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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2024025904
(43)【公開日】2024-02-28
(54)【発明の名称】パワーアンプ
(51)【国際特許分類】
H03F 1/34 20060101AFI20240220BHJP
H03F 3/68 20060101ALI20240220BHJP
H03F 3/21 20060101ALI20240220BHJP
【ＦＩ】
H03F1/34
H03F3/68
H03F3/21
【審査請求】未請求
【請求項の数】5
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2022129265
(22)【出願日】2022-08-15
(71)【出願人】
【識別番号】000004075
【氏名又は名称】ヤマハ株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】110003177
【氏名又は名称】弁理士法人旺知国際特許事務所
(72)【発明者】
【氏名】野呂 正夫
【テーマコード（参考）】
5J500
【Ｆターム（参考）】
5J500AA02
5J500AA41
5J500AC22
5J500AF12
5J500AF17
5J500AH02
5J500AH09
5J500AH25
5J500AH32
5J500AH33
5J500AK01
5J500AK03
5J500AK62
5J500AM01
5J500AM02
5J500AM08
5J500AM13
5J500AS05
5J500AT03
5J500ND02
5J500NG06
5J500NM02
5J500NN05
5J500NN14
5J500WU07
5J500WU09
(57)【要約】 （修正有）
【課題】コストを抑えて歪特性などの諸特性を改善する可聴帯域の入力信号を増幅するパワーアンプを提供する。
【解決手段】パワーアンプ１ａは、入力信号を増幅して出力Ｏｔ１から第１信号として出力するアンプ１１と、アンプ１１からの第１信号を増幅して出力Ｏｔ２から第２信号として出力するアンプ１２と、アンプ１２からの第２信号を増幅して第３信号として出力Ｏｔ３から出力するアンプ１３と、出力Ｏｔ１と混合ノードＭｘｄとの間に接続されたコンデンサーＣと、出力Ｏｔ２と混合ノードＭｘｄとの間に接続された抵抗Ｒ１と、出力Ｏｔ３と混合ノードＭｘｄとの間に接続されたインダクターＬ１と、混合ノードＭｘｄと負荷の抵抗ＲＬとの間に接続されたインダクターＬ２と、混合ノードＭｘｄの混合信号をアンプ１１の入力に負帰還する回路と、を有する。
【選択図】図１
【解決手段】パワーアンプ１ａは、入力信号を増幅して出力Ｏｔ１から第１信号として出力するアンプ１１と、アンプ１１からの第１信号を増幅して出力Ｏｔ２から第２信号として出力するアンプ１２と、アンプ１２からの第２信号を増幅して第３信号として出力Ｏｔ３から出力するアンプ１３と、出力Ｏｔ１と混合ノードＭｘｄとの間に接続されたコンデンサーＣと、出力Ｏｔ２と混合ノードＭｘｄとの間に接続された抵抗Ｒ１と、出力Ｏｔ３と混合ノードＭｘｄとの間に接続されたインダクターＬ１と、混合ノードＭｘｄと負荷の抵抗ＲＬとの間に接続されたインダクターＬ２と、混合ノードＭｘｄの混合信号をアンプ１１の入力に負帰還する回路と、を有する。
【選択図】図１
【特許請求の範囲】
【請求項1】
入力信号を増幅して第１出力から第１信号として出力する第１アンプと、
前記第１信号を増幅して第２出力から第２信号として出力する第２アンプと、
前記第２信号を増幅して第３出力から第３信号として出力する第３アンプと、
前記第１出力と混合ノードとの間に接続されたコンデンサーと、
前記第２出力と前記混合ノードとの間に接続された第１抵抗と、
前記第３出力と前記混合ノードとの間に接続された第１インダクターと、
前記混合ノードと負荷との間に接続された第２インダクターと、
前記混合ノードの混合信号を前記第１アンプの入力に負帰還する帰還回路と、
を有するパワーアンプ。
前記第１信号を増幅して第２出力から第２信号として出力する第２アンプと、
前記第２信号を増幅して第３出力から第３信号として出力する第３アンプと、
前記第１出力と混合ノードとの間に接続されたコンデンサーと、
前記第２出力と前記混合ノードとの間に接続された第１抵抗と、
前記第３出力と前記混合ノードとの間に接続された第１インダクターと、
前記混合ノードと負荷との間に接続された第２インダクターと、
前記混合ノードの混合信号を前記第１アンプの入力に負帰還する帰還回路と、
を有するパワーアンプ。
【請求項2】
前記第１抵抗を通過した第２信号と前記第１インダクターを通過した第３信号との第１クロスオーバー周波数が、前記第２インダクターのインダクタンスと前記負荷の抵抗値とで定まるロールオフ周波数よりも高くなるように、前記第１抵抗の抵抗値と前記第１インダクターのインダクタンスとが定められている
請求項１に記載のパワーアンプ。
請求項１に記載のパワーアンプ。
【請求項3】
前記コンデンサーを通過した第１信号と前記第１抵抗を通過した第２信号との第２クロスオーバー周波数が、前記第１クロスオーバー周波数よりも高くなるように、前記コンデンサーの容量値と前記第１抵抗の抵抗値とが定められている
請求項２に記載のパワーアンプ。
請求項２に記載のパワーアンプ。
【請求項4】
前記第２アンプおよび前記第３アンプは、それぞれエミッタフォロワまたはソースフォロワである
請求項１に記載のパワーアンプ。
請求項１に記載のパワーアンプ。
【請求項5】
前記帰還回路による、可聴帯域における前記入力信号に対する出力信号の閉ループゲイン が１以上の固定値である
請求項１に記載のパワーアンプ。
請求項１に記載のパワーアンプ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本開示は、例えばパワーアンプに関する。
【背景技術】
【0002】
オーディオ用のパワーアンプでは、周波数が２０Ｈｚ～２０ｋＨｚである可聴帯域の入力信号を増幅してスピーカーなどの負荷に出力する際に、低い歪み率で増幅することが要求される。このような低い歪み率で増幅する技術としては、例えば特許文献１に記載された技術が知られている。
特許文献１には、電圧増幅する増幅段と電流増幅する出力段とを備えるパワーアンプが開示され、このうち、出力段が複数段で構成される。この構成では、出力信号の歪みを打ち消すためにインピーダンス（Ｚ１～Ｚ４）が設けられる。詳細には、負荷との接続点は、インピーダンス（Ｚ３）を介して増幅段の出力と、インピーダンス（Ｚ１）を介して出力段の出力とに接続される。
特許文献１には、電圧増幅する増幅段と電流増幅する出力段とを備えるパワーアンプが開示され、このうち、出力段が複数段で構成される。この構成では、出力信号の歪みを打ち消すためにインピーダンス（Ｚ１～Ｚ４）が設けられる。詳細には、負荷との接続点は、インピーダンス（Ｚ３）を介して増幅段の出力と、インピーダンス（Ｚ１）を介して出力段の出力とに接続される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0003】
【特許文献1】米国特許第９０７１２０１号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0004】
しかしながら、特許文献１に記載されたパワーアンプでは、フィードフォワードによって歪み特性が改善されるので、回路素子に高い精度が要求される。このような高い精度の回路素子は一般に高価であり、コスト高を招く、という問題がある。
以上の事情を考慮して、本開示のひとつの態様は、可聴帯域の入力信号を増幅するパワーアンプにおいて歪特性などの諸特性を、コストを抑えて改善する技術を提供することを目的とする。
以上の事情を考慮して、本開示のひとつの態様は、可聴帯域の入力信号を増幅するパワーアンプにおいて歪特性などの諸特性を、コストを抑えて改善する技術を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【0005】
本開示の一態様に係るパワーアンプは、入力信号を増幅して第１出力から第１信号として出力する第１アンプと、前記第１信号を増幅して第２出力から第２信号として出力する第２アンプと、前記第２信号を増幅して第３出力から第３信号として出力する第３アンプと、前記第１出力と混合ノードとの間に接続されたコンデンサーと、前記第２出力と前記混合ノードとの間に接続された第１抵抗と、前記第３出力と前記混合ノードとの間に接続された第１インダクターと、前記混合ノードと負荷との間に接続された第２インダクターと、前記混合ノードの混合信号を前記第１アンプの入力に負帰還する帰還回路と、を有する。
【図面の簡単な説明】
【0006】
【図1】実施形態に係るパワーアンプの構成を示す回路図である。
【図2】実施形態に係るパワーアンプの周波数－ゲイン特性を示す図である。
【図3】パワーアンプの具体例を示す図である。
【図4】パワーアンプの第１変形例を示す図である。
【図5】パワーアンプの第２変形例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【0007】
オーディオ用のパワーアンプにおいて、可聴帯域の入力信号を増幅する際に歪率の低減する手段としては、負帰還が用いられる。一般に、開ループゲインは、高域において、周波数が高くなるにつれて減衰する。負帰還を安定して掛けるためには、その開ループゲインを、高域の位相が１８０度近くまで回転して発振する虞がある周波数より低い周波数で０ｄＢ未満となるように調整する必要がある。
【0008】
パワーアンプでは、最終段の出力素子で発生する歪が最も大きく、その歪みを減らすため、当該出力素子には多くの負帰還を掛ける必要がある。ただし、大電流を扱う最終段の出力素子は、小電流を扱う出力素子と比べて、応答性が劣り、負帰還が掛けられる周波数の上限が約１ＭＨｚ程度に制限される。このため、最終段で大電流を扱うパワーアンプでは、最終段で小電流を扱い、約２０ＭＨｚまでフィードバックが可能な小信号アンプや、集積回路で構成された高性能なオペアンプと比べると、歪率の点で不利である。
【0009】
一般に、パワーアンプの負荷であるスピーカーのインピーダンスは、４または８Ωである。パワーアンプの出力からスピーカーの入力までを結線するケーブルは浮遊容量を有する。ケーブルの容量に起因する発振を防止するために、パワーアンプの出力には、数μＨ程度のインダクター（コイル）が接続される。このため、パワーアンプにおける実際の負荷は、スピーカーとインダクターとであり、スピーカーのインピーダンスが４Ωであれば、（４Ω＋数μＨ）と考えてよい。パワーアンプの負荷インピーダンスは、２００ｋＨｚ以上の周波数帯域では、インダクターの数μＨが支配的で、周波数が高くなるにつれて上昇する。
【0010】
パワーアンプで負帰還の帯域を１ＭＨｚ付近から２０ＭＨｚ付近まで拡張すると想定する。当該２０ＭＨｚ付近の帯域では、負荷インピーダンスは、コイルのインダクタンスが支配的で、数十から数百Ωになる。また、入力信号には、そのような高い周波数の帯域成分がほとんど存在しない。このため、そのような高い周波数の帯域成分の最大出力電流は、可聴帯域の出力電流と比べて非常に小さくても、実用上問題にならない。
【0011】
このように、オーディオ用のパワーアンプでは、ラジオ周波数用のアンプなど他のパワーアンプと異なる事情がある。以下、このような事情を考慮して構成した、実施形態に係るパワーアンプについて図面を参照して説明する。
【0012】
図１は、実施形態に係るパワーアンプ１ａの構成を示す回路図である。
パワーアンプ１ａは、回路３０から出力される入力信号Ａｉｎを電力増幅し、出力信号を負荷の抵抗ＲＬに供給する。パワーアンプ１ａは、アンプ１１、１２、１３、コンデンサーＣ、抵抗Ｒ１、Ｒ２、インダクターＬ１およびＬ２を有する。
本実施形態において、アンプ１１、１２および１３は、それぞれ、信号を増幅する能力を備えたアンプ である。
パワーアンプ１ａは、回路３０から出力される入力信号Ａｉｎを電力増幅し、出力信号を負荷の抵抗ＲＬに供給する。パワーアンプ１ａは、アンプ１１、１２、１３、コンデンサーＣ、抵抗Ｒ１、Ｒ２、インダクターＬ１およびＬ２を有する。
本実施形態において、アンプ１１、１２および１３は、それぞれ、信号を増幅する能力を備えたアンプ である。
【0013】
アンプ１１は、その非反転入力（＋）に供給される入力信号Ａｉｎと、その反転入力（－）に供給される混合ノードＭｘｄからの帰還信号との差分電圧を増幅して第１信号として出力するオペアンプである。アンプ１１の出力Ｏｔ１は、アンプ１２の非反転入力（＋）と、コンデンサーＣにおける２つの端子のうち、一方の端子に接続される。コンデンサーＣにおける他方の端子は、混合ノードＭｘｄに接続される。このオペアンプは、ディスクリート回路、集積回路、または両者の混成で構成される。
【0014】
アンプ１２は、その出力の１００％の負帰還により、アンプ１１からの第１信号を電流増幅して第２信号として出力する、電圧ゲインが「１」の電圧バッファである。アンプ１２の出力Ｏｔ２は、アンプ１３の非反転入力（＋）と、抵抗Ｒ１における２つの端子のうち、一方の端子に接続される。抵抗Ｒ１における他方の端子は、混合ノードＭｘｄに接続される。
【0015】
アンプ１３は、その出力の１００％の負帰還により、アンプ１２からの第２信号を電流増幅して第３信号として出力する、電圧ゲインが「１」の電圧バッファである。アンプ１３の出力Ｏｔ３は、抵抗Ｒ２における２つの端子のうち、一方の端子に接続される。抵抗Ｒ２における他方の端子は、インダクターＬ１における２つの端子のうち、一方の端子に接続される。インダクターＬ１における他方の端子は、混合ノードＭｘｄとインダクターＬ２における２つの端子のうち、一方の端子に接続される。
なお、インダクターＬ１、抵抗Ｒ１、およびコンデンサーＣは、混合ノードＭｘｄにおける第１信号、第２信号、および第３信号の混合比を決めるクロスオーバー回路を構成し、インダクターＬ２は、抵抗ＲＬまでのケーブルの浮遊容量に起因した発振防止用に設けられる。
なお、インダクターＬ１、抵抗Ｒ１、およびコンデンサーＣは、混合ノードＭｘｄにおける第１信号、第２信号、および第３信号の混合比を決めるクロスオーバー回路を構成し、インダクターＬ２は、抵抗ＲＬまでのケーブルの浮遊容量に起因した発振防止用に設けられる。
【0016】
混合ノードＭｘｄでは、コンデンサーＣを通過したアンプ１１からの第１信号と、抵抗Ｒ１を通過したアンプ１２からの第２信号と、抵抗Ｒ２およびインダクターＬ１を通過したアンプ１３からの第３信号とが前記混合比で混合されて、当該混合信号が、アンプ１１の反転入力（－）およびインダクターＬ２に供給される。
換言すれば、混合信号は、インダクターＬ２を介して抵抗ＲＬに供給されるとともに、アンプ１１に負帰還される。すなわち、混合ノードＭｘｄの混合信号がアンプ１１の反転入力（－）に帰還されるまでに経路が、帰還回路である。
換言すれば、混合信号は、インダクターＬ２を介して抵抗ＲＬに供給されるとともに、アンプ１１に負帰還される。すなわち、混合ノードＭｘｄの混合信号がアンプ１１の反転入力（－）に帰還されるまでに経路が、帰還回路である。
【0017】
本実施形態では、例えば、コンデンサーＣは２．２μＦであり、抵抗Ｒ１は４５Ωであり、抵抗Ｒ２は０．１１Ωであり、インダクターＬ１およびＬ２はそれぞれ５μＨであり、抵抗ＲＬは８Ωである。
【0018】
パワーアンプ１ａにおいて、アンプ１３は、大電流が扱えるよう設計された出力素子を含み、アンプ１２はそれより小さい中電流が扱えるよう設計された出力素子を含み、アンプ１１は、さらに小さい小電流が扱えるよう設計された出力素子を含む。このため、アンプ１２は、アンプ１３より高速に動作でき、アンプ１１は、アンプ１２およびアンプ１３より高速に動作できる。
【0019】
パワーアンプ１ａでは、大電流を出力する低速なアンプ１３と、中電力を出力する高速なアンプ１２と、小電流を出力するより高速なアンプ１１と、が並列に動作して、それらの出力する第３信号、第２信号、および第１信号が、クロスオーバー回路により帯域に応じてクロスオーバーして出力される。
【0020】
この構成では、高速なアンプ１１の後段に、より低速なアンプ１２および１３が接続される。このうち、前段のアンプ１２からの第２信号が、抵抗Ｒ１を介して混合ノードＭｘｄに供給され、後段のアンプ１３からの第３信号が、抵抗Ｒ２およびインダクターＬ１を介して混合ノードＭｘｄに供給される。
【0021】
本実施形態において、コンデンサーＣ、抵抗Ｒ１およびインダクターＬ１の値は、次のように定められる。すなわち、抵抗Ｒ１を通過したアンプ１２からの第２信号のレベルと、インダクターＬ１を通過したアンプ１３からの第３信号のレベルとがクロスする周波数（第１クロスオーバー周波数）が、インダクターＬ２と負荷である抵抗ＲＬとで定まるロールオフ周波数よりも高くなるように、抵抗Ｒ１とインダクターＬ１の値が定められる。インダクターＬ２により、第１クロスオーバー周波数において、抵抗ＲＬを流れる負荷電流が、アンプ１２の出力素子が扱える最大電流より小さくなる。
また、コンデンサーＣを通過したアンプ１１からの第１信号のレベルと、抵抗Ｒ１を通過したアンプ１２からの第２信号のレベルとがクロスする周波数（第２クロスオーバー周波数）が、前記第１クロスオーバー周波数よりも高くなるように、当該コンデンサーＣと抵抗Ｒ１の値が定められる。インダクターＬ２により、第２クロスオーバー周波数において、抵抗ＲＬを流れる負荷電流が、アンプ１１の出力素子が扱える最大電流より小さくなる。上述した３周波数の具体値として、例えば 、負荷が８Ωの場合のロールオフ周波数を約２５０ｋＨｚ、第１クロスオーバー周波数を約１．４ＭＨｚ、第２クロスオーバー周波数を約１．６ＭＨｚとしてもよい。
また、コンデンサーＣを通過したアンプ１１からの第１信号のレベルと、抵抗Ｒ１を通過したアンプ１２からの第２信号のレベルとがクロスする周波数（第２クロスオーバー周波数）が、前記第１クロスオーバー周波数よりも高くなるように、当該コンデンサーＣと抵抗Ｒ１の値が定められる。インダクターＬ２により、第２クロスオーバー周波数において、抵抗ＲＬを流れる負荷電流が、アンプ１１の出力素子が扱える最大電流より小さくなる。上述した３周波数の具体値として、例えば 、負荷が８Ωの場合のロールオフ周波数を約２５０ｋＨｚ、第１クロスオーバー周波数を約１．４ＭＨｚ、第２クロスオーバー周波数を約１．６ＭＨｚとしてもよい。
【0022】
図２は、実施形態に係るパワーアンプ１ａにおける開ループゲインの周波数特性を例示する図である。なお、図２では、従来のパワーアンプにおける開ループゲインについても比較のために示される。従来のパワーアンプは、最終段の出力素子が、大電流を扱える低速な素子であり、負帰還を掛けたときに発振するのを防ぐため、高域に向けて６ｄＢ／ｏｃｔで減衰するゲインが０ｄＢに達する周波数が約１ＭＨｚ程度となるように、開ループゲインの周波数応答が制限されている。
【0023】
この図のように、実施形態に係るパワーアンプ１ａでは、開ループゲインが０ｄＢまで下がる周波数が約２０ＭＨｚ付近であり、図１のように閉ループゲインを０ｄＢとした場合、約２０ＭＨｚ付近まで負帰還がかかる。同じ周波数で対比すると、パワーアンプ１ａでは、従来と比較して、１ｋＨｚ以上の帯域のフィードバック量が、約２６ｄＢ増加する、すなわち約２０倍になる。実施形態では、このように、高い帯域において満遍なく、従来よりも深い負帰還を掛けられ、負帰還が掛かる帯域の上限も拡大することから、可聴域における電力増幅において、出力波形の電圧歪をより小さくできる。
また、実施形態では、通常の負帰還によって歪み特性を改善するので、従来のフィードフォワードのように回路素子に高い精度が要求されない。このため、実施形態では、可聴帯域の入力信号を増幅するパワーアンプにおいて歪特性などの諸特性を、コストを抑えて改善できる。
また、実施形態では、通常の負帰還によって歪み特性を改善するので、従来のフィードフォワードのように回路素子に高い精度が要求されない。このため、実施形態では、可聴帯域の入力信号を増幅するパワーアンプにおいて歪特性などの諸特性を、コストを抑えて改善できる。
【0024】
図１のパワーアンプ１ａにおいて、入力信号Ａｉｎに対する混合信号の閉ループゲイン は、図２のように、約２０ＭＨｚ付近まで０ｄＢ（１倍）である。ただし、これはインダクターＬ２の手前の混合ノードＭｘｄでの電圧ゲインであり、負荷の抵抗ＲＬにかかる出力信号の電圧ゲインではない。ロールオフ周波数は、２０Ｈｚ～２０ｋＨｚの可聴帯域から十分に（５０ｋＨｚ以上）離れているので、可聴帯域について言えば、パワーアンプ１ａの入力信号に対する出力信号の電圧ゲインは、その閉ループゲインと同じ値、つまり０ｄＢ（１倍）になる。
【0025】
図３は、実施形態に係るパワーアンプ１ａの具体例に係るパワーアンプ１ｂの回路図である。
パワーアンプ１ａにおける、電圧増幅率が「１」のバッファアンプ１２および１３は、その具体例に係るパワーアンプ１ｂでは、それぞれコンプリメンタリのバイポーラトランジスターを用いたエミッタフォロワで構成される。詳細には、パワーアンプ１ｂでは、アンプ１２が、それぞれコレクタが正負の電源レールに接続されたｎｐｎトランジスターＱ２ｐおよびｐｎｐトランジスターＱ２ｎによるエミッタフォロワで構成され、アンプ１３が、それぞれコレクタが正負の電源レールに接続されたｎｐｎトランジスターＱ３ｐおよびｐｎｐトランジスターＱ３ｎによるエミッタフォロワで構成される。
パワーアンプ１ａにおける、電圧増幅率が「１」のバッファアンプ１２および１３は、その具体例に係るパワーアンプ１ｂでは、それぞれコンプリメンタリのバイポーラトランジスターを用いたエミッタフォロワで構成される。詳細には、パワーアンプ１ｂでは、アンプ１２が、それぞれコレクタが正負の電源レールに接続されたｎｐｎトランジスターＱ２ｐおよびｐｎｐトランジスターＱ２ｎによるエミッタフォロワで構成され、アンプ１３が、それぞれコレクタが正負の電源レールに接続されたｎｐｎトランジスターＱ３ｐおよびｐｎｐトランジスターＱ３ｎによるエミッタフォロワで構成される。
【0026】
図１におけるアンプ１１からアンプ１２への出力Ｏｔ２は、図３では、正側トランジスターＱ２ｐのエミッタ出力Ｏｔ２ｐおよび負側トランジスターＱ２ｎのエミッタ出力Ｏｔ２ｐに相当する。エミッタ出力Ｏｔ２ｐおよびＯｔ２ｎの間には、抵抗Ｒ１１およびＲ１２が直列に接続される。そして、抵抗Ｒ１１およびＲ１２の接続点が混合ノードＭｘｄに接続される。具体例の、抵抗Ｒ１１およびＲ１２は、図１における抵抗Ｒ１と等価である。
同様に、図１における出力Ｏｔ３は、図３では、正側トランジスターＱ３ｐのエミッタ出力Ｏｔ３ｐおよび負側トランジスターＱ３ｎのエミッタ出力Ｏｔ３ｎに相当する。エミッタ出力Ｏｔ３ｐおよびＯｔ３ｎの間には、抵抗Ｒ２１およびＲ２２が直列に接続される。そして、抵抗Ｒ２１およびＲ２２の接続点がインダクターＬ１における一方の端子に接続される。具体例では、抵抗Ｒ２１およびＲ２２は、図１における抵抗Ｒ２と等価である。
同様に、図１における出力Ｏｔ３は、図３では、正側トランジスターＱ３ｐのエミッタ出力Ｏｔ３ｐおよび負側トランジスターＱ３ｎのエミッタ出力Ｏｔ３ｎに相当する。エミッタ出力Ｏｔ３ｐおよびＯｔ３ｎの間には、抵抗Ｒ２１およびＲ２２が直列に接続される。そして、抵抗Ｒ２１およびＲ２２の接続点がインダクターＬ１における一方の端子に接続される。具体例では、抵抗Ｒ２１およびＲ２２は、図１における抵抗Ｒ２と等価である。
【0027】
なお、具体例において、交流的にエミッタ出力Ｏｔ２ｐおよびＯｔｐ２ｎは出力同一の電圧源であり、単一の電圧源と見做せる。抵抗Ｒ１１およびＲ１２を９１Ωとすることで、その単一の電圧源と混合ノードＭｘｄの間に抵抗Ｒ１に相当する４５．５Ωの抵抗が入る。同様に、交流的にエミッタ出力Ｏｔ３ｐとＯｔ３ｎは出力同一の電圧源であり、抵抗Ｒ２１およびＲ２２を０．２２Ωとし、インダクターＬ１を５ｍＨとすることで、単一の電圧源と混合ノードＭｘｄの間に、直列接続された、抵抗Ｒ２に相当する０．１１オームの抵抗と５ｍＨのインダクターとが入る。このように、図３のパワーアンプ１ｂは、図１のパワーアンプ１ａと等価な具体例である。
【0028】
なお、図３の具体例では、アンプ１２および１３を、それぞれバイポーラトランジスターによるエミッタフォロワで構成したが、それぞれ電界効果トランジスターによるソースフォロワで構成してもよい。また、エミッタフォロワやソースフォロワには、それぞれダーリントン接続したトランジスターを用いてもよい。
【0029】
図４は、図１のパワーアンプ１ａの第１変形例に係るパワーアンプ１ｃの回路図である。実施形態に係るパワーアンプ１ａは、１００％の負帰還を掛けた閉ループゲインが「１」（＝０ｄＢ）の電圧バッファ であったが、第１変形例に係るパワーアンプ１ｃは、抵抗Ｒ３およびＲ４による１００％未満の負帰還で所定のゲインを有する。詳細には、抵抗Ｒ３を、アンプ１１の反転入力（－）とグランドとの間に接続し、抵抗Ｒ４を、アンプ１１の反転入力（－）と混合ノードＭｘｄとの間に接続することにより、パワーアンプ１ｃは、混合ノードＭｘｄにおいて、（Ｒ３＋Ｒ４）／Ｒ３の閉ループゲイン（電圧ゲイン）を有する。第１変形例では、デシベルスケールにおける各帯域の帰還量を図１の回路と同じに保つため、負帰還を掛ける前の開ループゲインが、全体域において、図２に示す開ループゲインに比べて、その電圧ゲイン（つまり、（Ｒ３＋Ｒ４）／Ｒ３）分だけ高くなるよう、アンプ１１が設計される。図１のアンプ１１に対して、同等の周波数特性でよりゲインの高い素子を使用する、電圧増幅段の段数を増やす等の改良を加えることにより、図２の開ループゲイン（実施形態）を、その形状をあまり変えることなく、電圧ゲイン分だけ上にシフトできる。その結果、パワーアンプ１ｂの閉ループゲインの周波数応答は、図１のパワーアンプ１ａとほぼ同じになる。例えば、第１変形例において、抵抗Ｒ３を１ｋΩ、抵抗Ｒ４を２０ｋΩとすると、パワーアンプ１ｃの閉ループゲインは２１（≒２６ｄＢ）となる。なお、閉ループゲインが平らな帯域の上限は２０ＭＨｚのままである。
【0030】
図５は、電圧ゲインを持つパワーアンプ１ｃをさらに変形した、第２変形例に係るパワーアンプ１ｄの回路図である。実施形態に係るパワーアンプ１ａおよび１ｃでは アンプ１２および１３が電圧バッファであったが、図５のように、アンプ１１の出力部に電圧バッファ１１ｂを設けてアンプ１１ａおよび１１ｂの構成とすることで、アンプ１１の駆動力を増やしても良い。このうちアンプ１１ａは、高いゲインを有するオペアンプであり、電圧バッファ１１ｂは、電圧増幅率が「１」である。
なお、第２変形例における受動素子の値は、図４の第１変形例と同様であり、パワーアンプ１ｄは、上限の周波数帯域の２０ＭＨｚまで、約２６ｄＢの電圧ゲインを有する。オペアンプであるアンプ１１ａは、アンプ１１と同様に、ディスクリート回路、集積回路、または両者の混成で構成される。電圧バッファ１１ｂは、アンプ１２および１３と同様に、コンプリメンタリのトランジスターによるエミッタフォロワないしソースフォロワで構成される。
なお、第２変形例における受動素子の値は、図４の第１変形例と同様であり、パワーアンプ１ｄは、上限の周波数帯域の２０ＭＨｚまで、約２６ｄＢの電圧ゲインを有する。オペアンプであるアンプ１１ａは、アンプ１１と同様に、ディスクリート回路、集積回路、または両者の混成で構成される。電圧バッファ１１ｂは、アンプ１２および１３と同様に、コンプリメンタリのトランジスターによるエミッタフォロワないしソースフォロワで構成される。
【0031】
以上の記載から、例えば以下のように本発明の好適な態様が把握される。
【0032】
本開示のひとつの態様（態様１）に係るパワーアンプは、入力信号を増幅して第１出力から第１信号として出力する第１アンプと、前記第１信号を増幅して第２出力から第２信号として出力する第２アンプと、前記第２信号を増幅して第３出力から第３信号として出力する第３アンプと、前記第１出力と混合ノードとの間に接続されたコンデンサーと、前記第２出力と前記混合ノードとの間に接続された第１抵抗と、前記第３出力と前記混合ノードとの間に接続された第１インダクターと、前記混合ノードと負荷との間に接続された第２インダクターと、前記混合ノードの混合信号を前記第１アンプの入力に負帰還する帰還回路と、を有する。
【0033】
態様１によれば、可聴帯域を越える高い周波数で、従来のパワーアンプより多くの負帰還を安定して掛けられる、可聴帯域における歪特性等の諸特性を改善できる。比較的低速な第３アンプ経由の負帰還では取り切れない高速な歪を、より高速な第２アンプ経由の負帰還で減らし、さらに、その第２アンプでも取り切れないより高速な歪みを、さらに高速な第１アンプ経由の負帰還で減らしている。ここでは、フィードフォワードを用いておらず、回路部品に高い精度を必要としない。
なお、可聴帯域とは、ヒトが聴き取ることができる音の周波数帯域をいい、具体的には、２０Ｈｚ～２０ｋＨｚの周波数帯域をいう。第２インダクターは、もともとはパワーアンプの出力から負荷までのケーブルの浮遊容量に起因する発振の防止用であるが、これにより第１アンプや第２アンプの過電流による破壊が防止される。
なお、可聴帯域とは、ヒトが聴き取ることができる音の周波数帯域をいい、具体的には、２０Ｈｚ～２０ｋＨｚの周波数帯域をいう。第２インダクターは、もともとはパワーアンプの出力から負荷までのケーブルの浮遊容量に起因する発振の防止用であるが、これにより第１アンプや第２アンプの過電流による破壊が防止される。
【0034】
態様１の具体的な態様２は、前記第１抵抗を通過した第２信号と前記第１インダクターを通過した第３信号との第１クロスオーバー周波数が、前記第２インダクターのインダクタンスと前記負荷の抵抗値とで定まるロールオフ周波数よりも高くなるように、前記第１抵抗の抵抗値と前記第１インダクターのインダクタンスとが定められる。
態様２において、第１クロスオーバー周波数では、負荷抵抗より第２インダクターのインピーダンスが大きくなり、また、入力信号には、そのような高い周波数成分がほとんど存在しないので、負荷電流が第２アンプの扱える最大電流を超える可能性は極めて小さい。さらに、ロールオフ周波数と第１クロスオーバー周波数の間を十分にあけることで、確実に、負荷電流を第２アンプの扱える最大電流未満にできる。
態様２において、第１クロスオーバー周波数では、負荷抵抗より第２インダクターのインピーダンスが大きくなり、また、入力信号には、そのような高い周波数成分がほとんど存在しないので、負荷電流が第２アンプの扱える最大電流を超える可能性は極めて小さい。さらに、ロールオフ周波数と第１クロスオーバー周波数の間を十分にあけることで、確実に、負荷電流を第２アンプの扱える最大電流未満にできる。
【0035】
態様２の具体的な態様３は、前記コンデンサーを通過した第１信号と前記第１抵抗を通過した第２信号との第２クロスオーバー周波数が、前記第１クロスオーバー周波数よりも高くなるように、前記コンデンサーの容量値と前記第１抵抗の抵抗値とが定められる。
第２クロスオーバー周波数を第１クロスオーバー周波数より高くした態様３によれば、第２クロスオーバー周波数において、第１クロスオーバー周波数よりも負荷電流が更に小さくなり、第２アンプより扱える最大電流が小さい第１アンプでも、負荷電流がその最大電流を超える可能性は極めて小さい。
第２クロスオーバー周波数を第１クロスオーバー周波数より高くした態様３によれば、第２クロスオーバー周波数において、第１クロスオーバー周波数よりも負荷電流が更に小さくなり、第２アンプより扱える最大電流が小さい第１アンプでも、負荷電流がその最大電流を超える可能性は極めて小さい。
【0036】
態様１の別の具体的な態様４は、前記第２アンプおよび前記第３アンプは、それぞれエミッタフォロワまたはソースフォロワである。第２アンプおよび第３アンプの構成素子がバイポーラトランジスターであれば、エミッタフォロワが好適であり、構成素子が電界効果トランジスターであれば、ソースフォロワが好適である。
【0037】
態様１の別の具体的な態様５は、前記帰還回路による負帰還で、可聴帯域における当該パワーアンプの閉ループゲインが１以上の固定値になる。
態様５によれば、可聴帯域を超える帯域を含む高い周波数帯域でのより多くの負帰還により歪を減らすとともに、可聴帯域を含む全帯域における電圧ゲインを一定にできる。
態様５によれば、可聴帯域を超える帯域を含む高い周波数帯域でのより多くの負帰還により歪を減らすとともに、可聴帯域を含む全帯域における電圧ゲインを一定にできる。
【符号の説明】
【0038】
１ａ…パワーアンプ、１１…アンプ（第１アンプ）、１２…アンプ（第２アンプ）、１３…アンプ（第３アンプ）、Ｃ…コンデンサー、Ｒ１…抵抗（第１抵抗）、Ｌ１…インダクター（第１インダクター）、Ｌ２…インダクター（第２インダクター）、１２…アンプ（第２アンプ）、１３…アンプ（第３アンプ）。
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】