特開 2024-22931 歯科用医療機器の永久磁石同期電動機の駆動装置、および制御方法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2024022931

(43)【公開日】2024-02-21

(54)【発明の名称】歯科用医療機器の永久磁石同期電動機の駆動装置、および制御方法

(51)【国際特許分類】

   H02P 6/16 20160101AFI20240214BHJP

【ＦＩ】

H02P6/16

【審査請求】未請求

【請求項の数】11

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2022126386

(22)【出願日】2022-08-08

(71)【出願人】

【識別番号】000150327

【氏名又は名称】株式会社ナカニシ

(74)【代理人】

【識別番号】110002000

【氏名又は名称】弁理士法人栄光事務所

(72)【発明者】

【氏名】岩路 善尚

(72)【発明者】

【氏名】佐藤 好太

【テーマコード（参考）】

5H560

【Ｆターム（参考）】

5H560AA10

5H560BB04

5H560BB12

5H560DA14

5H560DC12

5H560EB01

5H560EC02

5H560TT15

5H560XA02

5H560XA12

5H560XA13

(57)【要約】

【課題】ＰＭモータにおいて、回転子の突極性構造に関わらず、低速域での位置推定も可能な位置センサレス制御を実現する。
【解決手段】歯科用医療機器の永久磁石同期電動機の駆動装置であって、前記永久磁石同期電動機を駆動するインバータと、前記永久磁石同期電動機に流れる電流を検出する検出手段と、前記検出手段によって検出した電流値を用いて、前記インバータを介して前記永久磁石同期電動機を制御する制御手段と、を有し、前記制御手段は、前記永久磁石同期電動機を回転駆動させるための第１の多相交流よりも高い周波数の第２の多相交流を、所定の位相間隔にて前記永久磁石同期電動機に印加することにより生じる電流に基づいて、前記永久磁石同期電動機の回転子の位置の推定演算を行う。
【選択図】 図３

【特許請求の範囲】

【請求項1】

歯科用医療機器の永久磁石同期電動機の駆動装置であって、
前記永久磁石同期電動機を駆動するインバータと、
前記永久磁石同期電動機に流れる電流を検出する検出手段と、
前記検出手段によって検出した電流値を用いて、前記インバータを介して前記永久磁石同期電動機を制御する制御手段と、
を有し、
前記制御手段は、前記永久磁石同期電動機を回転駆動させるための第１の多相交流よりも高い周波数の第２の多相交流を、所定の位相間隔にて前記永久磁石同期電動機に印加することにより生じる電流に基づいて、前記永久磁石同期電動機の回転子の位置の推定演算を行う、
ことを特徴とする駆動装置。

【請求項2】

前記第２の多相交流は、相間において対称である、ことを特徴とする請求項１に記載の駆動装置。

【請求項3】

前記第２の多相交流は、前記インバータでスイッチング動作を行うための搬送波に同期した波形である、ことを特徴とする請求項１に記載の駆動装置。

【請求項4】

前記インバータから出力される多相交流は、３相交流であり、
前記第２の多相交流は、前記インバータによりスイッチング動作を行うための搬送波の周波数の３分の１の整数倍である、ことを特徴とする請求項１に記載の駆動装置。

【請求項5】

前記第２の多相交流の波形パターンは、前記永久磁石同期電動機の相の構成に基づいて予め規定される、ことを特徴とする請求項１に記載の駆動装置。

【請求項6】

前記第２の多相交流の波形パターンは、１８０°の矩形波、１２０°の矩形波、正弦波、のいずれかに基づく、ことを特徴とする請求項１に記載の駆動装置。

【請求項7】

前記永久磁石同期電動機は、２極３相の構成を有し、
前記第２の多相交流は、６０°ごとの高調波のパターンから構成される、請求項１に記載の駆動装置。

【請求項8】

前記制御手段は、前記所定の位相間隔にて前記永久磁石同期電動機に印加することにより生じる電流の位相に基づいて、前記回転子の位置を推定する、請求項１に記載の駆動装置。

【請求項9】

前記制御手段は、
前記永久磁石同期電動機の回転駆動のための前記第１の多相交流を制御するための第１の処理と、
前記永久磁石同期電動機の位置推定のための前記第２の多相交流を制御するための第２の第２の処理と、
を実行し、
前記第２の処理は、前記第１の処理よりも短い周期で実行され、かつ、前記第１の処理よりも優先的に実行される、ことを特徴とする請求項１に記載の駆動装置。

【請求項10】

前記第２の処理は、前記第２の多相交流に対応する電圧指令の更新処理、前記第２の多相交流に対応して前記永久磁石同期電動機に印加されている電流値の検出処理、および、前記検出処理により得られた電流値に基づく前記回転子の位置の演算、のうちの少なくとも１つを含むことを特徴とする請求項９に記載の駆動装置。

【請求項11】

永久磁石同期電動機を駆動するインバータと、前記永久磁石同期電動機に流れる電流を検出する検出手段と、を備える歯科用医療機器の永久磁石同期電動機の制御方法であって、
前記検出手段によって検出した電流値を用いて、前記インバータを介して前記永久磁石同期電動機を制御する制御工程を有し、
前記制御工程において、前記永久磁石同期電動機を回転駆動させるための第１の多相交流よりも高い周波数の第２の多相交流を、所定の位相間隔にて前記永久磁石同期電動機に印加することにより生じる電流に基づいて、前記永久磁石同期電動機の回転子の位置の推定演算を行う、
ことを特徴とする制御方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、歯科用医療機器の永久磁石同期電動機の駆動装置、および制御方法に関する。

【背景技術】

【0002】

永久磁石同期電動機（以下、ＰＭ（Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ）モータとも称する）は、産業、家電、医療機器、電気自動車、鉄道などに幅広く利用されている。ＰＭモータは、原理上、回転子の位置角度に基づいて回転駆動のための電流位相を制御する必要があるため、回転子に対する位置センサを設ける構成が用いられている。

【0003】

一方、回転子の位置を直接検出しない位置センサレス制御も実用化されてきている。位置センサレス制御の多くは、ＰＭモータの回転に伴って内部で発生する誘起電圧を利用している。例えば、鉄道車両のように起動時から高トルクが必要な用途では、回転子の突極性構造を利用した位置センサレス制御が検討され、すでに実用化されている。位置センサレス制御を実現することで、精密な位置センサを用いる必要が無くなり、過酷な環境下でのモータ駆動が実現でき、また、位置センサが無くなることで装置全体の小型化や、センサ故障のリスクを回避できるなどのメリットもある。

【0004】

例えば、特許文献１には、ＰＭモータの回転子の磁気突極性を利用した位置センサレス方式が記載されている。特許文献１の手法では、回転子の推定位相軸に、回転子の位置を推定するための高調波電圧を印加し続け、それと直交する軸に生じる高調波電流から、推定位置と実際の回転子位相との誤差を演算し、その誤差を修正することでセンサレス駆動を実現する。

【0005】

特許文献２は、ＰＭモータの回転子の磁気突極性を利用するものであり、回転子の位置を推定するための高調波電圧として、インバータで発生するパルス状の電圧を利用している。特許文献３は、ＰＭモータの回転子の磁気突極性を利用するものであり、印加した高調波によって生じる電流変化率を利用して、回転子の位置推定を行っている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0006】

【特許文献1】特開平７－２４５９８１号公報

【特許文献2】特開平８－２０５５７８号公報

【特許文献3】特開２００２－７８３９１号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0007】

特許文献１～３の手法においては、回転子に磁気突極性が必要であり、一般的には磁気突極性が顕著な埋込磁石構造の回転子にのみ適用可能であるという課題があった。例えば、小型で安価なＰＭモータでは、安価な磁石を回転子表面に張り付けた表面磁石構造のものも多く、この場合には磁気突極性がほとんど無いため、上記の特許文献のような方式のセンサレス駆動が適用できない。

【0008】

例えば、特許文献１、３では、回転子の推定位相軸上で高調波を印加しており、この推定軸の回転（すなわち、回転子の回転）に伴って、高調波の印加軸も同時に回転する。この場合、発生する高調波電流は、回転子の突極性による成分だけでなく、固定子の磁気回路の影響も強く受けることになる。結果として、突極性の少ない回転子を用いるモータでは、固定子側の磁気回路の変化の影響により、回転子の位置の推定が困難になる。このような状況下において位置推定を行おうとした場合、印加する高調波電圧を増やす必要が生じ、結果的に高調波の損失を増大化させてしまう。

【0009】

また、特許文献２では、位置推定のための高調波として、インバータのスイッチ動作によって発生する高調波を利用している。インバータが発生する高調波は、インバータの出力する電圧の位相や、変調率によって大きく変化し、一義的には定まらない。そのため、特許文献１、３と同様、条件によっては固定子側の磁気回路の影響を受け、回転子の位置の推定が困難になる。

【0010】

上記のような理由から、特許文献１～３の手法では、磁気突極性の少ない構造や、固定子鉄芯に空間高調波が伴う構造（例えば、集中巻き構造）のＰＭモータでは、回転子の位置の推定は困難であり、位置センサレス制御ができなかった。特に、突極性構造を有しないＰＭモータにおいて、低速域での位置推定には上記手法を用いることができず、このような場合には位置センサを別途用意する必要があった。

【0011】

例えば、歯科用の医療機器については、一般に、口腔内の細やかな作業を目的としている。このようなＰＭモータを備えた装置では、装置全体の更なる省サイズ化が求められている。図１５に示されるような歯科用医療機器においては、術者はＰＭモータを接続したハンドピースにより治療を行うが、操作性の点からＰＭモータは小型であることが望ましい。ＰＭモータを小型化するために、突極性構造を使用していない場合がある。また、歯科用の医療機器では、その用途上、停止、低速～高速の幅広い範囲で、回転速度の加減速を頻繁に切り替える必要がある。このような特性を有する装置のモータ制御については、上述の理由により低速域についてはセンサによる回転子位置検出により回転制御を行う。一方、高速域についてはセンサの検出誤差が大きくなるため、センサを使用せず誘起電圧検出による回転子位置を推定する方法により回転制御を行っている。このような構成では、やはり位置センサが必要となってしまう。

【0012】

上記課題を鑑み、本発明は、ＰＭモータにおいて、回転子の突極性に係る構造に関わらず、低速域での位置推定も可能な位置センサレス制御を実現することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0013】

上記課題を解決するために本発明は以下の構成を有する。すなわち、歯科用医療機器の永久磁石同期電動機の駆動装置であって、
前記永久磁石同期電動機を駆動するインバータと、
前記永久磁石同期電動機に流れる電流を検出する検出手段と、
前記検出手段によって検出した電流値を用いて、前記インバータを介して前記永久磁石同期電動機を制御する制御手段と、
を有し、
前記制御手段は、前記永久磁石同期電動機を回転駆動させるための第１の多相交流よりも高い周波数の第２の多相交流を、所定の位相間隔にて前記永久磁石同期電動機に印加することにより生じる電流に基づいて、前記永久磁石同期電動機の回転子の位置の推定演算を行う。

【0014】

また、本発明の別の形態は以下の構成を有する。すなわち、永久磁石同期電動機を駆動するインバータと、前記永久磁石同期電動機に流れる電流を検出する検出手段と、を備える歯科用医療機器の永久磁石同期電動機の制御方法であって、
前記検出手段によって検出した電流値を用いて、前記インバータを介して前記永久磁石同期電動機を制御する制御工程を有し、
前記制御工程において、前記永久磁石同期電動機を回転駆動させるための第１の多相交流よりも高い周波数の第２の多相交流を、所定の位相間隔にて前記永久磁石同期電動機に印加することにより生じる電流に基づいて、前記永久磁石同期電動機の回転子の位置の推定演算を行う。

【発明の効果】

【0015】

本発明により、ＰＭモータにおいて、回転子の突極性に係る構造に関わらず、低速域での位置推定も可能な位置センサレス制御が可能となる。

【図面の簡単な説明】

【0016】

【図1】ＰＭモータの構成例およびその突極性を説明するための図。

【図2】高調波重畳方法による回転子の位置検出の方式を説明するための図。

【図3】本発明の一実施形態に係る回路構成の例を示す図。

【図4】本発明の一実施形態に係る位置推定部の回路構成の例を示す図。

【図5】従来の方式による回路構成の例を示す図。

【図6】本発明の一実施形態に係る位相を説明するためのグラフ図。

【図7】本発明の一実施形態に係る検出結果の例を示す図。

【図8】本発明の一実施形態に係る位置推定の例を示す図。

【図9】本発明の一実施形態に係る位置推定の例を示す図。

【図10】ＰＭモータにおける通電方式を説明するための図。

【図11】ＰＭモータにおけるインダクタンスの変化を説明するための図。

【図12】本発明の一実施形態に係る波形パターンの例を示す図。

【図13】本発明の一実施形態に係る波形パターンの例を示す図。

【図14】本発明の一実施形態に係る波形パターンの例を示す図。

【図15】本発明の一実施形態に係るセンサレス制御を適用可能な歯科用医療機器の構成例を示す概略構成図。

【発明を実施するための形態】

【0017】

以下、本発明を実施するための形態について図面などを参照して説明する。なお、以下に説明する実施形態は、本願発明を説明するための一実施形態であり、本発明を限定して解釈されることを意図するものではなく、また、各実施形態で説明されている全ての構成が本発明の課題を解決するために必須の構成であるとは限らない。また、各図面において、同じ構成要素については、同じ参照番号を付すことにより対応関係を示す。

【0018】

＜第１の実施形態＞
［ＰＭモータ概略］
まず、本発明を適用可能なＰＭモータ１００の構成概略について説明する。図１（ａ）は、本実施形態に係るＰＭモータ１００の構成概略を示す。ＰＭモータ１００は、回転子１０１と固定子１０２を含んで構成される。固定子１０２は、突極を備えた固定子鉄芯に銅線などによるコイルを巻いた集中巻による構成を有する。ここでは、固定子１０２が６つの固定子鉄芯を備える例を示しているが、固定子鉄心の数はこれに限定するものではない。また、コイルは集中巻に限定するものではなく、分布巻の構成であってもよい。回転子１０１は永久磁石を含んで構成される。回転子１０１は、図１（ｂ）に示すような回転子鉄心の周りの表面に永久磁石が張り付けられた表面磁石形回転子と、図１（ｃ）に示すような回転子鉄心に永久磁石が埋め込まれた埋込磁石形回転子とが挙げられる。図１の例では、４極の回転子の例を示している。

【0019】

図１（ｂ）に示す表面磁石形回転子と、図１（ｃ）に示す埋込磁石形回転子の突極性について説明する。表面磁石形回転子では、磁極がつくる磁束の方向（主磁束方向）であるｄ軸、および、ｄ軸に磁気的に直交するｑ軸の両方に永久磁石が位置するため、ｄ軸方向のインダクタンスＬｄとｑ軸方向のインダクタンスＬｑが一致し（Ｌｄ＝Ｌｑ）、非突極性を有する。一方、埋込磁石形回転子では、ｄ軸にしか永久磁石が存在しないため、ｑ軸方向のインダクタンスが大きくなり（Ｌｄ＜Ｌｑ）、突極性を有する。つまり、回転子の構造によって、ｄ軸とｑ軸のインダクタンスに差が生じる。

【0020】

上記のような回転子の突極性の違いにより、特許文献１～３などに示されている突極性を利用する従来の高調波重畳方法による位置センサレス制御は、表面磁石形回転子を用いるＰＭモータ、すなわち、ＳＰＭモータには適用できない。また、固定子のコイルが集中巻の場合、空間高調波の影響が大きいため、従来の高調波重畳方法によるセンサレス制御が適用しにくいという側面がある。

【0021】

ここで、本出願人は、上述したような表面磁石形回転子の構成であっても、永久磁石の角度によって弱い突極性が現れることを確認した。しかしながら、図１（ａ）に示すような固定子のスロット構造による磁気回路の変化が相対的に大きく、回転子の弱い突極性が検出できない。その結果、表面磁石形回転子の構成では、従来の高調波重畳方法による位置センサレス制御の適用は困難である。

【0022】

そこで、本実施形態に係る方法では、図１（ｃ）に示すような突極性を有する埋込磁石形回転子の構成に加え、図１（ｂ）に示すような表面磁石形回転子での弱い突極性（弱突極）を有する構成であっても適用可能な構成を示す。なお、本明細書にて説明する構成において、表面磁石形回転子における非突極性（弱突極）は、埋込磁石形回転子の構成の突極性と比較して極めて小さいものとして説明する。詳細については、後述する。

【0023】

［位置推定方式］
図２は、特許文献１などに記載されている従来の回転子の位置推定方式と、本実施形態に係る回転子の位置推定方式の差異を説明するための図である。

【0024】

図２（ａ）は、ＰＭモータである３相交流モータのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の軸を示す。また、ｄ軸は、磁石磁束Φの向きを示す。θｄは、Ｕ相の固定巻線の位置を基準として、Ｕ相の軸とｄ軸との差分を示す。θｄが、回転子の位置（角度）に対応する。なお、センサ付きのモータであればθｄを直接検出することができるが、センサレス制御の場合はθｄを直接検出することができない。

【0025】

図２（ｂ）は、従来の方式における回転子の位置推定および制御の概略を示す。例えば、特許文献２では、突極性に基づいて、制御上の軸であるｄｃ―ｑｃ軸上にて任意の高調波の電圧変化を重畳させ、その結果として得られる電流から、回転子の実位相であるθｄと推定位相であるθｄｃの誤差Δθｄを演算する。そして、Δθｄが０になるように角速度ω１を修正することでｄｑ軸とｄｃ－ｑｃ軸を一致させるように制御することで、センサレス制御を実現している。このとき、従来の手法では、高調波の重畳位相を回転させている。

【0026】

図２（ｃ）は、本実施形態に係る回転子の位置の推定の概略を示す。本実施形態に係る方式では、回転子の位置とは無関係に、所定のパターンに基づいて位相θｄｈの高調波電圧をｄｈ軸上に印加し、その検出結果に基づいて回転子の位置を推定する。本実施形態では、従来の手法とは異なり、高調波の重畳位相の軸を固定して回転させない方式により、回転子の位置推定を可能とする。パターン等の詳細については後述する。

【0027】

［回路構成］
本実施形態の回路構成の例について、図３、図４を用いて説明する。また、比較対象として従来の手法における回路構成の例を図５に示す。図３は、本実施形態に係るＰＭモータの制御装置を含んで構成されるシステムの構成例を示す図である。システムは、永久磁石同期電動機（ＰＭモータ１）、インバータ２、電流検出器３、制御装置４、および機械負荷５を含んで構成される。本実施形態に係るＰＭモータ１は、図１（ｂ）、（ｃ）のいずれの構成の回転子でも利用可能であるが、ここでは、図１（ｂ）のように非突極性を有する回転子を備えた３相のＰＭモータとして説明する。

【0028】

インバータ２は、制御装置４からのＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御信号に基づいてスイッチング動作を行い、不図示の交流電源からの電流を３相の電圧に変換してＰＭモータ１に印加する。

【0029】

機械負荷５は、ＰＭモータ１によって駆動される負荷装置である。本実施形態では、歯科用医療機器の動作部分が相当する。歯科用医療機器の例については、図１５を用いて後述する。しかし、これに限定するものではなく、産業機器、家電機器、鉄道、電気自動車などにおいて、本発明に係るＰＭモータの制御方式が用いられてもよい。

【0030】

電流検出器３は、インバータ２からＰＭモータ１に対して印加される電圧により流れる３相の電流を検出し、制御装置４へフィードバックする。ここでは、３相の電流のうち、Ｕ相に対応する電流値Ｉｕと、Ｗ相に対応する電流値Ｉｗを検出する例を示す。

【0031】

制御装置４は、ＰＭモータ１を、位置センサ（回転角度センサ）を用いずに駆動させるセンサレス・ベクトル制御を行う。制御装置４は、指令発生器６、電流制御器（ＡＣＲ）７ａ、７ｂ、逆座標変換器８ａ、座標変換器９ａ、ＰＷＭ制御器１０、加減算器１１、ＫＰＬＬ制御器１２、積分器１３、２倍ゲイン１４、および位置推定器１５を含んで構成される。

【0032】

指令発生器６は、モータ電流に対応する励磁電流指令Ｉｄｒおよびトルク電流指令Ｉｑｒを発生させる。励磁電流指令Ｉｄｒは、加減算器１１ａを介して電流制御器７ａに入力される。このとき、加減算器１１ａは、励磁電流指令Ｉｄｒから、座標変換器９ａから出力されるフィードバック電流値ＩｄＦＢの分を減算し、電流制御器７ａに出力する。トルク電流指令Ｉｑｒは、加減算器１１ｂを介して電流制御器７ｂに入力される。このとき、加減算器１１ｂは、トルク電流指令Ｉｑｒから、座標変換器９ａから出力されるフィードバック電流値ＩｑＦＢの分を減算し、電流制御器７ｂに出力する。電流制御器７ａは、入力された励磁電流指令Ｉｂｒに基づいて、ｄ軸に対する電圧指令Ｖｄを制御する。電流制御器７ｂは、入力されたトルク電流指令Ｉｑｒに基づいて、ｑ軸に対する電圧指令Ｖｑを制御する。

【0033】

電流制御器７ａからの電圧指令Ｖｄと、電流制御器７ｂからの電圧指令Ｖｑは、逆座標変換器８ａに入力される。逆座標変換器８ａは、積分器１３から入力されるθｄｃに基づいて、入力された電圧指令Ｖｄ、Ｖｑを２相から、ＰＭモータ１に対応する３相の電圧指令Ｖｕ０、Ｖｖ０、Ｖｗ０に変換して出力する。つまり、逆座標変換器８ａは、２相の座標系から３相の座標系への座標変換を行う。

【0034】

加減算器１１ｄは、Ｕ相に対応する電圧指令Ｖｕ０と、位置推定器１５から出力されるＵ相の電圧指令Ｖｕｈとを加算し、電圧指令Ｖｕ１としてＰＷＭ制御器１０へ出力する。加減算器１１ｅは、Ｖ相に対応する電圧指令Ｖｖ０と、位置推定器１５から出力されるＶ相の電圧指令Ｖｖｈとを加算し、電圧指令Ｖｖ１としてＰＷＭ制御器１０へ出力する。加減算器１１ｆは、Ｗ相に対応する電圧指令Ｖｗ０と、位置推定器１５から出力されるＷ相の電圧指令Ｖｗｈとを加算し、電圧指令Ｖｗ１としてＰＷＭ制御器１０へ出力する。つまり、位置推定器１５から出力される電圧指令Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈが、ＰＭモータ１の回転制御を行うためのＶｕ０、Ｖｖ０、Ｖｗ０に重畳される。位置推定器１５から出力される電圧指令Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈの詳細については後述する。

【0035】

座標変換器９ａは、積分器１３から入力されるθｄｃに基づいて、電流検出器３にて検出したＵ相の電流値ＩｕとＷ相の電流値Ｉｗを３相から、２相のフィードバック電流値ＩｄＦＢ、ＩｑＦＢに変換する。つまり、座標変換器９ａは、３相の座標系から２相の座標系への座標変換を行う。変換されたフィードバック電流値ＩｄＦＢ、ＩｑＦＢはそれぞれ、加減算器１１ａ、１１ｂに出力される。

【0036】

ＰＷＭ制御器１０は、入力された電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１に基づいて、インバータ２に対してＰＷＭ制御信号を出力する。

【0037】

位置推定器１５は、ＰＭモータ１の回転子の位置を推定するために予め規定されたパターン信号に対応する３相の電圧指令Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈを出力し、これに対応して電流検出器３にて検出したＵ相の電流値ＩｕとＷ相の電流値Ｉｗから、ＰＭモータ１の回転子の位置を推定する。本実施形態に係る位置推定の具体的な方法は、後述する。位置推定器１５は、３相の電圧指令Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈをそれぞれ、加減算器１１ｄ、１１ｅ、１１ｆに出力する。位置推定器１５は、ＰＭモータ１の回転子の位置の推定結果として、位相θｄｃ２ｒを加減算器１１ｃに出力する。

【0038】

加減算器１１ｃは、位置推定器１５からの位相θｄｃ２ｒから、２倍ゲイン１４からの位相を減算し、ＫＰＬＬ制御器１２へ出力する。ＫＰＬＬ制御器１２は、加減算器１１ｃからの回転角に基づいて、回転子の位置を調整するための角周波数ω１を算出し、積分器１３へ出力する。積分器１３は、ＫＰＬＬ制御器１２からの角周波数ω１を用いて位相θｄｃを導出する。位相θｄｃは、逆座標変換器８ａ、座標変換器９ａ、および２倍ゲイン１４それぞれへ出力される。２倍ゲイン１４は、位相θｄｃを２倍する増幅器であり、増幅した値を加減算器１１ｃへ出力する。

【0039】

（位置推定器）
図４は、本実施形態に係る位置推定器１５の回路構成の例を示す図である。図３を用いて示したように、位置推定器１５は、電流検出器３にて検出されたＰＭモータ１の電流値Ｉｕ、Ｉｗを入力とし、３相の高調波電圧に対応する電圧指令Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈ、および位相θｄｃ２ｒを出力とする。

【0040】

位置推定器１５において、高調波位相発生器１６が、高調波位相θｄｈを発生させ、逆座標変換器８ｂ、座標変換器９ｂ、サイン信号発生器１９、およびコサイン信号発生器２０にそれぞれ出力する。高調波電圧設定器１７は、印加する高調波電圧の大きさを示す電圧値Ｖｈを設定する。ここで設定される電圧値が、ｄｈ軸の電圧指令であるＶｈｄとして用いられる。ゼロ設定器１８は、ゼロの電圧値を設定する。ここで設定される電圧値が、ｑｈ軸の電圧指令であるＶｈｑとして用いられる。

【0041】

逆座標変換器８ｂは、高調波電圧設定器１７からの電圧指令Ｖｈｄと、ゼロ設定器１８からの電圧指令Ｖｈｑとを、高調波位相発生器１６からの高調波位相θｄｈに基づいて、３相の高調波の電圧指令Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈに変換し、出力する。つまり、逆座標変換器８ｂは、２相の座標系から３相の座標系への座標変換を行う。

【0042】

座標変換器９ｂは、電流検出器３にて検出したＵ相の電流値ＩｕとＷ相の電流値Ｉｗを、高調波位相発生器１６からの高調波位相θｄｈに基づいて、ｄｈ－ｑｈ軸の２相の電流値に変換する。つまり、座標変換器９ｂは、３相の座標系から２相の座標系への座標変換を行う。このうち、ｑｈ軸における高調波電流値Ｉｑｈが、積算器２１ａ、２１ｂそれぞれに入力される。

【0043】

サイン信号発生器１９は、高調波位相発生器１６からの高調波位相θｄｈに基づき、ｓｉｎ（２×θｄｈ）を求め、積算器２１ａへ出力する。コサイン信号発生器２０は、高調波位相発生器１６からの高調波位相θｄｈに基づき、ｃｏｓ（２×θｄｈ）を求め、積算器２１ｂへ出力する。

【0044】

積算器２１ａは、サイン信号発生器１９と、座標変換器９ｂからの高調波電流値Ｉｑｈとを積算し、平均値演算器２２ａへ出力する。平均値演算器２２ａは、積算器２１ａからの出力値の平均値を算出し、電流値Ｉｑｈｓｉｎとしてアークタンジェント演算器２３へ出力する。積算器２１ｂは、コサイン信号発生器２０と、座標変換器９ｂからの高調波電流値Ｉｑｈとを積算し、平均値演算器２２ｂへ出力する。平均値演算器２２ｂは、積算器２１ｂからの出力値の平均値を算出し、電流値Ｉｑｈｃｏｓとしてアークタンジェント演算器２３へ出力する。

【0045】

アークタンジェント演算器２３は、平均値演算器２２ａ、２２ｂから入力される電流値Ｉｑｈｓｉｎと電流値Ｉｑｈｃｏｓとを用いてアークタンジェント（ｔａｎ^－１）を演算し、θｄｃ２ｒとして出力する。

【0046】

（従来構成例）
図５は、比較例としての回路構成の例を示す図である。図３に示す本実施形態の構成と重複する構成については、同じ参照番号を付し、説明を省略する。制御装置４Ｚは、図３に示した本実施形態の制御装置４の２倍ゲイン１４、および位置推定器１５に代えて、電圧設定器９５、変化量抽出器９６、軸誤差推定器９７、およびゼロ設定器９８が設けられる。

【0047】

電流制御器７ａからの電圧指令と、電圧設定器９５からの電圧指令Ｖｈとが、加減算器１１ｄにて加算され、逆座標変換器８ａにｄ軸に対する電圧指令として入力される。電圧設定器９５からの電圧指令Ｖｈが、従来の手法にて重畳される高調波に相当する。

【0048】

座標変換器９ａからのフィードバック電流値ＩｑＦＢが変化量抽出器９６へ入力される。変化量抽出器９６は、フィードバック電流値ＩｑＦＢに基づいて、ｑｃ軸上の誤差電流であるΔＩｑｃを算出し、軸誤差推定器９７へ出力する。軸誤差推定器９７は、ΔＩｑｃを用いて、図２（ｂ）に示すΔθｄｃを算出する。そして、加減算器１１ｃが、ゼロ設定器９８からの値から、Δθｄｃの値を減算することで、マイナスの値の差分値を算出し、ＫＰＬＬ制御器１２へ出力する。従来の手法では、この差分値が０になるように角速度ω１を修正することでｄｑ軸とｄｃ－ｑｃ軸を一致させる。

【0049】

［位相］
図６は、本実施形態に係るＰＭモータ１の制御装置４における位相θｄｃ、θｄｃ２ｒ、θｄｈの関係を示す。図６において、横軸は時間ｔを示し、縦軸は位相［ｄｅｇ］を示す。図６（ａ）と図６（ｂ）に示すように、位相θｄｃ２ｒは、位相θｄｃの２倍の周波数となっている。また、θｄｈは、θｄｃやθｄｃ２ｒと比べて、極めて高い周波数（高調波）である。

【0050】

本実施形態では、位相θｄｃに対応した制御信号としてインバータ２から出力される多相交流（本例では、三相交流）を「第１の多相交流」とも称する。一方、位相θｄｈに対応した位置推定のための多相交流（本例では、三相交流）を「第２の多相交流」とも称する。なお、ＰＭモータの回転子を停止させた状態で位置推定を行う場合には、インバータ２からは第２の多相交流のみが出力されるが、回転子を回転させた状態（例えば、低速回転など）で回転子の位置推定を行う場合には、第１の多相交流に第２の多相交流が重畳した状態で出力される。

【0051】

図６（ａ）と図６（ｃ）との周波数の関係によると、図３に示す逆座標変換器８からの電圧指令Ｖｕ０、Ｖｖ０、Ｖｗ０の出力頻度に比べ、位置推定器１５からの電圧指令Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈの出力頻度の方が大きくなる。言い換えると、回転駆動に係る処理よりも、位置推定のための処理がより短い周期にて実行される。

【0052】

図７は、位置推定器１５における検出波形の例を示す。図７において、横軸は時間ｔを示し、図７（ａ）～（ｄ）において対応している。また、Ｔｓは、位置推定のための制御周期を示し、予め規定されている。Ｔｓは、例えば、制御装置４の演算処理周期程度が設定される。したがって、制御装置４の処理速度が高い場合には、Ｔｓをより短く設定できる。

【0053】

図７（ａ）において、縦軸は高調波電圧の位相θｄｈを示し、ここでは６０°刻みのステップ幅が設定されている。従って、θｄｈは、０°、６０°、１２０°、１８０°、２４０°、３００°の値が繰り返される。これらの高調波電圧が、ＰＭモータ１に対して印加される制御用の電圧に重畳される。図４に示す高調波電圧設定器１７およびゼロ設定器１８によって、ｄｈ軸に対してのみ電圧指令Ｖｈが設定される。そして、設定された電圧が高調波位相発生器１６からのθｄｈに基づいて、高調波の電圧指令Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈに変換される。図３に示すように、高調波の電圧指令Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈはそれぞれ、三相電圧指令Ｖｕ０、Ｖｖ０、Ｖｗ０に加算（重畳）され、Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１としてＰＷＭ制御器１０に入力される。

【0054】

図７（ｂ）は、ＰＭモータ１の回転子の位置がθｄ＝０°である場合に電流検出器３で得られる電流値Ｉｕ、Ｉｗに基づいて、位置推定器１５の座標変換器９ｂにて得られる高調波電流値Ｉｑｈを示す波形である。図７（ｂ）において、黒丸（●）でプロットした値は、Ｔｓの各区間におけるフーリエ積分の算出結果に相当する。

【0055】

図７（ｃ）は、ＰＭモータ１の回転子の位置がθｄ＝４５°である場合に電流検出器３で得られる電流値Ｉｕ、Ｉｗに基づいて、位置推定器１５の座標変換器９ｂにて得られる高調波電流値Ｉｑｈの値を示す波形である。図７（ｂ）と図７（ｃ）に示すように回転子の位置に応じて波形の位相が異なる。また、図７（ｂ）と図７（ｃ）に示すように、高調波電流値Ｉｑｈは、θｄｈの２倍の周期で発生する。このように、高調波電流値Ｉｑｈを観測し、その位相を求めることで、回転子の位相θｄ、すなわち位置の推定演算が可能となる。

【0056】

図７（ｄ）は、図７（ａ）に示す高調波位相θｄｈに基づいて、サイン信号発生器１９およびコサイン信号発生器２０それぞれにて出力される信号波形を示す。

【0057】

図８、図９を用いて、図７（ｂ）、図７（ｃ）の波形の発生原理についてより詳細に説明する。まず、図８を用いて、回転子の位置がθｄ＝０°の場合（図７（ｂ））の波形について説明する。図７（ａ）に示したようにθｄ＝０、６０、１２０、１８０、２４０、３００［ｄｅｇ］の６つの位置それぞれに対し、回転子における重畳電圧Ｖｈ、高調波電流Ｉｈ、および磁石磁束Φの関係を示す。磁石磁束Φの向きがｄ軸の向きに対応し、これに直交する向きがｑ軸の向きに対応する。また、重畳電圧Ｖｈは、上述した高調波の電圧指令Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈに基づいてＰＭモータに印加される電圧を示す。

【0058】

ここでは、ＰＭモータ１の回転子の回転速度は低速であるものとし、θｄｈの変化に比べてθｄは止まっているものとみなせるものとして説明する。つまり、回転子がある回転角（位置）において止まっている状態において、θｄｈを順に切り替えた場合を想定して説明する。これは、図６（ａ）と図６（ｃ）にて示した関係に基づく。

【0059】

図８（ａ）は、θｄｈ＝０°の場合の状態を示す。この場合、高調波の重畳電圧Ｖｈがｄ軸上の正の向きで印加されるため、高調波電流Ｉｈは、ｄｈ軸上でのみ観測され、ｑｈ軸上には発生しない。つまり、ｑｈ軸上の高調波電流値Ｉｑｈは０となる。

【0060】

図８（ｂ）は、θｄｈ＝６０°の場合の状態を示す。この場合、高調波電流Ｉｈがｄｈ軸に対してｄｈ軸の負の方向に傾く。そのため、ｑｈ軸上における高調波電流値Ｉｑｈが負の値として観測される。ここでの値は、図７（ｂ）において、負の値がプロットされた位置に対応する（θｄｈ＝６０°）。このときの高調波電流Ｉｈの傾きは、図１（ｂ）、図１（ｃ）に示すような突極性の異なる表面磁石形回転子と埋込磁石形回転子のいずれの構成のＰＭモータでも生じ得る現象である。本発明では、この現象を応用して回転子の位置推定を行う。

【0061】

図８（ｃ）は、θｄｈ＝１２０°の場合の状態を示す。この場合、高調波電流Ｉｈがｄｈ軸に対してｑｈ軸の正の方向に傾く。そのため、ｑｈ軸上における高調波電流値Ｉｑｈが正の値として観測される。ここでの値は、図７（ｂ）において、正の値がプロットされた位置に対応する（θｄｈ＝１２０°）。

【0062】

図８（ｄ）は、θｄｈ＝１８０°の場合の状態を示す。この場合、高調波の重畳電圧Ｖｈがｄ軸上の負の向きにて印加されるため、高調波電流Ｉｈは、ｄｈ軸上でのみ観測され、ｑｈ軸上には発生しない。つまり、図８（ａ）と同様、ｑｈ軸上の高調波電流値Ｉｑｈは０となる。ここでの値は、図７（ｂ）において、０がプロットされた位置に対応する（θｄｈ＝１８０°）。

【0063】

図８（ｅ）は、θｄｈ＝２４０°の場合の状態を示す。この場合、高調波電流Ｉｈがｄｈ軸に対してｑｈ軸の負の方向に傾く。そのため、ｑｈ軸上におけるＩｑｈが負の値として観測される。ここでの値は、図７（ｂ）において、負の値がプロットされた位置に対応する（θｄｈ＝２４０°）。また、これは、θｄｈ＝６０°の場合と同等の値が観測される。

【0064】

図８（ｆ）は、θｄｈ＝３００°の場合の状態を示す。この場合、高調波電流Ｉｈがｄｈ軸に対してｑｈ軸の正の方向に傾く。そのため、ｑｈ軸上におけるＩｑｈが正の値として観測される。ここでの値は、図７（ｂ）において、正の値がプロットされた位置に対応する（θｄｈ＝３００°）。また、これは、θｄｈ＝１２０°の場合と同等の値が観測される。このように、θｄｈの値と、回転子の位置との関係により、Ｉｑｈが周期的な値にて観測することができ、観測結果に基づいて、回転子の位置を推定することができる。

【0065】

同様に、図９は、回転子の位置がθｄ＝４５°の場合（図７（ｃ））の波形を検出する際の原理を示す。θｄ＝４５°であるため、磁石磁束Φの向き（すなわち、ｄ軸の向き）が図８とは異なる。

【0066】

図９（ａ）は、θｄｈ＝０°の場合の状態を示す。この場合、高調波電流Ｉｈがｄｈ軸に対してｑｈ軸の正の方向に傾く。そのため、ｑｈ軸上におけるＩｑｈが正の値として観測される。ここでの値は、図７（ｃ）において、正の値がプロットされた位置に対応する（θｄｈ＝０°）。

【0067】

図９（ｂ）は、θｄｈ＝６０°の場合の状態を示す。この場合、高調波電流Ｉｈがｄｈ軸に対してｑｈ軸の負の方向に傾く。そのため、ｑｈ軸上における高調波電流値Ｉｑｈが負の値として観測される。ここでの値は、図７（ｃ）において、負の値がプロットされた位置に対応する（θｄｈ＝６０°）。

【0068】

図９（ｃ）は、θｄｈ＝１２０°の場合の状態を示す。この場合、高調波電流Ｉｈがｄｈ軸に対してｑｈ軸の負の方向に傾く。そのため、ｑｈ軸上における高調波電流値Ｉｑｈが負の値として観測される。ここでの負の方向の傾きは、θｄｈ＝６０°よりも大きくなり、その結果、観測される値もθｄｈ＝６０°の場合よりも小さくなる。ここでの値は、図７（ｃ）において、負の値がプロットされた位置に対応する（θｄｈ＝１２０°）。

【0069】

図９（ｄ）は、θｄｈ＝１８０°の場合の状態を示す。この場合、高調波電流Ｉｈがｄｈ軸に対してｑｈ軸の正の方向に傾く。そのため、ｑｈ軸上における高調波電流値Ｉｑｈが正の値として観測される。ここでの値は、図７（ｃ）において、正の値がプロットされた位置に対応する（θｄｈ＝１８０°）。また、これは、θｄｈ＝０°の場合と同等の値が観測される。

【0070】

図９（ｅ）は、θｄｈ＝２４０°の場合の状態を示す。この場合、高調波電流Ｉｈがｄｈ軸に対してｑｈ軸の負の方向に傾く。そのため、ｑｈ軸上における高調波電流値Ｉｑｈが負の値として観測される。ここでの値は、図７（ｃ）において、負の値がプロットされた位置に対応する（θｄｈ＝２４０°）。また、これは、θｄｈ＝６０°の場合と同等の値が観測される。

【0071】

図９（ｆ）は、θｄｈ＝３００°の場合の状態を示す。この場合、高調波電流Ｉｈがｄｈ軸に対してｑｈ軸の負の方向に傾く。そのため、ｑｈ軸上における高調波電流値Ｉｑｈが負の値として観測される。ここでの負の方向の傾きは、θｄｈ＝２４０°よりも大きくなり、その結果、観測される値もθｄｈ＝２４０°の場合よりも小さくなる。ここでの値は、図７（ｃ）において、負の値がプロットされた位置に対応する（θｄｈ＝３００°）。また、これは、θｄｈ＝１２０°の場合と同等の値が観測される。

【0072】

なお、θｄｈが６０°刻みで１周分（３６０°分）の観測を行った場合、高調波電流値Ｉｑｈは、２周期分の値を観測することができる。このとき、２周期分の値を観測する必要はなく、高調波電流値Ｉｑｈの１周期分の観測ができた時点で回転子の位置推定を行ってもよい。また、推定精度を向上させるために、高調波電流値Ｉｑｈの観測周期をより長くした上で（例えば、３周期以上）、回転子の位置推定を行ってもよい。

【0073】

上記のθｄｈに応じた高調波電流値Ｉｑｈの観測結果を位相情報として、ＰＭモータ１の回転子の実位相θｄを算出する。本実施形態では、高調波電流値Ｉｑｈに基づいて回転子の位相θｄを推定するために、フーリエ積分を用いる。フーリエ積分は、図４に示した位置推定器１５の構成のうち、サイン信号発生器１９、コサイン信号発生器２０、積算器２１ａ、２１ｂ、平均値演算器２２ａ、２２ｂにて実現する。これらによる一連の処理はフーリエ積分に相当し、結果として、高調波電流値Ｉｑｈに含まれるｓｉｎ成分、ｃｏｓ成分の大きさが得られる。そして、これらのｓｉｎ成分、ｃｏｓ成分からアークタンジェント演算器２３により位相θｄｃ２ｒが得られ、これが回転子の実位相に相当する値となる。

【0074】

位置推定器１５にて推定した回転子の推定位置である位相θｄｃ２ｒに関し、高調波電流によって推定を行っているため、ノイズ成分が含まれていることが想定される。そこで、本実施形態では、ノイズの影響を抑制するために、ＫＰＬＬ制御器１２によるＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）制御を用いて、応答に一定の帯域を持たせることでノイズ成分を除去する。ここで、ＫＰＬＬ制御器１２の出力がＰＭモータ１への駆動のための角周波数ω１になるため、ＰＭモータ１の回転子の位置推定と併せて、回転子の回転速度の推定も可能である。

【0075】

また、高調波の印加によって得られる位相θｄｃ２ｒは、図８を用いて上述したようにθｄの２倍の周波数で変化する。回転子の突極性は、回転子に備えられる永久磁石のＮ極、Ｓ極の両方に等価に作用するため、必ず２倍の周波数の変化となる。そこで、本実施形態では、図３に示すように、２倍ゲイン１４を設け、推定位相θｄｃを予め２倍にしておき、これとθｄｃ２ｒとの偏差を加減算器１１ｃにて求める。そして、その偏差に対してＫＰＬＬ制御器１２によるＰＬＬ制御を行う。

【0076】

［効果］
以下、本実施形態に係る方式による位置センサレス駆動の効果について説明する。図１０は、本実施形態に係る方式を適用可能なＰＭモータの構成例を示し、ここでは、２極３相のＰＭモータを示す。ＰＭモータは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の三相の巻線が固定子スロットに巻かれた構造とする。また、ここで示すＰＭモータは、図１を用いて説明したように、表面磁石形回転子のように突極性が無い（すなわち、従来の手法では変化を検出できないほどに突極性が弱い）構成である。

【0077】

図１０において、白矢印は各相に通電した際の磁束の向きを示し、黒矢印は各相に通電した際の磁力線の向きを示す。また、図１１は、ＰＭモータを構成する固定子および回転子のインダクタンスの変化を説明するためのグラフ図である。図１１において、横軸は時間の経過に従って回転する回転子の回転角（実位相）を示し、縦軸はインダクタンスを示す。

【0078】

巻線に高調波を印加した場合、例えば、Ｖ相とＷ相からＵ相へ通電した場合（図１０（ａ））と、Ｗ相からＵ相に通電し、Ｖ相には通電しない場合（図１０（ｂ））とでは、電流による磁束の磁気回路が異なる。図１０（ｂ）のパターンの場合、Ｖ相が空きコイルとなっている。このような各相の通電状態に応じて、ＰＭモータ内の磁束の磁気回路が変化する。その結果、ＰＭモータでの回路において固定子のインダクタンスが変動して見えることとなる。

【0079】

固定子のインダクタンスが通電位相に応じて変化した場合、図１１（ａ）に示すように、６０°ごとの周期性を有する。一方、回転子のインダクタンスは、突極性によりｄ軸、ｑ軸のインダクタンスが図１１（ｂ）のように変換する。ここでは、１８０°ごとの周期性を有する。また、図１０（ａ）、（ｂ）に示すように、インダクタンスの変化の幅は、固定子に比べて回転子の方が小さい。つまり、固定子と回転子ではそのインダクタンスの変化に差異が生じる。従来の手法のように突極性を利用する回転子の位置の推定では、回転子のインダクタンスの変化のみを抽出する必要がある。しかし、回転子のインダクタンスの変化幅が小さい場合には、固定子のインダクタンスの変化に埋もれてしまい、回転子のインダクタンスの変化のみを検出することが困難となる。

【0080】

すなわち、従来の方式のように、任意の位相に高調波を重畳した場合、固定子側のインダクタンスの変化の影響により、回転子のインダクタンスの変換を検出できなくなり、回転子の位置推定が不可能となる。

【0081】

一方、本実施形態に係る方法では、高調波重畳位相θｄｈを、図７（ａ）に示したように所定の間隔、すなわち、６０°周期とすることで、固定子のインダクタンスの値を固定させる。つまり、図１１（ａ）の黒丸（●）にてプロットした位置に位相を固定する。図１１（ａ）の例の場合、インダクタンスが最も高い位置にて検出を行うように固定する。その結果、回転子のインダクタンスの変化のみを抽出して検出することが可能となり、回転子の位置推定精度を向上させることができる。

【0082】

固定子が集中巻きのような空間高調波の大きなＰＭモータや、回転子が表面磁石形のような非突極性（すなわち、弱い突極性）のＰＭモータであっても回転子の位置の推定演算が可能となる。また、固定子がスロットレス構造では巻線の配置によって磁束密度分布に差が生じて、わずかな空間高調波を伴う場合があるが、このような構成でも本実施形態に係る方法を適用可能である。

【0083】

また、図７（ａ）に示した例などでは、θｄｈを０、６０、１２０・・・として設定したが、これに限定するものではない。図１１（ａ）を用いて説明したように、固定子のインダクタンスの変化を固定できれば、他の角度を用いてもよい。また、図８や図９の例では、６つのパターンを用いて回転子の位置推定を行ったが、その粒度や精度を向上させるために、より多くのパターンを用いてもよい。また、θｄｈの設定間隔についても、ＰＭモータの固定子および回転子の構造に応じて、変動してよい。

【0084】

また、ＰＭモータに重畳電圧を印加する場合において、図１０（ａ）のような電流のパターン（すなわち、空きコイルが無いパターン）を用いてもよいし、図１０（ｂ）のような電流のパターン（すなわち、空きコイルが有るパターン）を用いてもよい。いずれであっても、図１１に示したように固定子側のインダクタンスの変化を固定させ、回転子側のインダクタンスのみを抽出できるような構成であればよい。

【0085】

以上、本実施形態により、これまで高調波重畳によるセンサレス駆動が困難とされてきた、非突極性（すなわち、突極性が弱い）ＰＭモータにおいて、位置センサレス駆動が可能になる。また、ＰＭモータが低速域で動作している場合でも、回転子の位置推定が可能となる。

【0086】

［波形］
本発明に係る回転子の位置推定の際に用いる高調波の印加パターンの例を、図１２～図１４に示す。ここでは、２相３極のＰＭモータを対象とした例について説明する。なお、ＰＭモータの相数や極数が異なった場合には、その構成に応じて印加パターンを定義すればよい。以下に示す印加パターンでは、３つの固定子コイルＶ、Ｕ、Ｗの全てを用い、空きコイルは生じない例を示している。

【0087】

図１２は、本実施形態に係る高調波の重畳波形の例を示す図である。ここでの波形は、１８０度矩形波による例を示す。図１２の横軸は時間を示し、各グラフにおいて対応している。図１２において、破線はＴｓの間隔に相当し、図中に両向きで示すように６つの区間が１周期分の波形を示す。また、図１２において、上からの３つは順に固定子コイルＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対する高調波の電圧指令Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈを示し、ここでは、三角波による搬送波に対応して示す。また、Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれに対応する、位置推定用の高調波に対応するＰＷＭ制御器１０からのパルス信号を示す。Ｖｕｖは、三相回路における線間電圧を示す。Ｖｕｎは、Ｕ相の相電圧を示す。

【0088】

高調波の電圧指令Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈは、位相が１２０°ずつ、ずれている。つまり、各相の電圧の大きさが等しく、相差が１２０°となる対称三相交流電圧の構成を有する。また、電圧指令Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈは、三角波の搬送波の正負のピークの位置において、立ち上がりおよび立ち下りを行うように構成される。

【0089】

固定子コイルＵに対する高調波のパルス信号Ｐｕ、固定子コイルＶに対する高調波のパルス信号Ｐｖ、固定子コイルＷに対する高調波のパルス信号Ｐｗは、回転子の位置推定を行う際に、ＰＷＭ制御器１０からインバータ２に出力される信号波形を示し、これらパルス信号は、位置推定の際の重畳電圧が一定となるように規定される。

【0090】

図１２の例において、１周期分の６つの区間は右から順に、θｄｈ＝３００°、０°、６０°、１２０°、１８０°、２４０°に対応しており、これは、図８の（ｆ）、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）に相当する。

【0091】

図１３、図１４は、本実施形態に係る高調波の重畳波形の別の例を示す図である。図１３での波形は、１２０度矩形波による例を示す。図１４での波形は、正弦波による例を示す。図１３、図１４においても相間が対称となった構成を有する。また、図１３、図１４においても搬送波は三角波の例を示し、電圧指令Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈは、三角波の搬送波の正負のピークの位置において、立ち上がりおよび立ち下りを行うように構成される。

【0092】

なお、本実施形態に係る制御装置４において、位置推定器１５による回転子の位置推定に関し、電流検出（電流値Ｉｕ、Ｉｗの検出）、電圧更新（電圧指令Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈの更新）、フーリエ積分の処理が行われる。これらの位置推定のための処理は、指令発生器６からの電流制御や速度制御など、回転子の回転動作の制御よりも優先的に行われてよい。つまり、位置推定のための制御に係る信号を優先的に割り込ませて実行してもよい。

【0093】

［装置例］
図１５は、本実施形態に係るＰＭモータのセンサレス制御を適用可能な装置の一例である歯科用医療機器の構成例を示す図である。歯科用医療機器１５００は、モータ部１５０２と、コントローラ１５０５とがコネクタ１５０３およびケーブル１５０４を介して接続される。モータ部１５０２内に図３に示したＰＭモータ１が設けられ、例えば、モータ部１５０２に接続されるハンドピース１５０１（または、その先端に位置する歯科用のバー）が機械負荷５に相当する。

【0094】

図３に示したインバータ２、電流検出器３、および制御装置４は、コントローラ１５０５に設けられる。なお、図１５の例では、モータ部１５０２とコントローラ１５０５が別個に設けられた構成を示しているが、これらが一体となった構成であってもよい。その場合には、図３に示す回路構成が１の装置内に備えられることとなる。

【0095】

上述したように、歯科用医療機器は、その利用目的により、必然的に小さいサイズを実現することが求められる。例えば、ＰＭモータ１が備えられるモータ部１５０２を省サイズ化するために、ＰＭモータ１の位置センサを省略したセンサレスの構成が求められる。また、歯科用医療機器の利用に際し、停止や低速回転などの回転動作や、その回転速度が高頻度にて加減速するような制御も必要であり、このような動作状況下でもＰＭモータの位置を適切に検出できる方法が求められる。

【0096】

上記のような装置を想定して、本実施形態に係るＰＭモータの回転子の位置推定方法は適用可能であり、その有用性は明らかである。

【0097】

以上、本実施形態により、ＰＭモータにおいて、回転子の突極性に係る構造に関わらず、低速域での位置推定も可能な位置センサレス制御を実現することが可能となる。

【0098】

＜その他の実施形態＞
上記の実施形態では、非突極性を有するＰＭモータを例に挙げて説明した。本発明の適用対象は、上記の実施形態に示したモータ構成に限定するものではない。例えば、スロットレスモータ、ステッピングモータなどにも適用可能である。また、固定子のコイルの構成として、集中巻／分布巻のコイル構成、単層巻／多層巻のコイル構成、全節巻／短節巻のコイル構成などのＰＭモータであっても適用可能である。

【0099】

また、本発明が適用可能な装置は、歯科用の医療機器に限定するものではない。例えば、低速域での動作を要する機器や、省サイズ化を目的とする機器などのＰＭモータ制御にて用いられてよい。なお、ここでの低速域とは、例えば、モータの定格回転速度に対して、１０％以下の速度の範囲であってよい。

【0100】

また、１の装置にて、本実施形態に係るモータ制御の方式と、他のセンサレス制御の方式を組み合わせてもよい。例えば、モータ制御において、低速域では本発明に係る方式を用い、高速域では従来のセンサレス制御を用いるように切り替えてもよい。

【0101】

また、本発明において、上述した１以上の実施形態の機能を実現するためのプログラムやアプリケーションを、ネットワーク又は記憶媒体等を用いてシステム又は装置に供給し、そのシステム又は装置のコンピュータにおける１つ以上のプロセッサがプログラムを読出し実行する処理でも実現可能である。

【0102】

また、１以上の機能を実現する回路（例えば、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）やＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ））によって実現してもよい。

【0103】

このように、本発明は上記の実施形態に限定されるものではなく、実施形態の各構成を相互に組み合わせることや、明細書の記載、並びに周知の技術に基づいて、当業者が変更、応用することも本発明の予定するところであり、保護を求める範囲に含まれる。

【0104】

以上の通り、本明細書には次の事項が開示されている。
（１） 歯科用医療機器の永久磁石同期電動機の駆動装置であって、
前記永久磁石同期電動機を駆動するインバータと、
前記永久磁石同期電動機に流れる電流を検出する検出手段と、
前記検出手段によって検出した電流値を用いて、前記インバータを介して前記永久磁石同期電動機を制御する制御手段と、
を有し、
前記制御手段は、前記永久磁石同期電動機を回転駆動させるための第１の多相交流よりも高い周波数の第２の多相交流を、所定の位相間隔にて前記永久磁石同期電動機に印加することにより生じる電流に基づいて、前記永久磁石同期電動機の回転子の位置の推定演算を行う、
ことを特徴とする駆動装置。
この構成によれば、ＰＭモータを備えた歯科用医療機器において、回転子の突極性に係る構造に関わらず、低速域での位置推定も可能な位置センサレス制御を実現することが可能となる。

【0105】

（２） 前記第２の多相交流は、相間において対称である、ことを特徴とする（１）に記載の駆動装置。
この構成によれば、より精度良く多相交流の印加を制御することが可能となる。

【0106】

（３） 前記第２の多相交流は、前記インバータでスイッチング動作を行うための搬送波に同期した波形である、ことを特徴とする（１）に記載の駆動装置。
この構成によれば、より精度良く多相交流の印加を制御することが可能となる。

【0107】

（４） 前記インバータから出力される多相交流は、３相交流であり、
前記第２の多相交流は、前記インバータによりスイッチング動作を行うための搬送波の周波数の３分の１の整数倍である、ことを特徴とする（１）に記載の駆動装置。
この構成によれば、３相構成のＰＭモータを対象として、低速域での位置推定も可能な位置センサレス制御を実現することが可能となる。

【0108】

（５） 前記第２の多相交流の波形パターンは、前記永久磁石同期電動機の相の構成に基づいて予め規定される、ことを特徴とする（１）に記載の駆動装置。
この構成によれば、ＰＭモータの相構成に応じて、回転子の位置推定のためのパターンを規定することが可能となる。

【0109】

（６） 前記第２の多相交流の波形パターンは、１８０°の矩形波、１２０°の矩形波、正弦波、のいずれかに基づく、ことを特徴とする（１）に記載の駆動装置。
この構成によれば、回転子の位置推定のためのパターンとして、様々な波形にて規定することができる。

【0110】

（７） 前記永久磁石同期電動機は、２極３相の構成を有し、
前記第２の多相交流は、６０°ごとの高調波のパターンから構成される、（１）に記載の駆動装置。
この構成によれば、２極３相の構成を有するＰＭモータを対象として、低速域での位置推定も可能な位置センサレス制御を実現することが可能となる。

【0111】

（８） 前記制御手段は、前記所定の位相間隔にて前記永久磁石同期電動機に印加することにより生じる電流の位相に基づいて、前記回転子の位置を推定する、（１）に記載の駆動装置。
この構成によれば、固定子側の影響を抑制し、回転子側の変化のみを抽出して、回転子の位置を推定することが可能となる。

【0112】

（９） 前記制御手段は、
前記永久磁石同期電動機の回転駆動のための前記第１の多相交流を制御するための第１の処理と、
前記永久磁石同期電動機の位置推定のための前記第２の多相交流を制御するための第２の第２の処理と、
を実行し、
前記第２の処理は、前記第１の処理よりも短い周期で実行され、かつ、前記第１の処理よりも優先的に実行される、ことを特徴とする（１）に記載の駆動装置。
この構成によれば、ＰＭモータにおいて、回転制御よりも回転子の位置推定を短い周期にて優先して実行することが可能となる。

【0113】

（１０） 前記第２の処理は、前記第２の多相交流に対応する電圧指令の更新処理、前記第２の多相交流に対応して前記永久磁石同期電動機に印加されている電流値の検出処理、および、前記検出処理により得られた電流値に基づく前記回転子の位置の演算、のうちの少なくとも１つを含むことを特徴とする（９）に記載の駆動装置。
この構成によれば、ＰＭモータにおいて、回転子の位置推定のための制御として、電圧指令の更新、電流値の検出、回転子の演算を短い周期にて優先して実行することが可能となる。

【0114】

（１１） 永久磁石同期電動機を駆動するインバータと、前記永久磁石同期電動機に流れる電流を検出する検出手段と、を備える歯科用医療機器の永久磁石同期電動機の制御方法であって、
前記検出手段によって検出した電流値を用いて、前記インバータを介して前記永久磁石同期電動機を制御する制御工程を有し、
前記制御工程において、前記永久磁石同期電動機を回転駆動させるための第１の多相交流よりも高い周波数の第２の多相交流を、所定の位相間隔にて前記永久磁石同期電動機に印加することにより生じる電流に基づいて、前記永久磁石同期電動機の回転子の位置の推定演算を行う。
この構成によれば、ＰＭモータを備えた歯科用医療機器において、回転子の突極性に係る構造に関わらず、低速域での位置推定も可能な位置センサレス制御を実現することが可能となる。

【0115】

以上、図面を参照しながら各種の実施の形態について説明したが、本発明はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例又は修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。また、発明の趣旨を逸脱しない範囲において、上記実施の形態における各構成要素を任意に組み合わせてもよい。

【符号の説明】

【0116】

１ ＰＭモータ
２ インバータ
３ 電流検出器
４ 制御装置
５ 機械負荷
６ 指令発生器
７ａ，７ｂ 電流制御器
８ａ，８ｂ 逆座標変換器
９ａ，９ｂ 座標変換器
１０ ＰＷＭ制御器
１１ａ～１１ｆ 加減算器
１２ ＫＰＬＬ制御器
１３ 積分器
１４ ２倍ゲイン
１５ 位置推定器
１６ 高調波位相発生器
１７ 高調波電圧設定器
１８ ゼロ設定器
１９ サイン信号発生器
２０ コサイン信号発生器
２１ａ，２１ｂ 積算器
２２ａ，２２ｂ 平均値演算器
２３ アークタンジェント演算器
９５ 電圧設定器
９６ 変化量抽出器
９７ 軸誤差推定器
９８ ゼロ設定器
１００ ＰＭモータ
１０１ 回転子
１０２ 固定子

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】