチングパルス幅を制御することにより、1個のスイッチだけで前記ＬＣ共振電流の制御と前記直流負荷への電圧、電流制御を可能とすることを特徴とする共振電流制御形直流電源。

【請求項2】

請求項１記載の共振電流制御形電源における前記DC-DCコンバータを構成とする前記昇降圧チョッパ回路を、前記共振キャパシタCrの両端に、変圧器の一次巻線と前記スイッチを直列接続して接続し、前記変圧器の二次巻線の一端に逆流防止ダイオードを介して前記平滑用キャパシタCdに接続し、前記平滑用キャパシタCdの他端に前記変圧器の二次巻線の他端を接続し、前記平滑用キャパシタCdの両端に直流負荷を接続するフライバック形ＤＣＤＣコンバータの回路構成とし、
前記降圧チョッパ回路は、前記共振キャパシタCrの両端に、変圧器の一次巻線と前記スイッチを直列接続して接続し、前記変圧器の二次巻線の一端に逆流防止ダイオードにフリーフォイーリングダイオードと平滑用インダクタLdを介して平滑用キャパシタCdに接続し、前記平滑用キャパシタCdおよび前記フリーフォイーリングダイオードの他端を前記変圧器の二次巻線の他端に接続し、前記平滑用キャパシタCdの両端に直流負荷を接続するフォワード形ＤＣＤＣコンバータの回路構成とし、
変圧器を用いた構成とすることにより、大幅な電圧制御と前記直流電源から絶縁した直流出力を得ることを可能とすることを特徴とする共振電流制御形直流電源。

【請求項3】

請求項１から請求項２記載の共振電流制御形電源における前記直流電源を、交流電源から全波整流回路を介して構成し、前記スイッチによるスイッチングパルス幅制御により、
前記交流電源が単相正弦波の場合は、前記全波整流回路の交流側に前記共振電流に対する共振周波数成分を除去する交流フィルタ回路を介することにより交流電流波形を正弦波状とし、
前記交流電源が三相平衡正弦波の場合は、前記全波整流回路の直流出力側に共振周波数成分を除去する交流フィルタ回路を介することにより、120度通流幅の方形波状の交流電流波形とし、
前記直流負荷への電圧、電流制御を可能とすることを特徴とする共振電流制御形直流電源。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、光源としてのＬＥＤ照明器具用電源から比較的容量の大きなインバータエアコンなど比較的容量の大きな応用分野の電気エネルギーを消費する負荷に対する直流電源の電源品質改善と小型化、軽量化、低価格化に貢献する技術である。

【背景技術】

【0002】

ＬＥＤ照明は、本来の低消費電力や長寿命の特徴に加えて省エネ化への期待や制御機能の向上が図られるため、近年の照明器具の低価格化と共に広く普及してきた。

【0003】

ＬＥＤ照明電源は、電気エネルギーを一方的に需要要求に応じて消費する負荷であるため、極めて簡単な回路構成でも実用に供することができるが、市販される台数が極めて多いため、比較的簡単な回路構成で必要とする特性を有することが求められている。

【0004】

一般的なＬＥＤ照明用電源は、交流電源を整流して電解コンデンサで平滑した後、スイッチ回路で調光制御しており、ハードスイッチング損失、スイッチングノイズ、電解コンデンサによる寿命等の課題に加えて、力率改善対策としてＰＦＣ（Power Factor Correction:力率改善）整流回路を付加したものは、ＬＥＤ照明用駆動電源としては動作電圧が高くなり、その後段に電圧を下げるためにＤＣ－ＤＣコンバータを接続する２段構成となるなど、回路構成がさらに複雑化するなどの課題があった。

【0005】

一方、インバータエアコンなどのインバータの直流電源の構成においては、ＬＥＤ照明用電源に比べて比較的動作電圧が高く、動作電流も大きいので、整流動作における電流波形ひずみによる周辺機器への影響も大きい。

【0006】

このため、インバータエアコン用の直流電源構成においてもＰＦＣコンバータが用いられており、主回路構成が複雑化するだけでなく、スイッチング損失、高周波ノイズが課題となるため、種々の改善策も講じられている。

【0007】

こうした課題に対し、スイッチング損失やスイッチングノイズの低減に有効なソフトスイッチング技術による共振形整流制御動作と、それに接続するＤＣＤＣコンバータによる電流制御動作を組み合わせた制御により、極めて簡単な回路構成ではあるが、優れた流入電流特性のもと、ＤＣＤＣコンバータの課題に対し、イッチング制御で出力電圧電流制御を実現することができる共振形ＡＣ－ＤＣ電源が発明されている。

【0008】

この電源は、第一のスイッチング素子をオンすることにより、零電流ソフトスイッチングで共振キャパシタを充電することができ、共振キャパシタに接続されたＤＣ－ＤＣコンバータの第二のスイッチング素子をオン、オフする通流幅制御をかけることにより、整流回路の出力電圧電流制御と流入電流波形の改善を一定のスイッチング周波で行うことができる。

【0009】

本発明は、第一のスイッチング素子を用いることなく、第二のスイッチング素子のオン、オフ制御だけで、共振電流による共振キャパシタへの充電と、ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電圧電流制御を行わせることができ、主回路構成の更なる簡単化とスイッチング素子での通電損失を無くすことができ効率の更なる改善も期待できる。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0010】

【特許文献1】特願１９９０－９７２７２：「一石式共振形コンバータ」

【特許文献2】特願１９９５－２１３０５０：「共振形コンバータ」

【特許文献3】特願２００７－２８８２９：「共振電流制御方法」

【特許文献4】特許第６６６７７５０：「ＤＣ－ＤＣコンバータ」

【特許文献5】特許第６７７５７４５：「ＡＣ－ＤＣコンバータ」

【特許文献6】特許第７１３７２６０：「ＡＣ－ＤＣ電源」

【特許文献7】特願２０２３－０４７０７３１：「共振形ＡＣ－ＤＣ電源」

【0011】

パワーエレクトロニクス機器は、理想的なスイッチング制御ができれば、原理的には損失を伴わないことから、スイッチング素子の高速化に向けた開発が進み、近年では従来からのシリコン半導体に代わり、ＳｉＣ半導体、ＧａＮ半導体が利用可能となってきており、この傾向は今後も急速に進むものと思われる。

【0012】

そして、スイッチング周波数を高くすることで、インダクタ、キャパシタ、変圧器などが小型化でき、効率改善と装置の小型軽量化が急速に進んでいる。

【0013】

一方で、ハードスイッチング制御によるものは、スイッチング特性が高速化できても、スイッチングの伴うスイッチング損失やスイッチングノイズの発生の問題は残る。

【0014】

これに対して、スイッチング素子にかかる電圧か電流が零の時にスイッチング制御できれば、これらの問題が解決でき、ソフトスイッチング制御として実用に供しているが、ソフトスイッチング制御をさせるための回路構成や制御システムが複雑化することが課題となっている。

【0015】

（特許文献１）は、フライバックＤＣＤＣコンバータの変圧器の二次側で共振動作をさせることにより、変圧器の磁束リセットの課題を解決しようとするもので、1個のスイッチで構成制御でき、回路構成は簡単であるが、スイッチング周波数の制御が課題となる。

【0016】

（特許文献２）は、ＬＣ共振制御と出力制御に用いる2個のスイッチング素子のスイッチングタイミングを制御するＤＣＤＣコンバータの方式であり、共振動作をさせるが、スイッチング周波数が一定にできる特徴があるが、スイッチングタイミング制御が複雑化するなどの課題がある。

【0017】

（特許文献３）は、ＬＣ共振回路と2個のスイッチング素子を用いており、（特許文献２）と類似しているが、共振電流の大きさが負荷の軽重に応じて変えられることを特徴としている。

【0018】

（特許文献４）は、高周波方形波電圧形インバータを用いたソフトスイッチング制御による絶縁型ＤＣＤＣコンバータであり、共振電流が負荷電流に応じて変化するので、（特許文献３）と同様に軽負荷時の共振電流による通電損失を抑制できるが、主回路構成は多少複雑化する。

【0019】

以上は、共振制御技術をＤＣＤＣコンバータに適用したときの制御手法であるが、直流電源を交流電源から得るＡＣ－ＤＣコンバータの場合には、整流回路の流入電流特性改善が求められる。

【0020】

（特許文献５）は、（特許文献４）の共振電流が負荷電流に応じて変化することを活かした共振回路動作をＡＣ－ＤＣコンバータへ適用したもので、共振電流の振幅が交流電源電圧に比例するため、高周波フィルタを接続するだけで、流入電流波形を正弦波状にすることができる。

【0021】

しかしながら、直流負荷として一定の順方法電圧降下を有するＬＥＤや、直流出力に平滑キャパシタが接続される場合は、正弦波形とはならない。

【0022】

（特許文献６）は、この課題を克服するために、共振キャパシタと平滑用キャパシタが接続された直流負荷の間に、昇圧形ＤＣＤＣコンバータを挿入してスイッチング制御により、ＬＥＤ等の負荷が接続されても流入電流波形をほぼ正弦波に改善することができる。

【0023】

しかし、出力制御に応じてスイッチング動作周波数を変化させることが必要となり、大幅な主直電圧電流制御が課題となる。

【0024】

（特許文献７）は、この課題を克服するため、共振キャパシタと直流負荷間に昇降圧形ＤＣＤＣコンバータを挿入し、共振キャパシタを充電させる共振電流が零になった時点以降に、昇降圧形ＤＣＤＣのスイッチの通流幅を制御する手法により、一定のスイッチング動作周波数で、直流出力電圧、電流制御が、ほぼ正弦波の流入電流で可能とすることができる。

【0025】

（特許文献７）は、ＤＣＤＣコンバータにフライバックコンバータを用いることにより、変圧器の変圧比により絶縁した任意の出力電圧を得ることができる。

【0026】

また、二つのスイッチをチャージポンプ構成とすることによりドライブ回路も簡単化できる。

【0027】

本発明は、このような優れた特徴を有する（特許文献７）の共振形ＡＣ－ＤＣ電源の更なる簡単化と効率向上を目指すものである。

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0028】

（特許文献７）は、ＬＣ共振回路の共振動作をさせるための逆流防止機能を有する第一のスイッチ回路と、共振電流で共振キャパシタに充電された電圧に対しＤＣＤＣコンバータを介して、直流負荷に給電し、直流出力電圧、電流を制御するための第二のスイッチ回路で構成制御するため、主回路構成と二つのスイッチのドライブ回路等が幾分複雑化するなどが課題となっている。

【0029】

また、第一のスイッチは共振電流により零電流でソフトスイッチング制御されるためスイッチング損失は低く抑えられるが、共振電流の大きさに比例した通電損失が効率の低下につながる。

【0030】

本発明は、第一のスイッチを使わずに、第二のスイッチだけで（特許文献７）の優れた特徴を有する共振電流制御電源を実現するものである。

【0031】

図１は、（特許文献７）の共振形ＡＣ－ＤＣ電源のＬＣ共振回路部と昇降圧形ＤＣ－ＤＣコンバータ部で構成した共振電流制御形ＤＣＤＣコンバータ回路である。

【0032】

直流電源Esに対して、逆流防止機能を有する第一のスイッチ回路により制御されるＬＣ共振回路の共振電流により充電された共振キャパシタCrの電圧を昇降圧形ＤＣＤＣコンバータの第二のスイッチの通流幅Tonを制御することにより、直流出力電圧、電流を制御できる。

【0033】

図２は、第一のスイッチと第二のスイッチのスイッチング信号に対する共振電流ir,共振キャパシタの共振電圧erと、共振キャパシタCrから第二のスイッチに流れる電流id1と第二のスイッチがオフ時に負荷回路に流れる電流id2の波形を示している。

【0034】

ここで、共振電流irは、第一のスイッチＳ１をオンした時点での、直流電源電圧Esと共振キャパシタCrの充電電圧の差電圧ΔEに比例した共振電流irが流れる。

【0035】

このため、負荷電流が小さいと共振キャパシタCrの電圧低下は引いので差電圧ΔEは小さく共振電流irも小さくなるが、負荷電流が大きくなると共振キャパシタCrの電圧低下は大きくなり、零電圧に達するようになり、共振電流irは最大となる。

【0036】

図３は、第一のスイッチＳ１をオン状態とし、第二のスイッチをＬＣ共振回路の共振周期に同期して、通流幅制御する１スイッチ共振電流制御形ＤＣＤＣコンバータ回路である。

【0037】

図４は、このＤＣＤＣコンバータ回路において、第一のスイッチＳ１をオン状態のもと、第二のスイッチＳ２の通流幅制御したときの各部のスイッチング動作波形を示している。

【0038】

同図で、第二のスイッチＳ２をオンすることにより、共振キャパシタCrの電圧が低下し、通流幅Ton後にオフした時点での直流電源電圧Esと共振キャパシタCrの電圧erとの差電圧ΔEに比例した共振電流irが流れることを示している。

【0039】

ＬＣ共振回路に共振電流が流れ始めるタイミングは異なるが、第二のスイッチＳ２の通流幅制による負荷電流の大小によって生じる差電圧ΔEに比例した共振電流irが流れることが分かる。

【0040】

すなわち、第一のスイッチS1による共振電流制御によらないでも、第一のスイッチを用いることなく第二のスイッチS2のだけで、共振電流制御と出力電圧電流制御が行うことができることから、第一のスイッチを用いる場合に比べて、主回路構成を簡単化できるだけでなく、第一のスイッチS1での通電損失およびソフトスイッチング動作によるもののスイッチング損失やスイッチングノイズの発生を無くすことができる。

【0041】

図５は、図３のＤＣＤＣコンバータ部に変圧器を用いたフライバックコンバータに置き換えたもので、変圧器を用いることにより、変圧比の設定で電圧制御範囲の制限をなくし、直流電源から絶縁した直流出力が得られる。

【0042】

次に、図６は、図３の昇降圧形ＤＣＤＣコンバータ回路を降圧形ＤＣＤＣコンバータ回路に置き換えた共振電流制御形降圧ＤＣＤＣコンバータ回路である。

【0043】

また、図７は、図５のフライバックＤＣＤＣコンバータをフォワードＤＣＤＣコンバータに置き換えた共振電流制御形フォワードコンバータ回路である。

【0044】

これら共振電流制御形ＤＣＤＣコンバータは、昇降圧形ＤＣＤＣコンバータや降圧形ＤＣＤＣコンバータ、フライバックＤＣＤＣコンバータおよびフォワードＤＣＤＣコンバータのいずれも、スイッチＳがオン期間に共振キャパシタCrの充電電圧から電流をインダクタLdに流し、オフ信号により、インダクタLdの電流は継続して負荷側に流すが、共振キャパシタCrからの電流はオフに移す共通した電流制御動作により、次の共振電流動作が開始する動作となっている。

【0045】

図８は、共振キャパシタCrからの電流をオン、オフ制御するＤＣＤＣコンバータの基本動作を模式図で表現した共振電流制御形ＤＣＤＣコンバータの基本回路構成である。

【0046】

図９に、共振電流制御形ＤＣＤＣコンバータのスイッチＳの通流幅Ton1,Ton2(>Ton1)を変えたときの動作波形を示しており、通流幅のオフ時点から共振キャパシタCrに共振電流irが流れ込みa)通流幅が小さいときは共振キャパシタCrの電圧低下による差電圧ΔEは小さく、共振電流irおよびスイッチSがオフ時点で負荷側に流れ込むパルス電流id2と祖穂平均電流ioも小さくなるが、b)通流幅が大きくなると、共振電流irおよび負荷電流Ioいずれも大きくなることを示している。

【0047】

本発明の共振電流制御形直流電源は、直流電源あるいは交流電源から直接でなく、ＬＣ共振回路を介してからＤＣＤＣコンバータに接続する回路構成としているが、その効果を述べる。

【0048】

図１０は、直流電源から必要とする直流電圧に変換する共振電流制御形直流電源の構成模式図を示しており、図１１は直流電源側の電圧Esと共振電流irおよび電源電流波形isの波形を示している。

【0049】

ＬＣ共振回路を用いることで、ＤＣＤＣコンバータのスイッチング制御によるパルス状の電流波形が電源側に流れず、ＬＣ共振回路の共振電流irが流れ、小さなＬＣによる直流電源フィルタにより、流入電流isは共振振動電流の平均電流となる。

【0050】

図１２は、交流電源から整流して必要とする直流電圧に変換する共振電流制御形直流電源の構成模式図を示しており、図１３は交流電源側の電圧esと共振電流irおよび電源電流波形isの波形を示している。

【0051】

この場合、整流した電圧波形は正弦波交流電源電圧の絶対値波形となり、その電圧振幅に比例した共振電流irが流れるが、交流側の電流isは、小さなＬＣによる交流電源フィルタにより、
特別なＰＦＣ制御によることなく、交流電源電圧と同じ波形の正弦波電流にすることができる。

【0052】

交流電源から整流した電圧を、ＬＣ共振回路を介することなくＤＣＤＣコンバータに直接接続した場合は、ＤＣＤＣコンバータのスイッチング制御によるパルス状の電流が交流ラインに直接流れることとなる。

【0053】

図１４は、三相平衡交流電圧を三相ブリッジ回路で整流し、小さなＬＣフィルタ回路を通した電圧出力を必要とする直流電圧に変換する共振電流制御形直流電源の構成模式図であり、この場合の交流電源電流isは、図示するような１２０度通流幅の方形波に近い電流波形となる

【0054】

この他、ＬＣ共振回路を用いることにより、通常は直流側の電源電圧と共振キャパシタの電圧の差電圧に比例した電流が流れるが、過大な電流は電源電圧とＬＣ共振回路定数で決まる電流に抑制することができる。

【0055】

さらに、ＤＣＤＣコンバータのスイッチ素子にかかる電圧も、共振キャパシタの電圧が低くなったときにスイッチをオフするために、低く抑えることができるなどの効果が期待できる。

【発明の効果】

【0056】

（特許文献７）は、共振用と出力制御用の２個のスイッチ動作により
１）電源電流波形、特性を改善しながら任意の直流出力電圧、電流の制御が可能で、
２）ＬＣ共振回路周期付近の固定周波数でスイッチの通流幅制御だけで出力制御ができ、
３）昇降圧形ＤＣＤＣコンバータを用いた場合は、ワールドワイドな交流電源電圧に対しても、出力制御に特別な支障を伴うことなく動作させることができる。
４）フライバック形ＤＣＤＣコンバータを用いた構成においては変圧器を用いるため、任意の出力電圧制御範囲を設定ができ、低電圧の小型スイッチング電源としても適用が容易で、
５）電源電圧に対して絶縁出力を得ることができ、さらに、
６）ＬＣ共振回路動作により共振用スイッチを零電流でソフトスイッチさせることによりスイッチング損失抑えることができ、
７）ＬＣ共振回路によるＤＣＤＣコンバータ部での先鋭化するスイッチング成分電流の電源側への流出を防ぐことができ、ＥＭＩノイズ対策にも有効で、
８）共振キャパシタ電圧が低くなる時点でスイッチオフ制御できるため、スイッチ素子耐圧を抑えることができ、
９）ＬＣ共振回路を通すことにより過大電流を抑制することができ、
１０）共振用スイッチに対し出力制御用スイッチによるブートストラップ充電ができる回路構成とすることにより、ドライブ回路を簡単化することができる

【0057】

本発明は、（特許文献７）のこれらの優れた特徴に加えて、６）の共振用スイッチ部での損失の低減に対して、共振用スイッチを用いないで構成でき、スイッチとしての損失そのものを無くすことができ、９）の主回路構成およびドライブ回路構成をさらに簡単化することができる。

【0058】

本発明は、降圧形ＤＣＤＣコンバータコンバータやフォワードコンバータを用いて構成することができ、適用分野によっては出力制御特性の改善も期待できる。

【図面の簡単な説明】

【0059】

【図1】共振電流制御形昇降圧ＤＣＤＣコンバータ回路

【図2】共振電流制御形昇降圧ＤＣＤＣコンバータ回路のスイッチング動作波形

【図3】1スイッチ共振電流制御形昇降圧ＤＣＤＣコンバータ回路

【図4】1スイッチ共振電流制御形昇降圧ＤＣＤＣコンバータ回路のスイッチング制御動作波形

【図5】共振電流制御形フライバックＤＣＤＣコンバータ回路

【図6】共振電流制御形降圧ＤＣＤＣコンバータ回路

【図7】共振電流制御形フォワードＤＣＤＣコンバータ回路

【図8】共振電流制御形ＤＣＤＣコンバータの基本回路

【図9】共振電流制御形昇降圧ＤＣＤＣコンバータのスイッチング制御動作波形

【図10】共振電流制御形直流電源の主回路構成

【図11】共振電流制御形直流電源の流入電流波形

【図12】単相共振電流制御形直流電源の主回路構成

【図13】単相共振電流制御形直流電源の流入電流波形

【図14】三相共振形直流電源の主回路構成

【図15】共振電流制御形直流電源の動作波形(Ton＝５usec)

【図16】昇降圧直接制御直流電源の動作波形(Ton＝５usec)

【図17】共振電流制御形降圧直流電源の動作波形(Ton＝５usec)

【図18】共振電流制御形フライバックコンバータ直流電源の動作波形(Ton＝５usec)

【図19】単相共振形フライバック直流電源の動作波形（Va=100V,N1/N2=1, LED）

【図20】単相共振形フライバック直流電源の動作波形（Va=200V,N1/N2=1, LED）

【図21】単相共振形フライバック直流電源の動作波形（Va=100V, N1/N2= 20、R=10 ohm）

【図22】三相共振形フライバック直流電源の動作波形

【発明を実施するための形態】

【0060】

本発明を実施する上で、図８に示す共振電流制御形直流電源として、ＤＣＤＣコンバータ部に（１）昇降圧形ＤＣＤＣコンバータ、（２）降圧形ＤＣＤＣコンバータ、（３）フライバックＤＣＤＣコンバータ、（４）フォワードコンバータを適用したときの直流電源の入出力制御動作を、直流電源と交流電源の全波整流電源を接続したケースに対して、いくつかのシミュレーション解析結果により確認する。

【0061】

シミュレーション解析では、以下の動作条件で行った。
共振電流制御形直流電源に加える直流電源電圧Es=100V, 交流電源は周波数fa=60Hzで、電圧（実効値）Es(=Ea)=100 V または 200Vとし、電源側のＬＣフィルタは、La=0.5mH, Ca=2uF
共振インダクタンスは、Lr=100 uH,共振キャパシタンスは、Cr=0.1 uF,ＤＣＤＣコンバータに接続するインダクタンスLd=100uH,フライバック用変圧器のインダクタンスLmは共にLm=100uH、変圧器の変圧比N1/N2=1とし、共振動作をよび出力制御するスイッチのスイッチング周波数は、fs=70 kHz、スイッチのオン時間TonはTon=0^5 usec とした。

【0062】

なお、直流負荷回路として、平滑キャパシタCdはCd=1000 uFを負荷端に接続し、LED１ (抵抗rF=10 ohm,電圧降下 VF=165 V )またはLED2 (抵抗rF=５ ohm,電圧降下 VF=86 V)を接続してシミュレーション解析を行った。

【0063】

また、低圧の直流電源動作確認においては、フライバックコンバータの変圧比はN1/N2=20とし、平滑キャパシタCdはCd=4000 uF として抵抗R=10 ohmを接続してシミュレーション解析を行った。

【実施例0064】

（１）昇降圧形ＤＣＤＣコンバータ動作
図１５は、直流電源電圧Es(vad)=100Vに対して、昇降圧形ＤＣＤＣコンバータで構成した共振電流制御形直流電源のスイッチのオン期間をTon=5usecとし、LED1 負荷を接続したときの動作波形である。

【0065】

スイッチの電流波形id1に対して、スイッチがオフになった時に、電源電圧vadと共振キャパシタの電圧vrの差電圧による共振動作により共振電流irが流れて、スイッチの通流時間により出力電圧が制御され、出力電流に比例した直流入力電流isが流れており、ＬＣ共振回路により、直流出力電流0.87Aに対し、電源電流はピーク値が3.14Aの共振電流が流れていることが確認される

【0066】

図１６は、比較のためにＬＣ共振回路を除いてＤＣＤＣコンバータ動作をさせたときの動作波形であり、スイッチがオンすることにより直線的に電流が流れ込むため、直流出力電流0.74Aに対し、電源電流はピーク値が4.86Aと大きな電流が流れていることが確認される。

【実施例0067】

（２）降圧形ＤＣＤＣコンバータ動作
図１７は、直流電源電圧Es(vad)=100Vに対して、降圧形ＤＣＤＣコンバータで構成した共振電流制御形直流電源のスイッチのオン期間をTon=5usecとし、LE2 負荷を接続したときの動作波形である。

【0068】

この場合も、スイッチの電流波形id1に対して、スイッチがオフになった時に、電源電圧vadと共振キャパシタの電圧vrの差電圧による共振動作により共振電流irが流れているが、降圧形動作のために、直流負荷としては低い動作電圧のLED2を接続したときの動作波形である。