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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2024042809
(43)【公開日】2024-03-29
(54)【発明の名称】コンバータ
(51)【国際特許分類】
H02M 3/28 20060101AFI20240322BHJP
【ＦＩ】
H02M3/28 V
H02M3/28 H
【審査請求】未請求
【請求項の数】7
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2022147675
(22)【出願日】2022-09-16
(71)【出願人】
【識別番号】000217491
【氏名又は名称】ダイヤゼブラ電機株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】100135013
【弁理士】
【氏名又は名称】西田 隆美
(72)【発明者】
【氏名】中原 将吾
(72)【発明者】
【氏名】永井 悟司
【テーマコード（参考）】
5H730
【Ｆターム（参考）】
5H730BB27
5H730DD04
5H730EE04
5H730EE07
5H730EE59
5H730EE73
5H730FD31
5H730FG12
(57)【要約】
【課題】ＴＡＢコンバータにおいて、２つのポート間における干渉を抑制する、より優れた非干渉化技術を提供する。
【解決手段】それぞれフルブリッジ回路を有する３つのポートを備えるＴＡＢコンバータであって、制御回路９０は、目標電流に対するポート電流の近似電流波形を用いて、制御値を算出する工程を実行する。目標電流の近似電流波形は、フルブリッジ回路から出力されるポート電圧の近似電圧波形から導出される。近似電圧波形は、基本波および高調波を重畳した連続関数である。これにより、従来の基本波のみによって近似された近似モデルを用いる場合と比べて、２つの出力ポート間の干渉をより抑制できる。
【選択図】図２
【解決手段】それぞれフルブリッジ回路を有する３つのポートを備えるＴＡＢコンバータであって、制御回路９０は、目標電流に対するポート電流の近似電流波形を用いて、制御値を算出する工程を実行する。目標電流の近似電流波形は、フルブリッジ回路から出力されるポート電圧の近似電圧波形から導出される。近似電圧波形は、基本波および高調波を重畳した連続関数である。これにより、従来の基本波のみによって近似された近似モデルを用いる場合と比べて、２つの出力ポート間の干渉をより抑制できる。
【選択図】図２
【特許請求の範囲】
【請求項1】
３つのポートを有するトリプルアクティブブリッジコンバータであって、
第１巻線と、第２巻線と、第３巻線と、前記第１巻線、前記第２巻線および前記第３巻線を互いに磁気結合させるコアとを有するトランスと、
前記第１巻線と接続される第１ポートと、
前記第２巻線と接続される第２ポートと、
前記第３巻線と接続される第３ポートと、
前記第１ポート、前記第２ポートおよび前記第３ポートのスイッチング素子をスイッチング制御する制御回路と、
を備え、
前記第１ポート、前記第２ポートおよび前記第３ポートはそれぞれ、
４つのスイッチング素子を含むフルブリッジ回路と、
前記第１巻線、前記第２巻線または前記第３巻線に直接接続されたインダクタンス成分と、
を含み、
前記制御回路は、
Ａ）目標電流に対するポート電流の近似電流波形を用いて、制御値を算出する工程
を実行し、
前記近似電流波形は、前記フルブリッジ回路から出力されるポート電圧を連続関数で近似した近似電圧波形から導出され、
前記近似電圧波形は、矩形波である前記ポート電圧を、基本波および高調波を重畳して近似した近似関数である、トリプルアクティブブリッジコンバータ。
第１巻線と、第２巻線と、第３巻線と、前記第１巻線、前記第２巻線および前記第３巻線を互いに磁気結合させるコアとを有するトランスと、
前記第１巻線と接続される第１ポートと、
前記第２巻線と接続される第２ポートと、
前記第３巻線と接続される第３ポートと、
前記第１ポート、前記第２ポートおよび前記第３ポートのスイッチング素子をスイッチング制御する制御回路と、
を備え、
前記第１ポート、前記第２ポートおよび前記第３ポートはそれぞれ、
４つのスイッチング素子を含むフルブリッジ回路と、
前記第１巻線、前記第２巻線または前記第３巻線に直接接続されたインダクタンス成分と、
を含み、
前記制御回路は、
Ａ）目標電流に対するポート電流の近似電流波形を用いて、制御値を算出する工程
を実行し、
前記近似電流波形は、前記フルブリッジ回路から出力されるポート電圧を連続関数で近似した近似電圧波形から導出され、
前記近似電圧波形は、矩形波である前記ポート電圧を、基本波および高調波を重畳して近似した近似関数である、トリプルアクティブブリッジコンバータ。
【請求項2】
請求項１に記載のトリプルアクティブブリッジコンバータであって、
前記近似電圧波形は、矩形波である前記ポート電圧を、基本波および３次高調波を重畳して近似した近似関数である、トリプルアクティブブリッジコンバータ。
前記近似電圧波形は、矩形波である前記ポート電圧を、基本波および３次高調波を重畳して近似した近似関数である、トリプルアクティブブリッジコンバータ。
【請求項3】
請求項１に記載のトリプルアクティブブリッジコンバータであって、
前記近似電圧波形は、矩形波である前記ポート電圧を、基本波、３次高調波および５次高調波を重畳して近似した近似関数である、トリプルアクティブブリッジコンバータ。
前記近似電圧波形は、矩形波である前記ポート電圧を、基本波、３次高調波および５次高調波を重畳して近似した近似関数である、トリプルアクティブブリッジコンバータ。
【請求項4】
請求項１ないし請求項３のいずれか一項に記載のトリプルアクティブブリッジコンバータであって、
前記工程Ａ）は、
ａ）前記目標電流に対するポート電流の近似電流波形について、各動作点における近似モデルであるヤコビ行列を算出する工程と、
ｂ）前記ヤコビ行列の逆行列となる逆ヤコビ行列を算出する工程と、
ｃ）前記目標電流と前記逆ヤコビ行列とから制御値を算出する工程と、
を含む、トリプルアクティブブリッジコンバータ。
前記工程Ａ）は、
ａ）前記目標電流に対するポート電流の近似電流波形について、各動作点における近似モデルであるヤコビ行列を算出する工程と、
ｂ）前記ヤコビ行列の逆行列となる逆ヤコビ行列を算出する工程と、
ｃ）前記目標電流と前記逆ヤコビ行列とから制御値を算出する工程と、
を含む、トリプルアクティブブリッジコンバータ。
【請求項5】
請求項１ないし請求項３のいずれか一項に記載のトリプルアクティブブリッジコンバータであって、
前記工程Ａ）において、前記制御回路は、前記目標電流および検出したポート電流と、出力すべき前記制御値との対応関係を含むテーブルを参照して、前記制御値を算出し、
前記テーブルは、
ａ）前記目標電流に対するポート電流の近似電流波形について、各動作点における近似モデルであるヤコビ行列を算出する工程と、
ｂ）前記ヤコビ行列の逆行列となる逆ヤコビ行列を算出する工程と、
ｃ）前記目標電流と前記逆ヤコビ行列とから制御値を算出する工程と、
を複数の条件で事前に導出した結果により作成される、トリプルアクティブブリッジコンバータ。
前記工程Ａ）において、前記制御回路は、前記目標電流および検出したポート電流と、出力すべき前記制御値との対応関係を含むテーブルを参照して、前記制御値を算出し、
前記テーブルは、
ａ）前記目標電流に対するポート電流の近似電流波形について、各動作点における近似モデルであるヤコビ行列を算出する工程と、
ｂ）前記ヤコビ行列の逆行列となる逆ヤコビ行列を算出する工程と、
ｃ）前記目標電流と前記逆ヤコビ行列とから制御値を算出する工程と、
を複数の条件で事前に導出した結果により作成される、トリプルアクティブブリッジコンバータ。
【請求項6】
請求項１ないし請求項３のいずれか一項に記載のトリプルアクティブブリッジコンバータであって、
前記インダクタンス成分は、
実素子、
前記トランスとの漏れインダクタンス、
または、
実素子および前記トランスとの組み合わせ
である、トリプルアクティブブリッジコンバータ。
前記インダクタンス成分は、
実素子、
前記トランスとの漏れインダクタンス、
または、
実素子および前記トランスとの組み合わせ
である、トリプルアクティブブリッジコンバータ。
【請求項7】
３つ以上のｎ個のポートを有するマルチアクティブブリッジコンバータであって、
ｎ個の巻線と、前記ｎ個の巻線を互いに磁気結合させるコアとを有するトランスと、
ｎ個の前記巻線のそれぞれと接続されるｎ個のポートと、
それぞれの前記ポートのスイッチング素子をスイッチング制御する制御回路と、
を備え、
前記ポートはそれぞれ、
４つのスイッチング素子を含むフルブリッジ回路と、
前記巻線に直接接続されたインダクタンス成分と、
を含み、
前記制御回路は、
Ａ）目標電流に対するポート電流の近似電流波形を用いて、制御値を算出する工程
を実行し、
前記近似電流波形は、前記フルブリッジ回路から出力されるポート電圧を連続関数で近似した近似電圧波形から導出され、
前記近似電圧波形は、矩形波である前記ポート電圧を、基本波および高調波を重畳して近似した近似関数である、
マルチアクティブブリッジコンバータ。
ｎ個の巻線と、前記ｎ個の巻線を互いに磁気結合させるコアとを有するトランスと、
ｎ個の前記巻線のそれぞれと接続されるｎ個のポートと、
それぞれの前記ポートのスイッチング素子をスイッチング制御する制御回路と、
を備え、
前記ポートはそれぞれ、
４つのスイッチング素子を含むフルブリッジ回路と、
前記巻線に直接接続されたインダクタンス成分と、
を含み、
前記制御回路は、
Ａ）目標電流に対するポート電流の近似電流波形を用いて、制御値を算出する工程
を実行し、
前記近似電流波形は、前記フルブリッジ回路から出力されるポート電圧を連続関数で近似した近似電圧波形から導出され、
前記近似電圧波形は、矩形波である前記ポート電圧を、基本波および高調波を重畳して近似した近似関数である、
マルチアクティブブリッジコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、ポートを３つ有するコンバータに関する。
【背景技術】
【0002】
従来、入力側と出力側の双方にフルブリッジ回路が備えられたデュアルアクティブブリッジ（Dual Active Bridge、ＤＡＢ）コンバータが知られている。さらに、ＤＡＢコンバータからポートを1つ増やしたトリプルアクティブブリッジ（Triple Active Bridge、ＴＡＢ）コンバータが研究されており、ＴＡＢコンバータを適用することで3つのポート間の電力を双方向で伝送できるようになる。
【0003】
ＴＡＢコンバータは、３つのアクティブブリッジ回路が３巻き線トランスとインダクタを介して接続されており、各ブリッジ回路の位相シフトを利用して電力を伝送するコンバータである。ＴＡＢコンバータは各ポートの入出力電力の和がゼロとなる特性を持つため、２つのポートの電流を制御することで残りのポートの入出力電流が決定される。一方で、制御を行う２つのポート間において、干渉が生じるという問題がある。従来の出力ポート間の干渉を抑制する方法は、例えば、非特許文献１に記載されている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【0004】
【非特許文献1】大野貴信、星伸一「Triple Active Bridgeコンバータにおける各ポート間干渉の実験的考察」電気学会論文誌Ｄ（産業応用部門誌）Vol.139 No.7 pp.631-636 ２０１９年
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0005】
非特許文献１に記載の干渉抑制方法では、矩形波で駆動するフルブリッジ回路の電圧を基本波で近似することで、ＴＡＢコンバータの各ポートの電流を数学的に連続な関数としてモデル化し、そのモデルにおけるポート間の干渉を打ち消すような補償器を挿入することで、非干渉化を行っている。この方法では、ある程度の非干渉化を行えるものの、出力電力の使用用途によっては、より優れた非干渉化を行う方法が求められる。
【0006】
ここで、「基本波」とは、ある周波数成分をもつ波形に対してフーリエ級数展開したときに一番低い周波数の正弦波のことである。また、ある周波数成分をもつ波形に対してフーリエ級数展開したときの、基本波のｎ倍の周波数の正弦波を、「ｎ次高調波」と称する。
【0007】
そこで、本発明は、ＴＡＢコンバータにおいて、２つのポート間における干渉を抑制する非干渉化技術において、より優れた技術を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【0008】
本願の第１発明は、３つのポートを有するトリプルアクティブブリッジコンバータであって、第１巻線と、第２巻線と、第３巻線と、前記第１巻線、前記第２巻線および前記第３巻線を互いに磁気結合させるコアとを有するトランスと、前記第１巻線と接続される第１ポートと、前記第２巻線と接続される第２ポートと、前記第３巻線と接続される第３ポートと、前記第１ポート、前記第２ポートおよび前記第３ポートのスイッチング素子をスイッチング制御する制御回路と、を備え、前記第１ポート、前記第２ポートおよび前記第３ポートはそれぞれ、４つのスイッチング素子を含むフルブリッジ回路と、前記第１巻線、前記第２巻線または前記第３巻線に直接接続されたインダクタンス成分と、を含み、前記制御回路は、Ａ）目標電流に対するポート電流の近似電流波形を用いて、制御値を算出する工程を実行し、前記近似電流波形は、前記フルブリッジ回路から出力されるポート電圧を連続関数で近似した近似電圧波形から導出され、前記近似電圧波形は、矩形波である前記ポート電圧を、基本波および高調波を重畳して近似した近似関数である。
【0009】
本願の第２発明は、第１発明のトリプルアクティブブリッジコンバータであって、前記近似電圧波形は、矩形波である前記ポート電圧を、基本波および３次高調波を重畳して近似した近似関数である。
【0010】
本願の第３発明は、第１発明のトリプルアクティブブリッジコンバータであって、前記近似電圧波形は、矩形波である前記ポート電圧を、基本波および３次高調波を重畳して近似した近似関数である。
【0011】
本願の第４発明は、第１発明ないし第３発明のいずれか一発明のトリプルアクティブブリッジコンバータであって、前記工程Ａ）は、ａ）前記目標電流に対するポート電流の近似電流波形について、各動作点における近似モデルであるヤコビ行列を算出する工程と、ｂ）前記ヤコビ行列の逆行列となる逆ヤコビ行列を算出する工程と、ｃ）前記目標電流と前記逆ヤコビ行列とから制御値を算出する工程と、を含む。
【0012】
本願の第５発明は、第１発明ないし第３発明のいずれか一発明のトリプルアクティブブリッジコンバータであって、前記工程Ａ）において、前記制御回路は、前記目標電流および検出したポート電流と、出力すべき前記制御値との対応関係を含むテーブルを参照して、前記制御値を算出し、前記テーブルは、ａ）前記目標電流に対するポート電流の近似電流波形について、各動作点における近似モデルであるヤコビ行列を算出する工程と、ｂ）前記ヤコビ行列の逆行列となる逆ヤコビ行列を算出する工程と、ｃ）前記目標電流と前記逆ヤコビ行列とから制御値を算出する工程と、を複数の条件で事前に導出した結果により作成される。
【0013】
本願の第６発明は、第１発明ないし第５発明のいずれか一発明のトリプルアクティブブリッジコンバータであって、前記インダクタンス成分は、実素子、前記トランスとの漏れインダクタンス、または、実素子および前記トランスとの組み合わせである。
【0014】
本願の第７発明は、３つ以上のｎ個のポートを有するマルチアクティブブリッジコンバータであって、ｎ個の巻線と、前記ｎ個の巻線を互いに磁気結合させるコアとを有するトランスと、ｎ個の前記巻線のそれぞれと接続されるｎ個のポートと、それぞれの前記ポートのスイッチング素子をスイッチング制御する制御回路と、を備え、前記ポートはそれぞれ、４つのスイッチング素子を含むフルブリッジ回路と、前記巻線に直接接続されたインダクタンス成分と、を含み、前記制御回路は、Ａ）目標電流に対するポート電流の近似電流波形を用いて、制御値を算出する工程を実行し、前記近似電流波形は、前記フルブリッジ回路から出力されるポート電圧を連続関数で近似した近似電圧波形から導出され、前記近似電圧波形は、矩形波である前記ポート電圧を、基本波および高調波を重畳して近似した近似関数である。
【発明の効果】
【0015】
本願の第１発明～第６発明によれば、フルブリッジ回路から出力されるポート電圧を、基本波のみによって近似された従来の近似関数を用いる場合と比べて、２つの出力ポート間の干渉をより抑制できる。
【0016】
特に、第２発明および第３発明によれば、過大に演算量を大きくすることなく、効率良く干渉抑制効果を高めることができる。
【0017】
本願の第７発明によれば、フルブリッジ回路から出力されるポート電圧を、基本波のみによって近似された従来の近似関数を用いる場合と比べて、複数の出力ポート間の干渉をより抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【0018】
【図1】実施形態に係るＴＡＢコンバータの回路図である。
【図2】制御回路およびモデル化したＴＡＢコンバータにおける信号の流れを模式的に示したブロック図である。
【図3】矩形波の３種類の近似モデルを示した図である。
【図4】実施形態に係るＴＡＢコンバータの非干渉化制御方法の流れを示したフローチャートである。
【図5】積算器における位相シフト角の変化量の積算による動作特性を概念的に示した図である。
【図6】シミュレーション１の結果を示した図である。
【図7】シミュレーション２の結果を示した図である。
【図8】シミュレーション３の結果を示した図である。
【図9】実験１の結果を示した図である。
【図10】実験２の結果を示した図である。
【図11】実験３の結果を示した図である。
【発明を実施するための形態】
【0019】
以下、本発明の実施形態について、図面を参照しつつ説明する
【0020】
＜１．ＴＡＢコンバータの回路構成＞
図１は、本実施形態に係るＴＡＢコンバータ１の回路図である。ＴＡＢコンバータ１は、３つのポートそれぞれがフルブリッジ回路を有するトリプルアクティブブリッジ（Triple Active Bridge）コンバータである。
図１は、本実施形態に係るＴＡＢコンバータ１の回路図である。ＴＡＢコンバータ１は、３つのポートそれぞれがフルブリッジ回路を有するトリプルアクティブブリッジ（Triple Active Bridge）コンバータである。
【0021】
ＴＡＢコンバータ１は、トランスＴと、第１ポート１０と、第２ポート２０と、第３ポート３０と、制御回路９０とを備える。第１ポート１０は、一対の第１入出力端子ＩＯ１１，ＩＯ１２を有する。第２ポート２０は、一対の第２入出力端子ＩＯ２１，ＩＯ２２を有する。第３ポート３０は、一対の第３入出力端子ＩＯ３１，ＩＯ３２を有する。一対の第１入出力端子ＩＯ１１，ＩＯ１２には、第１直流電源Ｅ１が接続されている。一対の第２入出力端子ＩＯ２１，ＩＯ２２には、第２直流電源Ｅ２が接続されている。一対の第３入出力端子ＩＯ３１，ＩＯ３２には、第３直流電源Ｅ３が接続されている。
【0022】
ＴＡＢコンバータ１は、第１ポート１０の有する第１入出力端子ＩＯ１１，ＩＯ１２から入力される第１直流電源Ｅ１の電源電圧を変圧し、第２入出力端子ＩＯ２１，ＩＯ２２および第３入出力端子ＩＯ３１，ＩＯ３２から出力する。この場合、第１ポート１０が入力ポートとなり、第２ポート２０および第３ポート３０が出力ポートとなる。なお、ＴＡＢコンバータ１は、必ずしも１方向に電力伝送を行うものではなく、第１ポート１０、第２ポート２０および第３ポート３０のいずれか１つまたは２つが入力ポートとなり、残りの２つまたは１つが出力ポートとなり得る。
【0023】
トランスＴは、第１巻線ｎ１と、第２巻線ｎ２と、第３巻線ｎ３と、コアＴｃとを備えている。第１巻線ｎ１、第２巻線ｎ２および第３巻線ｎ３は、コアＴｃを介して互いに磁気結合する。第１巻線ｎ１は、第１ポート１０と接続される。
【0024】
第１ポート１０は、第１フルブリッジ回路１００と、第１直流電源Ｅ１と、キャパシタＣｏ１と、第１インダクタＬ１とを有する。２つの第１入出力端子ＩＯ１１，ＩＯ１２の間には、第１直流電源Ｅ１と、第１キャパシタＣｏ１とが並列に接続される。なお、第１直流電源Ｅ１に代えて、電圧制御された変換器などの、その他の電圧源が用いられてもよい。
【0025】
第１フルブリッジ回路１００は、スイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ１２とが直列接続された第１レグと、スイッチング素子Ｑ１３とスイッチング素子Ｑ１４とが直列接続された第２レグと、を有している。第１レグおよび第２レグは、２つの第１入出力端子ＩＯ１１，ＩＯ１２の間に接続される。
【0026】
スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４には、ダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ１３，Ｄ１４、および、キャパシタＣ１１，Ｃ１２，Ｃ１３，Ｃ１４が並列に接続されている。スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４はＭＯＳ－ＦＥＴである。ただし、スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４は、ＩＧＢＴまたはＪＦＥＴ等であってもよい。ダイオードＤ１１～Ｄ１４は、実素子であってもよいし、寄生ダイオードであってもよい。また、キャパシタＣ１１～Ｃ１４は、実素子、寄生容量、または、寄生容量と実素子との組み合わせであってもよい。
【0027】
第１レグの中点と、第２レグの中点との間には、トランスＴの第１巻線ｎ１が接続されている。これにより、第１巻線ｎ１は、第１フルブリッジ回路１００を介して、入出力端子ＩＯ１１，ＩＯ１２に接続されている。トランスＴの第１巻線ｎ１と、第１レグの中点との間には、インダクタＬ１が設けられている。ただし、インダクタＬ１は、第１巻線ｎ１と第２レグの中点との間に設けられていてもよい。また、インダクタＬ１は、第１巻線ｎ１と第１レグの中点との間と、第１巻線ｎ１と第２レグの中点との間とに分割して配置されてもよい。インダクタＬ１は、実素子、トランスＴの漏れインダクタンス、または、実素子と漏れインダクタンスとの組み合わせであってもよい。
【0028】
第２ポート２０は、第１フルブリッジ回路２００と、第２直流電源Ｅ２と、キャパシタＣｏ２と、第２インダクタＬ２とを有する。２つの第１入出力端子ＩＯ２１，ＩＯ２２の間には、第２直流電源Ｅ２と、第２キャパシタＣｏ２とが並列に接続される。なお、第２直流電源Ｅ２に代えて、電圧制御された変換器などの、その他の電圧源が用いられてもよい。
【0029】
第２フルブリッジ回路２００は、スイッチング素子Ｑ２１とスイッチング素子Ｑ２２とが直列接続された第３レグと、スイッチング素子Ｑ２３とスイッチング素子Ｑ２４とが直列接続された第４レグと、を有している。第３レグおよび第４レグは、２つの第２入出力端子ＩＯ２１，ＩＯ２２の間に接続される。
【0030】
スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ２３，Ｑ２４には、ダイオードＤ２１，Ｄ２２，Ｄ２３，Ｄ２４、および、キャパシタＣ２１，Ｃ２２，Ｃ２３，Ｃ２４が並列に接続されている。スイッチング素子Ｑ２１～Ｑ２４はＭＯＳ－ＦＥＴである。ただし、スイッチング素子Ｑ２１～Ｑ２４は、ＩＧＢＴまたはＪＦＥＴ等であってもよい。ダイオードＤ２１～Ｄ２４は、実素子であってもよいし、寄生ダイオードであってもよい。また、キャパシタＣ２１～Ｃ２４は、実素子、寄生容量、または、寄生容量と実素子との組み合わせであってもよい。
【0031】
第３レグの中点と、第４レグの中点との間には、トランスＴの第２巻線ｎ２が接続されている。これにより、第２巻線ｎ２は、第２フルブリッジ回路２００を介して、入出力端子ＩＯ２１，ＩＯ２２に接続されている。トランスＴの第２巻線ｎ２と、第３レグの中点との間には、第２インダクタＬ２が設けられている。ただし、第２インダクタＬ２は、第２巻線ｎ２と第４レグの中点との間に設けられていてもよい。また、インダクタＬ２は、第２巻線ｎ２と第３レグの中点との間と、第２巻線ｎ２と第４レグの中点との間とに分割して配置されてもよい。第２インダクタＬ２は、実素子、トランスＴの漏れインダクタンス、または、実素子と漏れインダクタンスとの組み合わせであってもよい。
【0032】
第３ポート３０は、第３フルブリッジ回路３００と、第３直流電源Ｅ３と、キャパシタＣｏ３と、第３インダクタＬ３とを有する。２つの第１入出力端子ＩＯ３１，ＩＯ３２の間には、第３直流電源Ｅ３と、第３キャパシタＣｏ３とが並列に接続される。なお、第３直流電源Ｅ３に代えて、電圧制御された変換器などの、その他の電圧源が用いられてもよい。
【0033】
第３フルブリッジ回路３００は、スイッチング素子Ｑ３１とスイッチング素子Ｑ３２とが直列接続された第５レグと、スイッチング素子Ｑ３３とスイッチング素子Ｑ３４とが直列接続された第６レグと、を有している。第５レグおよび第６レグは、２つの第３入出力端子ＩＯ３１，ＩＯ３２の間に接続される。
【0034】
スイッチング素子Ｑ３１，Ｑ３２，Ｑ３３，Ｑ３４には、ダイオードＤ３１，Ｄ３２，Ｄ３３，Ｄ３４、および、キャパシタＣ３１，Ｃ３２，Ｃ３３，Ｃ３４が並列に接続されている。スイッチング素子Ｑ３１～Ｑ３４はＭＯＳ－ＦＥＴである。ただし、スイッチング素子Ｑ３１～Ｑ３４は、ＩＧＢＴまたはＪＦＥＴ等であってもよい。ダイオードＤ３１～Ｄ３４は、実素子であってもよいし、寄生ダイオードであってもよい。また、キャパシタＣ３１～Ｃ３４は、実素子、寄生容量、または、寄生容量と実素子との組み合わせであってもよい。
【0035】
第５レグの中点と、第６レグの中点との間には、トランスＴの第３巻線ｎ３が接続されている。これにより、第３巻線ｎ３は、第３フルブリッジ回路３００を介して、入出力端子ＩＯ３１，ＩＯ３２に接続されている。トランスＴの第３巻線ｎ３と、第５レグの中点との間には、第３インダクタＬ３が設けられている。ただし、第３インダクタＬ３は、第３巻線ｎ３と第６レグの中点との間に設けられていてもよい。また、インダクタＬ３は、第３巻線ｎ３と第５レグの中点との間と、第３巻線ｎ３と第６レグの中点との間とに分割して配置されてもよい。第３インダクタＬ３は、実素子、トランスＴの漏れインダクタンス、または、実素子と漏れインダクタンスとの組み合わせであってもよい。
【0036】
スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４、スイッチング素子Ｑ２１～Ｑ２４およびスイッチング素子Ｑ３１～Ｑ３４のそれぞれのゲート端子は、制御回路９０からの出力される信号を受信可能に回路配線されている。制御回路９０は、ＴＡＢコンバータ１の出力電力が設定される目標電力となるように、第１ポート１０のスイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４、第２ポート２０のスイッチング素子Ｑ２１～Ｑ２４、および、第３ポート３０のスイッチング素子Ｑ３１～Ｑ３４のそれぞれをスイッチング制御する。
【0037】
このようなＴＡＢコンバータ１において、制御回路９０は、第１ポート１０の第１フルブリッジ回路１００、第２ポート２０の第２フルブリッジ回路２００、および第３ポート３０の第３フルブリッジ回路３００のそれぞれに対してスイッチング制御を行う。これにより、各ポート１０，２０，３０のインダクタＬ１，Ｌ２，Ｌ３の両端には、矩形波状のポート電圧Ｖｘ，Ｖｙ，Ｖｚが発生する。ＴＡＢコンバータ１では、これらのポート電圧Ｖｘ，Ｖｙ，Ｖｚの位相差を制御することによって、ポート間の電力伝送を行う。
【0038】
＜２．ＴＡＢコンバータにおける干渉と従来の非干渉化について＞
ここで、本実施形態における非干渉化を行うＴＡＢコンバータの制御方法の説明の前に、ＴＡＢコンバータにおける第２ポートと第３ポートとの干渉と、従来の非干渉化の手法について説明する。
ここで、本実施形態における非干渉化を行うＴＡＢコンバータの制御方法の説明の前に、ＴＡＢコンバータにおける第２ポートと第３ポートとの干渉と、従来の非干渉化の手法について説明する。
【0039】
ＴＡＢコンバータ１は、第１ポート１０、第２ポート２０および第３ポート３０の３つのポートが、トランスＴを介して磁気的に接続されている一方で、電気的に絶縁している。また、第１ポート１０、第２ポート２０および第３ポート３０の電力和がゼロとなる範囲で入出力が可変である。第１フルブリッジ回路１００、第２フルブリッジ回路２００および第３フルブリッジ回路３００の位相差によって、ポート間で電力の伝送を行うことができる。
【0040】
第２ポート２０における出力電流のみを考慮して第２ポート２０の第１ポート１０に対する位相差を制御すると、第２ポート２０だけでなく、第３ポート３０の出力電流も変動してしまう。これにより、第２ポート２０と第３ポート３０との間で干渉が発生する。そこで、ポート間の「非干渉化」を行う必要がある。「非干渉化」とは、具体的には、干渉が発生するポートに対して、干渉を打ち消すように操作量を調整する制御を行うことを指す。
【0041】
上述の非特許文献１では、本来矩形波である各ポート１０，２０，３０のポート電圧Ｖｘ，Ｖｙ，Ｖｚを基本波によって近似した近似電圧波形から、各ポート１０，２０，３０を流れるポート電流の近似電流波形を導出する。そして、導出した近似電流波形に対して、各動作点での線形近似モデルを用いて非干渉化を行っている。ポート電圧Ｖｘ，Ｖｙ，Ｖｚを基本波で近似した場合、第２ポート２０を流れる電流Ｉ２および第３ポート３０を流れる電流Ｉ３の近似電流波形はそれぞれ、第２ポート２０の第１ポート１０に対する位相シフト角φ２、第３ポート３０の第１ポート１０に対する位相シフト角φ３を用いて、次のように表される。
なお、Ｋ１１，Ｋ１２，Ｋ１３，Ｋ１４は以下の通りである。
ここで、Ｖｉ，Ｖｊは、第ｉポートおよび第ｊポートにおける直流バス電圧、ｆＳＷはフルブリッジ回路１００～３００のスイッチング周波数、Ｌｉｊは第ｉポート－第ｊポート間の等価インダクタンスである。
【数1】
【数2】
【数3】
【数4】
【0042】
このような関係から、各動作点（φ２，φ３）における、その微小変化（Δφ２，Δφ３）に対する出力電流Ｉ２，Ｉ３の変化量は以下のように表せる。
ここで、行列Ｇの成分であるＧ１１，Ｇ１２，Ｇ２１，Ｇ２２は以下の通りである。
【数5】
【数6】
【数7】
【数8】
【数9】
【0043】
上述の非特許文献１は、この行列Ｇを対角化する逆行列Ｈ＝Ｇ－１を算出し、前置補償器として挿入することによって非干渉化を行うものである。
【0044】
このような非干渉化の手法において、２つの課題があった。１つは、矩形波であるポート電圧に対して、基本波による近似を行うと、モデル誤差が残存すること。そして、もう１つは、数５の式を用いて算出された（Δφ２，Δφ３）は変化量であるため、そのままＴＡＢコンバータ１の制御に用いると、重負荷時に誤差が生じ、出力電流制御が不安定になる。以下に説明するＴＡＢコンバータ１の制御方法を用いることにより、モデル誤差の低減および出力電流の制御の安定化を行うことができる。
【0045】
＜３．本実施形態のＴＡＢコンバータの制御方法について＞
続いて、本実施形態におけるＴＡＢコンバータ１の制御方法について、図２を参照しつつ説明する。図２は、制御回路９０およびモデル化したＴＡＢコンバータ１における信号の流れを模式的に示したブロック図である。図２の左側は、本実施形態の制御回路９０における信号の流れを示している。図２の右側は、ＴＡＢコンバータ１における信号の動きをモデル化したモデルＭである。
続いて、本実施形態におけるＴＡＢコンバータ１の制御方法について、図２を参照しつつ説明する。図２は、制御回路９０およびモデル化したＴＡＢコンバータ１における信号の流れを模式的に示したブロック図である。図２の左側は、本実施形態の制御回路９０における信号の流れを示している。図２の右側は、ＴＡＢコンバータ１における信号の動きをモデル化したモデルＭである。
【0046】
この制御回路９０は、モデルＭを用いて算出された逆ヤコビ行列を用いて第２ポート２０の第１ポート１０に対する位相シフト角φ２と、第３ポート３０の第１ポート１０に対する位相シフト角φ３とを算出し、これらの位相シフト角φ２，φ３に基づいた制御信号をＴＡＢコンバータ１に入力することで、ＴＡＢコンバータ１に対して非干渉化制御を行う。
【0047】
制御回路９０には、図２の左端に示すように、第２ポート２０のポート電流Ｉｔａｂ２の出力電流指令値Ｉｔａｂ２
＊と、第３ポート３０のポート電流Ｉｔａｂ３の出力電流指令値Ｉｔａｂ３
＊とが入力される。制御回路９０は、第２ポート２０の第１ポート１０に対する位相シフト角φ２と、第３ポート３０の第１ポート１０に対する位相シフト角φ３とを算出する。
【0048】
図２の中央に示すように、制御回路９０は、算出した位相シフト角φ２，φ３に基づいた制御信号をモデルＭに入力している。実際にＴＡＢコンバータ１を制御する場合には、制御回路９０は、算出した位相シフト角φ２，φ３に基づいた制御信号をＴＡＢコンバータ１に入力する。具体的には、制御回路９０は、算出した位相シフト角φ２，φ３に基づいて、第１フルブリッジ回路１００、第２フルブリッジ回路２００および第３フルブリッジ回路３００に含まれるスイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４，Ｑ２１～Ｑ２４，Ｑ３１～Ｑ３４のそれぞれに駆動信号を出力してスイッチング制御する。これにより、ＴＡＢコンバータ１の第２ポート２０および第３ポート３０にはそれぞれ、ポート電流Ｉｔａｂ２，Ｉｔａｂ３が流れる。
【0049】
ここで、図２に示すＴＡＢコンバータ１のモデルＭの設計方法について説明する。モデルＭは、位相シフト角φ２，φ３に対応するスイッチング信号がＴＡＢコンバータ１に入力された場合にＴＡＢコンバータ１の第２ポート２０および第３ポート３０に流れるポート電流Ｉｔａｂ２，Ｉｔａｂ３を、近似モデルを用いて算出するものである。モデルＭは、後述するヤコビ行列Ｇを用いて示されたモデルである。このモデルＭでは、第２ポート２０の第１ポート１０に対する位相シフト角φ２と、第３ポート３０の第１ポート１０に対する位相シフト角φ３とを入力とし、第２ポート２０および第３ポート３０のポート電流Ｉｔａｂ２，Ｉｔａｂ３を出力する。
【0050】
図２に示すように、モデルＭは、微分器８１ａ，８１ｂ、ヤコビ行列演算部８２、積分器８３ａ，８３ｂを有する。モデルＭは、ＴＡＢコンバータ１に入力されるスイッチング信号の位相シフト角φ２，φ３を入力とする。
【0051】
ＴＡＢコンバータ１において、入力されるスイッチング信号の位相シフト角φ２，φ３の変化量Δφ２，Δφ３と、第２ポート２０および第３ポート３０に流れるポート電流Ｉｔａｂ２，Ｉｔａｂ３の変化量ΔＩｔａｂ２，ΔＩｔａｂ３とは次式のような関係がある。
【数10】
【0052】
モデルＭは、この関係を用いたものである。モデルＭでは、入力された位相シフト角φ２，φ３をそれぞれ微分器８１ａ，８１ｂにおいて微分され、位相シフト角φ２，φ３の変化量Δφ２，Δφ３が算出される。そして、ヤコビ行列演算部８２において、この変化量にヤコビ行列Ｇを積算して、上式のようにポート電流Ｉｔａｂ２，Ｉｔａｂ３の変化量ΔＩｔａｂ２，ΔＩｔａｂ３を得る。このとき、ヤコビ行列Ｇは次式で表される。
【数11】
【0053】
続いて、変化量ΔＩｔａｂ２，ΔＩｔａｂ３を積分器８３ａ，８３ｂにおいて積算して、ポート電流Ｉｔａｂ２，Ｉｔａｂ３を得ることができる。
【0054】
このモデルＭにおいて、ヤコビ行列Ｇは、ポート電流Ｉｔａｂ２，Ｉｔａｂ３の目標電流波形の近似モデルである近似電流波形を用いて算出される。このとき、目標電流波形と近似電流波形との誤差が小さいほど、制御回路９０における非干渉化を精度良く行うことができる一方で、近似モデルが複雑化するほど、制御回路９０における演算量が多くなり、リソースを圧迫するという問題が生じる。このため、誤差の大きさと演算量とのバランスの良い近似モデルを使用することが好ましい。
【0055】
図３は、矩形波の３種類の近似モデルを示した図である。図３には、矩形波と、矩形波を基本波のみで近似したモデルと、矩形波を基本波および３次高調波を重畳して近似したモデルと、矩形波を基本波、３次高調波および５次高調波を重畳して近似したモデルとが示されている。図３に示すように、基本波のみの近似モデルは、矩形波に対して誤差が大きいのに対して、高調波を重畳した近似モデルでは、重畳する高調波の数が多くなるにつれて、誤差が小さくなる。一方で、重畳する高調波の数が多くなるにつれて、制御回路９０における制御信号の算出の処理負荷が大きくなる。
【0056】
このため、本実施形態の制御回路９０においては、矩形波である各ポート１０，２０，３０のポート電圧Ｖｘ，Ｖｙ，Ｖｚの近似モデルである近似電圧波形として、基本波および高調波を重畳した連続関数を用いる。そして、連続関数である近似電圧波形から、ポート電流Ｉｔａｂ２，Ｉｔａｂ３の近似電流波形を導出する。この近似電流波形を用いて、ポート間の干渉を抑制する非干渉化制御を行う。これにより、ポート電圧Ｖｘ，Ｖｙ，Ｖｚの近似電圧波形として、基本波のみで表された近似関数を用いて非干渉化制御を行う場合と比べて、実際のポート電圧Ｖｘ，Ｖｙ，Ｖｚとの誤差が小さくなる。したがって、近似電圧波形から導出されるポート電流Ｉｔａｂ２，Ｉｔａｂ３の近似電流波形の近似による誤差も小さくなる。その結果、ポート間の干渉をより抑制できる。
【0057】
具体的には、矩形波である各ポート電圧Ｖｘ，Ｖｙ，Ｖｚの近似電圧波形として、基本波および３次高調波を重畳した関数か、基本波、３次高調波および５次高調波を重畳した関数かのいずれか一方を用いる。以下では、各ポート電圧Ｖｘ，Ｖｙ，Ｖｚの近似電圧波形として基本波および３次高調波を重畳して近似た関数を用いる場合について説明を行う。
【0058】
ここで、ポート電圧Ｖｘ，Ｖｙ，Ｖｚを、基本波（１次）と、奇数次高調波とを重畳した関数で近似した場合のポート電流Ｉｔａｂ２，Ｉｔａｂ３の近似電流波形は、次式のように表される。
ここで、Ｌ１２，Ｌ２３，Ｌ３１は以下の通りである。
【数12】
【数13】
【数14】
【数15】
【数16】
【0059】
なお、ｎは、近似電圧波形において重畳する正弦波の数を表している。つまり、ｎ＝１の場合、単一の正弦波、すなわち、基本波のみで近似したモデルとなる。ｎ＝２の場合、２つの正弦波、すなわち、基本波および３次高調波を重畳したモデルとなる。また、ｎ＝３の場合、３つの正弦波、すなわち、基本波、３次高調波および５次高調波を重畳したモデルとなる。
【0060】
ｎ＝２の場合、すなわち、基本波および３次高調波の近似モデルの場合には、数１２および数１３に示すポート電流Ｉｔａｂ２，Ｉｔａｂ３の近似電流波形は以下のようになる。
【数17】
【数18】
【0061】
当該近似モデルにおけるポート電流Ｉｔａｂ２，Ｉｔａｂ３を、φ２およびφ３でそれぞれ偏微分すると、以下のようになる。
【数19】
【数20】
【数21】
【数22】
【0062】
式１１より、ヤコビ行列Ｇの各成分を、以下のように定義する。
ここで、Ｇ１１，Ｇ１２，Ｇ２１，Ｇ２２はそれぞれ以下の通りである。
【数23】
【数24】
【数25】
【数26】
【数27】
【0063】
図２に示すモデルＭにおいて、ヤコビ行列演算部８２は、行列成分乗算部８２ａ，８２ｂ，８２ｃ，８２ｄ、加算器８２ｅ，８２ｆおよび係数乗算部８２ｇ，８２ｈを有する。
【0064】
行列成分乗算部８２ａは、位相シフト角φ２の変化量Δφ２にヤコビ行列Ｇの成分Ｇ１１を乗算し、Δφ２・Ｇ１１を算出する。行列成分乗算部８２ｂは、位相シフト角φ３の変化量Δφ３にヤコビ行列Ｇの成分Ｇ１２を乗算し、Δφ３・Ｇ１２を算出する。行列成分乗算部８２ｃは、位相シフト角φ２の変化量Δφ２にヤコビ行列Ｇの成分Ｇ２１を乗算し、Δφ２・Ｇ２１を算出する。行列成分乗算部８２ｄは、位相シフト角φ３の変化量Δφ３にヤコビ行列Ｇの成分Ｇ２２を乗算し、Δφ３・Ｇ２２を算出する。
【0065】
行列成分乗算部８２ａ，８４ｂにおいて算出されたΔφ２・Ｇ１１およびΔφ３・Ｇ１２は、加算器８２ｅで加算され、その後、係数乗算部８２ｇにおいて８／π２ωが乗算される。一方、行列成分乗算部８２ｃ，８４ｄにおいて算出されたΔφ２・Ｇ２１およびΔφ３・Ｇ２２は、加算器８２ｆで加算され、その後、係数乗算部８２ｈにおいて８／π２ωが乗算される。これにより、次式で示すポート電流Ｉｔａｂ２，Ｉｔａｂ３の変化量ΔＩｔａｂ２，ΔＩｔａｂ３を得る。
【数28】
【0066】
続いて、このようなモデルＭを用いた制御回路９０における非干渉化制御の方法を説明する。
【0067】
図４は、本実施形態における制御回路９０において、非干渉化を考慮したＴＡＢコンバータ１の制御方法の流れを示したフローチャートである。図４に示す制御回路９０における非干渉化制御を行うにあたり、各ポート電圧Ｖｘ，Ｖｙ，Ｖｚの近似電圧波形として、基本波と３次高調波とを重畳した近似関数が準備されている。
【0068】
ＴＡＢコンバータ１を制御する際には、図４に示すように、制御回路９０は、サンプリング周期毎に、ステップＳ１～Ｓ４を繰り返し行う。まず、微分による近似モデルであるヤコビ行列Ｇを算出する（ステップＳ１）。これにより、近似モデルにおける位相シフト角φ２，φ３の変化量Δφ２，Δφ３と、モデルＭから出力されるポート電流Ｉｔａｂ２，Ｉｔａｂ３の変化量ΔＩｔａｂ２，ΔＩｔａｂ３との関係が算出される。
【0069】
ここで、数２８に示すように、第２ポート２０のポート電流Ｉｔａｂ２が第３ポート３０の位相シフト角φ３の変化量に干渉されるとともに、第３ポート３０のポート電流Ｉｔａｂ３が第２ポート２０の位相シフト角φ２の変化量に干渉される。この干渉を打ち消すべく、次のステップＳ２において逆ヤコビ行列Ｈを算出する。
【0070】
ヤコビ行列Ｇを算出した後、制御回路９０は、逆ヤコビ行列Ｈを算出する（ステップＳ２）。逆ヤコビ行列Ｈとは、ヤコビ行列Ｇの逆行列であり、ヤコビ行列Ｇと乗算すると単位行列となる行列である。すなわち、逆ヤコビ行列Ｈは、微分による近似モデルであるヤコビ行列Ｇの逆モデルである。ヤコビ行列Ｇと逆ヤコビ行列Ｈとは、以下のような関係を有する。
【数29】
【0071】
逆ヤコビ行列Ｈの各成分Ｈ１１，Ｈ１２，Ｈ２１，Ｈ２２は、次式のように求められる。
【数30】
【0072】
なお、制御回路９０における実際の動作としては、ステップＳ１とステップＳ２を統合し、ヤコビ行列Ｇの各成分Ｇ１１，Ｇ１２，Ｇ２１，Ｇ２２を算出することなく、数２３～２７および数３０の関係を用いて、直接逆ヤコビ行列Ｈ１１，Ｈ１２，Ｈ２１，Ｈ２２の各成分を算出してもよい。
【0073】
逆ヤコビ行列Ｈが算出されると、制御回路９０は、逆ヤコビ行列を用いて、第２ポート２０のポート電流Ｉｔａｂ２の出力電流指令値Ｉｔａｂ２
＊および第３ポート３０のポート電流Ｉｔａｂ３の出力電流指令値Ｉｔａｂ３
＊に基づいて、制御値である位相シフト角φ２，φ３を算出する（ステップＳ３）。
【0074】
ここで、図２を参照しつつ、制御回路９０における制御値の算出手順を説明する。図２には、制御回路９０の動作に対応する制御ブロックとして、レギュレータ９１ａ，９１ｂと、逆ヤコビ行列演算部９２と、積分器９３ａ，９３ｂとが示されている。
【0075】
ステップＳ３では、まず、第２ポート２０および第３ポート３０のポート電流Ｉｔａｂ２，Ｉｔａｂ３の目標変化量ΔＩｔａｂ２，ΔＩｔａｂ３を算出する（ステップＳ３１）。具体的には、図２に示すように、制御回路９０は、第２ポート２０のポート電流Ｉｔａｂ２の出力電流指令値Ｉｔａｂ２
＊と実電流Ｉｔａｂ２の電流検出値とを、レギュレータ９１ａに入力する。レギュレータ９１ａは、出力電流指令値Ｉｔａｂ２
＊と実電流Ｉｔａｂ２の電流検出値とを用いて、ポート電流Ｉｔａｂ２の目標変化量ΔＩｔａｂ２を算出する。
【0076】
また、制御回路９０は、第３ポート３０のポート電流Ｉｔａｂ３の出力電流指令値Ｉｔａｂ３
＊と実電流Ｉｔａｂ３の電流検出値とを、レギュレータ９１ｂに入力する。レギュレータ９１ｂは、出力電流指令値Ｉｔａｂ３
＊と実電流Ｉｔａｂ３の電流検出値とを用いて、ポート電流Ｉｔａｂ３の目標変化量ΔＩｔａｂ３を算出する。
【0077】
続いて、制御回路９０は、位相シフト角φ２，φ３の変化量Δφ２，Δφ３を算出する（ステップＳ３２）。ステップＳ３２では、制御回路９０は、逆ヤコビ行列演算部９２において、算出された目標変化量ΔＩｔａｂ２，ΔＩｔａｂ３に、逆ヤコビ行列Ｈを乗算する。これにより、位相シフト角φ２，φ３の変化量Δφ２，Δφ３が算出される。すなわち、ステップＳ３２では、算出された目標変化量ΔＩｔａｂ２，ΔＩｔａｂ３と、ヤコビ行列Ｇの逆モデルである逆ヤコビ行列Ｈの演算式とを用いて、位相シフト角φ２，φ３の変化量Δφ２，Δφ３を算出する。位相シフト角φ２，φ３の変化量Δφ２，Δφ３は、次式で表される。
【数31】
【0078】
具体的には、図２に示す制御回路９０の制御ブロック図において、逆ヤコビ行列演算部９２は、行列成分乗算部９２ａ，９２ｂ，９２ｃ，９２ｄおよび加算器９２ｅ，９２ｆを有する。
【0079】
行列成分乗算部９２ａは、算出された目標変化量ΔＩｔａｂ２に逆ヤコビ行列Ｈの成分Ｈ１１を乗算し、ΔＩｔａｂ２・Ｈ１１を算出する。行列成分乗算部９２ｂは、算出された目標変化量ΔＩｔａｂ３に逆ヤコビ行列Ｈの成分Ｈ１２を乗算し、ΔＩｔａｂ３・Ｈ１２を算出する。行列成分乗算部９２ｃは、算出された目標変化量ΔＩｔａｂ２に逆ヤコビ行列Ｈの成分Ｈ２１を乗算し、ΔＩｔａｂ２・Ｈ２１を算出する。行列成分乗算部９２ｄは、算出された目標変化量ΔＩｔａｂ３に逆ヤコビ行列Ｈの成分Ｈ２２を乗算し、ΔＩｔａｂ３・Ｈ２２を算出する。
【0080】
行列成分乗算部９２ａ，９２ｂにおいて算出されたΔＩｔａｂ２・Ｈ１１およびΔＩｔａｂ３・Ｈ１２は、加算器９２ｅで加算される。一方、行列成分乗算部９２ｃ，９２ｄにおいて算出されたΔＩｔａｂ２・Ｈ２１およびΔＩｔａｂ３・Ｈ２２は、加算器９２ｆで加算さる。これにより、次式のような位相シフト角φ２，φ３の変化量Δφ２，Δφ３が算出される。
【数32】
【0081】
そして、制御回路９０は、逆ヤコビ行列演算部９２から出力された位相シフト角φ２，φ３の変化量Δφ２，Δφ３をそれぞれ積分器９３ａ，９３ｂに入力し、制御値である位相シフト角φ２，φ３を算出する（ステップＳ３３）。積分器９３ａ，９３ｂにおいては、以下のように変化量を積算して位相シフト角φ２，φ３を算出する。なお、以下では、当該周期におけるφ2(n) ，φ３(n)は、ｎ回目の演算におけるφ２，φ３のそれぞれの値を示し、Δφ2(n) ，Δφ３(n)は、ｎ回目の演算におけるΔφ２，Δφ３のそれぞれの値を示す。
【数33】
【数34】
【0082】
すなわち、このステップＳ３３では、計算開始から現在までの期間における過去のステップＳ３２で算出した全ての変化量Δφ２，Δφ３と、今回の（新たな）ステップＳ３２で算出した変化量Δφ２，Δφ３とを全て加算して、位相シフト角φ２，φ３を算出する。
【0083】
なお、積分器９３ａ，９３ｂにおいて、前回のステップＳ３３で算出された位相シフト角φ２，φ３と、今回の（新たな）ステップＳ３２で算出された変化量Δφ２，Δφ３とを加算することによって、新たな位相シフト角φ２，φ３を算出してもよい。その場合、ｎ回目の演算におけるφ２，φ３の値を示すφ2(n) ，φ３(n)は、以下のように算出される。
【数35】
【数36】
【0084】
ここで、図５は、積分器９３ａ，９３ｂにおける位相シフト角φ２，φ３の変化量Δφ２，Δφ３の積算による動作特性を概念的に示した図である。図５においては、横軸が位相シフト角φ２，φ３を表し、縦軸が出力電流、すなわちポート電流Ｉｔａｂ２，Ｉｔａｂ３を表している。図５中、ＴＡＢコンバータ１の動作特性の電流軌跡を実線、上記のような積算を行った場合の電流軌跡を破線で示している。また、図５中、ｎ＝４における変化量Δφ(４)を積算しない場合の電流軌跡を二点鎖線の太線、その延長線を二点鎖線の細線で示している。
【0085】
Δφ(n)の演算後、積分器９３ａ，９３ｂによる積算を行わない場合、Δφ(n)と、ΔＩｔａｂとの関係が原点を通過する線形近似式によって動作点が決まる。このため、ｎ＝４の場合、二点鎖線の太線および細線で示す線形近似直線上の点が動作点（図５中の「積算なしの動作点」）となる。
【0086】
これに対し、本実施形態では、Δφ(n)の演算の度に積分器９３ａ，９３ｂにおいて積算を行うことにより、線形近似モデルであるヤコビ行列Ｇを用いたモデルにおける近似線の切片を、図５中に破線で示すように、原点から、積算した動作点（図５中の「積算ありの動作点」）へ移動することができる。これにより、動作特性との誤差が小さくなるため、目標とする電流軌跡と同等の動作点となり、同等の位相の軌跡を得ることができる。その結果、重負荷時にも安定した電力特性を得ることができる。
【0087】
このようにステップＳ３で位相シフト角φ２，φ３が算出された後、制御回路９０は、位相シフト角φ２，φ３に基づいて、ＴＡＢコンバータ１の第１フルブリッジ回路１００、第２フルブリッジ回路２００および第３フルブリッジ回路３００に含まれるスイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４，Ｑ２１～Ｑ２４，Ｑ３１～Ｑ３４のそれぞれに駆動信号を出力してスイッチング制御する（ステップＳ４）。
【0088】
このような非干渉化制御を行うことにより、第２ポート２０と第３ポート３０との間におけるポート電流Ｉｔａｂ２，Ｉｔａｂ３の干渉を、従来の手法よりも抑制することができる。
【0089】
なお、上記の実施形態の説明において、制御回路９０が「『行列』を算出する」と記載しているが、制御回路９０が行列の形式で算出してもよいし、行列の各成分を算出するものであってもよい。同様に、各数式で示す行列計算式についても、行列の形式で行列計算を行ってもよいし、計算前の行列の各成分から、求めるべき行列の各成分を算出してもよい。
【0090】
＜４．シミュレーション＞
＜４－１．シミュレーション１＞
上記の実施形態の非干渉化制御の効果を確認するために、制御回路９０において逆ヤコビ行列Ｈの乗算を行っていない場合（以下「干渉あり」と称する）と、逆ヤコビ行列Ｈの乗算を行った場合（以下「非干渉化」と称する）とについて、次の条件でシミュレーションを行った。
［共通条件］
第２ポート２０の目標電流値：０．５Ａ→３．０Ａへのステップ変化
第３ポート３０の目標電流値：０．５Ａのまま維持
［非干渉化制御］
近似モデル：基本波＋３次高調波
位相シフト角の変化量の積算の有無：あり
＜４－１．シミュレーション１＞
上記の実施形態の非干渉化制御の効果を確認するために、制御回路９０において逆ヤコビ行列Ｈの乗算を行っていない場合（以下「干渉あり」と称する）と、逆ヤコビ行列Ｈの乗算を行った場合（以下「非干渉化」と称する）とについて、次の条件でシミュレーションを行った。
［共通条件］
第２ポート２０の目標電流値：０．５Ａ→３．０Ａへのステップ変化
第３ポート３０の目標電流値：０．５Ａのまま維持
［非干渉化制御］
近似モデル：基本波＋３次高調波
位相シフト角の変化量の積算の有無：あり
【0091】
図６は、シミュレーション１の結果を示した図である。このシミュレーション１では、第２ポート２０のポート電流Ｉｔａｂ２を変更した場合に、第３ポート３０のポート電流Ｉｔａｂ３に非干渉化制御の有無によってどのような変化が生じるかを観察することができる。図６の上段には第２ポート２０のポート電流Ｉｔａｂ２について、図６の下段には第３ポート３０のポート電流Ｉｔａｂ３について、それぞれ、電流指令値と、干渉ありの場合と、非干渉化を行った場合とが示されている。
【0092】
図６に示すように、第２ポート２０のポート電流Ｉｔａｂ２の電流変動時において、干渉ありの場合には、第３ポート３０において、ポート電流Ｉｔａｂ３が一時的に約０．４５Ａ低下した。これに対し、非干渉化を行った場合には、第３ポート３０において、ポート電流Ｉｔａｂ３が一時的に約０．０８Ａ上昇した後に、約０．０３Ａの低下に転じた。これより、非干渉化を行った場合には、干渉ありの場合と比べて、第２ポート２０における電流変動による干渉によって生じる第３ポート３０における電流変動の値が大幅に小さくなることがわかる。
【0093】
＜４－２．シミュレーション２＞
続いて、近似モデルの違いによる非干渉化の効果を確認するために、３種類の近似モデルについて、以下の条件でシミュレーションを行った。
［条件］
近似モデル：３種類
・基本波のみ
・基本波＋３次高調波
・基本波＋３次高調波＋５次高調波
第２ポート２０の目標電流値：０．５Ａ→３．５Ａへのステップ変化
第３ポート３０の目標電流値：０．５Ａのまま維持
位相シフト角の変化量の積算の有無：あり
続いて、近似モデルの違いによる非干渉化の効果を確認するために、３種類の近似モデルについて、以下の条件でシミュレーションを行った。
［条件］
近似モデル：３種類
・基本波のみ
・基本波＋３次高調波
・基本波＋３次高調波＋５次高調波
第２ポート２０の目標電流値：０．５Ａ→３．５Ａへのステップ変化
第３ポート３０の目標電流値：０．５Ａのまま維持
位相シフト角の変化量の積算の有無：あり
【0094】
図７は、シミュレーション２の結果を示した図である。図７において、左列は、近似モデルが基本波のみの場合、中央列は、近似モデルが基本波および３次高調波の重畳である場合、右列は、近似モデルが基本波、３次高調波および５次高調波の重畳である場合の結果である。また、図７の各列において、上段は第２ポート２０のポート電流Ｉｔａｂ２、下段は第３ポート３０のポート電流Ｉｔａｂ３を示している。シミュレーション２において、第３ポート３０のポート電流Ｉｔａｂ３の変動量は、以下の通りである。
［シミュレーション結果］
基本波のみ：０．０２５Ａ
基本波＋３次高調波：０．０２１Ａ
基本波＋３次高調波＋５次高調波：０．０１７Ａ
［シミュレーション結果］
基本波のみ：０．０２５Ａ
基本波＋３次高調波：０．０２１Ａ
基本波＋３次高調波＋５次高調波：０．０１７Ａ
【0095】
シミュレーション２の結果から、高調波重畳の次数を増やすにつれて、第２ポート２０の電流値変化における第３ポート３０への干渉の影響が低減していることがわかる。すなわち、制御回路９０において、高調波重畳モデルの逆ヤコビ行列Ｈを用いることにより、ＴＡＢコンバータ１において、２つの出力ポート間における干渉をより抑制できるといえる。
【0096】
＜４－３．シミュレーション３＞
また、積分器９３ａ，９３ｂにおける位相シフト角φ２，φ３の変化量Δφ２，Δφ３の積算の有無によるポート電流Ｉｔａｂ２，Ｉｔａｂ３の動作安定性を比較するために、以下の条件でシミュレーションを行った。
［条件］
近似モデル：基本波＋３次高調波
第２ポート２０の目標電流値：０．５Ａ→５．０Ａ（重負荷相当）へのステップ変化
第３ポート３０の目標電流値：０．５Ａのまま維持
位相シフト角の変化量の積算の有無：２種類 なし／あり
また、積分器９３ａ，９３ｂにおける位相シフト角φ２，φ３の変化量Δφ２，Δφ３の積算の有無によるポート電流Ｉｔａｂ２，Ｉｔａｂ３の動作安定性を比較するために、以下の条件でシミュレーションを行った。
［条件］
近似モデル：基本波＋３次高調波
第２ポート２０の目標電流値：０．５Ａ→５．０Ａ（重負荷相当）へのステップ変化
第３ポート３０の目標電流値：０．５Ａのまま維持
位相シフト角の変化量の積算の有無：２種類 なし／あり
【0097】
図８は、シミュレーション３の結果を示した図である。図８において、左列は、位相シフト角の変化量の積算を行っていない場合（図８中「積算なし」）、右列は、位相シフト角の変化量の積算を行っている場合（図８中「積算あり」）の結果である。また、図８の各列において、上段は第２ポート２０のポート電流Ｉｔａｂ２、下段は第３ポート３０のポート電流Ｉｔａｂ３を示している。
【0098】
図８に示すように、積算なしの場合には、重負荷領域で制御が発散し、指令値に追従した動作を行うことができなかった。これに対し、積算ありの場合には、安定した動作を行うことができた。すなわち、制御回路９０において、位相シフト角φ２，φ３の変化量Δφ２，Δφ３を積算することにより、ＴＡＢコンバータ１において、より安定した非干渉化制御を行うことができるといえる。
【0099】
＜５．実験＞
＜５－１．実験１＞
上記の実施形態の非干渉化制御の効果を確認するために、制御回路９０において逆ヤコビ行列Ｈの積算を行っていない場合（以下「干渉あり」と称する）と、逆ヤコビ行列Ｈの積算を行った場合（以下「非干渉化」と称する）とについて、ＴＡＢコンバータ１を用いて次の条件で実験を行った。
［共通条件］
第２ポート２０の目標電流値：１．５Ａ→４．５Ａへのステップ変化
第３ポート３０の目標電流値：１．５Ａのまま維持
［非干渉化制御］
近似モデル：基本波＋３次高調波
位相シフト角の変化量の積算の有無：あり
＜５－１．実験１＞
上記の実施形態の非干渉化制御の効果を確認するために、制御回路９０において逆ヤコビ行列Ｈの積算を行っていない場合（以下「干渉あり」と称する）と、逆ヤコビ行列Ｈの積算を行った場合（以下「非干渉化」と称する）とについて、ＴＡＢコンバータ１を用いて次の条件で実験を行った。
［共通条件］
第２ポート２０の目標電流値：１．５Ａ→４．５Ａへのステップ変化
第３ポート３０の目標電流値：１．５Ａのまま維持
［非干渉化制御］
近似モデル：基本波＋３次高調波
位相シフト角の変化量の積算の有無：あり
【0100】
図９は、実験１の結果を示した図である。この実験１では、第２ポート２０のポート電流Ｉｔａｂ２を変更した場合に、第３ポート３０のポート電流Ｉｔａｂ３に非干渉化制御の有無によってどのような変化が生じるかを観察することができる。図９の上段には干渉ありの条件での第２ポート２０のポート電流Ｉｔａｂ２および第３ポート３０のポート電流Ｉｔａｂ３について、図９の下段には非干渉化の条件での第２ポート２０のポート電流Ｉｔａｂ２および第３ポート３０のポート電流Ｉｔａｂ３について、サンプリング周期間で平均化した電流波形が示されている。
【0101】
図９に示すように、第２ポート２０のポート電流Ｉｔａｂ２の電流変動時において、干渉ありの場合には、第３ポート３０において、ポート電流Ｉｔａｂ３が一時的に約１．３２Ａ低下した。これに対し、非干渉化を行った場合には、第３ポート３０において、ポート電流Ｉｔａｂ３の一時的な変動量は、５８．０ｍＡとなった。これより、非干渉化を行った場合には、干渉ありの場合と比べて、第２ポート２０における電流変動による干渉によって生じる第３ポート３０における電流変動の値が大幅に小さくなることがわかる。
【0102】
＜５－２．実験２＞
次に、近似モデルの違いによる非干渉化の効果を確認するために、３種類の近似モデルについて、以下の条件で実験を行った。その他の条件は、実験１の非干渉化制御と同様である。
［条件］
近似モデル：３種類
・基本波のみ
・基本波＋３次高調波
・基本波＋３次高調波＋５次高調波
第２ポート２０の目標電流値：１．５Ａ→４．５Ａへのステップ変化
第３ポート３０の目標電流値：１．５Ａのまま維持
位相シフト角の変化量の積算の有無：あり
次に、近似モデルの違いによる非干渉化の効果を確認するために、３種類の近似モデルについて、以下の条件で実験を行った。その他の条件は、実験１の非干渉化制御と同様である。
［条件］
近似モデル：３種類
・基本波のみ
・基本波＋３次高調波
・基本波＋３次高調波＋５次高調波
第２ポート２０の目標電流値：１．５Ａ→４．５Ａへのステップ変化
第３ポート３０の目標電流値：１．５Ａのまま維持
位相シフト角の変化量の積算の有無：あり
【0103】
図１０は、実験２の結果を示した図である。図１０において、上段は、近似モデルが基本波のみの場合、中段は、近似モデルが基本波および３次高調波の重畳である場合、下段は、近似モデルが基本波、３次高調波および５次高調波の重畳である場合の結果である。実験２において、第３ポート３０のポート電流Ｉｔａｂ３の変動量は、以下の通りである。
［実験結果］
基本波のみ：０．２７Ａ
基本波＋３次高調波：０．２５Ａ
基本波＋３次高調波＋５次高調波：０．２１Ａ
［実験結果］
基本波のみ：０．２７Ａ
基本波＋３次高調波：０．２５Ａ
基本波＋３次高調波＋５次高調波：０．２１Ａ
【0104】
実験２の結果から、高調波重畳の次数を増やすにつれて、第２ポート２０の電流値変化における第３ポート３０への干渉の影響が低減していることがわかる。すなわち、制御回路９０において、高調波重畳モデルの逆ヤコビ行列Ｈを用いることにより、ＴＡＢコンバータ１において、２つの出力ポート間における干渉をより抑制できるといえる。
【0105】
＜５－３．実験３＞
続いて、積分器９３ａ，９３ｂにおける位相シフト角φ２，φ３の変化量Δφ２，Δφ３の積算の有無によるポート電流Ｉｔａｂ２，Ｉｔａｂ３の動作安定性を比較するために、以下の条件で実験を行った。その他の条件は、実験１の非干渉化制御と同様である。
［条件］
近似モデル：基本波＋３次高調波
第２ポート２０の目標電流値：２種類
・０．５０Ａ→３．５０Ａへのステップ変化
・０．５０Ａ→５．１７Ａへのステップ変化
第３ポート３０の目標電流値：０．５０Ａのまま維持
位相シフト角の変化量の積算の有無：２種類 なし／あり
続いて、積分器９３ａ，９３ｂにおける位相シフト角φ２，φ３の変化量Δφ２，Δφ３の積算の有無によるポート電流Ｉｔａｂ２，Ｉｔａｂ３の動作安定性を比較するために、以下の条件で実験を行った。その他の条件は、実験１の非干渉化制御と同様である。
［条件］
近似モデル：基本波＋３次高調波
第２ポート２０の目標電流値：２種類
・０．５０Ａ→３．５０Ａへのステップ変化
・０．５０Ａ→５．１７Ａへのステップ変化
第３ポート３０の目標電流値：０．５０Ａのまま維持
位相シフト角の変化量の積算の有無：２種類 なし／あり
【0106】
図１１は、実験３の結果を示した図である。図１１において、左列は、位相シフト角の変化量の積算を行っていない場合（図１１中「積算なし」）、右列は、位相シフト角の変化量の積算を行っている場合（図１１中「積算あり」）の結果である。また、図１１の各列において、上段は比較的軽負荷な場合、下段は比較的重負荷な場合の結果である。なお、比較的軽負荷な場合とは、第２ポート２０のポート電流Ｉｔａｂ２を０．５０Ａから３．５０Ａ（負荷率５４％）へステップ変化させる場合である。また、比較的重負荷な場合とは、第２ポート２０のポート電流Ｉｔａｂ２を０．５０Ａから５．１７Ａ（負荷率８０％）へステップ変化させる場合である。
【0107】
図１１に示すように、積算なしの場合には、比較的軽負荷な場合であっても、積算ありの場合に比べて第２ポート２０および第３ポート３０の双方においてポート電流Ｉｔａｂ２，Ｉｔａｂ３の振動が大きくなっている。また、比較的重負荷な場合には、積算なしでは制御が発散し、指令値に追従した動作を行うことができなかった。これに対し、積算ありの場合には、重負荷であっても安定した動作を行うことができた。これより、制御回路９０において、位相シフト角φ２，φ３の変化量Δφ２，Δφ３を積算することにより、ＴＡＢコンバータ１において、より安定した非干渉化制御を行うことができるといえる。
【0108】
＜６．変形例＞
以上、本発明の一実施形態について説明したが、本発明は、上記の実施形態に限定されるものではない。
以上、本発明の一実施形態について説明したが、本発明は、上記の実施形態に限定されるものではない。
【0109】
上記の実施形態では、ポートを３つ有するトリプルアクティブブリッジコンバータの非干渉化制御について説明したが、本発明はこれに限られない。フルブリッジ回路を有するポートを４つ以上有するマルチアクティブブリッジコンバータでも、本発明の逆ヤコビ行列を用いた非干渉化制御方法を適用しうる。
【0110】
上記の実施形態では、高調波を含む近似モデルを用いてヤコビ行列Ｇおよび逆ヤコビ行列Ｈを算出し、目標電流と逆ヤコビ行列から位相シフト角φ２，φ３の変化量Δφ２，Δφ３を算出し、さらに位相シフト角φ２，φ３の変化量Δφ２，Δφ３を積算する方法で非干渉化制御を行った。しかしながら、本発明はこれに限られない。高調波を含む近似モデルを用いて位相シフト角の変化量の積算を行わない方法で非干渉化制御を行っても良いし、基本波のみの近似モデルを用いて位相シフト角の変化量の積算を行う方法で非干渉化制御を行ってもよい。
【0111】
また、上記の実施形態のステップＳ１、ステップＳ２、ステップＳ３１およびステップＳ３２に代えて、目標電流（第２ポート２０および第３ポート３０のポート電流Ｉｔａｂ２，Ｉｔａｂ３の出力電流指令値Ｉｔａｂ２
＊，Ｉｔａｂ３
＊）と、検出したポート電流（実電流Ｉｔａｂ２，Ｉｔａｂ２）とから、予め準備されたテーブルを参照して、第２ポート２０および第３ポート３０のポート電流Ｉｔａｂ２，Ｉｔａｂ２の目標変化量ΔＩｔａｂ２，ΔＩｔａｂ３を算出するようにしてもよい。この場合、テーブルは、上記の実施形態のステップＳ１、ステップＳ２、ステップＳ３１およびステップＳ３２に相当する工程を、複数の条件で事前に導出した結果により作成される。
【0112】
また、上記の実施形態では、第１ポート１０を入力側とし、第２ポート２０および第３ポート３０を出力側として説明した。しかしながら、ＴＡＢコンバータ１は、３つのポートのうちのどのポートを入力ポートとしてもよい。その場合、残りのポートが出力ポートとなる。
【0113】
また、上記の実施形態または変形例に登場した各要素を、矛盾が生じない範囲で、適宜に組み合わせてもよい。
【符号の説明】
【0114】
１ ＴＡＢコンバータ
１０ 第１ポート
２０ 第２ポート
３０ 第３ポート
９０ 制御回路
９１ａ，９１ｂ レギュレータ
９２ 逆ヤコビ行列演算部
９３ａ，９３ｂ 積分器
１００ 第１フルブリッジ回路
２００ 第２フルブリッジ回路
３００ 第３フルブリッジ回路
Ｇ ヤコビ行列
Ｈ 逆ヤコビ行列
Ｌ１ 第１インダクタ
Ｌ２ 第２インダクタ
Ｌ３ 第３インダクタ
Ｍ モデル
Ｔ トランス
Ｔｃ コア
ｎ１ 第１巻線
ｎ２ 第２巻線
ｎ３ 第３巻線
ΔＩｔａｂ２，ΔＩｔａｂ３ 目標電流の変化量
φ２，φ３ 位相シフト角
Δφ２，Δφ３ 位相シフト角の変化量
１０ 第１ポート
２０ 第２ポート
３０ 第３ポート
９０ 制御回路
９１ａ，９１ｂ レギュレータ
９２ 逆ヤコビ行列演算部
９３ａ，９３ｂ 積分器
１００ 第１フルブリッジ回路
２００ 第２フルブリッジ回路
３００ 第３フルブリッジ回路
Ｇ ヤコビ行列
Ｈ 逆ヤコビ行列
Ｌ１ 第１インダクタ
Ｌ２ 第２インダクタ
Ｌ３ 第３インダクタ
Ｍ モデル
Ｔ トランス
Ｔｃ コア
ｎ１ 第１巻線
ｎ２ 第２巻線
ｎ３ 第３巻線
ΔＩｔａｂ２，ΔＩｔａｂ３ 目標電流の変化量
φ２，φ３ 位相シフト角
Δφ２，Δφ３ 位相シフト角の変化量
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
