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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2024176551
(43)【公開日】2024-12-19
(54)【発明の名称】電源装置
(51)【国際特許分類】
H02M 3/28 20060101AFI20241212BHJP
【ＦＩ】
H02M3/28 H
【審査請求】未請求
【請求項の数】6
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2023095137
(22)【出願日】2023-06-08
(71)【出願人】
【識別番号】000004606
【氏名又は名称】ニチコン株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】100199864
【弁理士】
【氏名又は名称】丹羽 良成
(72)【発明者】
【氏名】木下 隆
【テーマコード（参考）】
5H730
【Ｆターム（参考）】
5H730AA02
5H730AA14
5H730AS01
5H730BB43
5H730BB57
5H730CC01
5H730DD03
5H730DD04
5H730EE02
5H730EE07
5H730EE59
5H730EE72
5H730FD01
5H730FG01
5H730FG22
(57)【要約】
【課題】電源装置を備える事務機器のスリープモード時に、負荷電流が増加してもノイズの抑制や出力電圧の安定を図ること。
【解決手段】交流電源から入力される交流電圧を整流する整流回路と平滑する平滑回路と、平滑された電圧を変圧する変圧回路とを備え、変圧回路により変圧された電圧を直流化して負荷に供給する電源装置であって、平滑回路は第１のコンデンサと、第１のコンデンサに直列に接続されたスイッチ素子と、第１のコンデンサおよびスイッチ素子に並列に接続されて第１のコンデンサに比べ静電容量が小さい第２のコンデンサとを有し、負荷に流れる負荷電流に応じた電流を検出する負荷電流検出回路と、負荷電流検出回路にて検出された検出電流が所定の閾値以上のとき、スイッチ素子をオンし第１のコンデンサを接続する電源装置である。
【選択図】図１
【解決手段】交流電源から入力される交流電圧を整流する整流回路と平滑する平滑回路と、平滑された電圧を変圧する変圧回路とを備え、変圧回路により変圧された電圧を直流化して負荷に供給する電源装置であって、平滑回路は第１のコンデンサと、第１のコンデンサに直列に接続されたスイッチ素子と、第１のコンデンサおよびスイッチ素子に並列に接続されて第１のコンデンサに比べ静電容量が小さい第２のコンデンサとを有し、負荷に流れる負荷電流に応じた電流を検出する負荷電流検出回路と、負荷電流検出回路にて検出された検出電流が所定の閾値以上のとき、スイッチ素子をオンし第１のコンデンサを接続する電源装置である。
【選択図】図１
【特許請求の範囲】
【請求項1】
交流電源から入力される交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路により整流された電圧を平滑する平滑回路と、前記平滑回路により平滑された電圧を変圧する変圧回路とを備え、前記変圧回路により変圧された電圧を直流化して負荷に供給する電源装置であって、
前記平滑回路は、第１のコンデンサと、前記第１のコンデンサに直列に接続されたスイッチ素子と、前記第１のコンデンサおよび前記スイッチ素子に並列に接続され前記第１のコンデンサに比べ静電容量が小さい第２のコンデンサとを有し、
前記負荷に流れる負荷電流に応じた電流を検出する負荷電流検出回路と、
前記負荷電流検出回路にて検出された検出電流が所定の閾値以上のとき、前記スイッチ素子をオンして前記第１のコンデンサを接続し、前記検出電流が所定の閾値未満であるとき、前記スイッチ素子をオフして前記第１のコンデンサを非接続とする切替回路とをさらに備えたことを特徴とする電源装置。
前記平滑回路は、第１のコンデンサと、前記第１のコンデンサに直列に接続されたスイッチ素子と、前記第１のコンデンサおよび前記スイッチ素子に並列に接続され前記第１のコンデンサに比べ静電容量が小さい第２のコンデンサとを有し、
前記負荷に流れる負荷電流に応じた電流を検出する負荷電流検出回路と、
前記負荷電流検出回路にて検出された検出電流が所定の閾値以上のとき、前記スイッチ素子をオンして前記第１のコンデンサを接続し、前記検出電流が所定の閾値未満であるとき、前記スイッチ素子をオフして前記第１のコンデンサを非接続とする切替回路とをさらに備えたことを特徴とする電源装置。
【請求項2】
前記変圧回路は、１次巻線、第１の２次巻線および第２の２次巻線を有するトランスと、前記トランスの１次巻線に直列に接続された主スイッチング素子と、該主スイッチング素子のオンオフを制御するコントロール部とを有し、
前記負荷電流に応じて誘起電圧が変化する前記第２の２次巻線が前記負荷電流検出回路として機能し前記第２の２次巻線の誘起電圧が前記切替回路に出力されることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
前記負荷電流に応じて誘起電圧が変化する前記第２の２次巻線が前記負荷電流検出回路として機能し前記第２の２次巻線の誘起電圧が前記切替回路に出力されることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項3】
前記切替回路は、前記スイッチ素子の制御端子に電気的に直列接続されたツェナーダイオードを有し、前記検出電流が所定の閾値以上のとき、前記ツェナーダイオードが導通して前記スイッチ素子をオン状態にする電圧を前記スイッチ素子の制御端子に印加することを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
【請求項4】
前記切替回路は、前記平滑回路の出力と前記スイッチ素子の制御端子との間に直列に接続された第１の抵抗と第３のコンデンサとを有し、前記交流電圧が投入されたとき、前記第１の抵抗および前記第３のコンデンサを介して前記平滑回路により平滑された電圧が前記スイッチ素子の制御端子に印加されることで前記スイッチ素子が所定時間だけオンすることを特徴とする請求項３に記載の電源装置。
【請求項5】
直列に接続された第４のコンデンサおよびリレーの接点とが前記交流電源と並列に接続され、前記変圧回路の第２の２次巻線が前記リレーの励磁コイルの一端に接続され、前記リレーの励磁コイルの他端が前記スイッチ素子の電流路の一端に接続され、前記スイッチ素子がオンしたとき、前記リレーが励磁され前記リレーの接点がオンして前記第４のコンデンサが前記交流電源と並列に接続されることを特徴とする請求項２ないし４のいずれかに記載の電源装置。
【請求項6】
前記負荷電流検出回路は、前記負荷電流に応じた電流を検出するシャント抵抗を有し、
前記切替回路は、前記シャント抵抗の両端に発生する電圧に応じた電圧を前記スイッチ素子の制御端子に印加することで、前記負荷電流に応じて前記スイッチ素子のオンオフを切り替えることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
前記切替回路は、前記シャント抵抗の両端に発生する電圧に応じた電圧を前記スイッチ素子の制御端子に印加することで、前記負荷電流に応じて前記スイッチ素子のオンオフを切り替えることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、交流電圧を整流平滑した後に変圧した電圧を直流化して負荷に供給する電源装置に関する。特に平滑コンデンサによる電力損失の低減を図りながらノイズを抑制し出力電圧の安定を図ることが可能な電源装置に関する。
【背景技術】
【0002】
省エネルギー型電気製品において、環境ラベリング制度である国際エネルギースタープログラム（エナジースター）に適合させるため、電気製品の消費電力は省電力化が求められている。
この制度のため、各事務機器メーカは、機器の消費電力の指標（評価基準）であるＴＥＣ値でしのぎを削っている。
ＴＥＣ値とは、複合機やプリンタが概念的１週間（稼働とスリープ／オフが繰り返される５日間＋スリープ／オフの２日間）に消費する電力量（ｋＷｈ）である。
この制度のため、各事務機器メーカは、機器の消費電力の指標（評価基準）であるＴＥＣ値でしのぎを削っている。
ＴＥＣ値とは、複合機やプリンタが概念的１週間（稼働とスリープ／オフが繰り返される５日間＋スリープ／オフの２日間）に消費する電力量（ｋＷｈ）である。
【0003】
このＴＥＣ値は稼働電力のみならずスリープ時（スリ－プモード動作時）の電力も大きく影響する。昨今、スリープ時の電力は、例えば０．５Ｗ以下と少なくなってきている。
しかし、稼働時の電力は事務機器の性能にもよるが２００～５００Ｗと大きい。特に、平滑コンデンサに用いるアルミ電解コンデンサ（以下、「電解コンデンサ」という）は、特性上リーク電流が発生し、静電容量が大きいほどリーク電流が大きくなる傾向がある。また、個体ばらつきが大きく、温度依存性がある。そのため、スリープ時に電解コンデンサが接続されると、電解コンデンサの損失による効率悪化を招いている。
しかし、稼働時の電力は事務機器の性能にもよるが２００～５００Ｗと大きい。特に、平滑コンデンサに用いるアルミ電解コンデンサ（以下、「電解コンデンサ」という）は、特性上リーク電流が発生し、静電容量が大きいほどリーク電流が大きくなる傾向がある。また、個体ばらつきが大きく、温度依存性がある。そのため、スリープ時に電解コンデンサが接続されると、電解コンデンサの損失による効率悪化を招いている。
【0004】
特許文献１には、この電解コンデンサの損失による効率悪化を改善するための電源装置が記載されている。
特許文献１に記載の電源装置は、図１６に示すように、電解コンデンサおよびその電解コンデンサと直列に接続されたスイッチ素子と、電解コンデンサおよびスイッチ素子と並列に接続され、電解コンデンサと比較して静電容量が小さいフィルムコンデンサ(またはセラミックコンデンサ)を備え、演算部が負荷の動作命令を受けると、スリープ時から稼働時に遷移し、スイッチ素子を導通状態にさせてから負荷の動作を開始することを特徴としている。
特許文献１に記載の電源装置は、図１６に示すように、電解コンデンサおよびその電解コンデンサと直列に接続されたスイッチ素子と、電解コンデンサおよびスイッチ素子と並列に接続され、電解コンデンサと比較して静電容量が小さいフィルムコンデンサ(またはセラミックコンデンサ)を備え、演算部が負荷の動作命令を受けると、スリープ時から稼働時に遷移し、スイッチ素子を導通状態にさせてから負荷の動作を開始することを特徴としている。
【0005】
この発明により、スリープ時に電解コンデンサのリーク電流による損失は、電解コンデンサが非接続とされるため抑制することができる一方、フィルムコンデンサ(またはセラミックコンデンサ)がノイズ対策の手段として機能する。さらに、演算部は負荷の動作停止命令を受けると、負荷の状態が所定の電力を消費する状態から比較的消費の少ない状態に遷移し、スイッチ素子を非導通状態から導通状態に切替えてから所定時間を経過した後に負荷の動作を開始させることで安定した動作を達成可能としている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0006】
【特許文献1】特開２０１４―１９２９５２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0007】
上記特許文献１に記載の電源装置によれば、稼働時(プリント等動作) のノイズ規制、スリープ時のスリープ効率は満足できると考えられる。しかしながら、昨今、スリープ時でもプリント等の指令を素早く判断する機能が求められているが、これに十分に対応することが出来ないおそれがあった。具体的には、電源回路に対しては瞬時ピーク負荷、すなわち、スリープ時でもプリント動作の要求を受け付けると、瞬時に負荷の電流値が増加するため、その対応が要求されているが、特許文献１に記載の電源装置では、瞬時ピーク負荷（またはスリープ時の消費電力が大となるモード）が発生した場合、負荷に流れる電流（以下、単に「負荷電流」という）は急激に増加するが、演算部が負荷の動作命令を受け付けている関係上、その時点で比較的静電容量が大きい電解コンデンサが接続状態にないため、ノイズ、特に端子雑音の規制や出力電圧の安定度を満足できないという問題があった。
【0008】
つまり、稼働時およびスリープ時（低消費電力時）の区分は、機器側のモード（負荷の動作／動作停止命令）によって区分されるが、当該区分により電解コンデンサをスイッチ素子によって接続状態または非接続状態とするのでは、スリープ時に電流値が急激に増加しても電解コンデンサを即座に接続することができない。
その場合、比較的静電容量の小さなフィルムコンデンサ(またはセラミックコンデンサ)だけでは、ノイズを十分に抑制することができない。その結果、トランスの１次巻線に印加された電圧をスイッチングする主スイッチング素子を制御するコントロールＩＣが誤動作したり、トランスによる変圧後に２次側へ供給される電圧に規定以上のリプル電圧が発生したり、機器が誤動作する等の課題があった。
その場合、比較的静電容量の小さなフィルムコンデンサ(またはセラミックコンデンサ)だけでは、ノイズを十分に抑制することができない。その結果、トランスの１次巻線に印加された電圧をスイッチングする主スイッチング素子を制御するコントロールＩＣが誤動作したり、トランスによる変圧後に２次側へ供給される電圧に規定以上のリプル電圧が発生したり、機器が誤動作する等の課題があった。
【0009】
本発明は、このような課題を解決するためになされたもので、スリープ時に負荷に流れる電流が増加しても、電力損失の低減を図りながらノイズを抑制し出力電圧の安定を図ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【0010】
すなわち、本発明は、交流電源から入力される交流電圧を整流する整流回路と、整流回路により整流された電圧を平滑する平滑回路と、平滑回路により平滑された電圧を変圧する変圧回路とを備え、変圧回路により変圧された電圧を直流化して負荷に供給する電源装置であって、平滑回路は、第１のコンデンサと、第１のコンデンサに直列に接続されたスイッチ素子と、第１のコンデンサおよびスイッチ素子に並列に接続され第１のコンデンサに比べ静電容量が小さい第２のコンデンサとを有し、負荷に流れる負荷電流に応じた電流を検出する負荷電流検出回路と、負荷電流検出回路にて検出された検出電流が所定の閾値以上のとき、スイッチ素子をオンして第１のコンデンサを接続し、検出電流が所定の閾値未満であるとき、スイッチ素子をオフして第１のコンデンサを非接続とする切替回路とをさらに備えたことを特徴とする電源装置である。
【0011】
このような構成によれば、機器側のモード等によることなく、負荷電流検出回路が負荷電流に応じた電流を検出して負荷電流に対応して第１のコンデンサ（第２のコンデンサよりも静電容量が大きな平滑コンデンサ）の接続状態が切替えられるので、負荷電流が小さいとき（スリープ時）には第１のコンデンサが非接続状態とされ電力損失を低減することができる一方で、スリープ時に急に負荷電流が増加しても、負荷電流検出回路が速やかに検出して第１のコンデンサが接続されることで、ノイズを抑制し出力電圧の安定を図ることができる。
【0012】
本発明の変圧回路は、１次巻線、第１の２次巻線および第２の２次巻線を有するトランスと、トランスの１次巻線に直列に接続された主スイッチング素子と、該主スイッチング素子のオンオフを制御するコントロール部とを有し、負荷電流に応じて誘起電圧が変化する第２の２次巻線が負荷電流検出回路として機能し前記第２の２次巻線の誘起電圧が切替回路に出力されることを特徴とする。
このように構成することにより、負荷電流に応じた２次巻線の誘起電圧が切替回路に出力されるので、その誘起電圧値によってコンデンサを接続または非接続とすることができる。
このように構成することにより、負荷電流に応じた２次巻線の誘起電圧が切替回路に出力されるので、その誘起電圧値によってコンデンサを接続または非接続とすることができる。
【0013】
また、本発明の切替回路は、スイッチ素子の制御端子に電気的に直列接続されたツェナーダイオードを有し、検出電流が所定の閾値以上のとき、ツェナーダイオードが導通してスイッチ素子をオン状態にする電圧をスイッチ素子の制御端子に印加することを特徴とする。
このように構成することにより、負荷電流の所定の電流値に対応した２次巻線の誘起電圧の電圧値により第１のコンデンサを接続または非接続とすることができる。
このように構成することにより、負荷電流の所定の電流値に対応した２次巻線の誘起電圧の電圧値により第１のコンデンサを接続または非接続とすることができる。
【0014】
また、本発明の切替回路は、平滑回路の出力とスイッチ素子の制御端子との間に直列に接続された第１の抵抗と第３のコンデンサとを有し、交流電圧が投入されたとき、第１の抵抗および第３のコンデンサを介して平滑回路により平滑された電圧がスイッチ素子の制御端子に印加されることでスイッチ素子が所定時間だけオンすることを特徴とする。
このように構成することにより、交流電源投入時にも第１のコンデンサを接続することができ、出力電圧の安定を図ることができる。
このように構成することにより、交流電源投入時にも第１のコンデンサを接続することができ、出力電圧の安定を図ることができる。
【0015】
さらに、直列に接続された第４のコンデンサおよびリレーの接点が交流電源と並列に接続され、変圧回路の第２の２次巻線がリレーの励磁コイルの一端に接続され、リレーの励磁コイルの他端がスイッチ素子の電流路の一端に接続され、スイッチ素子がオンしたとき、リレーが励磁されリレーの接点がオンして第４のコンデンサが前記交流電源と並列に接続されることを特徴とする。
このように構成することにより、負荷電流が増加するときには第４のコンデンサが接続されることで交流電源のノイズの抑制ができ、負荷電流の少ないときには、非接続とすることで第４のコンデンサによる損失を抑制することができる。
このように構成することにより、負荷電流が増加するときには第４のコンデンサが接続されることで交流電源のノイズの抑制ができ、負荷電流の少ないときには、非接続とすることで第４のコンデンサによる損失を抑制することができる。
【0016】
また、電源装置は、負荷電流を検出するシャント抵抗を有し、切替回路は、シャント抵抗の両端に発生する電圧に応じた電圧をスイッチ素子の制御端子に印加することで、負荷電流に応じてスイッチ素子のオンオフを切り替えることを特徴とする。
【0017】
このように構成することにより、負荷電流をシャント抵抗により検出することで、スリープ時でも電流値が増加するときに第１のコンデンサが接続でき、ノイズの低減や出力電圧の安定を図ることができる。
【発明の効果】
【0018】
本発明により、電力損失の低減を図りながら、スリープ時に負荷に流れる電流が増加しても瞬時にコンデンサを接続させることでノイズの抑制や出力電圧を安定させることができる。
【図面の簡単な説明】
【0019】
【図1】本発明の実施形態に係る電源装置の回路図である。
【図4】負荷電流と第２の２次巻線の誘起電圧の関係を示す図である。
【図5】実施形態に係る電源装置の負荷電流増加時の出力電圧の安定度を示す図である。
【図6】従来の電源装置の負荷電流増加時の出力電圧の安定度を示す図である。
【図7】従来の電源装置における変圧回路の回路図である。
【図8】従来の電源装置における切替回路の回路図である。
【図9】実施形態に係る電源装置の電源投入時の出力電圧の安定度を説明する図である。
【図10】従来の電源装置の電源投入時の出力電圧の安定度を説明する図である。
【図11】実施形態に係る電源装置の電源投入時の出力電圧の安定度を示す波形図である。
【図12】従来の電源装置の電源投入時の出力電圧の安定度を示す波形図である。
【図13】本発明の別の実施形態に係る電源装置の回路図である。
【図14】本発明のさらに別の実施形態に係る電源装置の回路図である。
【図16】先行技術文献に記載された電源装置の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【0020】
本発明の実施形態に係る電源装置について図１～図３を参照して説明する。
図１は、本発明の実施形態に係る電源装置１の回路図である。図２は図１に示す変圧回路１１の回路図であり、図３は図１に示す切替回路１２の回路図である。
この電源装置１は、交流電源ＡＣがダイオードブリッジＤ１（本発明の整流回路に相当）により整流され、コンデンサＣ１（本発明の第１のコンデンサに相当）およびコンデンサＣ２（本発明の第２のコンデンサに相当）により平滑される直流電圧を、その直流電圧に対しては操作を加えない切替回路１２を介して電圧変換する変圧回路１１と、変圧回路１１の発生電圧Ｖ２がダイオードＤ４およびコンデンサＣ５により整流・平滑され、出力電圧ＶＯＵＴとして負荷に供給される。
コンデンサＣ１はスイッチ素子Ｑ１と直列に接続され、スイッチ素子Ｑ１のゲート（制御端子）には、切替回路１２からゲート電圧ＶＧが供給される。また、変圧回路１１から切替回路１２に、誘起電圧ＶＮ（詳細な回路の説明は後記）が供給される。なお、コンデンサＣ１、コンデンサＣ２が本発明の平滑回路に相当する。
図１は、本発明の実施形態に係る電源装置１の回路図である。図２は図１に示す変圧回路１１の回路図であり、図３は図１に示す切替回路１２の回路図である。
この電源装置１は、交流電源ＡＣがダイオードブリッジＤ１（本発明の整流回路に相当）により整流され、コンデンサＣ１（本発明の第１のコンデンサに相当）およびコンデンサＣ２（本発明の第２のコンデンサに相当）により平滑される直流電圧を、その直流電圧に対しては操作を加えない切替回路１２を介して電圧変換する変圧回路１１と、変圧回路１１の発生電圧Ｖ２がダイオードＤ４およびコンデンサＣ５により整流・平滑され、出力電圧ＶＯＵＴとして負荷に供給される。
コンデンサＣ１はスイッチ素子Ｑ１と直列に接続され、スイッチ素子Ｑ１のゲート（制御端子）には、切替回路１２からゲート電圧ＶＧが供給される。また、変圧回路１１から切替回路１２に、誘起電圧ＶＮ（詳細な回路の説明は後記）が供給される。なお、コンデンサＣ１、コンデンサＣ２が本発明の平滑回路に相当する。
【0021】
変圧回路１１は、整流・平滑された電圧ＶＳが供給される１次巻線Ｐならびに２つの２次巻線である第１の２次巻線Ｓおよび第２の２次巻線Ｎを有するトランスＴ１と、１次巻線Ｐに直列に接続された主スイッチング素子Ｑ２と、該主スイッチング素子Ｑ２を制御するコントロールＩＣの出力が主スイッチング素子Ｑ２のゲートに接続される。
第２の２次巻線Ｎの誘起電圧は、図示はしていないが整流・平滑されてコントロールＩＣの電源電圧として供給される。また、第２の２次巻線Ｎの誘起電圧ＶＮが切替回路１２に出力される。
第２の２次巻線Ｎの誘起電圧は、図示はしていないが整流・平滑されてコントロールＩＣの電源電圧として供給される。また、第２の２次巻線Ｎの誘起電圧ＶＮが切替回路１２に出力される。
【0022】
なお、コントロールＩＣは、周知のスイッチング電源用集積回路であり、図示はしていないが、電源投入時、第２の２次巻線Ｎの誘起電圧ＶＮが立ち上がるまで、整流電圧が供給され、また２次側の出力電圧ＶＯＵＴのフィードバック信号により出力電圧ＶＯＵＴが一定となるように主スイッチング素子Ｑ２を制御する。
なお、コントロールＩＣは、本発明の「コントロール部」に相当する。また、スイッチ素子Ｑ１及び主スイッチング素子Ｑ２は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）を使用しているが、オンオフが可能な他の素子、例えばＩＧＢＴなどでもよい。
第１の２次巻線Ｓの誘起電圧Ｖ２は、図1に示すダイオードＤ４およびコンデンサＣ５により整流・平滑されて出力される。なお、負荷電流値は、出力電圧ＶＯＵＴが負荷に供給されるときの電流値である。
なお、コントロールＩＣは、本発明の「コントロール部」に相当する。また、スイッチ素子Ｑ１及び主スイッチング素子Ｑ２は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）を使用しているが、オンオフが可能な他の素子、例えばＩＧＢＴなどでもよい。
第１の２次巻線Ｓの誘起電圧Ｖ２は、図1に示すダイオードＤ４およびコンデンサＣ５により整流・平滑されて出力される。なお、負荷電流値は、出力電圧ＶＯＵＴが負荷に供給されるときの電流値である。
【0023】
図３に示す切替回路１２は平滑回路により平滑された電圧(平滑電圧)ＶＳが供給され、そのまま平滑電圧ＶＳとして変圧回路１１に供給される。
平滑された電圧ＶＳが印加されるプラス側端子とＧＮＤ端子間には、抵抗Ｒ１（本発明の第1の抵抗に相当）、コンデンサＣ３（本発明の第３のコンデンサに相当）および抵抗Ｒ２が直列接続される。
また、コンデンサＣ３と抵抗Ｒ２の接続点は、抵抗Ｒ３の一端と接続され、抵抗Ｒ３の他端はツェナーダイオードＤ２のアノードと接続され、ツェナーダイオードＤ２のカソードはダイオードＤ３のカソードと接続される。ダイオードＤ３のアノードには、第２の２次巻線Ｎの誘起電圧ＶＮが変圧回路１１から供給される。
抵抗Ｒ２の一端はコンデンサＣ３および抵抗Ｒ３との接続点であり、ゲート電圧ＶＧがスイッチ素子Ｑ１のゲートに接続される。抵抗Ｒ２の他端はＧＮＤに接続される。
平滑された電圧ＶＳが印加されるプラス側端子とＧＮＤ端子間には、抵抗Ｒ１（本発明の第1の抵抗に相当）、コンデンサＣ３（本発明の第３のコンデンサに相当）および抵抗Ｒ２が直列接続される。
また、コンデンサＣ３と抵抗Ｒ２の接続点は、抵抗Ｒ３の一端と接続され、抵抗Ｒ３の他端はツェナーダイオードＤ２のアノードと接続され、ツェナーダイオードＤ２のカソードはダイオードＤ３のカソードと接続される。ダイオードＤ３のアノードには、第２の２次巻線Ｎの誘起電圧ＶＮが変圧回路１１から供給される。
抵抗Ｒ２の一端はコンデンサＣ３および抵抗Ｒ３との接続点であり、ゲート電圧ＶＧがスイッチ素子Ｑ１のゲートに接続される。抵抗Ｒ２の他端はＧＮＤに接続される。
【0024】
以上の構成により、切替回路１２は、変圧回路１１より第２の２次巻線Ｎの誘起電圧ＶＮが供給され、その電圧値によりスイッチ素子Ｑ１のオンオフが制御される。
変圧回路１１より供給される第２の２次巻線Ｎの誘起電圧ＶＮは、２次巻線Ｓの負荷電流により、電圧が変化する。
変圧回路１１より供給される第２の２次巻線Ｎの誘起電圧ＶＮは、２次巻線Ｓの負荷電流により、電圧が変化する。
【0025】
図４は負荷電流と第２の２次巻線Ｎの誘起電圧ＶＮの関係を示す図である。負荷電流が増加するにつれて誘起電圧ＶＮは増加する。なお、図４に示す負荷電流は３．０Ａまでの計測値となっているのは、スリープモードでも瞬時ピーク負荷の最大電流は３．０Ａとなることによる。
本実施形態では、トランスＴ１の第２の２次巻線Ｎが本発明の「負荷電流検出回路」に相当し、負荷電流に応じた第２の２次巻線の誘起電圧によって負荷電流の大小を検出し、スイッチ素子Ｑ１をオンオフする。すなわち、検出電流は、負荷電流検出回路として機能する第２の２次巻線Ｎの誘起電圧によって流れる負荷電流に応じた電流である。
本実施形態では、トランスＴ１の第２の２次巻線Ｎが本発明の「負荷電流検出回路」に相当し、負荷電流に応じた第２の２次巻線の誘起電圧によって負荷電流の大小を検出し、スイッチ素子Ｑ１をオンオフする。すなわち、検出電流は、負荷電流検出回路として機能する第２の２次巻線Ｎの誘起電圧によって流れる負荷電流に応じた電流である。
【0026】
実施例として1次巻線Ｐは４０Ｔ（巻）、第１の２次巻線Ｓは３Ｔ、第２の２次巻線Ｎは１２Ｔの巻線のトランスＴ１を使用できる。なお、トランスＴ１の巻数が異なれば、図４とは異なる測定値となるが、その場合、巻数の異なったトランスにより誘起電圧が変化してもツェナーダイオードＤ２の電圧値および抵抗Ｒ３等の定数を調整して、スイッチ素子Ｑ１のオンオフ動作の電圧値を調整することができる。
【0027】
また、電源装置１が使用される機器がプリンタであるとすると、表１に示すように５Ｖ出力と２４Ｖ出力の２つの出力で構成されることが多い。
表１は、プリンタに使用される各電圧出力と各ステ－タス時の最大電流値の一例である。各ステ－タスは２つモード（スリ－プモードと非スリ－プモ－ド）に分類できる。また、本発明の電源装置１が使用されるプリンタには５つの動作ステ－タスがあることを想定する。
本実施形態では５Ｖ出力と２４Ｖ出力は区別しないで、２つの出力の電流をまとめて負荷電流として扱う。
表１は、プリンタに使用される各電圧出力と各ステ－タス時の最大電流値の一例である。各ステ－タスは２つモード（スリ－プモードと非スリ－プモ－ド）に分類できる。また、本発明の電源装置１が使用されるプリンタには５つの動作ステ－タスがあることを想定する。
本実施形態では５Ｖ出力と２４Ｖ出力は区別しないで、２つの出力の電流をまとめて負荷電流として扱う。
【0028】
【表1】
【0029】
ここで、「コンデンサを接続する」とは、トランス１次側における整流後の電圧のプラス端子とＧＮＤ端子間にコンデンサを接続することであり、また交流電源ＡＣに並列にコンデンサを接続することをいう。
また、スリープ通常時とは、最小限の電流が流れている状態で印刷指示等の信号受付が可能な状態、待機時はすぐに印刷動作等が実施できる状態、例えば「印刷開始」のボタンを押せばいつでも印刷が可能な状態、軽負荷時は印刷動作以外の、例えばスキャン機能やデータ転送・保存動作の状態、動作時とはプリンタの印刷動作である。
スリープモードでも印刷の指示等を受け付けて電流が増加する場合（印刷指示受付時）と、非スリ－プモードの待機時、軽負荷時および動作時には、コンデンサＣ１が接続される。なお、本発明は負荷電流の大小によって、コンデンサＣ１がオンオフされるので、待機時でも負荷電流が所定の電流値未満となれば、コンデンサＣ１は非接続となる。
また、スリープ通常時とは、最小限の電流が流れている状態で印刷指示等の信号受付が可能な状態、待機時はすぐに印刷動作等が実施できる状態、例えば「印刷開始」のボタンを押せばいつでも印刷が可能な状態、軽負荷時は印刷動作以外の、例えばスキャン機能やデータ転送・保存動作の状態、動作時とはプリンタの印刷動作である。
スリープモードでも印刷の指示等を受け付けて電流が増加する場合（印刷指示受付時）と、非スリ－プモードの待機時、軽負荷時および動作時には、コンデンサＣ１が接続される。なお、本発明は負荷電流の大小によって、コンデンサＣ１がオンオフされるので、待機時でも負荷電流が所定の電流値未満となれば、コンデンサＣ１は非接続となる。
【0030】
これにより、スリープ時でも印刷等の指令信号を素早く処理する機能が搭載され負荷の電流値が増加しても、電源装置１はコンデンサＣ１が接続されるため、負荷電流が急激に増加しても、ノイズ特に端子雑音の規制や出力安定度を満足させることができる。
【0031】
次に、スリープ時に負荷電流が増加しても、出力電圧が安定することについて図５および図６を参照して説明する。
図５は、本発明の実施形態に係る電源装置の負荷電流増加時の出力電圧の安定度を示す図であり、図６は従来の電源装置の安定度を示す図である。各図は、（１）出力電圧(ＶＯＵＴとグランド間電圧)、（２）負荷電流および（３）ＶＧ電圧（スイッチ素子Ｑ１のゲート端子に印加される電圧）を示す。
図６の測定データの測定点は図５と同じであるが、変圧回路および切替回路は図７および図８に示す、変圧回路２１および切替回路２２の回路となる。
図５は、本発明の実施形態に係る電源装置の負荷電流増加時の出力電圧の安定度を示す図であり、図６は従来の電源装置の安定度を示す図である。各図は、（１）出力電圧(ＶＯＵＴとグランド間電圧)、（２）負荷電流および（３）ＶＧ電圧（スイッチ素子Ｑ１のゲート端子に印加される電圧）を示す。
図６の測定データの測定点は図５と同じであるが、変圧回路および切替回路は図７および図８に示す、変圧回路２１および切替回路２２の回路となる。
【0032】
図７は従来の電源装置における変圧回路であり、図８は従来の電源装置における切替回路である。
図７に示す変圧回路２１には、図２に示すような第２の２次巻線Ｎの誘起電圧ＶＮの出力はない。図８に示す切替回路２２には、平滑された電圧ＶＳが印加されるプラス側端子とＧＮＤ端子間に、抵抗Ｒ１１、スイッチＳ１および抵抗Ｒ１２が直列に接続されているが、スイッチＳ１と抵抗１２の接続点には図３に示すような変圧回路２１からの誘起電圧ＶＮの接続がない。
スイッチＳ１と抵抗Ｒ１２の接続点には、スイッチ素子Ｑ１のゲートに出力されるゲート電圧ＶＧが接続される。スイッチＳ１は、外部信号によりコンデンサＣ１を接続するときにオン動作となる。
図７に示す変圧回路２１には、図２に示すような第２の２次巻線Ｎの誘起電圧ＶＮの出力はない。図８に示す切替回路２２には、平滑された電圧ＶＳが印加されるプラス側端子とＧＮＤ端子間に、抵抗Ｒ１１、スイッチＳ１および抵抗Ｒ１２が直列に接続されているが、スイッチＳ１と抵抗１２の接続点には図３に示すような変圧回路２１からの誘起電圧ＶＮの接続がない。
スイッチＳ１と抵抗Ｒ１２の接続点には、スイッチ素子Ｑ１のゲートに出力されるゲート電圧ＶＧが接続される。スイッチＳ１は、外部信号によりコンデンサＣ１を接続するときにオン動作となる。
【0033】
説明は前後するが、図５は、負荷電流が０．１Ａ未満から３Ａに上昇し、負荷電流が所定の閾値以上となったため、切替回路１２が動作してコンデンサＣ１が接続された状態であり、コンデンサＣ１の接続により出力電圧ＶＯＵＴが安定していることを示す。一方、図６は、図８に示すスイッチＳ１がオフのままであるためコンデンサＣ１は非接続の状態であり、出力電圧が安定していないことを示す。
【0034】
また、図３に示す切替回路１２は、負荷電流の大小によってスイッチ素子Ｑ１をオンオフする機能の他に、電源投入時にコンデンサＣ１を接続して電源立ち上がり時の出力電圧を安定させる機能も備える。平滑された電圧ＶＳが印加されるプラス側端子とＧＮＤ端子間に挿入された抵抗Ｒ１、コンデンサＣ３および抵抗Ｒ２の構成による作用である。
【0035】
図９は、実施形態に係る電源装置の電源投入時の出力電圧の安定度を説明する図である。図９には、４つの波形が記載され、上から（Ａ）交流電源電圧ＡＣ、（Ｂ）整流電圧（コンデンサＣ２両端）、（Ｃ）Ｑ１ゲート電圧（電圧ＶＧ）、（Ｄ）出力電圧ＶＯＵＴである。一番下は（Ｅ）コンデンサＣ１の接続状態を示す。
【0036】
交流電源電圧が投入される（Ａ）と、整流電圧がすぐに半波整流波形となって出力される（Ｂ）。ここで、切替回路１２の抵抗Ｒ１、コンデンサＣ３および抵抗Ｒ２は平滑された電圧ＶＳのプラス側端子とＧＮＤ端子間とに直列に接続されている。そのため、コンデンサＣ３に充電されるまでの初期の所定時間は、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２により分圧される抵抗Ｒ２の一端（抵抗Ｒ２の他端はＧＮＤに接続）の電圧が、スイッチ素子Ｑ１のゲートに印加され（Ｃ）、スイッチ素子Ｑ１がオンし、コンデンサＣ１が接続される（Ｅ）。
コンデンサＣ１が接続されることにより半波整流電圧が平滑され（Ｂ）、整流電圧が半波波形のピーク値近くの電圧値で安定する。
コンデンサＣ１が接続されることにより半波整流電圧が平滑され（Ｂ）、整流電圧が半波波形のピーク値近くの電圧値で安定する。
【0037】
ほぼ同時に、整流電圧の電源が供給されている変圧回路１１のコントロールＩＣの動作が始まり主スイッチング素子Ｑ２のオンオフが開始され、出力電圧が立ち上がる（Ｄ）。また、出力電圧が立ち上がるため、Ｑ１ゲート電圧にはトランスＴ１の第２の２次巻線Ｎの出力が供給されることから、徐々に増加する（Ｃ）。
【0038】
よって、交流電源ＡＣの投入時の初期の所定時間、コンデンサＣ１が接続されるため、出力電圧は安定して立ち上がる。
なお、本発明の所定時間は、電源投入時からトランスＴ１の第２の２次巻線Ｎの出力が供給されるまでの時間に相当する。
これに対し、図８に示す従来の電源装置の切替回路２２の場合、図１０に示すような出力電圧ＶＯＵＴの立ち上がりとなり、電源立ち上がり時には出力電圧が安定しない。
図１０は、従来の電源装置の電源投入時の出力電圧の安定度を説明する図である。図１０に示す各波形は、図９に示す同じ計測点の波形の図であり、説明は省略するが、図９との違いは、コンデンサＣ１が交流電源投入時ではなく、交流電源が投入されてから約２サイクル半後に遅れて接続されることである。
なお、本発明の所定時間は、電源投入時からトランスＴ１の第２の２次巻線Ｎの出力が供給されるまでの時間に相当する。
これに対し、図８に示す従来の電源装置の切替回路２２の場合、図１０に示すような出力電圧ＶＯＵＴの立ち上がりとなり、電源立ち上がり時には出力電圧が安定しない。
図１０は、従来の電源装置の電源投入時の出力電圧の安定度を説明する図である。図１０に示す各波形は、図９に示す同じ計測点の波形の図であり、説明は省略するが、図９との違いは、コンデンサＣ１が交流電源投入時ではなく、交流電源が投入されてから約２サイクル半後に遅れて接続されることである。
【0039】
この不安定な要因は、図８に示す切替回路２２は、図３に示す切替回路１２のコンデンサＣ３がなく、スイッチＳ１が外部信号によりオンオフされるためである。また、トランスＴ１の２次巻線Ｎからの誘起電圧ＶＮも印加するように接続されていない。コンデンサＣ１が接続されるのは、出力電圧が立ち上がって外部信号がオンとなってからである。
【0040】
以上、交流電源の立ち上がり時に出力電圧が安定することについて、図９および図１０を基に本発明と従来回路の切替回路との違いを比較して説明した。
さらに、図１１および図１２は、実施形態に係る電源装置および従来回路の電源投入時の出力安定度を示す波形図であり、実際の測定例である。各図の３つの波形およびそれらの電源装置１の計測点は、図５および図６と同じであるが、さらに（４）交流電源電圧の波形が追加されている。
図１１および図１２に示す出力電圧の安定度は、図９および図１０で説明した図とほぼ同じ結果となっている。
さらに、図１１および図１２は、実施形態に係る電源装置および従来回路の電源投入時の出力安定度を示す波形図であり、実際の測定例である。各図の３つの波形およびそれらの電源装置１の計測点は、図５および図６と同じであるが、さらに（４）交流電源電圧の波形が追加されている。
図１１および図１２に示す出力電圧の安定度は、図９および図１０で説明した図とほぼ同じ結果となっている。
【0041】
電源装置１の切替回路１２により、負荷電流の所定の電流値を基にコンデンサＣ１が接続または非接続とされることで、スリープ時であっても負荷が急増したときに出力電圧が安定すること、また電源立ち上がり時の出力電圧を安定させることができる。
【0042】
図１３は、別の実施形態に係る電源装置の回路図である。図１３に示す電源装置１００は、図1に示す電源装置１に、交流電源ＡＣと並列にコンデンサＣ４（本発明の第４のコンデンサに相当）を接続することにより、そのコンデンサＣ４を負荷電流によって接続または非接続とする回路を付加したものである。
なお、付加された回路以外は、図１に示す電源装置１と同じなので、説明は省略する。
なお、付加された回路以外は、図１に示す電源装置１と同じなので、説明は省略する。
【0043】
交流電源ＡＣにコンデンサＣ４を常時接続するとノイズの抑制には効果があるが、電源装置の負荷がほぼない状態のときにも接続されるため、コンデンサＣ４による電力損失が発生する。そこで、電源装置１００の負荷電流に応じた電流が、所定の閾値未満のときには、コンデンサＣ４を非接続とすることで、損失を抑制することができる。
【0044】
図１に示す電源装置１から図１３の電源装置１００に付加された回路は、変圧回路１１の誘起電圧ＶＮからリレーＲＬ１の励磁コイルとダイオードＤ６を介してスイッチ素子Ｑ１のドレイン（本発明では電流路の一端に相当）に接続される回路である。また、交流電源ＡＣとダイオードブリッジＤ１の間に、コモンモードチョークコイルＬ１が挿入されている。
負荷電流に応じた電流が所定の閾値以上になり、スイッチ素子Ｑ１がオンするとリレーＲＬ１もオンする。リレーＲＬ１の接点とコンデンサＣ４が直列接続のため、リレーＲＬ１がオンすると交流電源ＡＣにコンデンサＣ４が接続され、交流電源ＡＣに発生するノイズを抑制することができると共に、負荷電流に応じた電流が所定の閾値未満のときは、コンデンサＣ４は非接続となるため、コンデンサＣ４の損失を抑制することができる。
負荷電流に応じた電流が所定の閾値以上になり、スイッチ素子Ｑ１がオンするとリレーＲＬ１もオンする。リレーＲＬ１の接点とコンデンサＣ４が直列接続のため、リレーＲＬ１がオンすると交流電源ＡＣにコンデンサＣ４が接続され、交流電源ＡＣに発生するノイズを抑制することができると共に、負荷電流に応じた電流が所定の閾値未満のときは、コンデンサＣ４は非接続となるため、コンデンサＣ４の損失を抑制することができる。
【0045】
図１４は、さらに別の実施形態に係る電源装置の回路図である。図１３に示す電源装置１００とは、負荷電流の検出方法および切替回路３２の回路の一部が異なる。
図１および図１３に示す電源装置は、負荷電流によってトランスＴ１の第２の２次巻線Ｎの誘起電圧ＶＮが変化し、その電圧値を切替回路１２に入力する。一方、図１４に示す電源装置２００は、トランスＴ１の２次側出力に電流検出用の抵抗Ｒ４（シャント抵抗）を直列に挿入し、その抵抗に発生する電圧をオペアンプＯＰ１により増幅し、フォトカップラＰＣ１により絶縁してその信号を切替回路３２に接続する。
図１４に示す実施形態の負荷電流検出回路は、抵抗Ｒ４(シャント抵抗)、オペアンプＯＰ１およびフォトカップラＰＣ１により構成され、負荷電流に応じた電流が電圧に変換され、その電圧値によってスイッチ素子Ｑ１をオンオフする。
図１および図１３に示す電源装置は、負荷電流によってトランスＴ１の第２の２次巻線Ｎの誘起電圧ＶＮが変化し、その電圧値を切替回路１２に入力する。一方、図１４に示す電源装置２００は、トランスＴ１の２次側出力に電流検出用の抵抗Ｒ４（シャント抵抗）を直列に挿入し、その抵抗に発生する電圧をオペアンプＯＰ１により増幅し、フォトカップラＰＣ１により絶縁してその信号を切替回路３２に接続する。
図１４に示す実施形態の負荷電流検出回路は、抵抗Ｒ４(シャント抵抗)、オペアンプＯＰ１およびフォトカップラＰＣ１により構成され、負荷電流に応じた電流が電圧に変換され、その電圧値によってスイッチ素子Ｑ１をオンオフする。
【0046】
図１５は、その切替回路３２の回路図である。図１５に示す切替回路３２は、図３に示す切替回路１２のツェナーダイオードＤ２およびダイオードＤ３に相当する部品がなく、フォトカップラＰＣ１のトランジスタのエミッタに切替回路３２の抵抗Ｒ２３が接続される。
また、平滑された電圧ＶＳが印加されるプラス側端子とＧＮＤ端子間に、抵抗Ｒ２１、コンデンサＣ２３および抵抗Ｒ２２が直列に接続される。これは図３に示す回路と同じであり、電源投入時には同様の作用を奏する。抵抗Ｒ２２の一端はコンデンサＣ２３および抵抗Ｒ２３との接続点であり、その電圧ＶＧが、スイッチ素子Ｑ１の制御端子に出力される。フォトカップラＰＣ１のトランジスタのコレクタは、ダイオードＤ５を介して変圧回路１１の誘起電圧ＶＮの出力部に接続される。
また、平滑された電圧ＶＳが印加されるプラス側端子とＧＮＤ端子間に、抵抗Ｒ２１、コンデンサＣ２３および抵抗Ｒ２２が直列に接続される。これは図３に示す回路と同じであり、電源投入時には同様の作用を奏する。抵抗Ｒ２２の一端はコンデンサＣ２３および抵抗Ｒ２３との接続点であり、その電圧ＶＧが、スイッチ素子Ｑ１の制御端子に出力される。フォトカップラＰＣ１のトランジスタのコレクタは、ダイオードＤ５を介して変圧回路１１の誘起電圧ＶＮの出力部に接続される。
【0047】
抵抗Ｒ４を流れる負荷電流に応じた電流が電圧に変換され、その電圧がオペアンプＯＰ1により増幅されてフォトカップラＰＣ１のダイオードに電流が流れる。フォトカップラＰＣ１のトランジスタには、変圧回路の誘起電圧ＶＮに基づく電流がダイオードＤ５を介して電流が流れる。フォトカップラＰＣ１のトランジスタに電流が流れると、電源装置２００のスイッチ素子Ｑ１のゲート電圧ＶＧが上昇し、負荷電流が所定の閾値以上になるとスイッチ素子Ｑ１がオンする。
スイッチ素子Ｑ１がオンすると、コンデンサＣ１とともにコンデンサＣ４も接続される。
これにより、端子雑音が抑制され出力電圧が安定する。
スイッチ素子Ｑ１がオンすると、コンデンサＣ１とともにコンデンサＣ４も接続される。
これにより、端子雑音が抑制され出力電圧が安定する。
【0048】
本発明は、負荷電流の大小によって第１のコンデンサを接続または非接続とするため、電力の損失を抑制しつつ、負荷電流がスリープ時に急激に増加しても、第１のコンデンサを接続して電流増加によるノイズを抑制することができ、出力電圧の安定を図ることができる。
【符号の説明】
【0049】
１、１００、２００・・・電源装置、１１、２１・・・変圧回路、１２、２２、３２・・・切替回路。
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【図16】