特開 2024-47610 モータ駆動用インバータの制御方法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2024047610

(43)【公開日】2024-04-08

(54)【発明の名称】モータ駆動用インバータの制御方法

(51)【国際特許分類】

   H02P 27/08 20060101AFI20240401BHJP

【ＦＩ】

H02P27/08

【審査請求】未請求

【請求項の数】1

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2022153195

(22)【出願日】2022-09-27

(71)【出願人】

【識別番号】000116666

【氏名又は名称】愛知電機株式会社

(71)【出願人】

【識別番号】500433225

【氏名又は名称】学校法人中部大学

(72)【発明者】

【氏名】柿元 巧

(72)【発明者】

【氏名】榎本 将也

(72)【発明者】

【氏名】長谷川 勝

【テーマコード（参考）】

5H505

【Ｆターム（参考）】

5H505AA06

5H505BB03

5H505DD03

5H505EE30

5H505EE41

5H505EE49

5H505HA10

5H505HB01

5H505JJ03

5H505JJ04

5H505JJ16

5H505JJ26

5H505LL22

5H505LL24

5H505LL41

(57)【要約】

【課題】本発明は、過変調制御を実行するインバータの制御装置において、過変調領域の駆動に必要な三相分の電流を再現する。
【解決手段】過変調制御を実行するモータ３駆動用のインバータ１において、インバータ１の直流電流部に設置した１シャント方式の電流検出回路４によって一相分のモータ電流を検出する。三相過変調駆動時は、過変調制御領域における他の二相分のモータ入力電流値をキルヒホッフの法則にしたがって推定することで三相過変調駆動を実現する。
【選択図】 図１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

過変調制御を実行するモータ駆動用のインバータにおいて、当該インバータの直流電流部に設置した１シャント方式の電流検出回路によって一相分のモータ電流を検出し、三相過変調駆動時は、当該過変調制御領域における他の二相分のモータ入力電流値をキルヒホッフの法則にしたがって推定することで三相過変調駆動を実現することを特徴とするモータ駆動用インバータの制御方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、過変調制御を実行するインバータの制御装置において、当該制御に必要な三相分の電流を再現するための技術に関する。

【背景技術】

【0002】

従来から、モータを駆動させるインバータの制御方法として、ベクトル制御が知られている。ベクトル制御の実現には、回転子の位置を検出する位置センサや、モータの入力電流を検出する電流センサが必要となる。

【0003】

電流センサや位置センサの設置は、システムの高コスト化、大型化を招き、また、信頼性の低下を招くおそれがある。特に、圧縮機等のモータを駆動させるためのインバータは、低コスト化、省スペース化の要求から、位置センサや電流センサを廃した構成が用いられるようになっている。

【0004】

位置センサの代替には、モータに入力される電圧、電流から回転子位置を推定した情報を用いることが可能である（位置センサレス制御）。電流センサについては、その代替として、１シャント電流検出方式の採用が知られている（下記特許文献１参照）。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0005】

【特許文献1】特開２０１０－２８８３５９号公報

【0006】

前記圧縮機等は空調機に用いられることが代表的であるが、空調機においては、急速冷房時などに圧縮機を高回転で駆動する運転モードが存在し、圧縮機は回転数に応じて負荷が増加するため、圧縮機用のモータは高回転高負荷で駆動することになる。

【0007】

モータを高回転高負荷で駆動するために弱め界磁制御が採択されるが、高速回転時の効率の低下を招きやすい。弱め界磁制御は最大回転数を高めるために、永久磁石の磁束を弱める電流を流して、逆起電圧を下げる。この弱め界磁による電流の銅損によって、高速回転時の効率が低下する。

【0008】

そこで、モータ効率が低下する弱め界磁制御領域を減らすために、過変調制御を採用する方法が知られている。

【0009】

しかし、前述した１シャント電流検出方式を採用した場合、過変調時、位置センサレス制御の実現に三相分の電流値が必要であるが、三相過変調時において、検出できる電流は１相分のみである。

【0010】

この点、前記特許文献１記載の制御装置は、三相過変調駆動時、平均化した直流母線電流、１相分の瞬時相電流、直流電圧を用いて三相分の電流をキルヒホッフの法則を適用して推定している。

【0011】

詳述すると、前記制御装置は、電流再現部と、ＰＷＭ発生器と、ｄｑ逆変換器、電圧指令演算部、速度指令発生部、位置センサレス制御部を有しており、電流再現部は、直流母線電流検出器により検出された直流母線電流Ｉ0，直流電圧検出器により検出された直流電圧（Ｅd），ＰＷＭ信号情報，印加電圧指令値（Ｖｄ*，Ｖｑ*），インバータ推定回転位相θｄｃを用いて、回転（ｄｑ）座標軸上での電動機電流（Ｉｄ，Ｉｑ）を再現電流（Ｉｄｃ，Ｉｑｃ）として再現する。

【0012】

ＰＷＭ発生器は、交流印加電圧指令（Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*）よりＰＷＭ信号を発生し、ｄｑ逆変換器は、印加電圧指令値（Ｖｄ*，Ｖｑ*）を基に交流印加電圧指令（Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*）へ変換する。電圧指令演算部は、再現電流（Ｉｄｃ，Ｉｑｃ）と速度指令値ω１*を用いて電動機への印加電圧指令値（Ｖｄ*，Ｖｑ*）を算出し、速度指令発生部は、電圧指令演算部９へ速度指令値ω１*を出力する。

【0013】

位置センサレス制御部は、再現電流（Ｉｄｃ，Ｉｑｃ）と印加電圧指令値（Ｖｄ*，Ｖｑ*）を用いて、電動機回転位相θｄを推定し、電流再現部は、ＡＤ変換部，フィルタ処理部，電流相判別部，電流再現演算部を有し、ＡＤ変換部は、直流母線電流Ｉ0と直流電圧ＥdとをＡＤ変換して、それぞれＩ0-SとＥd-Sとする。

【0014】

フィルタ処理部は、ＡＤ変換された直流母線電流Ｉ0-Sをフィルタ処理して平均直流母線電流Ｉ0-FL-Sを出力し、電流相判別部は、ＡＤ変換された直流母線電流Ｉ0-SをＰＷＭ信号情報を用いて、電動機のどの相電流かを判別する。

【0015】

電流再現演算部は、相判別された直流母線電流Ｉ0-S-W（Ｗ相だと判別された場合）と平均直流母線電流Ｉ0-FL-Sと、ＡＤ変換された直流電圧Ｅd-Sと、ＰＷＭ信号情報、印加電圧指令値（Ｖｄ*，Ｖｑ*）、インバータ推定回転位相θｄｃを用いて、回転（ｄｑ）座標軸上での電動機電流（Ｉｄ，Ｉｑ）を再現電流（Ｉｄｃ，Ｉｑｃ）としている。

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0016】

本発明は、上記特許文献１記載の技術同様、１シャント電流検出方式を採用しつつ、過変調制御の三相過変調時において、より簡単な方法によって三相分の電流（モータ入力電流）を再現することのできるインバータ制御方法を開示するものである。

【課題を解決するための手段】

【0017】

請求項１記載のインバータの制御方法は、過変調制御を実行するモータ駆動用インバータの制御装置において、インバータの直流電流部に設置した１シャント方式の電流検出回路によって一相分のモータ電流を検出し、三相過変調駆動時において、他の二相分のモータ入力電流値をキルヒホッフの法則にしたがって推定することに特徴を有する。

【発明の効果】

【0018】

請求項１記載のインバータの制御方法によれば、極力簡単な方法によって、三相分のモータ入力電流値の推定が可能となる。また、システム構成が単純なため、汎用性が高く、システムコストを低減でき、ロバスト性や応答性の向上が図れる利点を有する。

【図面の簡単な説明】

【0019】

【図1】本発明に係るモータ駆動装置を示す回路構成図である。

【図2】前記モータの等価回路図である。

【図3】前記モータ駆動装置による各制御方法の採否による運転領域の変動を示すイメージ図である。

【図4】前記モータ駆動装置による通常変調領域（線形領域）におけるインバータ主回路を構成する上アームのスイッチング動作図である。

【図5】（ａ）は、図４に示す（１）領域における上下アームに流れる電流を描画した簡略的な回路図であり、（ｂ）は図４に示す（２）領域における上下アームに流れる電流を描画した簡略的な回路図である。

【図6】（ａ）は、前記モータ駆動装置による一相（Ｕ相）過変調時におけるインバータ主回路を構成する上アームのスイッチング動作図であり、（ｂ）は一相（Ｗ相）過変調時におけるインバータ主回路を構成する上アームのスイッチング動作図である。

【図7】（ａ）は、図６（ａ）に示す（１）領域における上下アームに流れる電流を描画した簡略的な回路図であり、（ｂ）は同図（ｂ）に示す（２）領域における上下アームに流れる電流を描画した簡略的な回路図である。

【図8】（ａ）は、図６（ｂ）に示す（１）領域における上下アームに流れる電流を描画した簡略的な回路図であり、（ｂ）は同図（ｂ）に示す（２）領域における上下アームに流れる電流を描画した簡略的な回路図である。

【図9】前記モータ駆動装置による二相過変調時におけるインバータ主回路を構成する上アームのスイッチング動作図である。

【図10】（ａ）は、図９に示す（１）領域における上下アームに流れる電流を描画した簡略的な回路図であり、（ｂ）は（２）領域における上下アームに流れる電流を描画した簡略的な回路図である。

【図11】前記モータ駆動装置による三相過変調時におけるインバータ主回路を構成する上アームのスイッチング動作図である。

【図12】図１１に示す三相過変調時における上下アームに流れる電流を描画した簡略的な回路図である。

【発明を実施するための形態】

【0020】

以下、本発明の実施例を説明する。なお、以下に説明する各実施形態は、本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定するものではない。すなわち、本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更、改良され得ると共に、本発明にはその等価物が含まれることは勿論である。

【0021】

図１は、本発明に係るモータ駆動装置Ａを示している。モータ駆動装置Ａは、インバータ１とインバータ制御装置２から概略構成されている。インバータ１はＩＧＢＴとダイオードから構成された上アームと下アームからなるインバータ主回路１ａと、インバータ制御装置２からのＰＷＭ信号に基づいて、インバータ主回路１ａの上アームと下アームのゲート信号を発生する図示しないゲート・ドライバから構成されている。

【0022】

インバータ１は、インバータ制御装置２からのＰＷＭ信号に基づいて上アームと下アームをオン／オフし、直流電源から供給される直流電圧ＶＤＣを三相の交流電圧に変換して圧縮機用モータ３に供給する。

【0023】

図１に示す４は、インバータ１の直流部に流れる電流ｉＤＣを直流シャント抵抗を用いて検出し、インバータ制御装置２に出力する１シャント方式の電流検出回路（以下、１シャント抵抗という）であり、インバータ制御装置２は、１シャント抵抗４によって検出した電流ｉＤＣに基づき、圧縮機用モータ３をベクトル制御方式を用いて駆動する。なお、モータ３としては、永久磁石同期モータや誘導モータが想定される。

【0024】

図１に示す圧縮機用モータ３の等価回路を図２に示す。図２に示すｉＵ, ｉＶ, ｉｗは、図１に示すインバータ制御装置２で生成したゲート信号を基に、インバータ１がモータ３内部の各相のＲＬ回路にパルス電圧を出力することによって、ＲＬ回路のフィルタ特性によって流れる基本波を主成分とする電流を示している。また、図２に示すＲは相抵抗であり、Ｌは相インダクタンス、ｅｕ,ｅｖ,ｅｗは相誘起電圧を示している。

【0025】

なお、図１に示すモータ駆動装置Ａは、ベクトル制御に必要な位置センサや電流検出センサを有さず、圧縮機用モータ３に入力される電圧と電流等からモータ３の回転子位置を推定する。また、電流検出センサに変えて前述した１シャント抵抗４を用いることで、製品コストを抑制している。

【0026】

前記モータ駆動装置Ａのインバータ制御装置２は、図３に示すように、過変調制御を採用している。過変調制御を採用することによって、高トルクによる運転可能範囲（モータ３の回転速度）を拡大できる。また、図１に示す電源電圧（ＰＮ間電圧）ＶＤＣに対するインバータ２の出力電圧の比（電圧利用率）を向上させることが可能となる。

【0027】

図４は図１に示すモータ駆動装置Ａによる通常変調制御の領域（通常変調領域または線形領域という）におけるインバータ主回路１ａを構成する上アームのスイッチング動作図である。通常変調制御では、各相の相電圧指令値ｖｕ*,ｖｖ*,ｖｗ*が三角波（キャリア波）の振幅以内に設定されている。

【0028】

この場合、インバータ主回路１ａを構成する上アームは、各相の相電圧指令値ｖu*,ｖｖ*,ｖｗ*がキャリア波を上回っているときにＯＮし、それ以外ではＯＦＦする。

【0029】

図５（ａ）に、図４に示す（１）領域における上下アームに流れる電流を描画した簡略的な回路図を示す。図５（ａ）に示すように、（１）領域においては、Ｕ相とＶ相の上アームがＯＮし、Ｗ相の上アームはＯＦＦしている。これに伴い、Ｕ相とＶ相の下アームはＯＦＦし、Ｗ相の下アームはＯＮする。

【0030】

これにより、インバータ主回路１ａとモータ３間の電流は、図５（ａ）に示す矢印の方向に流れる、と考えられる。この結果、モータ３のＷ相に流れる電流（－ｉｗ）をシャント抵抗４で検出することが可能となる。

【0031】

図５（ｂ）は、図４に示す（２）領域における上下アームに流れる電流を描画した簡略的な回路図である。この領域においては、Ｕ相の上アームのみＯＮし、Ｖ相とＷ相の上アームはＯＦＦする。これに伴い、Ｕ相の下アームはＯＦＦし、Ｖ相とＷ相の下アームはＯＮする。

【0032】

すると、インバータ主回路１ａとモータ３間に流れる電流は、図５（ｂ）に示す矢印の方向に流れる、と考えられ、モータ３のＵ相に流れる電流（ｉｕ）をシャント抵抗４で検出することができる。

【0033】

このようにして、線形領域ではキャリア波一周期で二相分の電流（図４,５の場合は、ｉｕ, －ｉｗ）を検出することができ、残りの一相分の電流は、検出した二相分の電流から算出することができるので、三相分の電流の取得が可能となる。三相分の電流の取得により、通常過変調制御による位置センサレスベクトル制御が実現できる。

【0034】

図６は図１に示すモータ駆動装置Ａによる一相過変調制御の領域（一相過変調領域という）におけるインバータ主回路１ａを構成する上アームのスイッチング動作図である。一相過変調制御では、相電圧指令値のうち１つの相電圧指令値のみが三角波（キャリア波）の振幅の頂点を超えて設定されている。図６（ａ）では、最大相であるＵ相の相電圧指令値ｖｕ*がキャリア波の振幅の頂点を超えて設定されており、同図（ｂ）では、最小相であるＷ相の相電圧指令値ｖｗ*がキャリア波の振幅の頂点を超えて設定されている。

【0035】

この場合も、図４の場合と同様に、インバータ主回路１ａを構成する上アームは、図６（ａ）,（ｂ）に示すように、各相の相電圧指令値ｖｕ*,ｖｖ*,ｖｗ*がキャリア波を上回っているときにＯＮし、それ以外ではＯＦＦする。

【0036】

図６（ａ）に示すように、Ｕ相の相電圧指令値ｖu*がキャリア波の振幅の頂点を超えて設定されている場合、図６（ａ）に示す（１）領域では、図７（ａ）に示すようにＵ相とＶ相の上アームがＯＮし、Ｗ相の上アームはＯＦＦする。これに伴い、Ｕ相とＶ相の下アームがＯＦＦし、Ｗ相の下アームがＯＮする。

【0037】

すると、インバータ主回路１ａとモータ３間に流れる電流は、図７（ａ）に示す矢印の方向に流れる、と考えられ、モータ３のＷ相に流れる電流（－ｉｗ）をシャント抵抗４にて検出することが可能となる。

【0038】

また、図６（ａ）に示す（２）領域では、図７（ｂ）に示すようにＵ相の上アームのみＯＮし、Ｖ相とＷ相の上アームはＯＦＦする。これに伴い、Ｕ相の下アームがＯＦＦし、Ｖ相とＷ相の下アームがＯＮする。

【0039】

すると、インバータ主回路１ａとモータ３間に流れる電流は、図７（ｂ）に示す矢印の方向に流れる、と考えられ、モータ３のＵ相に流れる電流（ｉｕ）をシャント抵抗４にて検出することが可能となる。

【0040】

図６（ｂ）に示すように、Ｗ相の相電圧指令値ｖｗ*がキャリア波の振幅の頂点を超えて設定されている場合、図６（ｂ）に示す（１）領域では、図８（ａ）に示すようにＵ相とＶ相の上アームがＯＮし、Ｗ相の上アームはＯＦＦする。これに伴い、Ｕ相とＶ相の下アームがＯＦＦし、Ｗ相の下アームがＯＮする。

【0041】

すると、インバータ主回路１ａとモータ３間に流れる電流は、図８（ａ）に示す矢印の方向に流れる、と考えられ、モータ３のＷ相に流れる電流（－ｉｗ）をシャント抵抗４にて検出することができる。

【0042】

また、図６（ｂ）に示す（２）領域では、図８（ｂ）に示すようにＵ相の上アームのみＯＮし、Ｖ相とＷ相の上アームはＯＦＦする。これに伴い、Ｕ相の下アームがＯＦＦし、Ｖ相とＷ相の下アームがＯＮする。

【0043】

これにより、インバータ主回路１ａとモータ３間に流れる電流は、図８（ｂ）に示す矢印の方向に流れる、と考えられ、モータ３のＵ相に流れる電流（ｉｕ）をシャント抵抗４にて検出することが可能となる。

【0044】

このようにして、一相過変調領域ではキャリア波一周期で二相分の電流（図６～図８の場合は、ｉｕ, －ｉｗ）を検出することができ、残りの一相分の電流は、検出した二相分の電流から算出することができるので、三相分の電流の取得が可能となる。したがって、一相過変調制御においても位置センサレスベクトル制御を実現することができる。

【0045】

図９は図１に示すモータ駆動装置Ａによる二相過変調制御の領域（二相過変調領域という）におけるインバータ主回路１ａを構成する上アームのスイッチング動作図である。二相過変調制御では、相電圧指令値のうち２つの相電圧指令値が三角波（キャリア波）の振幅の頂点を超えて設定される。図９では、最大相であるＵ相の相電圧指令値ｖｕ*と最小相であるＷ相の相電圧指令値ｖｗ*がキャリア波の振幅の頂点を超えて設定されている。

【0046】

図９の場合も、インバータ主回路１ａを構成する上アームは、各相の相電圧指令値ｖｕ*,ｖｖ*,ｖｗ*がキャリア波を上回っているときにＯＮし、それ以外ではＯＦＦする。

【0047】

つまり、図９に示すように、Ｕ相の相電圧指令値ｖｕ*は常にキャリア波の最大値を超え、Ｗ相の相電圧指令値ｖｗ*はキャリア波の最小値を下回るので、Ｕ相の上アームは常時ＯＮとなり、Ｗ相の上アームは常時ＯＦＦとなる。

【0048】

そして、図９に示す（１）領域では、図１０（ａ）に示すようにＵ相とＶ相の上アームがＯＮし、Ｗ相の上アームはＯＦＦする。これに伴い、Ｕ相とＶ相の下アームがＯＦＦし、Ｗ相の下アームがＯＮする。

【0049】

これにより、インバータ主回路１ａとモータ３間に流れる電流は、図１０（ａ）に示す矢印の方向に流れる、と考えられ、モータ３のＷ相に流れる電流（－ｉｗ）をシャント抵抗４で検出することが可能となる。

【0050】

また、図９に示す（２）領域では、図１０（ｂ）に示すようにＵ相の上アームのみＯＮし、Ｖ相とＷ相の上アームはＯＦＦする。これに伴い、Ｕ相の下アームがＯＦＦし、Ｖ相とＷ相の下アームがＯＮする。

【0051】

この結果、インバータ主回路１ａとモータ３間に流れる電流は、図１０（ｂ）に示す矢印の方向に流れる、と考えられ、モータ３のＵ相に流れる電流（ｉｕ）をシャント抵抗４にて検出することが可能となる。

【0052】

このようにして、二相過変調領域ではキャリア波一周期で二相分の電流（図９,１０の場合は、ｉｕ, －ｉｗ）を検出することができ、残りの一相分の電流は、検出した二相分の電流から算出することができるので、三相分の電流の取得が可能となる。したがって、二相過変調制御においても位置センサレスベクトル制御を実現することができる。

【0053】

図１１は図１に示すモータ駆動装置Ａによる三相過変調制御の領域（三相過変調領域という）におけるインバータ主回路１ａを構成する上アームのスイッチング動作図である。三相過変調制御では、相電圧指令値ｖｕ*,ｖｖ*,ｖｗ*のすべてが三角波（キャリア波）の振幅の頂点を超えて設定される。

【0054】

図１１の場合も、インバータ主回路１ａを構成する上アームは、各相の相電圧指令値ｖｕ*,ｖｖ*,ｖｗ*がキャリア波を上回っているときにＯＮし、それ以外ではＯＦＦする。

【0055】

つまり、図１１に示すように、Ｕ相の相電圧指令値ｖｕ*は常にキャリア波の最大値を上回るため、Ｕ相の上アームは常時ＯＮとなり、Ｖ相とＷ相の相電圧指令値ｖｖ*,ｖｗ*は常にキャリア波の最小値を下回るため、Ｖ相とＷ相の上アームは常時ＯＦＦとなる。

【0056】

つまり、図１１に示す全領域において、Ｕ相の上アームは図１２に示すようにＯＮし、Ｖ相とＷ相の上アームはＯＦＦする。これに伴い、Ｕ相の下アームはＯＦＦし、Ｖ相とＷ相の下アームがＯＮする。

【0057】

これにより、インバータ主回路１ａとモータ３間に流れる電流は、図１２に示す矢印の方向に流れる、と考えられ、モータ３のＵ相に流れる電流（ｉｕ）をシャント抵抗４で検出することが可能となる。

【0058】

そして、三相過変調制御時は、この一相の電流値から残り二相の電流値を算出する必要がある。この算出方法が本発明の要旨であり、図２に示すモータ３の等価回路上でＶ－Ｗ相間の閉回路の電流差分値Δｉについて解くことになる。まず、キルヒホッフの第２法則よりＶ－Ｗ相間の電圧は、下記［数１］に示す関係にある。

【0059】

【数1】

【0060】

また、Ｖ－Ｗ相間の誘起電圧ｅは下記［数２］に示す関係にある。

【0061】

【数2】

【0062】

そして、前周期のＶ－Ｗ相間の電流差分値Δｉは下記［数３］に示す関係にある。

【数3】

【0063】

よって、Ｖ－Ｗ相間の電流差分値Δｉは下記［数３］にて推定できる。

【0064】

【数4】

【0065】

下記［数５］のキルヒホッフの第１法則によって、Ｗ相の電流ｉＷを下記［数６］によって求めることが可能となる。

【0066】

【数5】

【0067】

【数6】

【0068】

以上のようにして、三相過変調領域ではキャリア波一周期で一相分の電流（図１１,１２の場合は、ｉｕ）を検出することができ、残りの二相分の電流は、検出した一相分の電流から算出することができるので、三相分の電流の取得が可能となる。したがって、三相過変調制御においても位置センサレスベクトル制御を実現することができる。

【0069】

以上説明したように、本発明のインバータの制御方法によれば、過変調制御の採用によって、電源電圧（ＰＮ間電圧）に対するインバータの出力電圧の比（電圧利用率）を向上させることができるとともに、モータの高速域運転範囲を向上させることができる。

【0070】

また、一相～三相過変調時のいずれにおいても、三相分のモータ入力電流を再現することができ、位置センサレスベクトル制御が実現できる。

【0071】

しかも、直流電圧、電流検出部にフィルタを用いておらず、フィルタ配線が不要になるなど、直流電流値の再現を単純な構成で実現でき、省コスト性、汎用性を高めることができる。さらに、前記フィルタを設けないため、電流遅れを発生せず、高応答性を実現できる。

【0072】

また、インバータ制御装置の各入力情報に外乱の影響を受けないので、ロバスト性を高めることができる。

【産業上の利用可能性】

【0073】

本発明は、過変調制御を適用するあらゆる制御装置に利用可能である。

【符号の説明】

【0074】

１ インバータ
１ａ インバータ主回路
２ インバータ制御装置
３ モータ
４ １シャント抵抗
Ａ モータ駆動装置

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】