特開 2024-3661 高周波部品モデル取得方法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2024003661

(43)【公開日】2024-01-15

(54)【発明の名称】高周波部品モデル取得方法

(51)【国際特許分類】

   G01R 27/28 20060101AFI20240105BHJP

【ＦＩ】

G01R27/28 Z

【審査請求】未請求

【請求項の数】6

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2022102954

(22)【出願日】2022-06-27

(71)【出願人】

【識別番号】000004695

【氏名又は名称】株式会社ＳＯＫＥＮ

(71)【出願人】

【識別番号】000003207

【氏名又は名称】トヨタ自動車株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110001519

【氏名又は名称】弁理士法人太陽国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】前田 登

(72)【発明者】

【氏名】福永 賢吾

(72)【発明者】

【氏名】三輪 圭史

【テーマコード（参考）】

2G028

【Ｆターム（参考）】

2G028BF05

2G028CG15

2G028CG20

2G028CG22

2G028DH11

2G028DH15

2G028FK07

(57)【要約】

【課題】浮遊状態にある部品の高周波特性を算出可能な高周波部品モデル取得方法を提供する。
【解決手段】信号導体２２２の近端２４に計測器４が接続され、信号導体２２２の遠端２２に抵抗素子Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３が電気的に接続されると共に、信号導体２２２の遠端２２同士を電気的に接続する交叉要素１６Ａ、１６Ｂを備えた測定治具の高周波特性の第１測定値を、抵抗素子Ｒ１～Ｒ３のインピーダンスを変化させて計測器４で得る。信号導体２２２の遠端２２が電気的に接続された測定端子に、測定対象部品を接続した状態の高周波特性の第２測定値を計測器４で得る。そして、第１測定値から得られる行列Ｄｓと抵抗素子Ｒ１～Ｒ３の反射係数より定まる行列ＤLとが共通の固有値を有することに基づいて算出した測定治具の高周波特性の推定値を、前記第２測定値から除去演算して測定対象部品の高周波特性を推定する。
【選択図】図９

【特許請求の範囲】

【請求項1】

複数の信号導体の一端に計測器が接続され、前記複数の信号導体同士を電気的に接続する交叉要素を備えた測定治具の高周波特性の第１測定値を、前記複数の信号導体の他端の各々にインピーダンスが既知の既知負荷を電気的に接続し、前記既知負荷のインピーダンスを変化させて前記計測器で得る工程と、
前記測定治具から前記既知負荷を除去すると共に、前記測定治具において前記複数の信号導体の他端が電気的に接続された複数の測定端子の各々に測定対象部品を接続した状態の回路の高周波特性の第２測定値を前記計測器で得る工程と、
前記第１測定値から得られる第１行列と前記既知負荷の反射係数より定まる第２行列とが共通の固有値を有することに基づいて、前記測定治具の高周波特性の推定値を算出する工程と、
前記第２測定値から前記推定値を除去演算して前記測定対象部品の高周波特性を推定する工程と、
を含む、高周波部品モデル取得方法。

【請求項2】

前記交叉要素は、前記複数の信号導体の他端相互を電気的に接続する請求項１に記載の高周波部品モデル取得方法。

【請求項3】

前記交叉要素は、各々異なる抵抗値を示す請求項２に記載の高周波部品モデル取得方法。

【請求項4】

前記測定治具の近傍に配置した試験アンテナの受信信号を前記計測器に入力した際に算出した前記第１行列と前記第２行列との固有値に基づいて前記測定治具の高周波特性の推定値を算出する請求項１～３のいずれか１項に記載の高周波部品モデル取得方法。

【請求項5】

前記交叉要素及び前記既知負荷の合成インピーダンスを前記複数の信号導体のコモンモード特性インピーダンス基準でＳパラメータ変換した値に対して正負反転した値に近いＳパラメータを有する近端既知負荷を前記測定治具の近端に挿入した請求項４に記載の高周波部品モデル取得方法。

【請求項6】

前記複数の信号導体を均一伝送線路として近似的に見た場合に、伝搬モードと、前記複数の信号導体の線路長と、前記複数の信号導体の前記一端及び前記他端でのモード変換とで定まる複数の共振周波数が、測定対象とする周波数帯において一致しないように、前記前記複数の信号導体が各々異なる線路長を持つようにして前記計測器で測定する請求項５に記載の高周波部品モデル取得方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、高周波部品モデル取得方法に関する。

【背景技術】

【0002】

多端子インピーダンス部品について、補正の対象となる測定系が実測時と同じ状態のままで校正作業を行うことができる高周波部品モデルの取得が求められている。

【0003】

特許文献１には、高周波特性が異なる補正データ取得用試料に基づいて導出した数式を用いて、電子部品を基準測定系で測定したならば得られる電子部品の高周波特性の推定値を算出する発明が開示されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【特許文献1】特開２０１２－１６３５７３号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

しかしながら、特許文献１に記載の発明は、各々の測定対象が共通した接地領域を有することが前提であり、測定対象である部品が接地領域から遊離した浮遊状態にある場合に対応できないという問題があった。

【0006】

本発明は、上記事実を考慮し、車載部品に多く見られる浮遊状態にある部品の高周波特性を算出可能な高周波部品モデル取得方法を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0007】

請求項１に記載の高周波部品モデル取得方法は、複数の信号導体の一端に計測器が接続され、前記複数の信号導体同士を電気的に接続する交叉要素を備えた測定治具の高周波特性の第１測定値を、前記複数の信号導体の他端の各々にインピーダンスが既知の既知負荷を電気的に接続し、前記既知負荷のインピーダンスを変化させて前記計測器で得る工程と、前記測定治具から前記既知負荷を除去すると共に、前記測定治具において前記複数の信号導体の他端が電気的に接続された複数の測定端子の各々に測定対象部品を接続した状態の回路の高周波特性の第２測定値を前記計測器で得る工程と、前記第１測定値から得られる第１行列と前記既知負荷の反射係数より定まる第２行列とが共通の固有値を有することに基づいて、前記測定治具の高周波特性の推定値を算出する工程と、前記第２測定値から前記推定値を除去演算して前記測定対象部品の高周波特性を推定する工程と、を含む。

【0008】

請求項１に記載の高周波部品モデル取得方法は、既知負荷を取り付けた測定治具の高周波特性を予め推定した後、測定治具に接続した測定対象部品の高周波特性を測定する。測定した測定対象部品の高周波特性から、測定治具の高周波特性を演算除去することにより、測定対象部品の特性を得ることができる。

【0009】

また、請求項１に記載の高周波部品モデル取得方法は、複数の信号導体間に交叉要素を挿入することにより、直接測定するＳパラメータに非対角要素を導入して、第１行列に非対角要素を導入することにより、測定対象の高周波特性の計算精度を向上させることができる。

【0010】

請求項２に記載の高周波部品モデル取得方法は、前記交叉要素は、前記複数の信号導体の他端相互を電気的に接続する。

【0011】

請求項２に記載の高周波部品モデル取得方法は、交叉要素で前記複数の信号導体の他端同士を電気的に接続することにより、第１行列に非対角要素を導入して、測定対象の高周波特性の計算精度を向上させることができる。

【0012】

請求項３に記載の高周波部品モデル取得方法は、前記交叉要素は、各々異なる抵抗値を示す。

【0013】

請求項３に記載の高周波部品モデル取得方法は、交叉要素の抵抗値を変えることで、逆問題計算時の行列の非対角要素が異なるようにし、測定対象の高周波特性の計算精度を向上させることができる。

【0014】

請求項４に記載の高周波部品モデル取得方法は、前記測定治具の近傍に配置した試験アンテナの受信信号を前記計測器に入力した際に算出した前記第１行列と前記第２行列との固有値に基づいて前記測定治具の高周波特性の推定値を算出する。

【0015】

請求項４に記載の高周波部品モデル取得方法は、測定治具からの放射又は誘導を試験アンテナで受信して利用することにより、測定の情報量を増し、測定精度を上げることができる。

【0016】

請求項５に記載の高周波部品モデル取得方法は、前記交叉要素及び前記既知負荷の合成インピーダンスを前記複数の信号導体のコモンモード特性インピーダンス基準でＳパラメータ変換した値に対して正負反転した値に近いＳパラメータを有する近端既知負荷を前記測定治具の近端に挿入している。

【0017】

請求項５に記載の高周波部品モデル取得方法は、近端既知負荷を挿入することにより、測定治具内の多重反射が共振状態とならないように端末反射を操作することができる。

【0018】

請求項６に記載の高周波部品モデル取得方法は、前記複数の信号導体を均一伝送線路として近似的に見た場合に、伝搬モードと、前記複数の信号導体の線路長と、前記複数の信号導体の前記一端及び前記他端でのモード変換とで定まる複数の共振周波数が、測定対象とする周波数帯において一致しないように、前記前記複数の信号導体が各々異なる線路長を持つようにして前記計測器で測定する。

【0019】

請求項６に記載の高周波部品モデル取得方法は、測定治具内の多重反射が共振状態とならない測定治具が存在するようにすることで、端末反射を操作することができる。

【発明の効果】

【0020】

以上説明したように、本発明に係る高周波部品モデル取得方法によれば、車載部品に多く見られる浮遊状態にある高周波部品の特性が算出可能になる。

【図面の簡単な説明】

【0021】

【図1】本発明の第１実施形態における測定時の基本構成の一例を示した概略図である。

【図2】車載の測定対象ハーネスを接続して、エンジンＥＣＵから見た反射特性および試験アンテナへの伝達特性を測定する場合を示した概略図である。

【図3】近端に設けたＧＮＤ拡張金具と、浮遊部品のローカルグランドとの間に複数の既知負荷を備え、既知負荷に異なるインピーダンスを示す抵抗素子を付け替えて測定したデータに基づいて、同軸線束の特性を推定する場合の概略図である。

【図4】既知負荷に３つの抵抗素子を適用した場合の浮遊部品の概略図である。

【図5】既知負荷を構成する抵抗素子の一例を示した概略図である。

【図6】図４に示した回路を構成するポートの概念図である。

【図7】浮遊部品のＥＣＵ端反射の反射損失と、エンジンＥＣＵから試験アンテナへの伝搬に係る挿入損失とを示した概略図である。

【図8】周波数に対する固有値正規化ノルムの一例を示した概略図である。

【図9】図４に示した構成に交叉要素を配設した場合の概略図である。

【図10】（Ａ）は交叉要素がない場合に最大対角要素で正規化した行列を、（Ｂ）は交叉要素ありの場合に最大対角要素で正規化した行列を、各々示した概略図である。

【図11】交叉要素を有する場合の固有値偏差正規化ノルムを示した概略図である。

【図12】交叉要素を有する場合のハーネス特性推定結果を示した概略図である。

【図13】交叉要素を有しない場合で推定したハーネス特性により試験アンテナへのノイズ伝搬を推定した結果を示した概略図である。

【図14】交叉要素ありの場合に推定したハーネス特性により、試験アンテナへのノイズ伝搬を推定した結果を示した概略図である。

【図15】本発明の第２実施形態における試験アンテナを計測器に接続して、同軸線束から放射される電磁波を試験アンテナで受信し、計測器で測定する場合の構成を示した概略図である。

【図16】図１５に示した回路を構成するポートの概念図である。

【図17】本発明の第３実施形態図に係る近端既知負荷を備えた場合を示した概略図である。

【図18】（Ａ）は線長２９ｃｍ相当の治具における周波数に対するＳ45の変化を示した概略図であり、（Ｂ）は線長２９ｃｍ相当の治具における周波数に対する位相の変化を示した概略図である。

【図19】（Ａ）は線長３９ｃｍの治具における周波数に対するＳ45の変化を示した概略図であり、（Ｂ）は線長３９ｃｍ相当の治具における周波数に対する位相の変化を示した概略図である。

【発明を実施するための形態】

【0022】

［第１実施形態］
以下、図面を用いて、本実施形態に係る高周波部品モデル取得方法について説明する。図１は、本実施形態における測定時の基本構成の一例を示した概略図である。図１に示したように、本実施形態では、浮遊部品１０に、インピーダンスが既知である既知負荷１４を介して信号導体２２２が計測器４に接続されている。計測器４で計測した結果は、推定演算部６で処理され、例えば、浮遊部品１０に接続された、測定対象である電線束等の高周波特性の推定値を算出する。信号導体２２２及び既知負荷１４の各々は複数存在してよい。

【0023】

本実施形態では、計測器４に近い側の信号導体２２２を近端２４、浮遊部品１０に近い側の信号導体２２２を遠端２２とし、信号導体２２２は、遠端２２において交叉要素１６で各々が接続されている。

【0024】

また、浮遊部品１０は、測定端子１２が設けられると共に、接地領域１００とは異なるローカルグランド１１０に接地されている。

【0025】

図２は、車載の測定対象ハーネス（電線束）３２を接続して、エンジンＥＣＵ（電子制御装置）３０側を見た反射特性および試験アンテナ５０への伝達特性を測定する場合を示した概略図である。図２において、計測器４は５０Ω基準のベクトル・ネットワークアナライザを用いている。

【0026】

計測器４の第１ポート４Ａ、第２ポート４Ｂ、及び第３ポート４Ｃの各々には、同軸ケーブルである計測ケーブル２０が接続されている。また、計測器４の第４ポート４Ｄには、試験アンテナ５０が接続されている。

【0027】

図２では、計測器４の第１ポート４Ａ、第２ポート４Ｂ、及び第３ポート４Ｃの各々に接続された３本の計測ケーブル２０の各々の同軸線束２を測定用線路とする。計測ケーブル２０のシールド線は、近端２４に設けたＧＮＤ拡張金具に接続し、近端２４のＧＮＤ拡張金具と、同軸線束２と、浮遊部品１０とを測定治具とする。同軸線束２の各々の芯線は、図１に示した信号導体２２２に相当し、エンジンＥＣＵ３０側のＥＣＵ基板に相当する浮遊部品１０において測定対象ハーネス３２の３線の各々に接続する。例えば、計測器４の第１ポート４Ａに接続した計測ケーブル２０は、浮遊部品１０、及び測定対象ハーネス３２を介してエンジンＥＣＵ３０に、計測器４の第２ポート４Ｂに接続した計測ケーブル２０は、浮遊部品１０、及び測定対象ハーネス３２を介してリレーボックス３４に、計測器４の第３ポート４Ｃに接続した計測ケーブル２０は、浮遊部品１０、及び測定対象ハーネス３２を介して接地領域であるローカルグランド１１０に、各々接続されている。しかしながら、同軸線束２の各々のシールド線は測定対象ハーネス３２に接続せず、当該シールド線は静電シールドとして機能させる。また、エンジンＥＣＵ３０の回路と測定対象ハーネス３２との接続は切断した状態とし、ローカルＧＮＤ状態で測定する。

【0028】

図３は、近端２４に設けたＧＮＤ拡張金具と、ＥＣＵ基板である浮遊部品１０のローカルグランド１１０（図１参照）との間に複数の既知負荷１４を備え、既知負荷１４を異なるインピーダンス（抵抗素子の場合は、インピーダンス＝抵抗値）を示す抵抗素子を付け替えて測定したデータに基づいて、同軸線束２の特性を推定する場合の概略図である。

【0029】

図４は、既知負荷１４に抵抗素子Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３を適用した場合の浮遊部品１０の概略図である。同軸線束２の端部に既知負荷１４として抵抗素子Ｒ１～Ｒ３の一端を各々接続し、抵抗素子Ｒ１～Ｒ３の他端は浮遊部品１０のローカルグランド１１０（図１参照）に接続する。また、同軸線束２のシールド線は、浮遊部品１０の接地領域とは絶縁されている。

【0030】

図５は、既知負荷１４を構成する抵抗素子Ｒ１～Ｒ３の一例を示した概略図である。本実施形態では、一例として図５に示したような抵抗値（インピーダンス）が既知の抵抗素子Ｒ１～Ｒ３を浮遊部品１０に適用し、抵抗素子Ｒ１～Ｒ３を既知負荷組番号（１）～（６）のように変更した毎に、計測器４で同軸線束２の電気的特性を計測する。図５に示したように、既知負荷１４には、インピーダンスが既知の抵抗素子Ｒ１～Ｒ３を適用したが、これに限定されない。既知負荷１４は、インピーダンスが既知であれば、抵抗素子Ｒ１～Ｒ３に代えて、コンデンサ、インダクタンス、及びこれらが複合した負荷で構成されていてもよい。

【0031】

図６は、図４に示した回路を構成するポートの概念図である。図６に示したように、当該回路は、Ｐｏｒｔ１、２、３、４、５、６で構成された６ポート回路とみなすことができる。当該回路のＳ行列（散乱行列）は、近端２４のポートをａ、遠端２２のポートをｂと表記すると、図６に示したように４つの部分行列に分離して表すことができる。ここで、Ｓaa、Ｓau、及びＳuuは、いずれも３×３の正方行列である。また、添え字のＴは転置行列を表している。

【0032】

続いて、測定用線路である同軸線束２の長さを２９ｃｍ又は３６ｃｍにした場合の測定例について説明する。測定に際して、以下の前提条件を設定する。

最初に、既知負荷１４を（Ｒ１：５０Ω、Ｒ２：５０Ω、Ｒ３：５０Ω）として接続した測定により同軸線束２のＳaaが直接取得できる。これらの値は以下の推定計算に用いられる。

【0033】

すると、ｉ、ｊの２回の測定により、下記の式（１）の関係が導出される。ここに、添え字の－Ｔは転置逆行列を表している。

【0034】

また、式（１）中のＭ^(j,i) _L、Ｍ^(j,i) _ｓの各々は下記のように表される。

【0035】

さらに１回測定を行い、当該測定がｋ回目の測定の場合、下記の式（２）、（３）の関係が導出される。

【0036】

上記の式（１）、（２）、（３）から測定回数を省略して表記すると、下記の式（４）が成り立つ。

【0037】

上記の関係に基づいてＳauを計算するに際し、近端２４における測定のＳパラメータより定まる行列Ｄsの固有値を計算する。上記の式（４）より、行列Ｄsの固有値は、理論上は既知負荷１４の反射係数より定まる行列ＤLの固有値に一致するはずであり、それが本推定計算の根拠となっている。しかしながら、以下ではＤLの計算に際して、計算処理を簡素化するために既知負荷１４の周波数特性及び個体差を反映することなく、図５に示したような公称抵抗値を用いていること、並びに近端２４での測定に係るＳパラメータが測定誤差を有することなどに基づく偏差が生じる。

【0038】

図７に示した交差要素１６を設けない例では、同軸線束２の線長によらずＤLの固有値は（－０．２６３, －１．３６, ２．８０）の３つであり、Ｄsの固有値も理想的にはＤLの固有値に一致するはずであるが、実際には周波数特性を持つ。

【0039】

後述する図８は、周波数に対する固有値正規化ノルムの一例を示した概略図である。線長２９ｃｍの場合には、図８に示したように、Ｄsの固有値は特に４０ＭＨｚ近傍と１１０～ １６０ＭＨｚの帯域でいずれかの固有値が対応するＤLの固有値から大きく乖離する。また、線長３６ｃｍの場合にはＤsの固有値は特に４０ＭＨｚ近傍と１００～１２０ＭＨｚの帯域でいずれかの固有値が対応するＤLの固有値から大きく乖離する。

【0040】

このようにＤsの固有値が対応するＤLの固有値から大きく乖離する帯域においては、式（４）等に示した計算の理論上の根拠を実測値が満たしていないため、測定対象の電気的特性の正しい推定が困難となる。

【0041】

以下は、上記の式（４）により得られたＳauの値からＳuuを計算する過程を示している。Ｓuuは、複数の測定結果を用いて、下記のように最小二乗法により算出する。式（５）中のＫe^*は、Ｋeのエルミート共役であり、Ｓau^-TはＳauの転置逆行列である。

【0042】

上記の最小二乗法による計算が精度良く行われるためには、係数行列「Ｋe^* Ｋe」の条件数が十分小さい必要がある。この係数行列の２ノルム条件数を評価すると、線長２９ｃｍ、線長３６ｃｍいずれの場合についても上記のＤsの固有値がＤLの固有値から乖離する帯域で大きくなる。具体的にＤsの固有値は、概ね２．０を超える値となり、計算結果が信頼できないことが示される。

【0043】

以上の処理により、Ｓaa、Ｓau、Ｓuuの値が推定できたので、図６の治具特性が各治具線長に対して 推定できたことになる。ただし、上記の様にいずれも計算結果が信頼できない帯域を含むことになる。

【0044】

以上より、同軸線束２の特性が推定できたとして、図２に示した構成を用いて、治具を含んだ 測定対象ハーネス３２の特性を測定治具である近端２４に設けたＧＮＤ拡張金具から計測器４で測定する。得られた測定値から同軸線束２の特性を演算除去（ディエンベッド）することで、エンジンＥＣＵ３０の端から見た測定対象ハーネス３２の反射特性及び試験アンテナ５０ヘの伝達特性を推定する。推定結果は、後述する図１３に示す。

【0045】

線長２９ｃｍ及び線長３６ｃｍの各々の線長について、治具特性推定時の条件数であるＤsの固有値が２．０より大きい帯域では、特性が乱れた推定結果となる。

【0046】

これらの特性推定値から、条件数がより小さい方の線長の治具に基づく特性推定値を各周波数に対して抽出して合成することで、一つの推定特性にまとめる。これにより、特性が乱れる帯域がより限定されたものになる。

【0047】

以上で行った手順に従い、図２に示した構成を再測定した。ただし特性の違いを明瞭にするため、使用する治具の同軸線束２の各同軸線をクランプしていたフェライトを除去して測定した。以下、まず交叉要素１６を有しない場合について述べる。測定値から推定したハーネス特性推定結果を図７に示す。線長が異なる２つの治具測定値から推定した値を、推定時の条件数が小さい方を各周波数で選定して合成している。その結果、図７には、浮遊部品１０のＥＣＵ端反射の反射損失に係るＳ23及びＳ33と、エンジンＥＣＵ３０から試験アンテナ５０への伝搬に係る挿入損失を示すＳ43とが示されている。

【0048】

図７に示した結果には、スパイク状の乱れが発生する周波数が多く存在している。この乱れの原因となるのは、前述のように 測定誤差などによるＤLの固有値に対するＤsの固有値の乖離である。

【0049】

ＤLの固有値に対するＤsの固有値の乖離の度合いを定量化するため、Ｄsの各固有値と、Ｄsの各固有値に対応するＤLの固有値との差を、ＤLの固有値で除算して得た値の絶対値よりなるベクトルを求め、当該ベクトルのノルムを計算し、固有値偏差の正規化ノルムとして評価した。ハーネス特性推定時に各周波数で条件数が小となる側とした治具に対する固有値偏差正 規化ノルムを抽出し合成した周波数特性を図８に示す。図８は、周波数に対する固有値正規化ノルムの一例を示しているが、固有値正規化ノルムは１３０ＭＨｚ以上で増加し、大きな値となっている。

【0050】

図２に示したような同軸線束２で構成したＧＮＤ拡張金具でＤLの固有値に対するＤsの固有値の乖離が大きくなる要因を考察する。

【0051】

同軸線束２の各々の芯線間はシールド線で隔てられ、相互の結合は小さい。従って、ＧＮＤ拡張金具においては、直接測定したＳパラメータは対角優位となり、Ｄsも対角優位となる。

【0052】

本実施形態では、Ｄsを対角化する対角化行列としてＳauを求めるが、Ｄsが既に対角優位であると、対角化演算が小さい差を元に行なうことになり、対角化行列算出計算が測定誤差や計算誤差に敏感となり、計算結果の精度が損なわれ易くなることが考えられる。

【0053】

その結果、定性的には、治具であるＧＮＤ拡張金具の複数本の線を同時に用いて測定すると互いの測定誤差をキャンセルできるが、１本のみを用いて測定するとそれができなくなることに相当する。

【0054】

上記の問題に対応するため、本実施形態では、同軸線束２の芯線間に抵抗を挿入し、同軸線束２の各々の線間の交叉要素１６とする。図９は、図４に示した構成に交叉要素１６Ａ、１６Ｂを配設した場合の概略図である。交叉要素１６Ａは、抵抗素子Ｒ１に接続された同軸線束２と、抵抗素子Ｒ２に接続された同軸線束２とを接続する抵抗値が例えば２４０Ωの素子である。また、交叉要素１６Ｂは、抵抗素子Ｒ２に接続された同軸線束２と、抵抗素子Ｒ３に接続された同軸線束２とを接続する抵抗値が例えば１００Ωの素子である。交叉要素１６Ａ、１６Ｂにより、直接測定するＳパラメータに非対角要素を導入することにより、Ｄsにも非対角要素を導入する。

【0055】

かかる非対角要素の変化を見るため、Ｄsの絶対値の行列を、その最大対角要素で正規化した行列を比較すると、図１０（Ａ）に示したような交叉要素１６がない場合に比べ、図１０（Ｂ）に示したような交叉要素１６がありの場合は非対角要素が５割以上大きいか、ほぼ同等という関係になっている。

【0056】

交叉要素１６を有する場合について測定し、その固有値偏差正規化ノルムを算出した結果を図１１に示す。図８と比較すると、１３０ＭＨｚ以上の値が大きく低減していることが分かる。

【0057】

さらに、交叉要素１６を有する場合の測定結果から推定したハーネス特性推定結果を図１２に示す。図７と比べると、波形の乱れが大きく軽減していることが分かる。

【0058】

以上のように、ハーネス特性を推定する目的は、ＥＣＵ基板である浮遊部品１０で生じる電磁ノイズが測定対象ハーネス３２経由で試験アンテナ５０に伝搬する特性を計算可能とし、浮遊部品１０に変更が生じた際に、その特性取得のみで試験アンテナ５０へのノイズ伝搬を推定可能とすることで、実車試験のやり直しを不要とすることが可能となる。

【0059】

交叉要素１６を有しない場合で推定したハーネス特性により試験アンテナ５０へのノイズ伝搬を推定した結果を図１３に示す。 図１３は、１３０ＭＨｚ以上で波形の乱れが大きく、実際に試験した特性との乖離も大きい。これに対して、図１４に示した、交叉要素１６ありの場合に推定したハーネス特性により、試験アンテナ５０へのノイズ伝搬を推定した結果では、波形の乱れが軽減され、実試験特性との乖離も小さくなっている。

【0060】

以上説明したように、本実施形態によれば、測定治具で高周波特性を予め推定した後、測定治具に接続した測定対象ハーネス３２の高周波特性を測定する。測定した測定対象ハーネス３２の高周波特性から、測定治具の高周波特性を演算除去することにより、測定対象ハーネス３２の高周波特性を得ることができる。

【0061】

しかしながら、測定治具の特性を推定する際に、近端２４における測定のＳパラメータより定まる行列Ｄsの固有値と、既知負荷１４の反射係数より定まる行列ＤLの固有値とが乖離する帯域が存在し、かかる帯域では測定対象の電気的特性の正しい推定が困難であった。本実施形態では、行列Ｄsを対角化する対角化行列としてＳauを求めるが、行列Ｄsが既に対角優位であると、対角化演算が小さい差を元に行なうことになり、対角化行列算出計算が測定誤差や計算誤差に敏感となり、計算結果の精度が損なわれ易くなるからである。

【0062】

本実施形態では、同軸線束２の芯線間に抵抗を挿入し、同軸線束２の各々の線間の交叉要素１６とした。かかる交叉要素１６の挿入により、直接測定するＳパラメータに非対角要素を導入し、行列Ｄsにも非対角要素を導入できる。

【0063】

また、本実施形態では、交叉要素の抵抗値を変えることで、逆問題計算時の行列の非対角要素が異なるようにし、測定対象の高周波特性の計算精度を向上させることができる。さらに、交叉要素として抵抗器を接続することなく、フェライトコアに同軸線束２の芯線を巻いて相互インダクタンスを設けることで交叉要素とすることも可能である。

【0064】

［第２実施形態］
続いて本発明の第２実施形態について説明する。本実施形態では、図３に示した構成に代えて、図１５のように同時に試験アンテナ５０を接続した際に、同軸線束２から放射される電磁波を試験アンテナ５０で受信し、計測器４で測定する。

【0065】

本実施形態でも、浮遊部品１０に既知負荷１４を、図４に示したように取り付ける。既知負荷１４のインピーダンスは、図５と同じである。

【0066】

かかる場合に、測定治具は図１６のように７ポート回路とみなすことができ、そのＳ行列は、近端２４のポートをａ、遠端２２のポートをｂと表記すると、図１６に示したように４つの部分行列に分離して表すことができる。ここで、Ｓaaは４×４、Ｓauは４×３、Ｓuuは３×３の行列である。

【0067】

後の処理は第１実施形態と同じであるが、逆行列が存在しない場合、代わりに一般化逆行列を用いて 計算を行なう場合が生じる。近端２４における測定のＳパラメータより定まる行列Ｄsは４×４行列で固有値が４つ存在する。また、既知負荷１４の反射係数より定まる行列ＤLは、３×３行列で固有値が３つ存在する。本実施形態では、行列Ｄsの固有値のうち、行列ＤLの固有値に近い値を３つを選んで解析する。

【0068】

以上説明したように、計測時には同軸線束２からの放射又は誘導が存在するが、本実施形態では、その放射又は誘導を試験アンテナ５０で受信して利用することにより、測定の情報量を増し、測定精度を上げている。

【0069】

本実施形態では、直接測定するポート数が、第１実施形態の３から４に増えたことで、情報が増し、より正確な計算が可能となる。

【0070】

［第３実施形態］
本実施形態では、同軸線束２の特性を推定するのを目的とする。計測器４で直接測定したＳパラメータを用いて推定計算をするため、Ｓパラメータの誤差が大きくなると、推定結果の誤差が大きくなるほか、行列Ｄsの各固有値と対応する行列ＤLの固有値の乖離が大きくなり、推定原理が成立しなくなる。

【0071】

Ｓパラメータの測定誤差が大きくなるのは、同軸線束２の共振周波数近傍で、周辺の条件変化によって敏感に測定値が変動する場合に生じやすくなる。従って、かかる共振が生じにくくすることが有効である。

【0072】

同軸線束２は接地領域１００との距離が離れていたり、距離が一定でない場合もあるが、本実施形態では、距離が一定の均一伝送線路と見なせるものとして考える。

【0073】

かかる場合、伝送線路上の伝搬は伝送線路のモードとして解析するのが合理的であり、Ｓパラメータ測定時の近端２４への入射モード電力波をａ_m，反射モード電力波をｂ_mとすると、下記の式（６）のような関係式が成り立つ。

【0074】

上記の式（６）において、Ｓ_ml、Ｓ_m2の各々は近端２４及び遠端２２のモード反射係数行列であり、γはモード伝搬定数よりなる対角行列であり、ｄは線路長、Ｉは単位行列である。近端２４において、同軸線束２の各芯線については整合負荷を、同軸線束２のシールド線の各々についてはショートを伝送線路導体の端末負荷とし、その負荷行列をモード変換することでＳ_mlは求められる。また、遠端２２において、同軸線束２の各芯線については、芯線に接続する既知負荷１４を、各シールドについてはオープンを伝送線路導体の端末負荷とし、その負荷行列をモード変換することでＳ_m2は求められる。

【0075】

本実施形態でモードの共振が生じるのは、上記の式（６）において近端２４と遠端２２との多重反射（無限級数）を表す逆行列のいずれかの対角要素が発散に近付くときである。

【0076】

かかる発散は、行列積Ｓ_m2Ｓ_m1が対角優位となる場合に生じる。従って、発散を避けるには、行列積Ｓ_m2Ｓ_m1の非対角要素を増やす、すなわち、近端２４及び遠端２２の両端末での多重反射によるモード変換を増やすのが有効である。

【0077】

本実施形態では、図１７に示したように、近端２４において、遠端２２の交叉要素１６及び既知負荷１４の合成インピーダンスを前記複数の信号導体のコモンモード特性インピーダンス基準でＳパラメータ変換した値に対して正負変換したＳパラメータを有する近端既知負荷１１４を備え、近端既知負荷１１４で各導体とＧＮＤ拡張金具間を接続する。かかる構成により、近端２４及び遠端２２の両端末での多重反射によるモード変換が大きくなるようにして治具ケーブルでのモード共振を抑制することができる。

【0078】

以上説明したように、本実施形態では、測定用線路である同軸線束２を均一伝送線路で近似して考え、線路と両端末反射よりなる多重反射が共振状態とならないように端末反射を操作することができる。

【0079】

［第４実施形態］
本実施形態では、第３実施形態と同様に、同軸線束２を均一伝送線路に近似して考え、モード共振を回避することを目指す。本実施形態では、行列積Ｓ_m2Ｓ_m1が対角優位となる場合でも、線長ｄを、Ｓパラメータ測定時の近端２４への反射モード電力波ｂ_mの式（６）が含む下記の式（７）と、式（７）の各対角要素の位相が１８０゜近くなるように線長ｄを選ぶことで共振を回避できる。

【0080】

線長ｄを変更することが難しい場合は、複数の治具を用いて、同軸線束２の各々の線長ｄが異なるようにする。各測定周波数で、いずれかの治具が共振しないように組み合わせる。そして、推定後のハーネス特性から精度の良い帯域を抽出して合成することで、全帯域で良好な特性を得ることができる。

【0081】

第１実施形態の実車の系では、近端２４において同軸線束２のシールド線は接地、遠端２２において同軸線束２のシールド線はオープン（開放）、芯線は浮遊部品１０に接続でほぼオープンであり、治具３線は同一の線材が密着して束ねられていることから伝搬モードはコモンモードが主体で、その伝搬時間２．４ｎｓｅｃ／ｍとなっている。

【0082】

これより、線長２９ｃｍと３９ｃｍでコモンモード共振周波数が異なることが予想される。

【0083】

図１８（Ａ）は線長２９ｃｍ相当の治具における周波数に対するＳ45の変化を示した概略図であり、図１８（Ｂ）は線長２９ｃｍ相当の治具における周波数に対する位相の変化を示した概略図である。また、図１９（Ａ）は線長３９ｃｍの治具における周波数に対するＳ45の変化を示した概略図であり、図１８（Ｂ）は線長３９ｃｍ相当の治具における周波数に対する位相の変化を示した概略図である。図１８及び図１９によると、この線長が異なる２つの治具の共振周波数が概ね重ならないようになっていることが分かる。

【0084】

以上説明したように、本実施形態は、測定用線路である同軸線束２を均一伝送線路に近似して考え、線路と両端末反射よりなる多重反射が共振状態とならないような治具が１つは存在するように複数の治具の線路長を定める。

【0085】

なお、特許請求の範囲に記載の「第１行列」は、発明の詳細な説明に記載の「行列Ｄs」に、特許請求の範囲に記載の「第２行列」は、発明の詳細な説明に記載の「行列ＤL」に各々相当する。

【符号の説明】

【0086】

２ 同軸線束
４ 計測器
１０ 浮遊部品
１２ 測定端子
１４ 既知負荷
１６、１６Ａ、１６Ｂ 交叉要素
２０ 計測ケーブル
２２ 遠端
２４ 近端
３２ 測定対象ハーネス
５０ 試験アンテナ
１００ 接地領域
１１０ ローカルグランド
１１４ 近端既知負荷
２２２ 信号導体
ＤL 行列
Ｄs 行列
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３ 抵抗素子
ｄ 線長

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】

【図19】