特開 2024-17933 ＤＣ－ＤＣコンバータ

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2024017933

(43)【公開日】2024-02-08

(54)【発明の名称】ＤＣ－ＤＣコンバータ

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/28 20060101AFI20240201BHJP

【ＦＩ】

H02M3/28 U

【審査請求】未請求

【請求項の数】4

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2022120909

(22)【出願日】2022-07-28

(71)【出願人】

【識別番号】000000262

【氏名又は名称】株式会社ダイヘン

(74)【代理人】

【識別番号】110002147

【氏名又は名称】弁理士法人酒井国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】服部 文哉

【テーマコード（参考）】

5H730

【Ｆターム（参考）】

5H730AS04

5H730AS05

5H730BB21

5H730BB61

5H730BB86

5H730ZZ16

(57)【要約】

【課題】低圧部から高圧部に至る経路中での絶縁を行いつつ、低圧部から高圧部に至る経路全体での電力変換損失を低減できるＤＣ－ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】ＤＣ－ＤＣコンバータは、直流電圧を交流電圧に変換するスイッチング回路と、前段のトランスの２次側出力端子と後段のトランスの１次側入力端子とを多段に接続した複数のトランスと、トランスの最終段から出力される交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、を備える。
【選択図】図２

【特許請求の範囲】

【請求項1】

直流電圧を交流電圧に変換するスイッチング回路と、
前段のトランスの２次側出力端子と後段のトランスの１次側入力端子とを多段に接続した複数のトランスと、
前記トランスの最終段から出力される交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、を備える、
ＤＣ－ＤＣコンバータ。

【請求項2】

多段に接続された前記トランスのうち、入力段のトランスは降圧機能を有し、
出力段のトランスは昇圧機能を有し、
入力段のトランスの１次側の巻数と出力段のトランスの２次側の巻数とが等しく、中間段のトランスは巻数比が１：１である、
請求項１に記載のＤＣ－ＤＣコンバータ。

【請求項3】

多段に接続された前記トランスの、入力段のトランスの１次側入力線と、出力段のトランスの２次側出力線と、トランス同士の接続線と、にそれぞれ直列に、前記トランスの漏れインダクタンスを打ち消す容量のコンデンサが接続される、
請求項１または請求項２に記載のＤＣ－ＤＣコンバータ。

【請求項4】

多段に接続された前記トランスのうち、入力段と出力段のトランス以外のトランスは、入力段と出力段のトランスよりも結合係数が小さくされる、
請求項３に記載のＤＣ－ＤＣコンバータ。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、ＤＣ－ＤＣコンバータに関する。

【背景技術】

【0002】

高圧部（例えば１０ｋＶ超）にあるスイッチ（例えば、ＭＯＳＦＥＴ等のトランジスタ）をオン／オフさせるためには、スイッチの駆動回路（例えばトランジスタのゲートの電圧を制御する回路）に対して、所定の電位差（例えば直流２４Ｖ）の電圧制御信号を供給する必要がある。そのため、低圧部にある直流２４Ｖの直流電圧源と高圧部にあるスイッチとの間には、一般的に絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータが使用され、低圧部と高圧部との間を絶縁しつつ、高圧部において所定の電位差の電圧制御信号を出力している。しかし、一般に、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータの入出力端子間の耐圧は、高電圧用途であっても数ｋＶ程度であるので、単独（１つだけ）で使用すると、絶縁破壊が発生して故障してしまう。

【0003】

このような高電圧下で、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータを使用可能とするために、例えば、低圧部と高圧部との間に、高電圧用途の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータを多段に複数接続して使用することが考えられる（類似技術としては特許文献１がある。）。即ち、複数の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータで低圧部と高圧部との間にかかる電圧を分担負担し、各絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータの入出力端子間にかかる電圧を耐圧以下にすることが考えられる。しかしながら、このような使用方法によると、各絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ内のコンバータでの電力変換損失が累積されるため、低圧部から高圧部に至る経路全体での電力変換効率が低下するという課題があった。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【特許文献1】特開平４‐５８７６４号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

本発明は、上記に鑑みてなされたものであり、低圧部から高圧部に至る経路中での絶縁を行いつつ、低圧部から高圧部に至る経路全体での電力変換損失を低減できるＤＣ－ＤＣコンバータを提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0006】

本実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータにあっては、直流電圧を交流電圧に変換するスイッチング回路と、前段のトランスの２次側出力端子と後段のトランスの１次側入力端子とを多段に接続した複数のトランスと、前記トランスの最終段から出力される交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、を備える。

【発明の効果】

【0007】

本発明によれば、低圧部から高圧部に至る経路中での絶縁を行いつつ、低圧部から高圧部に至る経路全体での電力変換損失を低減できるＤＣ－ＤＣコンバータを提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【0008】

【図1】図１は、一般的なＤＣ－ＤＣコンバータの構成の一例を示す回路ブロック図である。

【図2】図２は、実施形態のＤＣ－ＤＣコンバータの基本構成の一例を示す回路ブロック図である。

【図3A】図３Ａは、４台のトランスを接続させた場合の巻線の巻数比の第１の設定例を示す図である。

【図3B】図３Ｂは、４台のトランスを接続させた場合の巻線の巻数比の第２の設定例を示す図である。

【図4】図４は、漏れインダクタンスを考慮し、共振用コンデンサを接続したＤＣ－ＤＣコンバータの構成の一例を示す回路ブロック図である。

【図5】図５は、トランスの結合係数を変化させることによって、電力変換効率を更に向上させたＤＣ－ＤＣコンバータの構成の一例を示す回路ブロック図である。

【図6】図６は、図５のトランスの別の実現形態の１例を示す回路ブロック図である。

【発明を実施するための形態】

【0009】

本発明のＤＣ－ＤＣコンバータについて、図面を参照して説明する。

【0010】

（一般的なＤＣ－ＤＣコンバータの概略構成）
図１を用いて、一般的なＤＣ－ＤＣコンバータの概略構成を説明する。図１は、一般的なＤＣ－ＤＣコンバータの構成の一例を示す回路ブロック図である。

【0011】

ＤＣ－ＤＣコンバータ１０は、スイッチング回路１２と、トランス１４と、整流回路１６とを備える。スイッチング回路１２は、直流電圧Ｅ１をスイッチングすることによって交流電圧に変換する。トランス１４は、入力側（１次側）のコイルに入力された電圧を、１次側のコイルの巻線の巻数と２次側のコイルの巻線の巻数との比率に応じて降圧または昇圧する変圧器である。なお、トランス１４の入力側巻線と出力側巻線との間は電気的に絶縁されている。整流回路１６は、トランス１４が出力した交流電圧を整流して直流電圧Ｅ２を出力する。

【0012】

低圧部（例えば２４Ｖ）と高圧部（例えば１０ｋＶ超）との間で絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータを使用する場合には、絶縁破壊を防止するために、上記構造のＤＣ－ＤＣコンバータ１０を多段に接続する使用方法が想定される。しかし、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０を多段に接続した場合には、スイッチング回路１２と整流回路１６とをそれぞれ複数回通過するため、直流を交流に変換して降圧または昇圧を行った後で直流に変換するという処理を複数回繰り返すことになる。したがって、電力変換損失が累積されるので、電力変換効率の低下を招いてしまう。また、接続されるＤＣ－ＤＣコンバータ１０のそれぞれが、スイッチング回路１２と整流回路１６とを備えているため、回路の専有面積が増加してしまう。

【0013】

（実施形態のＤＣ－ＤＣコンバータの概略構成）
図２を用いて、本実施形態のＤＣ－ＤＣコンバータ２０ａの概略構成を説明する。図２は、実施形態のＤＣ－ＤＣコンバータの基本構成の一例を示す回路ブロック図である。

【0014】

ＤＣ－ＤＣコンバータ２０ａは、スイッチング回路２２と、複数のトランス２４Ａ（トランス２４ａ、トランス２４ｂ，トランス２４ｃ）と、整流回路２６とを備える。

【0015】

スイッチング回路２２は、直流電圧Ｅ１を交流電圧に変換する。

【0016】

複数のトランス２４Ａは、前段のトランスの２次側出力端子と後段のトランスの１次側入力端子とを多段に接続した構成を有する。複数のトランス２４Ａを構成する各トランス（トランス２４ａ、トランス２４ｂ，トランス２４ｃ）は、それぞれ、入力側巻線の巻数と、出力側巻線の巻数の比率に応じて、入力電圧を昇圧または降圧する。なお、トランス２４Ａを構成するトランスの個数は、少なくとも２個以上であるとする。

【0017】

整流回路２６は、複数のトランス２４Ａのうち最終段のトランス２４ｃから出力される交流電圧を直流電圧Ｅ２に変換する。

【0018】

スイッチング回路２２は、非絶縁の昇圧コンバータ２２ａと、インバータ２２ｂとを備える。

【0019】

昇圧コンバータ２２ａは、入力側の直流電圧Ｅ１を昇圧する。なお、昇圧コンバータ２２ａの出力電圧値は、調整機能により調整可能である。なお、昇圧コンバータ２２ａは非絶縁であるため、絶縁性能はない。また、昇圧コンバータ２２ａは、ドライブ電力が大きくなると、配線の寄生抵抗によって電圧降下が生じるため、出力電圧が、所望の電圧を下回る恐れがある。そのため、昇圧コンバータ２２ａは、入力電圧が低下した場合であっても出力電圧を一定に保つフィードバック回路を有する。

【0020】

インバータ２２ｂは、スイッチング回路を有して、入力側の直流電圧をスイッチングすることによって交流電圧に変換する。なお、本実施形態では、インバータ２２ｂの出力電圧を一定に保つフィードバック回路を有していないが、フィードバック回路を付加することもできる。

【0021】

ＤＣ－ＤＣコンバータ２０ａは、上記のように、昇圧コンバータ２２ａとインバータ２２ｂとを備えているので、電圧変換部の段数が２段（昇圧コンバータ２２ａとインバータ２２ｂ）となり、回路全体として部品点数削減および高効率動作を実現することができる。例えば、図１のＤＣ－ＤＣコンバータ１０を４段構成にすると、電圧変換部の段数も４段となるが、ＤＣ－ＤＣコンバータ２０ａでは２段で済む。

【0022】

また、複数のトランス２４Ａについて、当該複数のトランス２４Ａにおける電力損失を低減するために、１段目（トランス２４ａ）の入力側（１次側）の巻線の巻数と、最終段（トランス２４ｃ）の出力側（２次側）の巻線の巻数とが等しく設定される。そして、それ以外のトランス（図２のトランス２４ｂ）の巻線の巻数は、より少ない値に設定される。

【0023】

なお、トランス２４Ａを、複数のトランス２４ａ、トランス２４ｂ、トランス２４ｃを多段に接続した構成とすることによって、個々のトランスの入出力端子間にかかる電圧を低減することができる。その結果、ＤＣ－ＤＣコンバータ２０ａの入出力端子間にかかる電圧が高い場合（例えば１０ｋＶ）であっても絶縁破壊を防止できる。言い換えると、複数のトランスを多段に接続することによって、ＤＣ－ＤＣコンバータ２０ａの耐圧を稼ぐことができる。

【0024】

また、トランス２４Ａにおいて、中間部の巻線の巻数を低減できるため、低寄生キャパシタのトランスが実現できる。例えば、１段目の巻数比２：１のトランス２４ａの１次側励磁インダクタンスが１０μＨであり、２段目の巻数比１：１のトランス２４ｂの１次側励磁インダクタンスが５μＨであっても、２段目のトランス２４ｂの励磁インダクタンスは、インバータ２２ｂからは等価的に並列に２０μＨに見えるため、巻数を減らせる。なお、全てのトランスの巻線の巻数比を１：１とし、且つ、各トランスの１次側励磁インダクタンスを１０μＨにすることもできる。しかし、２段目のトランス２４ｂの励磁インダクタンスは、インバータ２２ｂからは等価的に並列に１０μＨに見えるため、巻数比２：１の場合よりもインバータ２２ｂから見たインピーダンスが減少し、不必要に入力電流が大きくなる。これにより昇圧コンバータ２２ａとインバータ２２ｂの損失が大きくなるため、効率の低下に繋がるため、望ましい構成ではない。

【0025】

（ＤＣ－ＤＣコンバータが備える複数のトランスの巻線の巻数比の設定）
図３Ａと図３Ｂを用いて、ＤＣ－ＤＣコンバータ２０ａを構成する複数のトランス２４Ｂの巻線の巻数比の設定方法を説明する。図３Ａは、４台のトランスを接続させた場合の巻線の巻数比の第１の設定例を示す図である。図３Ｂは、４台のトランスを接続させた場合の巻線の巻数比の第２の設定例を示す図である。

【0026】

図３Ａに示すトランス２４Ｂは、４台の同性能のトランス（トランス２４ｄ、トランス２４ｅ、トランス２４ｆ、トランス２４ｇ）を多段に接続した構成になっている。なお、全てのトランスの巻線の巻数比は、全て１：１であり、各トランスの１次側励磁インダクタンスＬｍは１０μＨであるとする。このとき、インバータ２２ｂから見たトランス２４Ｂ全体の励磁インダクタンスは、各トランスの励磁インダクタが並列接続されていると見なしたときの合成インダクタンスとして算出できるので、２．５μＨとなり、入力側から不必要に電流が流れ込む。

【0027】

これに対して、図３Ｂに示すトランス２４Ｃは、４台のトランス（トランス２４ｈ、トランス２４ｉ、トランス２４ｊ、トランス２４ｋ）を多段に接続した構成になっている。トランス２４Ｃを構成する中間部のトランス２４ｉとトランス２４ｊは、１次側励磁インダクタンスＬｍが５μＨとされている。また、トランス２４ｋの１次側励磁インダクタンスＬｍが２．５μＨとされている。

【0028】

この場合、上記と同様に、インバータ２２ｂから見たトランス２４Ｃ全体の励磁インダクタンスは、各トランスの励磁インダクタが並列接続されていると見なしたときの合成インダクタンスとして算出できる。ここで、トランス２４Ｃを構成する各トランスの励磁インダクタンスを１段目に換算すると、１段目のトランス２４ｈの励磁インダクタンスは１０μＨ（１段目なので１次側励磁インダクタンスＬｍである１０μＨと同じ）、２段目のトランス２４ｉの励磁インダクタンスは２０μＨ、３段目のトランス２４ｊの励磁インダクタンスは２０μＨ、４段目のトランス２４ｋの励磁インダクタンスは１０μＨとなる。そのため、インバータ２２ｂから見たトランス２４Ｃ全体の励磁インダクタンスは、約３．３μＨとなる。したがって、図３Ａの構成と比較すると、巻線の巻数を減らしながら、入力側から流れ込む電流を低減することができる。このように、ＤＣ－ＤＣコンバータ２０ａを構成する各トランスの巻線の巻数比を調整することによって、電力変換効率を向上させることが可能となる。

【0029】

なお、４段目のトランス２４ｋの１次側励磁インダクタンスＬｍを２．５μＨにしているのは、励磁インダクタンスを１段目に換算したときに、１段目のトランス２４ｈの励磁インダクタンスと同じ値にするためである。

【0030】

（ＤＣ－ＤＣコンバータの効率向上）
図４を用いて、ＤＣ－ＤＣコンバータ２０ａの効率を更に向上させる方法を説明する。図４は、漏れインダクタンスを考慮し、共振用コンデンサを接続したＤＣ－ＤＣコンバータの構成の一例を示す回路ブロック図である。

【0031】

図３Ｂで説明した構成によって、ＤＣ－ＤＣコンバータ２０ａの効率を向上させることができるが、実際は、各トランスが漏れインダクタンスを有するため、図３Ｂの構成であると、漏れインダクタンスによって電圧降下が生じて、出力電圧が低下する。そのため、出力電圧の低下を補うために入力電圧を大きくしなければならない。入力電圧を大きくすることによって、回路電流が増加するため、効率が低下する。

【0032】

図４は、漏れインダクタンスを考慮し、共振用コンデンサＣを接続したＤＣ－ＤＣコンバータ２０ｂの構成例（共振インバータ以降を抜粋）である。漏れインダクタンスは、トランスを構成する入力側（１次側）のコイルに電流が流れることによって発生する磁束のうち、出力側（２次側）のコイルに到達しない磁束（漏れ磁束）によって発生する。漏れインダクタンスを有するトランスは、等価回路的には、当該トランスの１次巻線または２次巻線に対して、直列にチョークコイルが接続された回路構成を有する。一般に、１次側のコイルと２次側のコイルとの結合係数が低いトランスは、大きな漏れインダクタンスを有する。

【0033】

このような漏れインダクタンスの成分を打ち消すために、図４に示すトランス２４Ａを構成するトランス２４ａ、トランス２４ｂ、トランス２４ｃの各々の１次巻線および２次巻線に直列に、共振用コンデンサＣを挿入する。共振用コンデンサＣは、漏れインダクタンスによって擬似的に発生したチョークコイルとともに直列共振回路を構成する。したがって、スイッチング回路２２（共振インバータ２２ｃ）のスイッチング周波数を、直列共振回路の共振周波数と一致させることによって、漏れインダクタンス成分を打ち消すことができる。挿入する共振用コンデンサＣの容量値は、共振インバータ２２ｃのスイッチング周波数と、共振用コンデンサＣと漏れインダクタンスによって擬似的に発生したチョークコイルとで構成される直列共振回路の共振周波数と、が等しくなるように設定する。なお、本実施形態では、共振インバータ２２ｃの出力電圧を一定に保つフィードバック回路を有していないが、フィードバック回路を付加することもできる。

【0034】

なお、図４に示すように、共振用コンデンサＣは、トランス２４ａ、トランス２４ｂ、トランス２４ｃの１次巻線および２次巻線のそれぞれ両側に挿入される。これは、トランス２４ａ、トランス２４ｂ、トランス２４ｃの間を流れる交流電流が、ＤＣ－ＤＣコンバータ２０ｂの下流側から上流側へ逆流するのを防止するためである。

【0035】

このように、共振用コンデンサＣと漏れインダクタンスとが構成する直列共振回路の共振周波数を、共振インバータ２２ｃのスイッチング周波数を合わせることによって、トランスの結合係数が低い場合であっても、高い電力変換効率で電力を伝送することができる。

【0036】

なお、トランス１個の構成で、高い電力変換効率で電力を伝送することも可能である。即ち、共振用コンデンサとトランスの自己インダクタンスの共振周波数とを一致させることで、トランスの結合係数が低い場合でも電力を伝送できる。しかし、この構成によると、負荷電流は電流源動作となるため、負荷が変わっても入出力電流が変わらない。したがって、無負荷時には出力電圧が大電圧となってしまうため、固定負荷以外には適用するのには向いていない。そのため、ゲート駆動のような定電圧が要求される回路では、図４で説明したように、漏れインダクタとキャパシタを利用した共振方法を適用するのが望ましい。

【0037】

（ＤＣ－ＤＣコンバータの更なる効率向上）
図５と図６を用いて、電力変換効率を更に向上させるＤＣ－ＤＣコンバータの回路構成例を説明する。図５は、トランスの結合係数を変化させることによって、電力変換効率を更に向上させたＤＣ－ＤＣコンバータの構成の一例を示す回路ブロック図である。図６は、図５のトランスの別の実現形態の１例を示す回路ブロック図である。

【0038】

トランスの巻線には巻線間容量や巻線分布容量という回路図には現れない容量成分（寄生容量）が存在する。そして、結合係数が高いトランスにあっては、漏れインダクタンスは小さいが、寄生容量が大きくなる。逆に結合係数が低いトランスにあっては、漏れインダクタンスは大きいが、寄生容量が小さくなる。このように、寄生容量と漏れインダクタンスとは、トレードオフの関係を有する。

【0039】

トランスの寄生容量を低減させるためには、例えば、１次側巻線と２次側巻線との距離を離すことによって、結合係数を低くするのが効果的である。しかしながら、トランスの結合係数を低くすると、トランスへの入力電圧がそのまま励磁インダクタに印加されるため、励磁電流が大きくなって、電力変換効率が悪化してしまう。これを解決するためには、励磁インダクタンスを大きくして励磁電流を小さくするか、励磁インダクタンスによるインピーダンスを大きくみせるために共振インバータのスイッチング周波数を大きくする必要がある。

【0040】

図５に示すＤＣ－ＤＣコンバータ２０ｃは、前記したＤＣ－ＤＣコンバータ２０ｂが備える共振インバータ２２ｃ（図４参照）のスイッチング周波数を数ＭＨｚに高めた、共振インバータ２２ｄを備える。なお、共振インバータ２２ｄは、共振インバータ２２ｃと同様に、本実施形態では出力電圧を一定に保つフィードバック回路を有していないが、フィードバック回路を付加することもできる。このように、スイッチング周波数を数ＭＨｚに高めた共振インバータ２２ｄを用いることによって、励磁インダクタンスをより小さくしても、ＤＣ－ＤＣコンバータ２０ｃのトランス２４Ｄの巻線を高インピーダンスとすることができる。

【0041】

更に、ＤＣ－ＤＣコンバータ２０ｃは、トランス２４Ｄを構成する初段のトランス２４ｌの巻数比をＮ：１、最終段のトランス２４ｎの巻数比を１：Ｎとすることで、中段の巻数比が１：１のトランス２４ｍに流れる電流を低減させる。

【0042】

ここで、トランス２４Ｄを構成する複数のトランス（２４ｌ、２４ｍ、２４ｎ）について、初段のトランス２４ｌと最終段のトランス２４ｎとは、ＤＣ－ＤＣコンバータ２０ｃに流れる電流を低減させるのが主目的であるため、結合係数を可能な限り高くする。そして、中段のトランス２４ｍは、寄生容量を小さくするために、１次側巻線と２次側巻線との距離を大きくとることによって、結合係数を小さくする。

【0043】

トランス２４Ｄは、例えば、図６に示すトランス２４Ｅのように、更に複数段で構成してもよい。図６は、トランス２４Ｅを、６台のトランス、即ち、トランス２４ｏ、トランス２４ｐ、トランス２４ｑ、トランス２４ｒ、トランス２４ｓ、トランス２４ｔで構成した例である。

【0044】

図６の構成によると、最終段のトランス２４ｔの巻線の巻数比が１：Ｎとなっているため、２次巻線の巻数が１次巻線の巻数よりも多くなり、広範囲に巻線を巻くことができる。これによって、高電圧側の電界強度を緩和することができる。更に、最終段のトランス２４ｔの巻線の導電部位を拡張して、後段の整流回路２６の導電部とすることによって、電界強度を緩和することができる。

【0045】

（実施形態の作用効果）
以上説明したように、本実施形態のＤＣ－ＤＣコンバータ２０ａは、直流電圧を交流電圧に変換するスイッチング回路２２と、前段のトランスの２次側出力端子と後段のトランスの１次側入力端子とを多段に接続した複数のトランス２４ａ、２４ｂ、２４ｃと、トランスの最終段から出力される交流電圧を直流電圧に変換する整流回路２６と、を備える。このような構成にすると、個々のトランスの入出力端子間にかかる電圧を低減することができる。そのため、ＤＣ－ＤＣコンバータ２０ａの入出力端子間にかかる電圧が高い場合（例えば１０ｋＶ）であっても絶縁破壊を防止できる。また、従来ＤＣ－ＤＣコンバータを単に多段に接続して使用する場合と比較すると、スイッチング回路と整流回路をそれぞれ１度しか通過しないため、高い電力変換効率を発揮させることができる。

【0046】

また、本実施形態のＤＣ－ＤＣコンバータ２０ｂは、多段に接続されたトランス２４Ａのうち、入力段のトランス２４ａは降圧機能を有し、出力段のトランス２４ｃは昇圧機能を有し、入力段のトランス２４ａの１次側の巻数と出力段のトランス２４ｃの２次側の巻数とが等しく、中間段のトランス２４ｂは巻数比が１：１である。したがって、中間段のトランス２４ｂの巻線の巻数を低減することで、低寄生キャパシタのトランスを実現することができる。このように、巻線の巻数比を調整することによって、電力変換効率を向上させることができる。

【0047】

また、本実施形態のＤＣ－ＤＣコンバータ２０ｂにおいて、多段に接続されたトランス２４Ａの、入力段のトランスの１次側入力線と、出力段のトランスの２次側出力線と、トランス同士の接続線と、にそれぞれ直列に、トランスの漏れインダクタンスを打ち消す容量の共振用コンデンサＣが接続される。したがって、寄生容量が低減されることによって、ＤＣ－ＤＣコンバータ２０ｂの電力変換効率を向上させることができる。

【0048】

また、本実施形態のＤＣ－ＤＣコンバータ２０ｃにおいて、多段に接続されたトランス２４Ｄのうち、入力段のトランス２４ｌと出力段のトランス２４ｎ以外のトランス２４ｍは、入力段のトランス２４ｌと出力段のトランス２４ｎよりも結合係数が小さくされる。したがって、中段のトランス２４ｍに流れる電流を低減することができるため、電力変換効率を更に向上させることができる。

【0049】

以上、本発明の実施形態を説明したが、これらの実施形態は例示であり、発明の範囲を限定することは意図していない。この新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これらの実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

【符号の説明】

【0050】

２０ａ、２０ｂ、２０ｃ ＤＣ－ＤＣコンバータ
２２ スイッチング回路
２２ａ 昇圧コンバータ
２２ｂ インバータ
２２ｃ、２２ｄ 共振インバータ
２４Ａ、２４Ｂ、２４Ｃ、２４Ｄ、２４Ｅ トランス
２４ａ、２４ｂ、２４ｃ、２４ｌ、２４ｍ、２４ｎ トランス
２６ 整流回路
Ｃ 共振用コンデンサ

【図1】

【図2】

【図3A】

【図3B】

【図4】

【図5】

【図6】