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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2024027847
(43)【公開日】2024-03-01
(54)【発明の名称】電力変換装置及び電力変換システム
(51)【国際特許分類】
H02M 7/48 20070101AFI20240222BHJP
【ＦＩ】
H02M7/48 R
H02M7/48 E
【審査請求】未請求
【請求項の数】4
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2022130988
(22)【出願日】2022-08-19
【新規性喪失の例外の表示】特許法第３０条第２項適用申請有り （公開１） 発行日 令和４年３月７日 刊行物 ２０２２年３月１０日―２０２２年３月１１日電力技術／電力系統技術／半導体電力変換合同研究会―３，ＰＥ－２２－０４７，ＰＳＥ－２２－０６７，ＳＰＣ－２２－０９５，一般社団法人電気学会 （公開２） 掲載日 令和４年３月１１日 ウェブサイトアドレス ｈｔｔｐ：／／ｉｔｏｈｓｅｒｖｅｒ０１．ｎａｇａｏｋａｕｔ．ａｃ．ｊｐ／ｉｔｏｈｌａｂ／ｊｐ／ｍｅｍｂｅｒ／ｋｏｎｄｏ．ｈｔｍｌ ｈｔｔｐ：／／ｉｔｏｈｓｅｒｖｅｒ０１．ｎａｇａｏｋａｕｔ．ａｃ．ｊｐ／ｉｔｏｈｌａｂ／ｐａｐｅｒ／２０２２／２０２２０３１０－１１＿ＳＰＣ壱岐／ｋｏｎｄｏ．ｐｄｆ （公開３） 開催日 令和４年３月１１日 集会名 一般社団法人電気学会 電力技術／電力系統技術／半導体電力変換合同研究会 開催場所 壱岐文化ホール（長崎県壱岐市郷ノ浦町本村触４４５番地）及びＷｅｂ開催（Ｚｏｏｍ開催）
(71)【出願人】
【識別番号】000002945
【氏名又は名称】オムロン株式会社
(71)【出願人】
【識別番号】304021288
【氏名又は名称】国立大学法人長岡技術科学大学
(74)【代理人】
【識別番号】110002860
【氏名又は名称】弁理士法人秀和特許事務所
(72)【発明者】
【氏名】馬渕 雅夫
(72)【発明者】
【氏名】小林 健二
(72)【発明者】
【氏名】平島 正裕
(72)【発明者】
【氏名】村田 彩
(72)【発明者】
【氏名】伊東 淳一
(72)【発明者】
【氏名】日下 佳祐
【テーマコード（参考）】
5H770
【Ｆターム（参考）】
5H770BA13
5H770CA02
5H770CA04
5H770CA05
5H770CA06
5H770DA22
5H770EA01
5H770EA30
5H770HA02Y
5H770HA03Y
5H770JA10X
5H770LB02
(57)【要約】
【課題】並列接続された電力変換装置間の循環電流を抑制する。
【解決手段】並列接続された他の電力変換装置とともに、共通の負荷に自立運転出力を供給可能な電力変換装置であって、直流電力を交流電力に変換するインバータ部と、電力変換装置から出力される有効電力及び無効電力に基づいてドループ制御を行い、第１電圧値を出力する第１電圧値生成部と、電力変換装置から出力される出力電流に基づいて仮想インピーダンス制御を行い、第１電圧値を調整する第２電圧値を生成する仮想インピーダンス制御部と、第１電圧値と第２電圧値に基づいて出力電圧指令値を出力する出力電圧指令値出力部と、出力電圧指令値が入力され、出力電圧指令値に一致するようにインバータ部を制御するインバータ電圧制御部と、を備え、仮想インピーダンス制御部は、無効電力に応じて変化する仮想リアクタンスを出力電流に掛けることにより第２電圧値を生成する。
【選択図】図４
【解決手段】並列接続された他の電力変換装置とともに、共通の負荷に自立運転出力を供給可能な電力変換装置であって、直流電力を交流電力に変換するインバータ部と、電力変換装置から出力される有効電力及び無効電力に基づいてドループ制御を行い、第１電圧値を出力する第１電圧値生成部と、電力変換装置から出力される出力電流に基づいて仮想インピーダンス制御を行い、第１電圧値を調整する第２電圧値を生成する仮想インピーダンス制御部と、第１電圧値と第２電圧値に基づいて出力電圧指令値を出力する出力電圧指令値出力部と、出力電圧指令値が入力され、出力電圧指令値に一致するようにインバータ部を制御するインバータ電圧制御部と、を備え、仮想インピーダンス制御部は、無効電力に応じて変化する仮想リアクタンスを出力電流に掛けることにより第２電圧値を生成する。
【選択図】図４
【特許請求の範囲】
【請求項1】
並列接続された他の電力変換装置とともに、共通の負荷に自立運転出力を供給可能な電力変換装置であって、
直流電力を交流電力に変換するインバータ部と、
前記電力変換装置から出力される有効電力及び無効電力に基づいてドループ制御を行い、第１電圧値を出力する第１電圧値生成部と、
前記電力変換装置から出力される出力電流に基づいて仮想インピーダンス制御を行い、前記第１電圧値を調整する第２電圧値を生成する仮想インピーダンス制御部と、
前記第１電圧値と前記第２電圧値に基づいて出力電圧指令値を出力する出力電圧指令値出力部と、
前記出力電圧指令値が入力され、該出力電圧指令値に一致するように前記インバータ部を制御するインバータ電圧制御部と、
を備え、
前記仮想インピーダンス制御部は、前記無効電力に応じて変化する仮想リアクタンスを前記出力電流に掛けることにより前記第２電圧値を生成することを特徴とする電力変換装置。
直流電力を交流電力に変換するインバータ部と、
前記電力変換装置から出力される有効電力及び無効電力に基づいてドループ制御を行い、第１電圧値を出力する第１電圧値生成部と、
前記電力変換装置から出力される出力電流に基づいて仮想インピーダンス制御を行い、前記第１電圧値を調整する第２電圧値を生成する仮想インピーダンス制御部と、
前記第１電圧値と前記第２電圧値に基づいて出力電圧指令値を出力する出力電圧指令値出力部と、
前記出力電圧指令値が入力され、該出力電圧指令値に一致するように前記インバータ部を制御するインバータ電圧制御部と、
を備え、
前記仮想インピーダンス制御部は、前記無効電力に応じて変化する仮想リアクタンスを前記出力電流に掛けることにより前記第２電圧値を生成することを特徴とする電力変換装置。
【請求項2】
前記無効電力の増加に応じて減少する前記電力変換装置からの出力電圧実効値の、前記無効電力に対する変化の傾きが、定格電圧を含む所定範囲において該所定範囲外よりも小さいことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項3】
前記仮想インピーダンス制御部は、仮想抵抗を含むことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項4】
請求項１乃至３のいずれか１項に記載の電力変換装置が複数並列に接続されたことを特徴とする電力変換システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、商用電力系統に連系するととともに自立運転時に並列運転可能な電力変換装置及び該電力変換装置を複数含む電力変換システムに関する。
【背景技術】
【0002】
従来、商用電力系統と連系するとともに、自立運転時には、複数の電力変換装置により、複数の蓄電池や太陽電池等の分散型電源を並列で運転するシステムが提案されている。
このように、複数の電力変換装置を並列運転する場合に、複数の電力変換装置が接続された母線と、各電力変換装置との間の配線インピーダンスが、各電力変換装置でアンバランスすることにより、電力変換装置間に循環電流が生じる。電力変換装置間の循環電流が増加すると、特定の電力変換装置が過電流によって停止する等の不具合が生じる可能性がある。
このように、複数の電力変換装置を並列運転する場合に、複数の電力変換装置が接続された母線と、各電力変換装置との間の配線インピーダンスが、各電力変換装置でアンバランスすることにより、電力変換装置間に循環電流が生じる。電力変換装置間の循環電流が増加すると、特定の電力変換装置が過電流によって停止する等の不具合が生じる可能性がある。
【0003】
このような、並列運転される電力変換装置間において循環電流を抑制するために、仮想インピーダンス制御を用いる手法が提案されている。仮想インピーダンス制御を用いる手法として、例えば、非特許文献１には、出力電流に応じて仮想インピーダンスを変化させる技術が紹介されている。
【0004】
もっとも、このような手法では、出力フィルタを小型化すると、電力変換装置間の無効電流が増加し、循環電流の抑制効果が低減してしまっていた。
【0005】
また、商用電力系統と連系して運転するためには、系統連系規定により電圧変動が制限される。しかし、上述のような、無効電力によっては仮想インピーダンスを変化させない手法では、定格電圧付近で調整可能な無効電力量が小さいため、循環電流を抑制するために電圧変動量が増加してしまう。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【0006】
【非特許文献1】Wei Yao et al., ”Design and Analysis of the Droop Control Method for Parallel Inverters Considering the Impact of the Complex Impedance on the Power Sharing,” IEEE Transactions on Industrial Electronics, Vol. 58. No. 2, 2011
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0007】
本発明は、上記のような問題に鑑みてなされたものであり、並列接続された複数の電力変換装置間における循環電流を抑制可能な電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【0008】
上記の課題を解決するための本発明は、
並列接続された他の電力変換装置とともに、共通の負荷に自立運転出力を供給可能な電力変換装置であって、
直流電力を交流電力に変換するインバータ部と、
前記電力変換装置から出力される有効電力及び無効電力に基づいてドループ制御を行い、第１電圧値を出力する第１電圧値生成部と、
前記電力変換装置から出力される出力電流に基づいて仮想インピーダンス制御を行い、前記第１電圧値を調整する第２電圧値を生成する仮想インピーダンス制御部と、
前記第１電圧値と前記第２電圧値に基づいて出力電圧指令値を出力する出力電圧指令値出力部と、
前記出力電圧指令値が入力され、該出力電圧指令値に一致するように前記インバータ部を制御するインバータ電圧制御部と、
を備え、
前記仮想インピーダンス制御部は、前記無効電力に応じて変化する仮想リアクタンスを前記出力電流に掛けることにより前記第２電圧値を生成することを特徴とする。
並列接続された他の電力変換装置とともに、共通の負荷に自立運転出力を供給可能な電力変換装置であって、
直流電力を交流電力に変換するインバータ部と、
前記電力変換装置から出力される有効電力及び無効電力に基づいてドループ制御を行い、第１電圧値を出力する第１電圧値生成部と、
前記電力変換装置から出力される出力電流に基づいて仮想インピーダンス制御を行い、前記第１電圧値を調整する第２電圧値を生成する仮想インピーダンス制御部と、
前記第１電圧値と前記第２電圧値に基づいて出力電圧指令値を出力する出力電圧指令値出力部と、
前記出力電圧指令値が入力され、該出力電圧指令値に一致するように前記インバータ部を制御するインバータ電圧制御部と、
を備え、
前記仮想インピーダンス制御部は、前記無効電力に応じて変化する仮想リアクタンスを前記出力電流に掛けることにより前記第２電圧値を生成することを特徴とする。
【0009】
これによれば、仮想インピーダンス制御により、並列に接続された各電力変換装置を負荷に接続する配線による配線インピーダンスを含むインピーダンスのアンバランスを低減し、ドループ制御による無効電力の偏差を抑制できる。また、出力電流に掛ける仮想リアクタンスを無効電力に応じて変化させることにより、並列に接続された各電力変換装置の無効電力をバランスさせることが可能となる。このように、各電力変換装置間で無効電力をバランスさせることにより、各電力変換装置間における無効電力の授受とみなすことができる循環電流を抑制することができる。
【0010】
また、本発明において、
前記無効電力の増加に応じて減少する前記電力変換装置からの出力電圧実効値の、前記無効電力に対する変化の傾きが、定格電圧を含む所定範囲において該所定範囲外よりも小さいようにしてもよい。
前記無効電力の増加に応じて減少する前記電力変換装置からの出力電圧実効値の、前記無効電力に対する変化の傾きが、定格電圧を含む所定範囲において該所定範囲外よりも小さいようにしてもよい。
【0011】
これによれば、定格電圧の近傍において、無効電力が変化しても出力電圧実効値が大きく変化しない。従って、ドループ制御及び仮想インピーダンス制御によって、無効電力が変化しても、出力電圧実効値が定格電圧から大きくはずれることがないので、系統連系規定のように電圧の変動幅に制限がある場合でも、このような制限を満足しつつ、循環電流を抑制することができる。
【0012】
また、本発明において、
前記仮想インピーダンス制御部は、仮想抵抗を含むようにしてもよい。
前記仮想インピーダンス制御部は、仮想抵抗を含むようにしてもよい。
【0013】
これによれば、仮想インピーダンス制御において抵抗を模擬することにより、各電力変換装置間の循環電流に含まれる直流電流を抑制することが可能となる。
【0014】
また、本発明は、前記電力変換装置が複数並列に接続されたことを特徴とする電力変換システムである。
【0015】
これによれば、仮想インピーダンス制御により、並列に接続された各電力変換装置を負荷に接続する配線による配線インピーダンスを含むインピーダンスのアンバランスを低減し、ドループ制御による無効電力の偏差を抑制できる。また、出力電流に掛ける仮想リアクタンスを無効電力に応じて変化させることにより、並列に接続された電力変換装置を含む電力変換システムを構成する各電力変換装置間の無効電力をバランスさせることが可能となる。このように、電力変換システムを構成する各電力変換装置間で無効電力をバランスさせることにより、各電力変換装置間における無効電力の授受とみなすことができる循環電流を抑制することができる。
【発明の効果】
【0016】
本発明によれば、並列接続された複数の電力変換装置間における循環電流を抑制可能な電力変換装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【0017】
【図1】本発明の実施例に係る電力変換システムの概略構成を示す図である。
【図2】本発明の実施例に係るパワーコンディショナの制御系の概略構成を示す図である。
【図3】本発明の実施例１に係る制御系の一部を示すブロック線図である。
【図4】本発明の実施例１に係る制御系の一部を示すブロック線図である。
【図8】本発明の実施例１に係る仮想インピーダンス制御による効果を説明するグラフである。
【図9】本発明の実施例２に係る制御系の一部の構成を示すブロック線図である。
【図10】本発明の比較例に係る制御系の一部の構成を示すブロック線図である。
【図11】本発明の比較例と実施例２に係る仮想インピーダンス制御との実験結果を示すグラフである。
【図12】本発明の比較例と実施例２に係る仮想インピーダンス制御との効果を比較して説明するグラフである。
【発明を実施するための形態】
【0018】
〔適用例〕
以下、本発明の適用例について、図面を参照しつつ説明する。
以下、本発明の適用例について、図面を参照しつつ説明する。
【0019】
図１は、本発明が適用される電力変換システム１の概略構成図である。電力変換システム１は、複数のパワーコンディショナ１００等が並列接続され、通常時は商用電力系統３００と連系して運転されるが、商用電力系統３００からの電力供給が停止されると、負荷４００に電力を供給する自立運転が可能である。
【0020】
本発明は、上述のような電力変換システム１を構成する第１パワーコンディショナ１００に含まれる第１インバータ１０１の制御部１０２において実現される制御系に好適に適用することができる。
【0021】
図４は、本発明の適用例である制御系の一部の構成を示す。図４は、図２に示す第１パワーコンディショナ１００の制御系のうち、仮想インピーダンス制御部１２１及びドループ制御部１２３を含む部分を示す。ここでは、各インバータ１０１、２０１間の電力分担に、Ｐ－ω及びＱ－Ｖドループ制御を適用する。ゲインｍｉはＰ－ωドループのゲイン、ゲインｎｉはＱ－Ｖドループのゲインである。
【0022】
電力演算部１２２から出力される無効電力Ｑｉは減算器３６に入力され、無効電力指令値Ｑ＊から減算される。ただし、ここでは、無効電力指令値Ｑｉ
＊＝０となるように制御される。減算器３６の出力は、ゲインＫｑの比例制御器３７に入力される。この仮想インピーダンス制御における仮想リアクタンスＸｖｉｒｉは、後述する（５）式によって表され、比例制御器３７におけるゲインＫｑは無効電力Ｑｉに応じて変化する。このように、仮想リアクタンスＸｖｉｒｉを無効電力Ｑｉに応じて変化させることで、並列接続された各インバータ１０１及び２０１等がそれぞれ異なる比例ゲインを有することとなる。具体的には、無効電力Ｑｉが小さくなったインバータのゲインを弱め、無効電力Ｑｉが大きくなったインバータのゲインを強めることにより、無効電力Ｑｉのバランスを行う。
【0023】
図５（Ａ）に示すように、無効電力が大きいほど、ゲインＫｑが大きくなるように、ゲ
インＫｑの傾きＫｑｄを設定している。ゲインＫｑの最大値が、無効電力１．０ｐ．ｕ．時に仮想リアクタンスＸｖｉｒによる電圧降下が系統連系規定を満足するように傾きＫｑｄを決めた。図５（Ｂ）に示すように、従来法のドループ制御では、無効電力と交流電圧実効値は比例する。ドループゲインｎｉは無効電力が１．０ｐ．ｕ．で系統連系規定１８２Ｖを満足するように設定した。ここでは、無効電力と出力電圧実効値との関係は３次曲線となる。このとき、軽負荷ではゲインＫｑは小さく、重負荷ではゲインＫｑは大きくなる。無効電力と出力電圧実効値との関係を示す３次曲線は、定格電圧付近では傾きが大きくないため、仮想リアクタンスのみで出力電圧実効値ＶＣｉを調整することで無効電力のアンバランスを抑制できる。このため、ドループゲインｎｉを０にし、仮想リアクタンスＸｖｉｒｉのみで出力電圧実効値Ｖ＊ Ｃｉを調整することにより、特に定格電圧付近で、各インバータ１０１等間での無効電力の偏差を小さくすることができる。すなわち、定格電圧付近での電圧変動を抑制しつつ循環電流を抑制することができる。
インＫｑの傾きＫｑｄを設定している。ゲインＫｑの最大値が、無効電力１．０ｐ．ｕ．時に仮想リアクタンスＸｖｉｒによる電圧降下が系統連系規定を満足するように傾きＫｑｄを決めた。図５（Ｂ）に示すように、従来法のドループ制御では、無効電力と交流電圧実効値は比例する。ドループゲインｎｉは無効電力が１．０ｐ．ｕ．で系統連系規定１８２Ｖを満足するように設定した。ここでは、無効電力と出力電圧実効値との関係は３次曲線となる。このとき、軽負荷ではゲインＫｑは小さく、重負荷ではゲインＫｑは大きくなる。無効電力と出力電圧実効値との関係を示す３次曲線は、定格電圧付近では傾きが大きくないため、仮想リアクタンスのみで出力電圧実効値ＶＣｉを調整することで無効電力のアンバランスを抑制できる。このため、ドループゲインｎｉを０にし、仮想リアクタンスＸｖｉｒｉのみで出力電圧実効値Ｖ＊ Ｃｉを調整することにより、特に定格電圧付近で、各インバータ１０１等間での無効電力の偏差を小さくすることができる。すなわち、定格電圧付近での電圧変動を抑制しつつ循環電流を抑制することができる。
【0024】
〔実施例１〕
以下では、本発明の実施例１に係るインバータを含む電力変換システム１について、図面を用いて、より詳細に説明する。ただし、この実施例に記載されている装置及びシステムの構成は各種条件により適宜変更されるべきものである。すなわち、この発明の範囲を以下の実施例に限定する趣旨のものではない。
以下では、本発明の実施例１に係るインバータを含む電力変換システム１について、図面を用いて、より詳細に説明する。ただし、この実施例に記載されている装置及びシステムの構成は各種条件により適宜変更されるべきものである。すなわち、この発明の範囲を以下の実施例に限定する趣旨のものではない。
【0025】
図１は、複数のパワーコンディショナを含む電力変換システム１の概略構成図である。図１には第１パワーコンディショナ１００及び第２パワーコンディショナ２００を含む電力変換システム１を示しているが、電力変換システム１を構成する、複数並列に接続されるパワーコンディショナの台数はこれに限られず、並列接続された３台以上の適宜の台数のパワーコンディショナを含んで電力変換システム１を構成することができる。図１では、第１パワーコンディショナ１００について、第１インバータ１０１を含む内部構成の概略を示している。第２パワーコンディショナ２００も同様にインバータその他の構成を有するが詳細な説明は省略する。ここでは、第１パワーコンディショナ１００及び第２パワーコンディショナ２００がそれぞれ本発明の電力変換装置に対応し、電力変換システム１が本発明の電力変換システムに相当する。
【0026】
第１パワーコンディショナ１００及び第２パワーコンディショナ２００は接続線（母線）５００ａ及び５００ｂにより並列に接続され、通常の連系運転時には、商用電力系統３００に連系して運転され、商用電力系統３００からの電力供給が停止した自立運転時には、負荷４００に対して電力を供給する。電力変換システム１から電力の供給を受ける負荷４００の構成は特に限定されず、線形負荷及び非線形負荷のいずれか又は両方を含んでもよい。第１インバータ１０１は、直流電源Ｓｄ１から入力された直流電力を交流電力に変換して出力する。第１パワーコンディショナ１００及び第２パワーコンディショナ２００に直流電力を入力する直流電源Ｓｄ１及びＳｄ２は、蓄電池、太陽電池、燃料電池等の直流電力を出力可能な分散型電源であってもよいし、交流電力を直流電力に変換して出力する電力変換装置であってもよい。第１インバータ１０１は、スイッチング素子のオンオフを制御することにより、直流電源Ｓｄ１から入力された直流電力を交流電力に変換して出力する。スイッチング素子を直列に接続したレグを組み合わせて構成されるスイッチング回路の構成は特に限定されない。スイッチング素子の半導体材料としては、ガリウムナイトライド（ＧａＮ）、シリコン（Ｓｉ）、シリコンカーバイド（ＳｉＣ）等を用いることができるが、これらに限定されない。また、スイッチング素子としては、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等を用いることができる。ここでは、第１インバータ１０１が本発明のインバータ部に対応する。
【0027】
第１インバータ１０１の出力は、出力線１０１ａ及び１０１ｂにより商用電力系統３０
０に供給され、また、接続線５００ａ及び５００ｂを介して負荷４００に供給される。第１インバータ１０１の出力線１０１ａにはリアクトルＬが直列に接続され、一端が第１インバータ１０１に接続されたリアクトルＬの他端側では、出力線１０１ａと１０１ｂとの間にコンデンサＣｆが接続されている。リアクトルＬ及びコンデンサＣｆの出力端側には、出力線１０１ａに直列にリアクトルＬｆが接続されている。リアクトルＬｆの負荷側において、出力線１０１ａ及び１０１ｂには、接続線５００ａ及び５００ｂを介して、第２インバータ２０１の出力線２０１ａ及び２０１ｂが並列に接続される。第１パワーコンディショナ１００と接続線５００ａ及び５００ｂと間の配線インピーダンスをＺｌｉｎｅ１、第２パワーコンディショナ２００と接続線５００ａ及び５００ｂと間の配線インピーダンスをＺｌｉｎｅ２で表している。電力変換システム１には、リアクトルＬのリアクトル電流ｉＬを計測する電流センサ１０３、コンデンサＣｆの電圧である出力電圧ｖＣを計測する電圧センサ１０４、リアクトルＬｆに流れる出力電流ｉｏｕｔを計測する電流センサ１０５が設けられている。リアクトルＬ、リアクトルＬｆ及びコンデンサＣｆは、第１インバータ１０１から出力される電力を平滑化するフィルタ部１０６を構成する。
０に供給され、また、接続線５００ａ及び５００ｂを介して負荷４００に供給される。第１インバータ１０１の出力線１０１ａにはリアクトルＬが直列に接続され、一端が第１インバータ１０１に接続されたリアクトルＬの他端側では、出力線１０１ａと１０１ｂとの間にコンデンサＣｆが接続されている。リアクトルＬ及びコンデンサＣｆの出力端側には、出力線１０１ａに直列にリアクトルＬｆが接続されている。リアクトルＬｆの負荷側において、出力線１０１ａ及び１０１ｂには、接続線５００ａ及び５００ｂを介して、第２インバータ２０１の出力線２０１ａ及び２０１ｂが並列に接続される。第１パワーコンディショナ１００と接続線５００ａ及び５００ｂと間の配線インピーダンスをＺｌｉｎｅ１、第２パワーコンディショナ２００と接続線５００ａ及び５００ｂと間の配線インピーダンスをＺｌｉｎｅ２で表している。電力変換システム１には、リアクトルＬのリアクトル電流ｉＬを計測する電流センサ１０３、コンデンサＣｆの電圧である出力電圧ｖＣを計測する電圧センサ１０４、リアクトルＬｆに流れる出力電流ｉｏｕｔを計測する電流センサ１０５が設けられている。リアクトルＬ、リアクトルＬｆ及びコンデンサＣｆは、第１インバータ１０１から出力される電力を平滑化するフィルタ部１０６を構成する。
【0028】
ここでは、第１インバータ１０１から出力線１０１ａ及び１０１ｂを介して出力されるインバータ電圧をｖｉｎｖ、リアクトルＬの電圧であるリアクトル電圧をｖＬ、リアクトルＬの電流であるリアクトル電流をｉＬ、コンデンサＣｆの電圧であるコンデンサ電圧（出力電圧）をｖＣ、リアクトルＬｆの電流である出力電流をｉｏｕｔと表記している。並列に接続される第２パワーコンディショナ２００等も同様に構成されるため、特に言及する場合を除き、第１パワーコンディショナ１００及び第１インバータ１０１を代表させ、各パワーコンディショナを区別するための添え字を省略して説明する。
【0029】
図２に、第１インバータ１０１制御系のブロック図を含む電力変換システム１の概略構成を示す。具体的には、第１インバータ１０１及びこれを制御する制御部１０２によって構成される。制御部１０２は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）及びメモリを含むコ
ンピュータ、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）等を含んで構成することができる。各部の機能の一部又は全部は、
ハードウェアにおいてソフトウェアを実行することにより実現されてもよいし、専用のハードウェアによって実現されてもよい。
ンピュータ、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）等を含んで構成することができる。各部の機能の一部又は全部は、
ハードウェアにおいてソフトウェアを実行することにより実現されてもよいし、専用のハードウェアによって実現されてもよい。
【0030】
制御部１０２は、仮想インピーダンス制御部１２１、電力演算部１２２、ドループ制御部１２３、電圧指令値生成部１２４、電圧制御オープンループ１２５、ＰＷＭ信号生成部１２６を含む。
【0031】
垂下制御部１０２１は、電力演算部１２２、ドループ制御部１２３及び電圧指令値生成部１２４を含み、並列接続された各インバータ１０１、２０１の負荷バランスを調整する垂下制御を行う機能ブロックである。各インバータ１０１、２０１間の電力分担には、Ｐ－ω及びＱ－Ｖドループ制御を適用する。電力演算部１２２が出力電圧ｖｃ及び出力電流ｉｏｕｔの計測値から有効電力Ｐ及び無効電力Ｑを計算する。ドループ制御部１２３は、所定のドループ特性に基づき、有効電力の変動分に応じて出力電圧指令値の周波数ω、無効電流の変動分に応じて出力電圧指令値の振幅Ｖを決定する。電圧指令値生成部１２４は、このように決定された周波数ω及び振幅Ｖに基づいて、出力電圧指令値ｖＣ
＊を生成する。
【0032】
仮想インピーダンス制御部１２１は、出力電流ｉｏｕｔ及び無効電力Ｑに基づいて垂下制御の性能を改善する機能ブロックであり、後述する仮想インピーダンス制御を行う。
【0033】
電圧制御系１０２２は、電圧制御オープンループ１２５、ＰＷＭ信号生成部１２６、第１インバータ１０１、リアクトルＬ、コンデンサＣｆ、リアクトルＬｆを含む。所望の電
圧を出力する制御系である。電圧制御系１０２２では、垂下制御部１０２１と仮想インピーダンス制御部１２１により生成された電圧指令値に追従するように、第１インバータ１０１を構成するスイッチング素子を駆動するＰＭＷ波形のデューティを決定する。以下に説明する制御系は、この電圧制御系１０２２の電圧制御オープンループ１２５の構成を具体化したものである。電圧制御系１０２２が、本発明のインバータ電圧制御部に相当する。
圧を出力する制御系である。電圧制御系１０２２では、垂下制御部１０２１と仮想インピーダンス制御部１２１により生成された電圧指令値に追従するように、第１インバータ１０１を構成するスイッチング素子を駆動するＰＭＷ波形のデューティを決定する。以下に説明する制御系は、この電圧制御系１０２２の電圧制御オープンループ１２５の構成を具体化したものである。電圧制御系１０２２が、本発明のインバータ電圧制御部に相当する。
【0034】
図３のブロック線図において、上側の破線で囲まれた領域は、インバータ（例えば、図１に示す第１インバータ１０１）の動作を表すモデルである。減算器１０において、入力されたインバータ電圧指令値ｖｉｎｖ
＊から、デッドタイム誤差電圧ｖＴｄが減算され、インバータ電圧ｖｉｎｖが出力される。ここで、デッドタイムは、例えば第１インバータ１０１を構成するレグにおいて、上側アームのスイッチング素子と直列に接続された下側アームのスイッチング素子とを交互にオンオフする際に、両スイッチング素子が同時にオンするのを防止するために、一方のスイッチング素子がオフされてから他方のスイッチング素子がオンされるまでに設けられる両スイッチング素子がオフとなる期間である。デッドタイム誤差電圧ｖＴｄはこのようなデッドタイムにより生じるインバータ電圧に生じる誤差電圧であり、例えば、図１の出力線１０１ａに接続される等価抵抗ＲＴｄによって表すことができる。入力されたインバータ電圧ｖｉｎｖから、減算器１１において出力電圧ｖＣが減算され、リアクトル電圧ｖＬが出力される。積分器１２においてこのリアクトル電圧ｖＬを積分し積分ゲイン１／Ｌを掛けることによりリアクトル電流ｉＬを出力する。積分器１２から出力されるリアクトル電流ｉＬは減算器１３に入力される。減算器１３において、リアクトル電流ｉＬから出力電流ｉｏｕｔが減算される。積分器１４において減算器１３から出力される出力電流ｉｏｕｔを積分し積分ゲイン１／Ｃを掛けることにより出力電圧ｖＣが出力される。
【0035】
このような構成のインバータに対して、出力電流ｉｏｕｔを補償する外乱オブザーバと、デッドタイム誤差電圧ｖＴｄを補償する外乱オブザーバと統合した外乱オブザーバ２を備えた制御系の一部を図３に示す。制御系のうち、仮想インピーダンス制御部１２１及び垂下制御部１０２１を含む部分については後述する。ここでは、インバータ電圧指令値ｖｉｎｖ
＊に対して、伝達関数ωＣ
２／（ｓ２＋２ξωＣｓ＋ωＣ
２）で表される２次ローパスフィルタ２３によりフィルタ処理を行う。そして、出力電圧ｖＣは、微分ゲインＬＣによる２階の微分制御と比例ゲイン１の比例制御を含む演算器２４に入力される。すなわち、演算器２４では、出力電圧ｖＣに対して微分ゲインＬＣによる２階微分と、比例ゲイン１による比例演算が行われる。演算器２４の出力に対して、さらに、伝達関数ωＣ
２／（ｓ２＋２ξωＣｓ＋ωＣ
２）で表される２次フィルタ２５によるフィルタ処理が行われる。そして、減算器４６において、２次ローパスフィルタ２３から出力されるｖｉｎｖ
＊から、２次フィルタ２５から出力されるｖｉｎｖ
＊－ｖＴｄ
ｅｓｔ－ｓＬｉｏｕｔ
ｅｓｔを減算し、出力されたｖＴｄ
ｅｓｔ＋ｓＬｉｏｕｔ
ｅｓｔが加算器２８に入力され、出力電圧指令値ｖＣ
＊と加算される。
【0036】
ここで、２次ローパスフィルタ２３及び２５の伝達関数をＧ３で表したとき、電流外乱抑圧特性は以下の（１）式で表される。
【数1】
【0037】
（１）式に具体的な伝達関数Ｇ３を代入して整理すると、以下に示す（２）式となる。
【数2】
【0038】
また、電圧外乱抑圧特性は以下の（３）式で表される。
【数3】
【0039】
（３）式に具体的な伝達関数Ｇ３を代入して整理すると、以下に示す（４）式となる。
【数4】
【0040】
このようにして、制御系では、デッドタイム誤差電圧ｖＴｄと出力電流に起因する電圧ｓＬｉｏｕｔが外乱として補償される。本制御系では、１次ローパスフィルタと２次ローパスフィルタを必要とする構成に比して、２次ローパスフィルタ２３及び２５のみで構成されるので、設計項目及び計算回数を低減することができる。また、ゼロクロス付近を含め安定した電圧波形の出力が可能な第１インバータ１０１を含む第１パワーコンディショナ１００と同様の制御系を有するパワーコンディショナを複数台並列接続して構成された電力変換システム１では、各パワーコンディショナから安定した電圧波形が出力されるので、商用電力系統３００から解列されて負荷に電力を供給する自立運転時においても、ゼロクロス付近の無効電流（横流）の発生を抑制・低減することができ、直流電源の電力を効率よく利用することができる。
【0041】
図４は、本実施例に係る制御系の一部の構成を示すブロック線図である。図４は、図１に示した概略構成のうち、仮想インピーダンス制御部１２１及び垂下制御部１０２１の構成を示す。第１インバータ１０１を含む第１パワーコンディショナ１００、及び、第２インバータ２０１を含む第２パワーコンディショナ２００に共通する構成については、添え字ｉを付している。図１及び図２に示す電力変換システム１では、具体的にはｉ＝１，２となる。
【0042】
ここでは、電力演算部１２２から出力される有効電力Ｐｉに対してゲインｍｉの比例制御が行われる。比例制御器３１の出力は減算器３３に入力される。そして、減算器３３において、周波数指令値ω＊から、ｍｉＰｉが減算される。減算器３３の出力に対して積分制御３５が行われ、電圧指令値生成部１２４に入力される。すなわち、減算器３３の出力ω＊－ｍｉＰｉがゲイン１で積分され、得られた周波数ωが電圧指令値生成部１２４に入力される。ゲインｍｉは、Ｐ－ωドループのゲインである。
【0043】
電力演算部１２２から出力される無効電力Ｑｉに対しては、比例制御器３２においてゲインｎｉの比例制御が行われる。そして、減算器３４において、実効電圧指令値Ｖ＊から、ｎｉＱｉが減算される。減算器３４から出力される振幅Ｖは電圧指令値生成部１２４に入力される。ゲインｎｉはＱ－Ｖドループのゲインである。
【0044】
また、電力演算部１２２から出力される無効電力Ｑｉは減算器３６に入力され、無効電
力指令値Ｑ＊から減算される。ただし、ここでは、無効電力指令値Ｑｉ ＊＝０となるように制御される。減算器３６の出力は、ゲインＫｑの比例制御器３７に入力される。この仮想インピーダンス制御における仮想リアクタンスＸｖｉｒｉは、以下の（５）式によって表され、比例制御器３７におけるゲインＫｑは無効電力Ｑｉに応じて変化する。
ここで、Ｋｑｄは、ゲインＫｑの傾きである。このように、仮想リアクタンスＸｖｉｒｉを無効電力Ｑｉに応じて変化させることで、並列接続された各インバータ１０１及び２０１等がそれぞれ異なる比例ゲインを有することとなる。具体的には、無効電力Ｑｉが小さくなったらインバータのゲインを弱め、無効電力Ｑｉが大きくなったらインバータのゲインを強めることにより、無効電力Ｑｉのバランスを行う。なお、上述のように、ここでは、無効電力指令値Ｑｉ ＊を０とすることで、各インバータ１０１等は自身の出力する無効電力Ｑｉを抑制するように動作する。ここでは、仮想リアクタンスＸｖｉｒｉが本発明の仮想リアクタンスに相当する。
力指令値Ｑ＊から減算される。ただし、ここでは、無効電力指令値Ｑｉ ＊＝０となるように制御される。減算器３６の出力は、ゲインＫｑの比例制御器３７に入力される。この仮想インピーダンス制御における仮想リアクタンスＸｖｉｒｉは、以下の（５）式によって表され、比例制御器３７におけるゲインＫｑは無効電力Ｑｉに応じて変化する。
【数5】
ここで、Ｋｑｄは、ゲインＫｑの傾きである。このように、仮想リアクタンスＸｖｉｒｉを無効電力Ｑｉに応じて変化させることで、並列接続された各インバータ１０１及び２０１等がそれぞれ異なる比例ゲインを有することとなる。具体的には、無効電力Ｑｉが小さくなったらインバータのゲインを弱め、無効電力Ｑｉが大きくなったらインバータのゲインを強めることにより、無効電力Ｑｉのバランスを行う。なお、上述のように、ここでは、無効電力指令値Ｑｉ ＊を０とすることで、各インバータ１０１等は自身の出力する無効電力Ｑｉを抑制するように動作する。ここでは、仮想リアクタンスＸｖｉｒｉが本発明の仮想リアクタンスに相当する。
【0045】
上述のようにして得られた仮想リアクタンスＸｖｉｒｉは、乗算器３９において、伝達関数（ｓωｚ）／（ｓ＋ωｚ）で表されるハイパスフィルタ３８でフィルタ処理された出力電流ｉｏｕｔｉと乗算され、仮想電圧ｖｖｉｒｉが出力される。仮想電圧ｖｖｉｒｉは、減算器１５において、電圧指令値生成部１２４から出力される電圧指令値ｖｄｒｏｏｐｉから減算され、得られた出力電圧指令値ｖ＊
Ｃｉが電圧制御系１０２２に出力される。ここでは、電圧指令値ｖｄｒｏｏｐｉが本発明の第１電圧値に相当し、電圧指令値生成部１２４が本発明の第１電圧値生成部に相当する。また、仮想電圧ｖｖｉｒｉが本発明の第２電圧値に相当し、仮想インピーダンス制御部１２１が本発明の仮想インピーダンス制御部に相当する。また、出力電圧指令値ｖ＊
Ｃｉが本発明の出力電圧指令値に相当し、減算器１５が本発明の出力電圧指令値出力部に相当する。
【0046】
上述のＱ－Ｖドループ制御及び仮想インピーダンス制御によって、各インバータ１０１等の電圧振幅が変化する。このとき、系統連系規定により、交流電圧実効値は２０２Ｖ±２０Ｖ以内である必要がある。図４に示す制御系によって得られる出力電圧実効値Ｖ＊
Ｃｉは、以下の（６）式によって示される。
ここでは、φｉは出力電圧と出力電流の位相差である。出力電圧実効値Ｖ＊ Ｃｉは、ドループゲインｎｉと仮想インピーダンス制御のゲインＫｑの傾きＫｑｄによって決定される。ここでは、出力電圧実効値Ｖ＊ Ｃｉが本発明の出力電圧実効値に相当する。
【数6】
ここでは、φｉは出力電圧と出力電流の位相差である。出力電圧実効値Ｖ＊ Ｃｉは、ドループゲインｎｉと仮想インピーダンス制御のゲインＫｑの傾きＫｑｄによって決定される。ここでは、出力電圧実効値Ｖ＊ Ｃｉが本発明の出力電圧実効値に相当する。
【0047】
図５（Ａ）に仮想リアクタンスＸｖｉｒｉのゲインＫｑと無効電力との関係を示し、図５（Ｂ）に無効電力－出力電圧実効値の特性を示す。このとき、有効電力２ｋＷ、力率０．８５を定格とした。図５（Ａ）に示すように、無効電力が大きいほど、ゲインＫｑが大きくなるように傾きＫｑｄを設けている。ゲインＫｑの最大値が、無効電力１．０ｐ．ｕ．時に仮想リアクタンスＸｖｉｒによる電圧降下が系統連系規定を満足するように傾きＫｑｄを決めた。図５（Ｂ）に示すように、従来法のドループ制御（比較例１）では、無効電力と交流電圧実効値は比例する。ドループゲインｎｉは無効電力が１．０ｐ．ｕ．で系統連系規定１８２Ｖを満足するように設定した。本実施例では、無効電力が増加すると出力電圧実効値は減少するが、無効電力と出力電圧実効値との関係は３次曲線となる。このとき、軽負荷ではゲインＫｑは小さく、重負荷ではゲインＫｑは大きくなる。定格電圧の
近傍では傾きが大きくない、すなわち図５（Ｂ）に灰色で示し定格電圧を含む範囲Ｒｎでは、この範囲Ｒｎ外に比べて傾きが小さいため、仮想リアクタンスのみで出力電圧実効値Ｖ＊ Ｃｉを調整することで無効電力のアンバランスを抑制できる。このため、ドループゲインｎｉを０にし、仮想リアクタンスＸｖｉｒｉのみで出力電圧実効値Ｖ＊ Ｃｉを調整することにより、特に定格電圧近傍で、各インバータ１０１等間での無効電力の偏差を小さくすることができる。ここでは、範囲Ｒｎが本発明の定格電圧を含む所定範囲に相当する。
近傍では傾きが大きくない、すなわち図５（Ｂ）に灰色で示し定格電圧を含む範囲Ｒｎでは、この範囲Ｒｎ外に比べて傾きが小さいため、仮想リアクタンスのみで出力電圧実効値Ｖ＊ Ｃｉを調整することで無効電力のアンバランスを抑制できる。このため、ドループゲインｎｉを０にし、仮想リアクタンスＸｖｉｒｉのみで出力電圧実効値Ｖ＊ Ｃｉを調整することにより、特に定格電圧近傍で、各インバータ１０１等間での無効電力の偏差を小さくすることができる。ここでは、範囲Ｒｎが本発明の定格電圧を含む所定範囲に相当する。
【0048】
（シミュレーション）
以下の表１及び表２にシミュレーション条件を示す。表１が回路パラメータに関するシミュレーション条件、表２が制御系パラメータに関するシミュレーション条件を示す。ここでは、各インバータ１０１、２０１と接続線５００ａ及び５００ｂとの間の配線インピーダンスＺｌｉｎｅ１及びＺｌｉｎｅ２を抵抗とインダクタで模擬し、第２インバータ２０１の配線インピーダンスＺｌｉｎｅ２を第１インバータ１０１の配線インピーダンスＺｌｉｎｅ１の２倍とした場合の検証をシミュレーションによって行った。ここでは、負荷は誘導性として、有効電力２ｋＷ、力率０．８５の定格で検証する。また、第１インバータ１０１及び第２インバータ２０１の電圧制御には、図２に示したセミオープンループ制御を適用している。
以下の表１及び表２にシミュレーション条件を示す。表１が回路パラメータに関するシミュレーション条件、表２が制御系パラメータに関するシミュレーション条件を示す。ここでは、各インバータ１０１、２０１と接続線５００ａ及び５００ｂとの間の配線インピーダンスＺｌｉｎｅ１及びＺｌｉｎｅ２を抵抗とインダクタで模擬し、第２インバータ２０１の配線インピーダンスＺｌｉｎｅ２を第１インバータ１０１の配線インピーダンスＺｌｉｎｅ１の２倍とした場合の検証をシミュレーションによって行った。ここでは、負荷は誘導性として、有効電力２ｋＷ、力率０．８５の定格で検証する。また、第１インバータ１０１及び第２インバータ２０１の電圧制御には、図２に示したセミオープンループ制御を適用している。
【表1】
【表2】
【0049】
図６に比較例１を適用した場合の有効電力・無効電力（図６（Ａ））及び出力電流波形
（図６（Ｂ））を示す。図６（Ａ）から、有効電力Ｐは各インバータ１０１、２０１間で均等に分配されているのに対して、無効電力Ｑはアンバランスが生じている。これは、配線インピーダンスのアンバランスにより、各インバータ１０１、２０１の出力電圧が不平衡になったことによるものである。そのため、図６（Ｂ）に示すように、各インバータ１０１、２０１間で、ｉｏｕｔ１－ｉｏｕｔ２、すなわち循環電流ｉｃｉｒが流れる。循環電流ｉｃｉｒは０．９Ａ程度流れており、第２インバータ２０１の出力電流３．７Ａに対して約２５％の割合を占めている。
（図６（Ｂ））を示す。図６（Ａ）から、有効電力Ｐは各インバータ１０１、２０１間で均等に分配されているのに対して、無効電力Ｑはアンバランスが生じている。これは、配線インピーダンスのアンバランスにより、各インバータ１０１、２０１の出力電圧が不平衡になったことによるものである。そのため、図６（Ｂ）に示すように、各インバータ１０１、２０１間で、ｉｏｕｔ１－ｉｏｕｔ２、すなわち循環電流ｉｃｉｒが流れる。循環電流ｉｃｉｒは０．９Ａ程度流れており、第２インバータ２０１の出力電流３．７Ａに対して約２５％の割合を占めている。
【0050】
図７に本実施例に係る仮想インピーダンス制御を適用した場合の、有効電力・無効電力（図７（Ａ））及び出力電流波形（図７（Ｂ））を示す。図７（Ａ）から、仮想リアクタンスＸｖｉｒを無効電力Ｑに応じて変化させることで、比較例と比べて無効電力の差が抑制されることがわかる。図７（Ｂ）から、循環電流ｉｃｉｒは０．３Ａとなり、第２インバータ２０１の電流３．７Ａに対して約８％の割合まで低減した。このように、本実施例に係る仮想インピーダンス制御を適用することにより、無効電力の分配が良好になり、循環電流ｉｃｉｒが抑制されていることがシミュレーションによっても確認できる。
【0051】
図８は、比較例２として仮想インピーダンスを一定に設定した場合と、本実施例のように仮想インピーダンスを無効電力に応じて変化させる場合におけるインバータ出力電圧の電圧降下を比較したものである。このとき、比較のために、両者において循環電流ｉｃｉｒが同じ値に抑制されるようなゲインに設定している。図８（Ａ）に示すように、定格動作時（１ｐ．ｕ．）には仮想インピーダンスを一定値にした場合で１７％、本実施例では８％電圧降下している。このように、仮想インピーダンスを一定値とした場合には、出力電圧が系統連系規定の下限を下回ることとなる。同様に、インバータが０．５ｐ．ｕ．で動作している場合にも、本実施例では電圧降下率が抑制されている。図８（Ｂ）は本実施例と比較例２による出力電圧波形を示している。本実施例のように、仮想インピーダンスを無効電力によって変化させることにより、電圧降下が系統連系規定を満足する範囲内に循環電流ｉｃｉｒを抑制することができる。
【0052】
〔実施例２〕
図９に、実施例２に係る仮想インピーダンス制御部１２１ａ及びドループ制御部１２３を含む制御系の一部の構成を示すブロック線図を示す。実施例１と共通の構成については同様の符号を用いて詳細な説明を省略する。制御系のうち、図９では省略している構成については実施例１と同様である。
図９に、実施例２に係る仮想インピーダンス制御部１２１ａ及びドループ制御部１２３を含む制御系の一部の構成を示すブロック線図を示す。実施例１と共通の構成については同様の符号を用いて詳細な説明を省略する。制御系のうち、図９では省略している構成については実施例１と同様である。
【0053】
ドループ制御部１２３の構成は、図４に示した実施例１と同様である。本実施例では、仮想インピーダンス制御部１２１ａが抵抗に関する構成を含む点が、実施例１と異なる。
【0054】
仮想インピーダンス制御部１２１ａでは、伝達関数（ｓ２＋ωｂ
２）／（ｓ２＋２ξωｂｓ＋ωｂ
２）で表されるバンドエリミネーションフィルタ４３に、出力電流ｉｏｕｔｉが入力され、フィルタ処理された後に、ゲインＲｖの比例制御器４４に入力される。バンドエリミネーションフィルタ４３により、出力電流ｉｏｕｔｉの系統周波数成分を除去し、基本波成分の電圧降下を防止することができる。ゲインＲｖは仮想抵抗を表し（以下、単に、仮想抵抗Ｒｖともいう）、各インバータ１０１、２０１間の直流電流を抑制することを目的とする。比例制御器４４の出力は加算器４５に入力される。ここでは、ゲインＲｖの比例制御器４４が本発明の仮想抵抗に相当する。
【0055】
電力演算部１２２から出力される無効電力Ｑｉは、本実施例では、伝達関数ωｑ／（ｓ＋ωｑ）で表されるローパスフィルタ４０によりフィルタ処理される。ローパスフィルタ４０からの出力は、絶対値演算器４１に入力される一方で、ゲインＫｑの比例制御器３７に入力される。絶対値演算器４１は、無効電力Ｑｉの絶対値を算出し、比例制御器３７に
出力する。比例制御器３７における処理は、実施例１と同様であり、上述の（５）式によって表される仮想リアクタンスＸｖｉｒｉを算出する。
上述したように、Ｋｑｄは、ゲインＫｑの傾きであり、ゲインＫｑは無効電力Ｑｉに応じて変化する。このように、仮想リアクタンスＸｖｉｒｉを無効電力Ｑｉに応じて変化させることで、並列接続された各インバータ１０１及び２０１等がそれぞれ異なる比例ゲインを有することとなる。具体的には、無効電力Ｑｉが小さくなったらインバータのゲインを弱め、無効電力Ｑｉが大きくなったらインバータのゲインを強めることにより、無効電力Ｑｉのバランスを行う。
出力する。比例制御器３７における処理は、実施例１と同様であり、上述の（５）式によって表される仮想リアクタンスＸｖｉｒｉを算出する。
上述したように、Ｋｑｄは、ゲインＫｑの傾きであり、ゲインＫｑは無効電力Ｑｉに応じて変化する。このように、仮想リアクタンスＸｖｉｒｉを無効電力Ｑｉに応じて変化させることで、並列接続された各インバータ１０１及び２０１等がそれぞれ異なる比例ゲインを有することとなる。具体的には、無効電力Ｑｉが小さくなったらインバータのゲインを弱め、無効電力Ｑｉが大きくなったらインバータのゲインを強めることにより、無効電力Ｑｉのバランスを行う。
【0056】
比例制御器３７の出力は、乗算器３９において、伝達関数（ｓωｉ）／（ｓ＋ωｉ）で表されるハイパスフィルタ４２によりフィルタ処理された出力電流ｉｏｕｔｉと乗算される。そして、乗算器３９の出力と、上述の比例制御器４４からの出力が加算器４５において加算され、仮想電圧ｖｖｉｒｉが出力される。仮想電圧ｖｖｉｒｉは、減算器１５において、電圧指令値生成部１２４から出力される電圧指令値ｖｄｒｏｏｐｉから減算され、得られた出力電圧指令値ｖ＊
Ｃｉが電圧制御系１０２２に出力される。
【0057】
このように、本実施例に係る仮想インピーダンス制御部１２１ａでは、仮想インピーダンスは、仮想抵抗Ｒｖと仮想インダクタによって構成される。仮想抵抗によって各インバータ１０１、２０１間の直流電流を抑制するとともに、仮想インダクタを無効電力に応じて変化させることにより、以下の（７）式によって表される無効電力アンバランスの差分を小さくすることで循環電流ｉｃｉｒを抑制している（各インバータ１０１、２０１間の循環電流ｉｃｉｒは無効電力の授受とみなすことができる。）。
ここで、ＺＬｆは商用電力系統側のフィルタインピーダンス、Ｖｏｕｔは負荷電圧である。
【数7】
ここで、ＺＬｆは商用電力系統側のフィルタインピーダンス、Ｖｏｕｔは負荷電圧である。
【0058】
図１０に比較のために従来の仮想インピーダンス制御を適用した仮想インピーダンス制御部１２１ｂ及びドループ制御部１２３を含む制御系（比較例３ともいう）の一部の構成を示す。実施例１及び実施例２と共通の構成については同様の符号を用いて詳細な説明を省略する。
【0059】
図１０に示す制御系では、仮想インピーダンスは、仮想抵抗Ｒｖと仮想インダクタＬｖによって構成される。ここでは、ドループ制御によって生成された電圧指令値ｖｄｒｏｏｐｉから仮想インピーダンスに起因する電圧降下ｖｖｉｒｉを減算し、出力電圧指令値ｖＣ
＊としている。
【0060】
配線インピーダンスＺｌｉｎｅｉは誘導性であるため、循環電流ｉｃｉｒを抑制するために、インバータ出力に対して直列に仮想インダクタＬｖを設ける。このとき、配線インピーダンスＺｌｉｎｅｉのアンバランスに対して、十分大きな仮想インダクタンスを設けることで、仮想分が支配的になり、各インバータ１０１、２０１の配線インピーダンスＺｌｉｎｅ１及びＺｌｉｎｅ２のバラつきが相対的に減少し、循環電流ｉｃｉｒが抑制される。
【0061】
ここで説明した従来の仮想インピーダンス制御では、小型フィルタがインバータに用いられた場合には、（７）式により、フィルタインピーダンスと配線インピーダンスとを合
わせた合成インピーダンスが小さくなることで、無効電力のアンバランスが残存し、循環電流抑制効果が低減する。
わせた合成インピーダンスが小さくなることで、無効電力のアンバランスが残存し、循環電流抑制効果が低減する。
【0062】
（実機検証）
以下に、従来の仮想インピーダンス制御（比較例３）と実施例２に係る仮想インピーダンス制御の循環電流について、実機検証による比較結果を説明する。表３は回路パラメータに関する実験条件を示し、表４はコントローラパラメータに関する実験条件を示す。配線インピーダンスＺｌｉｎｅ１及びＺｌｉｎｅ２の差異を模擬するために、第１インバータ１０１には第２インバータ２０１の２倍のインダクタを外付けした。また、負荷は誘導性（力率０．８６）とし、インバータ１台の定格有効電力は１ｋＷ（負荷は２ｋＷ）とした。
以下に、従来の仮想インピーダンス制御（比較例３）と実施例２に係る仮想インピーダンス制御の循環電流について、実機検証による比較結果を説明する。表３は回路パラメータに関する実験条件を示し、表４はコントローラパラメータに関する実験条件を示す。配線インピーダンスＺｌｉｎｅ１及びＺｌｉｎｅ２の差異を模擬するために、第１インバータ１０１には第２インバータ２０１の２倍のインダクタを外付けした。また、負荷は誘導性（力率０．８６）とし、インバータ１台の定格有効電力は１ｋＷ（負荷は２ｋＷ）とした。
【表3】
【表4】
【0063】
図１１（Ａ）に従来の仮想インピーダンス制御において仮想抵抗Ｒｖを設けていな場合
の実験結果を示す。小型フィルタを適用することで循環電流ｉｃｉｒに直流が重畳している。これは、従来の仮想インピーダンス制御では、電圧検出オフセット等に起因する外乱を抑制できないためである。
の実験結果を示す。小型フィルタを適用することで循環電流ｉｃｉｒに直流が重畳している。これは、従来の仮想インピーダンス制御では、電圧検出オフセット等に起因する外乱を抑制できないためである。
【0064】
図１１（Ｂ）に従来の仮想インピーダンス制御及び図１１（Ｃ）に本実施例に係る仮想インピーダンス制御の実験結果を示す。仮想抵抗を設けることにより、循環電流ｉｃｉｒの直流重畳が抑制できることが分かる。また、出力電圧実効値は２０２Ｖ±２０Ｖ以内、出力電圧ひずみ率（ＴＨＤ）は５％以下となり、連系点電圧ｖｏｕｔは高調波抑制対策技術指針（JEAG9702）を満足していると考えられる。さらに、循環電流ｉｃｉｒのピーク値は、従来の仮想インピーダンス制御では１．４Ａ、本実施例に係る仮想インピーダンス制御では１．１Ａとなり、２０％低減できることが確認できた。
【0065】
図１２に従来の仮想インピーダンス制御及び本実施例に係る仮想インピーダンス制御の有効電力及び無効電力を示す。負荷の無効電力に対するアンバランスの割合は、従来の仮想インピーダンス制御では２．０％（負荷の無効電力９７６ｖａｒ、差分２０ｖａｒ）であるのに対し、本実施例に係る仮想インピーダンス制御では、０．５０％（負荷の無効電力９９３ｖａｒ、差分５．０ｖａｒ）まで抑制することができ、７５％の改善結果が得られた。
【0066】
＜付記１＞
並列接続された他の電力変換装置（２００）とともに、共通の負荷（４００）に自立運転出力を供給可能な電力変換装置（１００）であって、
直流電力を交流電力に変換するインバータ部（１０１）と、
前記電力変換装置（１００）から出力される有効電力及び無効電力に基づいてドループ制御を行い、第１電圧値（ｖｄｏｏｐ）を出力する第１電圧値生成部（１２３、１２４）と、
前記電力変換装置（１００）から出力される出力電流（ｉｏｕｔ）に基づいて仮想インピーダンス制御を行い、前記第１電圧値（ｖｄｏｏｐ）を調整する第２電圧値（ｖｖｉｒ）を生成する仮想インピーダンス制御部（１２１）と、
前記第１電圧値と前記第２電圧値に基づいて出力電圧指令値（ｖ＊ ｃ）を出力する出力電圧指令値出力部（１５）と、
前記出力電圧指令値（ｖ＊ ｃ）が入力され、該出力電圧指令値（ｖ＊ ｃ）に一致するように前記インバータ部（１０１）を制御するインバータ電圧制御部（１０２２）と、
を備え、
前記仮想インピーダンス制御部（１２１）は、前記無効電力に応じて変化する仮想リアクタンスを前記出力電流に掛けることにより前記第２電圧値を生成することを特徴とする電力変換装置（１００）。
並列接続された他の電力変換装置（２００）とともに、共通の負荷（４００）に自立運転出力を供給可能な電力変換装置（１００）であって、
直流電力を交流電力に変換するインバータ部（１０１）と、
前記電力変換装置（１００）から出力される有効電力及び無効電力に基づいてドループ制御を行い、第１電圧値（ｖｄｏｏｐ）を出力する第１電圧値生成部（１２３、１２４）と、
前記電力変換装置（１００）から出力される出力電流（ｉｏｕｔ）に基づいて仮想インピーダンス制御を行い、前記第１電圧値（ｖｄｏｏｐ）を調整する第２電圧値（ｖｖｉｒ）を生成する仮想インピーダンス制御部（１２１）と、
前記第１電圧値と前記第２電圧値に基づいて出力電圧指令値（ｖ＊ ｃ）を出力する出力電圧指令値出力部（１５）と、
前記出力電圧指令値（ｖ＊ ｃ）が入力され、該出力電圧指令値（ｖ＊ ｃ）に一致するように前記インバータ部（１０１）を制御するインバータ電圧制御部（１０２２）と、
を備え、
前記仮想インピーダンス制御部（１２１）は、前記無効電力に応じて変化する仮想リアクタンスを前記出力電流に掛けることにより前記第２電圧値を生成することを特徴とする電力変換装置（１００）。
【符号の説明】
【0067】
１５ ：減算器
１００ ：第１パワーコンディショナ
１０１ ：第１インバータ
１２１ ：仮想インピーダンス制御部
１２３ ：ドループ制御部
１２４ ：電圧指令値生成部
２００ ：第２パワーコンディショナ
２０１ ：第２インバータ
１００ ：第１パワーコンディショナ
１０１ ：第１インバータ
１２１ ：仮想インピーダンス制御部
１２３ ：ドループ制御部
１２４ ：電圧指令値生成部
２００ ：第２パワーコンディショナ
２０１ ：第２インバータ
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】