特開 2024-38640 インバータ装置及びそれを用いたモータ駆動装置、冷凍機器

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2024038640

(43)【公開日】2024-03-21

(54)【発明の名称】インバータ装置及びそれを用いたモータ駆動装置、冷凍機器

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/48 20070101AFI20240313BHJP

【ＦＩ】

H02M7/48 F

【審査請求】未請求

【請求項の数】4

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2022142817

(22)【出願日】2022-09-08

(71)【出願人】

【識別番号】399048917

【氏名又は名称】日立グローバルライフソリューションズ株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110000350

【氏名又は名称】ポレール弁理士法人

(72)【発明者】

【氏名】李 東昇

(72)【発明者】

【氏名】舟橋 佳邦

(72)【発明者】

【氏名】高木 純一

【テーマコード（参考）】

5H770

【Ｆターム（参考）】

5H770AA05

5H770BA01

5H770BA05

5H770BA11

5H770BA15

5H770CA02

5H770DA03

5H770DA41

5H770EA01

5H770HA02W

5H770HA03W

5H770HA03Z

5H770KA01Y

(57)【要約】

【課題】母線電流を検出して３相電流を再現すると共に電流歪みを抑制する。
【解決手段】ＰＷＭ信号に基づいて直流電圧を３相交流電圧に変換するインバータ回路４と、インバータ回路４の直流母線電流から３相電流を再現し、この３相電流及び電流指令値から電圧指令値を演算し、電圧指令値に基づいてＰＷＭ制御器２６に出力する３相変調波指令値を演算する。三角波のキャリア波の下り坂となる区間を第１区間、第３区間とし、三角波のキャリア波の上り坂となる区間を第２区間、第４区間とした状態において、変調波演算器２５は、第２区間において３相変調波信号に調整量を加算し、第１区間及び第３区間のそれぞれの区間において調整量の１／２を減算し、さらに前記第４区間において前記３相変調波信号に所定の調整量を加算する場合、前記第３区間において前記第４区間の所定の調整量 の１／２を重ねて減算する。
【選択図】 図７

【特許請求の範囲】

【請求項1】

３相変調波と三角波のキャリア波とに基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御器と、前記ＰＷＭ制御器で生成されたＰＷＭ信号に基づいて直流電圧を３相交流電圧に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路の直流母線電流を検出して３相電流を再現する電流再現演算器と、前記電流再現演算器で再現された３相電流及び電流指令値に基づいて電圧指令値を演算する電圧指令演算器と、を備えるインバータ装置において、
前記電圧指令演算器で演算された電圧指令値に基づいて前記ＰＷＭ制御器に出力する３相変調波指令値を演算する変調波演算器を備え、
前記三角波のキャリア波の下り坂となる区間を第１区間とし、前記第１区間より後であって前記三角波のキャリア波の上り坂となる区間を第２区間とし、前記第２区間より後であって前記三角波のキャリア波の下り坂となる区間を第３区間とし、前記第３区間より後であって前記三角波のキャリア波の上り坂となる区間を第４区間とした状態において、前記変調波演算器は、
前記第２区間において３相変調波信号に所定の調整量を加算し、前記第１区間及び前記第３区間のそれぞれの区間において前記所定の調整量の１／２を減算し、さらに前記第４区間において前記３相変調波信号に所定の調整量を加算する場合、前記第３区間において前記第４区間の所定の調整量の１／２を重ねて減算するようにすることを特徴とするインバータ装置。

【請求項2】

請求項１において、
前記変調波演算器は、前記電圧指令値と前記インバータ回路の直流電圧検出信号に基づいて前記３相変調波信号に換算する変調波換算器と、前記変調波換算器が出力する前記３相変調波信号に基づいて３相変調波指令値を演算する変調波調整器と、を備えたことを特徴とするインバータ装置。

【請求項3】

直流電圧を交流電圧に変換してモータに供給するインバータ装置を備えたモータ駆動装置において、
請求項１又は２に記載のインバータ装置を備えたことを特徴とするモータ駆動装置。

【請求項4】

モータを有し冷媒を圧縮して循環させる圧縮機と、前記圧縮機で圧縮された冷媒と流体との間で熱交換を行う熱交換器と、を備えた冷凍機器において、
前記モータは、請求項３に記載のモータ駆動装置により駆動させることを特徴とする冷凍機器。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、インバータ装置及びそれを用いたモータ駆動装置、冷凍機器に関する。

【背景技術】

【0002】

直流を交流に変換するインバータ装置は、系統連結インバータ、無停電電源装置（ＵＰＳ：Uninterruptible Power Supply）、交流モータの駆動装置などに広く利用されている。

【0003】

このようなインバータ装置では、出力電流を制御するために、交流側の各相の相電流を検出する手段が必要になる。安価な電流検出手段として、インバータ主回路の直流母線電流を検出し、インバータ主回路のスイッチングのオン・オフ状態に応じて各相に分配することにより、各相の相電流を推定する方法が開示されている。

【0004】

この電流検出方法に関し、例えば、特許文献１に開示される技術が知られている。特許文献１は、直流母線電流の時間幅が検出可能最小区間より短い場合、変調波を調整して、直流母線電流の時間幅を確保する技術を開示する。また、特許文献２は、直流母線電流の時間幅を確保しつつ、電流リップルの影響を抑制する方法を開示する。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0005】

【特許文献1】特許第３６６４０４０号公報

【特許文献2】特許第４８６６２１６号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0006】

特許文献１に開示された技術は、ＰＷＭ信号を生成する三角波キャリアの１周期を前半と後半との期間に分割し、これらの何れか一方の期間で直流母線電流を検出するものである。直流母線電流の時間幅が検出可能最小区間より短い場合は、三角波キャリアの前半区間で各相の電圧指令値に補正電圧を加算し、相間電圧の時間幅を大きくして直流母線電流を検出するようにしている。また、三角波キャリアの後半区間にて、前半区間で加算した補正電圧を減算し、前半と後半との平均出力電圧に影響がないようにしている。

【0007】

しかしながら、特許文献１に開示された技術においては、補正処理前後における各相の出力電圧の平均値は変化しないが、補正電圧を加えることで、本来不要である電流リップルが発生してしまい、この電流変化分の平均値が０ではなく、結果的に、電流歪みやトルク脈動を引き起こすという課題があった。特に、モータの巻線インダクタンスが小さい場合において、補正電圧の加算／減算による電流歪みが発生し易くなる。

【0008】

一方、特許文献２に開示された技術は、補正電圧の減算処理を加算区間の前後の区間に分配して、電流リップルの平均値を０に抑制することができる。しかしながら、特許文献２に開示された技術においては、電流検出の間隔が従来の１．５倍と長くなり、電流リップルの周波数もキャリア周波数の２／３に低下するという課題があった。

【0009】

本発明の目的は、上記従来技術に鑑みてなされたものであり、母線電流を検出して３相電流を再現すると共に電流歪みを抑制する装置を提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0010】

上記目的を達成するために本発明は、３相変調波と三角波のキャリア波とに基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御器と、前記ＰＷＭ制御器で生成されたＰＷＭ信号に基づいて直流電圧を３相交流電圧に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路の直流母線電流を検出して３相電流を再現する電流再現演算器と、前記電流再現演算器で再現された３相電流及び電流指令値に基づいて電圧指令値を演算する電圧指令演算器と、を備えるインバータ装置において、前記電圧指令演算器で演算された電圧指令値に基づいて前記ＰＷＭ制御器に出力する３相変調波指令値を演算する変調波演算器を備え、前記三角波のキャリア波の下り坂となる区間を第１区間とし、前記第１区間より後であって前記三角波のキャリア波の上り坂となる区間を第２区間とし、前記第２区間より後であって前記三角波のキャリア波の下り坂となる区間を第３区間とし、前記第３区間より後であって前記三角波のキャリア波の上り坂となる区間を第４区間とした状態において、前記変調波演算器は、
前記第２区間において３相変調波信号に所定の調整量を加算し、前記第１区間及び前記第３区間のそれぞれの区間において前記所定の調整量の１／２を減算し、さらに前記第４区間において前記３相変調波信号に所定の調整量を加算する場合、前記第３区間において前記第４区間の所定の調整量の１／２を重ねて減算するようにすることを特徴とする。

【発明の効果】

【0011】

本発明よれば、母線電流を検出して３相電流を再現すると共に電流歪みを抑制する装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【0012】

【図1】本発明の実施例１に係るインバータ装置１００の全体構成を示す図である。

【図2】インバータ装置１００における制御器１１の内部構成を示す図である。

【図3】ＰＷＭ制御信号を生成するキャリア波４０の１周期の波形を示す図である。

【図4】変調波演算器２５及びＰＷＭ制御器２６の構成を示す図である。

【図5】従来の調整方法による波形の一例を示す図である。

【図6】従来の調整方法による波形の他の例を示す図である。

【図7】本発明の実施例１に係る調整方法の波形の一例を示す図である。

【図8】本発明の実施例１の効果を示す３相電流波形（５０、５１、５２）の検証結果を示す図である。

【図9】本発明の実施例２に係るモータ駆動装置２００の全体構成を示す図である。

【図10】図９の制御器２０８の内部構成を示すブロック図である。

【図11】本発明の実施例３に係る冷凍機器３００の構成を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0013】

以下、本発明の実施例について、図面を参照しながら説明する。本発明の実施例は、以下に説明する具体的な構成に限定されるものではない。なお、図面において、同一符号は、同一または相当部分を示すものとする。

【実施例0014】

以下、図１～図８を参照しながら、本発明の実施例１によるインバータ装置１００およびその制御方法について説明する。なお、図１～図８に示した第１の実施形態は、太陽光発電設備や蓄電池向けの系統連系インバータ装置およびその制御方法に対応するものである。

【0015】

図１は、本発明の実施例１に係るインバータ装置１００の全体構成を示す図である。図１に示すインバータ装置１００は、その交流側で交流電源１に接続され、直流側で直流負荷または直流電源（以下、「直流負荷／直流電源１０」と参照する。）に接続されている。

【0016】

インバータ装置１００は、交流電源１に直列に接続されたノイズフィルタ２と、リアクトル３と、直流負荷／直流電源１０に接続されるインバータ回路４とを含み構成される。インバータ装置１００は、さらに、インバータ回路４の直流側の正極／負極間に接続されたコンデンサ５と、交流電源１の交流電圧を検出する電圧検出回路６と、正極／負極間の直流電圧を検出する電圧検出回路７と、コンデンサ５とインバータ回路４との間に設けられたシャント抵抗８及び増幅器９と、インバータ回路４のパルス幅変調（以下、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）とする）制御を行う制御器１１とを含み成されている。

【0017】

以下、インバータ回路４の動作モードについて説明する。インバータ回路４の動作モードには、整流モード（交流／直流変換モード）と、回生モード（直流／交流変換モード）とがある。整流モードは、交流電源１から交流電力を受電して直流負荷／直流電源１０に直流電力を供給するモードである。回生モードは、直流負荷／直流電源１０からの直流電力を逆変換して交流電源１（交流負荷）へ交流電力を出力するモードである。これら両動作モードの切り替えは、制御器１１からの制御信号によって実現される。直流負荷／直流電源１０に用いられる直流電源としては、例えば、太陽光発電設備や蓄電池などを挙げることができる。

【0018】

図１に示す交流電源１は、３相交流の電源であり、インバータ回路４は、３相交流電源１に対応して、３相ブリッジ回路が構成されている。

【0019】

コンデンサ５は、インバータ回路４の直流側の直流電圧のリップル電圧およびサージ電圧を抑制するための要素である。

【0020】

制御器１１は、電圧検出回路６、電圧検出回路７および増幅器９からの検出信号に基づいて、インバータ回路４の各半導体スイッチング素子をスイッチング（オン・オフ）制御するためのパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を生成する。制御器１１としては、マイクロコンピュータやＤＳＰ（Digital Signal Processor）などの演算処理装置が用いられ得る。制御器１１は、また、サンプリングホールド回路およびＡ／Ｄ（Analog/Digital）変換部を備えており、入力される各電圧・電流の検出信号がデジタル信号に変換される。

【0021】

以下、図２を参照しながら、制御器１１の内部構成を説明する。図２は、インバータ装置１００における制御器１１の内部構成を示す図である。制御器１１は、上述した演算処理装置が所定のプログラムを実行することで、インバータ回路４に対するＰＷＭ信号を生成するように動作する。

【0022】

制御器１１は、図２に示すように、電源位相演算器２１と、電流再現演算器２２と、電圧指令演算器２３と、２軸／３相変換器２４と、変調波演算器２５と、ＰＷＭ制御器２６と、３相／２軸変換器２７と、を含み構成される。

【0023】

電源位相演算器２１は、電圧検出回路６が検出した交流電圧検出信号が入力され、電源電圧位相（θ_ｓ）を演算して、演算された電源電圧位相（θ_ｓ）を２軸／３相変換器２４および３相／２軸変換器２７へそれぞれ出力する。

【0024】

３相／２軸変換器２７は、電源電圧位相（θ_ｓ）に基づいて、後述する電流再現演算器２２で再現されたインバータ回路４の３相電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗをｄ軸電流検出値Ｉ_ｄおよびｑ軸電流検出値Ｉ_ｑに変換する。

【0025】

電圧指令演算器２３は、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊およびｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊と、３相／２軸変換器２７で求められたｄ軸電流検出値Ｉ_ｄおよびｑ軸電流検出値Ｉ_ｑの誤差を無くすように、比例積分（ＰＩ）制御などを用いて、ｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ ^＊を演算する。この電圧指令演算には公知技術を採用することができ、詳細な説明は省略する。

【0026】

また、図２の２軸／３相変換器２４は、ｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊およびｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ ^＊と、電源位相演算器２１で求められた電源電圧位相（θ_ｓ）とを用い、３相電圧指令値（ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊）を算出して変調波演算器２５へ出力する。変調波演算器２５及びＰＷＭ制御器２６の処理は、図４を用いて後で詳細説明する。

【0027】

電流再現演算器２２は、シャント抵抗８及び増幅器９が出力するインバータ回路４の母線電流検出信号i_ｓｈと、変調波演算器２５が出力する３相変調波指令値ｍ_ｕ ^’，ｍ_ｖ ^’，ｍ_ｗ ^’を用いて、インバータ回路４の３相電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを再現する。具体的な電流再現処理について、図３を用いて説明する。

【0028】

図３は、ＰＷＭ制御信号を生成するキャリア波４０の１周期の波形を示す図である。３相変調波指令値ｍ_ｕ ^’，ｍ_ｖ ^’，ｍ_ｗ ^’と三角波のキャリア波４０との比較により、各相に対応するＰＷＭ制御信号Ｐｕｐ、Ｐｖｐ、Ｐｗｐ（上アーム素子の制御信号である。下アーム素子の制御信号は上アーム素子の制御信号の反転であるため、ここで省略。）を生成する。図３に示す母線電流検出信号ｉ_ｓｈは、ＰＷＭ制御信号Ｐｕｐ＝０、Ｐｖｐ＝１、Ｐｗｐ＝１の区間では、ｉ_ｓｈ＝ｉ_ｕであり、Ｐｕｐ＝０、Ｐｖｐ＝０、Ｐｗｐ＝１の区間では、ｉ_ｓｈ＝ｉ_ｗである。ゆえに、図３に示すように、母線電流検出信号ｉ_ｓｈの丸いところでサンプリングすれば、２相分の相電流ｉ_ｕ、ｉ_ｗを検出できる。ただし、上記区間の時間幅がサンプリングを実行できる時間より狭い場合は、対応の相電流の検出ができなくなる。その対策は、図５～図７を用いて後述する。

【0029】

電流再現演算器２２で再現された３相電流は、３相／２軸変換器２７に入力して、電源位相演算器２１で演算された電源電圧位相（θ_ｓ）を用い、ｄ軸電流Ｉ_ｄとｑ軸電流Ｉ_ｑを演算する。

【0030】

次に、図４を用いて、変調波演算器２５及びＰＷＭ制御器２６の処理を説明する。図４は、変調波演算器２５及びＰＷＭ制御器２６の構成を示す図である。

【0031】

変調波演算器２５には、変調波換算器３０と変調波調整器３１が備えられている。変調波換算器３０では、３相電圧指令値（ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊）を直流電圧検出信号Ｅ_ｄｃを用いて下式により正規化し、３相変調波信号（ｍ_ｕ，ｍ_ｖ，ｍ_ｗ）に変換する。

【0032】

ｍ_ｕ＝ｖ_ｕ ^＊／（Ｅｄｃ／２）
ｍ_ｖ＝ｖ_ｖ ^＊／（Ｅｄｃ／２）
ｍ_ｗ＝ｖ_ｗ ^＊／（Ｅｄｃ／２）
変調波調整器３１は、母線電流検出信号ｉ_ｓｈの各相電流に対応する区間の時間幅を確保するように、各相の変調波を調整する。具体的な調整処理は、図５～図７を用いて説明する。

【0033】

図５は、従来の調整方法による波形の一例を示す図である。この例では、三角波であるキャリア波４０の上り坂の半周期区間（ＩとIIIの区間）で、母線電流検出信号ｉ_ｓｈの時間幅を確保するために、３相変調波信号ｍ_ｕに対して、調整量Δｍ_ｕ1とΔｍ_ｕ2をそれぞれ加算する。また、キャリア波４０の１周期間の変調波の平均値を保つために、キャリア波４０の下り坂の半周期区間（IIとIVの区間）で、調整量Δｍ_ｕ1とΔｍ_ｕ2をそれぞれ減算する。また、図５に図示しないが、変調波ｍ_ｖとｍ_ｗに対しても、同様な調整処理を実行する。

【0034】

このような変調波の加算／減算により、Ｕ相電流に余分な電流リップル成分Δｉ_ｕが発生する。図５に示す例では、キャリア波４０の上り坂の半周期区間で、電流リップル成分Δｉ_ｕが正方向に上昇し、キャリア波４０の下り坂の半周期区間で、電流リップル成分Δｉ_ｕが負方向に降下する。ゆえに、電流リップル成分Δｉ_ｕの平均値は０ではなく、Ｕ相電流に正のバイアス成分が現れる。

【0035】

同様に、キャリア波４０の上り坂の半周期区間で、調整量Δｍ_ｕを減算して、キャリア波４０の下り坂の半周期区間で、調整量Δｍ_ｕを加算する場合、Ｕ相電流に負のバイアス成分が現れる。３相変調波が周期的な波形の場合、調整量Δｍ_ｕも周期変化するため、変調波の加算／減算により、Ｕ相電流のバイアス成分が周期変動して電流歪みが現れる。

【0036】

図６は、従来の調整方法による波形の他の例を示す図である。この例では、三角波のキャリア波４０の上り坂あるいは下り坂の半周期区間（IIとＶの区間）で、母線電流検出信号ｉ_ｓｈの時間幅を確保するために、３相変調波信号ｍ_ｕに対して、調整量Δｍ_ｕ1とΔｍ_ｕ2をそれぞれ加算する。変調波の平均値を保つために、前記調整区間前後のキャリア波４０の下り坂と上り坂の二つの半周期区間（ＩとIII、及びIVとVI）で、調整量Δｍ_ｕ1／２とΔｍ_ｕ2／２をそれぞれ減算する。

【0037】

このような変調波の加算／減算により、Ｕ相電流に余分な電流リップル成分Δｉ_ｕが発生するが、図６に示すように、減算処理が加算処理の前後に分けて行うため、電流リップル成分Δｉ_ｕの平均値は０である。ゆえに、Ｕ相電流に電流歪みが少ない。しかし、図６に示すように、電流検出値が更新される電流検出の間隔は、三角波のキャリア波周期の1.5倍になり、電流リップルの周波数もキャリア周波数の２／３に低くなる。この現象により、インバータ装置やモータ駆動装置の騒音が増加する可能性がある。

【0038】

この課題を解決するための手段について、以下説明する。図７は、本発明の実施例１に係る調整方法の波形の一例を示す図である。

【0039】

図７において、三角波のキャリア波４０の下り坂となる区間Ｉを第１区間とし、第１区間より後であって三角波のキャリア波４０の上り坂となる区間IIを第２区間とし、第２区間より後であって三角波のキャリア波４０の下り坂となる区間IIIを第３区間とし、第３区間より後であって三角波のキャリア波４０の上り坂となる区間IVを第４区間とし、第４区間より後であって三角波のキャリア波４０の下り坂となる区間Ｖを第５区間とする。

【0040】

この例において、変調波演算器２５は、三角波であるキャリア波４０の上り坂の半周期区間（第２区間IIと第４区間IV）で、母線電流検出信号ｉ_ｓｈの時間幅を確保するために、３相変調波信号ｍ_ｕに対して、所定の調整量Δｍ_ｕ1とΔｍ_ｕ2をそれぞれ加算する。変調波の平均値を保つために、第２区間IIと第４区間IVの前後に位置するキャリア波４０の下り坂の二つの半周期区間（第１区間Ｉ、第３区間III、第５区間Ｖ）において、調整量Δｍ_ｕ1／２とΔｍ_ｕ2／２をそれぞれ減算する。また、上り坂の前後に挟まれる下り坂の区間（第３区間III）において、前後の上り坂（第２区間IIと第４区間IV）において調整量Δｍ_ｕ1とΔｍ_ｕ2の加算処理を行う場合、それぞれの調整量の半分を重ねて減算する(第２区間IIの調整量Δｍ_ｕ１／２＋第４区間IVの調整量Δｍ_ｕ２／２)。

【0041】

このような変調波の加算／減算により、Ｕ相電流に余分な電流リップル成分Δｉ_ｕが発生するが、図７に示すように、減算処理が加算処理の前後に分けて行うため、電流リップル成分Δｉ_ｕの平均値は０である。ゆえに、Ｕ相電流に電流歪みが少ない。また、調整量の減算処理を下り坂の区間で重なって実行するため、電流リップルの周波数はキャリア周波数と同じである。即ち、この調整方法は、既存のキャリア周波数以外の周波数成分による騒音発生を抑制できる。

【0042】

また、図５～図７に示す三角波のキャリア波の上り坂と下り坂を前後交換して、同様な変調波調整は実施可能である。ここでは、詳細説明を省略する。

【0043】

最後に、図４のＰＷＭ制御器２６の構成と動作を簡単に説明する。

【0044】

ＰＷＭ制御器２６におけるＰＷＭ制御の方式としては、特に限定されるものではないが、例えば、マイクロコンピュータの内蔵機能を用いて、三角波または鋸歯状波のキャリア波信号を生成し、各レジスタの出力と比較して、出力信号のレベルを制御する、いわゆる三角波比較方式を採用することができる。以下、三角波のキャリア波信号を用いた三角波比較方式を用いてより具体的に説明する。

【0045】

しかしながら、三角波のキャリア波信号を用いる三角波比較方式は、あくまでも一例であり、鋸歯状波のキャリア波信号を用いてもよい。また、実装の容易性およびハードウェアコストを低減する観点からは、三角波比較方式を採用することが好ましいが、これに限定されるものではない。

【0046】

ＰＷＭ制御器２６は、タイマ機能を用いて、キャリア波発生器３５で、三角波のキャリア波信号を発生させるとともに、山（上に凸部分の頂点）・谷（下に凸部分の頂点）のタイミングを示す山・谷信号を生成する。

【0047】

変調波演算器２５が出力する３相変調波指令値ｍ_ｕ ^’，ｍ_ｖ ^’，ｍ_ｗ ^’は、バッファレジスタ３２に入力され、山・谷信号に従って、キャリア波の山または谷の時点で、比較用レジスタ３３へ転送される。比較器３４は、比較用レジスタ３３の出力（変調波信号）と、キャリア波発生器３５で発生されたキャリア波信号と比較を比較し、ＰＷＭ信号を生成する。
図８は、本発明の実施例１の効果を示す３相電流波形（５０、５１、５２）の検証結果を示す図である。図８（ａ）の波形は、図５に示す従来方法を用いた検証結果である。図８（ｂ）の波形は、図７に示す本発明の実施例１に係る調整方法を用いた検証結果である。二つの検証結果を比較すると、３相電流の歪みが改善されたことを確認できる。特に、３相電流大きさ関係が変化する時点前後に、３相変調波の大きさ関係が変化するため、図５に示す方法を使用すると、各相電流のバイアス成分が急変化するので、電流の不連続現象が見られる。一方、図７の方法を使用すると、電流の不連続が無くなり、電流歪みが少なくなる。

【0048】

上述した実施例１では、母線電流検出信号ｉ_ｓｈの時間幅を確保するために、三角波のキャリア波の上り坂の半周期区間で、３相変調波ｍ_ｕに対して、調整量Δｍ_ｕを加算し、また、前記加算区間の前後のキャリア波の下り坂の二つの半周期区間で、調整量Δｍ_ｕの半分をそれぞれ減算して、さらに、下り坂の前後上り坂で、調整量の加算処理を連続実施する場合、それぞれの調整量の半分を重なって減算ことを特徴とする。

【0049】

実施例１によれば、上述した変調波の調整により、変調波の加算／減算による電流リップルの平均値を概に０に抑制して、電流歪みを低減し、電流リップルの周波数をキャリア周波数と一致することができる。

【実施例0050】

以下、本発明の実施例２について、図９および図１０を参照し説明する。実施例２では、上述したインバータ装置を備えるモータ制御装置について説明する。

【0051】

図９は、本発明の実施例２に係るモータ駆動装置２００の全体構成を示す図である。図９に示すように、モータ駆動装置２００には、交流電源２０１とモータ２１０が接続されており、主に、整流回路２０２、平滑コンデンサ２０３、インバータ回路２０４、電流検出回路２０６、直流電圧検出回路２０７および制御器２０８を備えている。

【0052】

また、平滑コンデンサ２０３、インバータ回路２０４、電流検出回路２０６、直流電圧検出回路２０７および制御器２０８によって、図１に示すインバータ装置１００を構成している。なお、図９に示すインバータ装置１００では、ノイズフィルタ２、リアクトル３を省略している。インバータ装置１００は、整流回路２０２で変換された直流電圧を交流電圧に変換してモータ２１０に供給する。

【0053】

整流回路２０２は、交流電源２０１に接続され、交流電源２０１からの交流電圧を直流電圧に変換する。平滑コンデンサ２０３は、整流回路２０２の直流出力端子に接続され、整流回路２０２の出力である直流電圧を平滑する。インバータ回路２０４は、制御器２０８から入力されたＰＷＭ信号に従って、ＩＧＢＴやパワーＭＯＳなどの半導体スイッチング素子をオン・オフ動作させ、平滑コンデンサ２０３の出力である直流電圧を交流電圧に変換して出力し、モータ２１０を駆動する。

【0054】

なお、交流電源２０１に代え、蓄電池などの直流電源から給電する場合は、整流回路２０２を省略し、直流電源の出力をインバータ回路２０４に入力する構成としても良い。

【0055】

また、電流検出回路２０６は、平滑コンデンサ２０３とインバータ回路２０４との間に設けられたシャント抵抗により、インバータ回路２０４の直流電流（母線電流）を検出する。直流電圧検出回路２０７は、平滑コンデンサ２０３の両端の直流電圧を検出する。

【0056】

制御器２０８は、電流検出回路２０６および直流電圧検出回路２０７の出力に基づいてインバータ回路２０４を制御するＰＷＭ信号を生成する。なお、制御器２０８は、マイクロコンピュータもしくはＤＳＰ（Digital Signal Processor：デジタルシグナルプロセッサ）などの半導体演算素子を用いて実装することができる。

【0057】

図１０は、図９の制御器２０８の内部構成を示すブロック図である。制御器２０８は、モータ２１０に印加する電圧指令信号を演算し、インバータ回路２０４を制御するＰＷＭ制御信号を生成する。制御器２０８は、より具体的には、速度制御器２２０と、ｄ軸電流指令発生器２２１と、電圧制御器２２２と、２軸／３相変換器２２３と、変調波演算器２２４と、速度＆位相推定器２２５と、３相／２軸変換器２２６と、電流再現演算器２２７と、ＰＷＭ制御器２２８とを備える。

【0058】

速度制御器２２０は、速度指令と、速度＆位相推定器２２５が出力する推定速度との差分を入力し、ｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊を出力する。ｄ軸電流指令発生器２２１は、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊を出力する。

【0059】

電圧制御器２２２は、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊とｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊、及び３相／２軸変換器２２６が出力するｄｃ軸電流検出値Ｉdcとｑｃ軸電流検出値Ｉqcを入力し、ｄｃ軸電圧指令値Ｖdcとｑｃ軸電圧指令値Ｖqcを演算し、出力する。なお、ｄｃ－ｑｃ軸は、制御系の推定軸である。

【0060】

速度＆位相推定器２２５は、ｄｃ軸電流検出値Ｉdcとｑｃ軸電流検出値Ｉqc、及びｄｃ軸電圧指令値Ｖdcとｑｃ軸電圧指令値Ｖqcを入力し、推定速度と制御系の位相情報θdcを演算し、出力する。

【0061】

２軸／３相変換器２２３は、ｄｃ軸電圧指令値Ｖdcとｑｃ軸電圧指令値Ｖqcを入力し、３相電圧指令値（ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊）を演算して変調波演算器２２４へ出力する。

【0062】

変調波演算器２２４は、３相電圧指令値（ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊）と、直流電圧検出回路２０が出力する直流電圧検出信号を入力し、３相変調波ｍ_ｕ ^＊、ｍ_ｖ ^＊、ｍ_ｗ ^＊を演算してＰＷＭ制御器２２８及び電流再現演算器２２７へ出力する。

【0063】

電流再現演算器２２７は、電流検出回路２０６が出力する母線電流検出信号と、変調波演算器２２４が出力する３相変調波ｍ_ｕ ^＊、ｍ_ｖ ^＊、ｍ_ｗ ^＊を用いて、インバータ回路２０４の出力電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを再現する。

【0064】

ＰＷＭ制御器２２８は、実施例１で説明したＰＷＭ制御器２６と同様の構成を備え、インバータ回路２０４のＰＷＭ信号を作成する。

【0065】

実施例１について説明した通り、変調波演算器２２４は、図４の変調波演算器２５と同様な内部構成を備えており、変調波調整器３１を用いて、母線電流を検出できるように、図７の調整方法を用いて変調波を調整する。

【0066】

以上説明したように、実施例２によれば、母線電流を確実に検出しながら、変調波の調整による電流リップルの平均値を概に０に抑制して、モータ電流歪みを低減し、電流リップルの周波数をキャリア周波数と一致することを実現したモータ駆動装置２００を提供することが可能となる。また、電流歪みの改善により、モータ駆動装置２００は、トルク脈動が低減されているため、装置の振動・騒音及び消費電力を低減することが可能となる。