特開 2024-47909 電力変換装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2024047909

(43)【公開日】2024-04-08

(54)【発明の名称】電力変換装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/487 20070101AFI20240401BHJP

   H02M 7/48 20070101ALI20240401BHJP

【ＦＩ】

H02M7/487

H02M7/48 F

【審査請求】未請求

【請求項の数】8

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2022153681

(22)【出願日】2022-09-27

(71)【出願人】

【識別番号】391017540

【氏名又は名称】東芝ＩＴコントロールシステム株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100081961

【弁理士】

【氏名又は名称】木内 光春

(74)【代理人】

【識別番号】100112564

【弁理士】

【氏名又は名称】大熊 考一

(74)【代理人】

【識別番号】100163500

【弁理士】

【氏名又は名称】片桐 貞典

(74)【代理人】

【識別番号】230115598

【弁護士】

【氏名又は名称】木内 加奈子

(72)【発明者】

【氏名】新井 卓郎

(72)【発明者】

【氏名】窓岩 尚史

(72)【発明者】

【氏名】田中 彰

【テーマコード（参考）】

5H770

【Ｆターム（参考）】

5H770AA15

5H770BA11

5H770CA06

5H770DA03

5H770DA10

5H770DA23

5H770DA32

5H770DA41

5H770EA01

5H770HA03W

5H770HA03X

5H770HA14W

5H770HA14X

5H770JA11W

5H770JA11X

5H770JA13Y

5H770JA18W

(57)【要約】      （修正有）

【課題】直流電圧が交流電圧の波高値より小さい状態であっても、所望の電力変換動作を実現できる電力変換装置を提供する。
【解決手段】電力変換装置１は、第１直流コンデンサＣ１と、第２直流コンデンサＣ２と、第１スイッチングレグ５と、第２スイッチングレグ６と、を有する。正側アーム９と負側アーム１０は、複数の両極性単位変換器Ｈを含む。制御装置２０は、第１直流コンデンサＣ１と第２直流コンデンサＣ２の合計電圧が交流電源ＡＣの波高値より小さいとき、後記する（１）（２）の制御を行う。（１）正側アーム９は、第１スイッチングレグ５が正出力しているときは両極性、負出力しているときは正極性の電圧を出力する。（２）負側アーム１０は、第２スイッチングレグ６が正出力しているときは正極性、負出力しているときは両極性の電圧を出力する。
【選択図】図１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

第１直流コンデンサと、
前記第１直流コンデンサと直列に接続した第２直流コンデンサと、
前記第１直流コンデンサに並列に接続した第１スイッチングレグと、
前記第２直流コンデンサに並列に接続した第２スイッチングレグと、
交流電源と接続する交流端子と前記第１スイッチングレグの出力端子との間に直列に接続した複数の両極性単位変換器を含む正側アームと、
前記交流端子と前記第２スイッチングレグの出力端子との間に直列に接続した複数の両極性単位変換器を含む負側アームと、
前記第１直流コンデンサ、前記第２直流コンデンサ、前記第１スイッチングレグ、前記第２スイッチングレグ、前記正側アーム及び前記負側アームに接続され、これらの機器の入出力を検出又は制御する制御回路と、
を備え、
前記制御回路は、
前記第１直流コンデンサと前記第２直流コンデンサの合計電圧が前記交流電源の波高値より小さいとき、
前記正側アームは前記第１スイッチングレグが正出力しているときは両極性、負出力しているときは正極性の電圧を出力し、
前記負側アームは前記第２スイッチングレグが正出力しているときは正極性、負出力しているときは両極性の電圧を出力する制御を行うことを特徴とする電力変換装置。

【請求項2】

前記単位変換器はセルコンデンサを含み、前記セルコンデンサの電圧×前記両極性単位変換器数は前記交流電源の波高値より大きいことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置

【請求項3】

前記制御回路は、前記単位変換器を制御するゲート信号を生成するにあたり、前記正側アームの前記単位変換器のゲート信号を生成する正側キャリア群と、前記負側アームの前記単位変換器のゲート信号を生成する負側キャリア群の位相を、前記第１直流コンデンサと前記第２直流コンデンサの合計電圧に基づいて決定することを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。

【請求項4】

前記第１直流コンデンサと前記第２直流コンデンサの合計電圧は前記交流電源の波高値より小さいとき、前記正側アームの前記単位変換器のゲート信号を生成する正側キャリア群と前記負側アームの前記単位変換器のゲート信号を生成する負側キャリア群の位相を９０度ずらすことを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。

【請求項5】

前記第１スイッチングレグに与えるゲート信号のデューティ比と前記第２スイッチングレグに与えるゲート信号のデューティ比を変更することを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。

【請求項6】

前記制御回路は、前記単位変換器と前記第１スイッチングレグと前記第２スイッチングレグとを制御するゲート信号を生成する回路であって、
前記第１直流コンデンサと前記第２直流コンデンサの電圧を検出し、
前記第１スイッチングレグが正出力のとき、前記正側アームが出力する電圧は前記第１直流コンデンサの電圧を含むように、前記第２スイッチングレグが負出力のとき、前記負側アームが出力する電圧は前記第２直流コンデンサの電圧を含むように、
前記単位変換器のゲート信号を生成することを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。

【請求項7】

前記制御回路は、前記第１スイッチングレグと、前記第２スイッチングレグと、複数の前記単位変換器とのゲート信号を生成する回路であって、
セルコンデンサ電圧の平均値制御部と、
前記平均値制御部から出力されたフィードバック操作量電流値に基づいて、電圧指令値を出力する循環電流制御部とを備え、
前記第１直流コンデンサの正側端子と前記第２直流コンデンサの負側端子に直流電圧源が接続されたとき、
前記平均値制御により、複数の前記単位変換器のそれぞれに含まれるセルコンデンサ電圧の平均値を所定の値とするフィードバック操作量電流値を演算し、
前記循環電流制御部からの前記電圧指令値に基づいて、前記正側アームと前記負側アームとを貫く方向の循環電流が前記フィードバック操作量電流値を含む循環電流指令値に追従するように制御することを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。

【請求項8】

前記制御回路は、直流コンデンサ電圧制御部を更に備え、
前記第１直流コンデンサの正側端子と前記第２直流コンデンサの負側端子に直流電流源が接続されたとき、
複数の前記単位変換器のそれぞれに含まれるセルコンデンサ電圧の平均値を所定の値とする第１フィードバック操作量電流値と、
前記第１直流コンデンサ及び前記第２直流コンデンサの電圧の合計値を所定の値とする第２フィードバック操作量電流値と、の和を演算し、
前記正側アームと前記負側アームとを貫く方向の循環電流が前記和を含む循環電流指令値に追従するように制御することを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明の実施形態は、交流電力と直流電力とを変換する電力変換装置に関する。

【背景技術】

【0002】

交流電力と直流電力とを相互に変換する電力変換装置として、複数の単位変換器を多段に接続したモジュラー・マルチレベル変換器（ＭＭＣ）の研究開発が進められている。ＭＭＣは、出力電圧を多レベル化することで半導体スイッチのスイッチングに伴う高調波電圧を低減することができる。これにより、電力変換装置のコスト上昇と、重量増加を招いていた大容量のフィルタを小さくすることができる。

【0003】

さらなる小型化に向けて、ＭＭＣの単位変換器の数を減らす回路構成として、中性点クランプ形モジュラー・マルチレベル変換器（ＮＰＣ－ＭＭＣ）が提案されている（特許文献１）。ＮＰＣ－ＭＭＣは、直流電圧を分圧する２つのコンデンサと、それぞれのコンデンサに並列に接続した半導体スイッチで構成されるスイッチングレグを備え、スイッチングレグの交流出力に単位変換器を多段に接続した回路構成である。これにより、従来のＭＭＣのおよそ半分の単位変換器で同等の電力変換動作が可能になる。

【0004】

しかし、ＮＰＣ－ＭＭＣを畜電池や太陽光パネルなど直流電圧が比較的大きく変化する機器（電源若しくは負荷）と連系させると、運転中の状況によって直流端子の電圧が低下し、正常な運転を継続することができない。そのため、直流電源電圧が変動した場合でも、電力変換装置が運転し続けることが重要である。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0005】

【特許文献1】特開２０１５－１４６６９２

【特許文献2】特開２０２１－８７２６２

【0006】

【非特許文献1】赤木泰文・萩原 誠：「モジュラー・マルチレベル・カスケード変換器（ＭＭＣｃ）の分類と名称」，電気学会全国大会，４－０４３（２０１０）

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0007】

従来は、変換器と蓄電池等の間に昇圧チョッパを接続し、変換器の直流電圧をある程度の値まで昇圧していた。しかし、昇圧チョッパの損失や大きさが問題で、ＮＰＣ－ＭＭＣによる小型・高効率化を十分生かすことができなかった。

【0008】

また、特許文献２や非特許文献１では、負の電圧を出力できる両極性のブリッジ回路を単位変換器に採用したＭＭＣ（もしくはＭＭＣｃ Ｄｏｕｂｌｅ Ｓｔａｒ Ｂｒｉｄｇｅ Ｃｅｌｌと呼ばれる）を利用することで、直流端子の電圧が低下しても運転し続けられる構成が開示されている。しかしながら、ＮＰＣ－ＭＭＣは、単位変換器の数を削減するために、直流側に２つのスイッチングレグと直流コンデンサを有する。スイッチングレグの動作や直流電圧が単位変換器の制御に影響を与えるため、単位変換器を両極性に変えるだけでは、直流電圧が低下した場合において所望の電力変換動作を実現することができない。

【0009】

本発明の実施形態は、上記課題を解決するためになされたものであり、直流電圧が交流電圧の波高値より小さい状態であっても、所望の電力変換動作を実現できる電力変換装置を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0010】

実施形態の電力変換装置は、次のような構成を備える。
（１）第１直流コンデンサ。
（２）前記第１直流コンデンサと直列に接続した第２直流コンデンサ。
（３）前記第１直流コンデンサに並列に接続した第１スイッチングレグ。
（４）前記第２直流コンデンサに並列に接続した第２スイッチングレグ。
（５）交流電源と接続する交流端子と前記第１スイッチングレグの出力端子との間に直列に接続した複数の両極性単位変換器を含む正側アーム。
（６）前記交流端子と前記第２スイッチングレグの出力端子との間に直列に接続した複数の両極性単位変換器を含む負側アーム。
（７）前記第１直流コンデンサ、前記第２直流コンデンサ、前記第１スイッチングレグ、前記第２スイッチングレグ、前記正側アーム及び前記負側アームに接続され、これらの機器の入出力を検出又は制御する制御回路。
（８）前記制御回路は、前記第１直流コンデンサと第２直流コンデンサの合計電圧が前記交流電源の波高値より小さいとき、
前記正側アームは前記第１スイッチングレグが正出力しているときは両極性、負出力しているときは正極性の電圧を出力し、
前記負側アームは前記第２スイッチングレグが正出力しているときは正極性、負出力しているときは両極性の電圧を出力する制御を行う。

【0011】

実施形態の電力変換装置は、次のような構成を採用することができる。
（１）前記単位変換器はセルコンデンサを含み、前記セルコンデンサの電圧×前記両極性単位変換器数は前記交流電源の波高値より大きい。

【0012】

（２）前記制御回路は、前記単位変換器を制御するゲート信号を生成するにあたり、前記正側アームの前記単位変換器のゲート信号を生成する正側キャリア群と、前記負側アームの前記単位変換器のゲート信号を生成する負側キャリア群の位相を、前記第１直流コンデンサと前記第２直流コンデンサの合計電圧に基づいて決定する。

【0013】

（３）前記第１直流コンデンサと前記第２直流コンデンサの合計電圧は前記交流電源の波高値より小さいとき、前記正側アームの前記単位変換器のゲート信号を生成する正側キャリア群と前記負側アームの前記単位変換器のゲート信号を生成する負側キャリア群の位相を９０度ずらす。

【0014】

（４）前記第１スイッチングレグに与えるゲート信号のデューティ比と前記第２スイッチングレグに与えるゲート信号のデューティ比を変更する。

【0015】

（５）前記制御回路は、前記単位変換器と前記第１スイッチングレグと前記第２スイッチングレグとを制御するゲート信号を生成する回路であって、
前記第１直流コンデンサと前記第２直流コンデンサの電圧を検出し、
前記第１スイッチングレグが正出力のとき、前記正側アームが出力する電圧は前記第１直流コンデンサの電圧を含むように、前記第２スイッチングレグが負出力のとき、前記負側アームが出力する電圧は前記第２直流コンデンサの電圧を含むように、
前記単位変換器のゲート信号を生成する。

【0016】

（６）前記制御回路は、前記第１スイッチングレグと、前記第２スイッチングレグと、複数の前記単位変換器とのゲート信号を生成する回路であって、
セルコンデンサ電圧の平均値制御部と、
前記平均値制御部から出力されたフィードバック操作量電流値に基づいて、電圧指令値を出力する循環電流制御部とを備え、
前記第１直流コンデンサの正側端子と前記第２直流コンデンサの負側端子に直流電圧源が接続されたとき、
前記平均値制御により、複数の前記単位変換器のそれぞれに含まれるセルコンデンサ電圧の平均値を所定の値とするフィードバック操作量電流値を演算し、
前記循環電流制御部からの前記電圧指令値に基づいて、前記正側アームと前記負側アームとを貫く方向の循環電流が前記フィードバック操作量電流値を含む循環電流指令値に追従するように制御する。

【0017】

（７）前記制御回路は、直流コンデンサ電圧制御部を更に備え、
前記第１直流コンデンサの正側端子と前記第２直流コンデンサの負側端子に直流電流源が接続されたとき、
複数の前記単位変換器のそれぞれに含まれる前記セルコンデンサ電圧の平均値を所定の値とする第１フィードバック操作量電流値と、
前記第１直流コンデンサ及び前記第２直流コンデンサの電圧の合計値を所定の値とする第２フィードバック操作量電流値と、の和を演算し、
前記正側アームと前記負側アームとを貫く方向の循環電流が前記和を含む循環電流指令値に追従するように制御する。

【図面の簡単な説明】

【0018】

【図1】第１実施形態の全体構成を示す回路図である。

【図2】第１実施形態におけるブリッジセルを示す回路図である。

【図3】第１実施形態における各モードを示す回路図である。

【図4】第１実施形態の動作波形を示すグラフである。

【図5】第２実施形態において、直流電圧＜交流電圧波高値の状態の交流電圧に含まれる高調波を示すグラフである。

【図6】第２実施形態において、直流電圧＞交流電圧波高値の状態の交流電圧に含まれる高調波を示すグラフ図である。

【図7】第３実施形態の動作波形を示すグラフである。

【図8】第４実施形態における制御回路の構成を示す回路図である。

【図9】第５実施形態における制御回路の構成を示す回路図である。

【発明を実施するための形態】

【0019】

［１．第１実施形態］
［１－１．構成］
本発明の第１実施形態を図１により説明する。本実施形態の電力変換装置１は、交流電源ＡＣと直流電圧源ＤＣとの間に接続されている。電力変換装置１は、正側直流端子２と負側直流端子３を分割して中性点４電位を作るための直列接続された第１直流コンデンサＣ１と第２直流コンデンサＣ２を有する。第１直流コンデンサＣ１と第２直流コンデンサＣ２と並列に、第１スイッチングレグ５と第２スイッチングレグ６が接続されている。第１スイッチングレグ５は２つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を直列に接続し、第２スイッチングレグ６は２つのスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を直列に接続して構成される。

【0020】

本実施形態では、３相一括の第１直流コンデンサＣ１と第２直流コンデンサＣ２が記載されているが、３相個別に設け、それぞれが並列接続されていても良い。

【0021】

第１直流コンデンサＣ１と並列に接続された第１スイッチングレグ５の第１出力端子７と第２直流コンデンサＣ２と並列に接続された第２スイッチングレグ６の第２出力端子８との間に、単位変換器Ｈを直列接続して構成される正側アーム９及び負側アーム１０を有するレグを接続する。単位変換器Ｈの直列数は、従来のＭＭＣと比較して１／２でよい。正側アーム９と負側アーム１０の接続点が交流端子１１である。図１では、スイッチングに伴うリプル電流を抑制するために、バッファリアクトル１２を介して、正側アーム９と負側アーム１０を接続しているが、結合リアクトルや変圧器を介して接続しても良い。

【0022】

第１直流コンデンサＣ１、第２直流コンデンサＣ２、第１スイッチングレグ５、第２スイッチングレグ６、正側アーム９及び負側アーム１０は、制御回路２０に接続されている。制御回路２０は、これらの機器の入出力を検出又は制御するもので、第１直流コンデンサＣ１と第２直流コンデンサＣ２の合計電圧が交流電源ＡＣの波高値より小さいときにおいて、次のような制御を行う。

【0023】

（１）正側アーム９は第１スイッチングレグ５が正出力しているときは両極性、負出力しているときは正極性の電圧を出力する。
（２）負側アーム１０は第２スイッチングレグ６が正出力しているときは正極性、負出力しているときは両極性の電圧を出力する。

【0024】

図２に両極性単位変換器Ｈの一例であるブリッジセル１３を示す。ブリッジセル１３は４つのスイッチング素子Ｓｂ１～Ｓｂ４とセルコンデンサＣｃによって構成される。セルコンデンサＣｃの電圧をＶｃとすると、図２の単位変換器Ｈの出力は、スイッチング素子Ｓｂ１～Ｓｂ４のスイッチング状態によって、Ｖｃ、―Ｖｃ、０の電圧を出力できる。正極性のＶｃと負極性の―Ｖｃが出力できることから、この構成の単位変換器Ｈを両極性単位変換器と呼んでいる。セルコンデンサ電圧Ｖｃを一定に制御するため、単位変換器Ｈはコンデンサ電圧検出回路１４を有し、電圧検出信号Ｖｓを制御回路２０に送信する。

【0025】

各スイッチング素子Ｓｂ１～Ｓｂ４は制御回路２０から送信されるゲート信号Ｇｓにもとづいて駆動される。すなわち、制御回路２０は正側アーム９の単位変換器Ｈのゲート信号Ｇｓを生成する正側キャリア群と、負側アーム１０の単位変換器Ｈのゲート信号Ｇｓを生成する負側キャリア群の位相を、第１直流コンデンサＣ１と第２直流コンデンサＣ２の合計電圧に基づいて決定する。なお、位相の決定の具体例については、第２実施形態に記載する。

【0026】

［１－２．作用］
本実施形態の電力変換装置１の動作について説明する。図１に示す回路は第１スイッチングレグ５及び第２スイッチングレグ６の動作によって、両極性の単位変換器Ｈが出力すべき電圧が変わる。

【0027】

図３（１）～（４）にスイッチングレグの動作状態で分類したモード１～４を示す。モード１は、第１スイッチングレグ５と第２スイッチングレグ６が正出力の場合である。このとき、正側アーム９はＶｄｃ／２－Ｖａｃの電圧を、負側アーム１０はＶａｃの電圧を出力する必要がある。モード２は、第１スイッチングレグ５と第２スイッチングレグ６が負出力の場合である。このとき、正側アーム９は－Ｖａｃの電圧を、負側アーム１０はＶｄｃ／２＋Ｖａｃの電圧を出力する必要がある。モード３は、第１スイッチングレグ５が正出力で第２スイッチングレグ６が負出力の場合である。このとき、正側アーム９はＶｄｃ／２－Ｖａｃの電圧を、負側アーム１０はＶｄｃ／２＋Ｖａｃの電圧を出力する必要がある。モード４は、第１スイッチングレグ５が負出力で第２スイッチングレグ６が正出力の場合である。このとき、正側アーム９は－Ｖａｃの電圧を、負側アーム１０はＶａｃの電圧を出力する必要がある。

【0028】

図４は、直流電圧が交流電圧の波高値より小さい状態で、モード１とモード２を使用した波形である。交流電圧が正の半周期では、正側アーム９は両極性、負側アーム１０は正極性の電圧を出力することで、モード１の状態を実現する。交流電圧が負の半周期では、正側アーム９は正極性、負側アーム１０は両極性の電圧を出力することで、モード２の状態を実現する。これにより、直流電圧が交流電圧の波高値より小さい状態であっても、適切なモードを選択することができ、所望の電力変換動作を実現できる。各アーム９，１０の電圧は最大でも交流電圧の波高値となるため、各アーム９，１０のセルコンデンサ電圧Ｖｃの合計値は、交流電圧の波高値以上とすることが望ましい。

【0029】

また、運転中のセルコンデンサ電圧Ｖｃは上述の値以上で一定に保つ必要がある。しかしながら、直流電圧が低下し、各アーム９，１０が両極性の電圧を出力すると、各アーム９，１０が出力する電圧平均値が低下する。そのため、各アーム９，１０が出力する電圧平均値の低下に応じて、正側負側アーム９，１０を貫く循環電流Ｉｚを増加させるように制御する必要がある。循環電流ＩｚはたとえばＩｚ＝（Ｉｐ＋Ｉｎ）／２に従って計算できる。

【0030】

［１－３．効果］
本実施形態によれば、制御回路２０は、第１直流コンデンサＣ１と第２直流コンデンサＣ２の合計電圧が交流電源ＡＣの波高値より小さいときにおいて、前記４つのモードを実行するように、第１直流コンデンサＣ１と第２直流コンデンサＣ２の合計電圧、及び第１スイッチングレグ５と第２スイッチングレグ６の出力の正負を監視し、正側アーム９及び負側アーム１０の出力電圧の極性を制御する。その結果、直流電圧が交流電圧の波高値より小さい状態であっても、適切なモードを選択することができ、所望の電力変換動作を実現できる。

【0031】

［２．第２実施形態］
本実施形態は、複数の単位変換器Ｈを有するマルチレベル変換器の一例を示すものである。マルチレベル変換器は、基本的に高調波が少ない変換器であるが、その運転状態や変調方法によって高調波の低減率が変わる。図５は、図１の回路で直流電圧源ＤＣの電圧が交流電源ＡＣの電圧の波高値より小さい状態における、高調波電圧を示した図である。

【0032】

本実施形態において、各アーム９，１０は、３つの単位変換器Ｈで構成されており、それぞれ１２０度ずつずれた三角波キャリア群と電圧指令値Ｖａとを比較してゲート信号を生成している、いわゆる位相シフトＰＷＭ変調法を採用している。

【0033】

図５（１）は、正側と負側のアーム９，１０で使用しているキャリア群の位相を一致させた場合で、図５（２）は、正側と負側のアーム９，１０で使用しているキャリア群の位相を９０度ずらした場合である。位相を一致させた場合より、位相をずらした場合の方が高調波が低減できていることが分かる。なお、位相角度はキャリア周期での角度であることに注意されたい。

【0034】

図６は、図１の回路で直流電圧が交流電圧の波高値より大きい状態における、高調波電圧を示した図で、図６（１）は、正側と負側のアームで使用しているキャリア群の位相を一致させた場合で、図６（２）は、正側と負側のアームで使用しているキャリア群の位相をずらした場合である。この場合は、図５の場合と異なり、位相を一致させた場合より位相をずらした方が高調波が大きい。つまり、高調波を低減するには、直流電圧の大きさによって、位相のずらし方を変える必要があることを示している。

【0035】

たとえば、直流電圧が交流電圧の波高値より小さいとき、正側アーム９の単位変換器Ｈのゲート信号Ｇｓを生成する正側キャリア群と負側アーム１０の単位変換器Ｈのゲート信号Ｇｓを生成する負側キャリア群の位相を９０度ずらすことが望ましい。

【0036】

前記の知見に基づき、第２実施形態では、制御回路２０において、単位変換器Ｈを制御するゲート信号Ｇｓを生成するにあたって、正側アーム９の単位変換器Ｈのゲート信号Ｇｓを生成する正側キャリア群と負側アーム１０の単位変換器Ｈのゲート信号Ｇｓを生成する負側キャリア群の位相を、第１直流コンデンサＣ１と第２直流コンデンサＣ２の合計電圧に基づいて９０度ずらすように決定する。

【0037】

このような構成を有する第２実施形態によれば、直流電圧が交流電圧の波高値を比較して、両者の大小に応じて、正側アーム９と負側フレーム１０の単位変換器Ｈのゲート信号Ｇｓの位相のずらし方を変えることによって、交流電圧における高調波が少なくなり、交流電圧の安定化が可能となる。

【0038】

［３．第３実施形態］
直流電圧の低下に伴い、各アーム９，１０が出力する電圧平均値の低下に応じて、循環電流Ｉｚが増加すると、損失が増大する。第３実施形態では、第１スイッチングレグ５と第２スイッチングレグ６のオンオフデューティを変化させることで、モード３を利用できるようにする。

【0039】

すなわち、、第３実施形態では、制御回路２０は、第１スイッチングレグ５に与えるゲート信号Ｇｓのデューティ比を増加させ、第２スイッチングレグ６に与えるゲート信号Ｇｓのデューティ比を低下させるというように、両者のデューティ比をを変更する制御を行う。例えば、第１実施形態では、図４の通り、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３のどちらもデューティ比０．５であるが、第３実施形態では、図７の通り、スイッチング素子Ｓ１のデューティ比を０．５より大きくし、スイッチング素子Ｓ３のデューティ比を０．５より小さくすることで、循環電流の増加を抑制する。

【0040】

図７に、第３実施形態における第１スイッチングレグ５と第２スイッチングレグ６のオンオフデューティを変化させた場合の波形を示す。図７では、制御回路２０により、スイッチング素子Ｓ１のオン期間を交流電圧の正の半周期より長く、スイッチング素子Ｓ３のオン期間を交流電圧の正の半周期より短くしている。これにより、各アーム９，１０が出力する電圧平均値の低下が抑制でき、循環電流Ｉｚの増加を抑制することができる。

【0041】

［４．第４実施形態］
図８は、蓄電池等の電圧源が直流端子に接続された場合の制御回路２０の一例を示す。前記実施形態で説明したように、各アーム９，１０は、単位変換器Ｈと第１スイッチングレグ５と第２スイッチングレグ６とを有しているので、本実施形態の制御回路２０は、各アーム９，１０に設けられた単位変換器Ｈに与えるゲート信号Ｇｓを作成する回路を有する。

【0042】

図８において、交流電流指令値は、交流電流制御部２１に入力され、コンパレータ２２を経由して、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４のゲート信号Ｇｓとして出力される。交流電流制御部２１からは、正側アーム９と、負側アーム１０のモード１及び２の制御信号が出力される。そのうち、正側アーム９のモード１及び２の制御信号は、反転器２３、モード切換スイッチ２４及び位相シフトＰＷＭ２５を介して、正側アーム９の単位変換器ゲート信号Ｇｓとして出力される。負側アーム１０のモード１及び２の制御信号は、モード切換スイッチ２４及び位相シフトＰＷＭ２５を介して、正側アーム９の単位変換器ゲート信号Ｇｓとして出力される。負側アーム１０の位相シフトＰＷＭ２５には、予め設定された正負キャリアの位相差が入力される。

【0043】

一方、循環電流Ｉｚの制御のため、セルコンデンサ電圧Ｖｃの平均値制御部２６が設けられ、そこから出力されたフィードバック操作量電流値Ｆｉが循環電流制御部２７に入力される。循環電流制御部２７から出力された電圧指令値Ｖａは、１／２演算器２８を経由して、交流電流制御部２１から出力された正側アーム９及び負側アーム１０のモード１及び２の制御信号に加算器２９を経由して加算される。この場合、正側アーム９のモード１の制御信号には第１直流コンデンサ電圧が加算され、負側アーム１０のモード２の制御信号には第２直流コンデンサ電圧が加算される。すなわち、第１直流コンデンサＣ１と第２直流コンデンサＣ２の電圧を検出し、第１スイッチングレグ５が正出力のとき、正側アーム９が出力する電圧は第１直流コンデンサＣ１の電圧を含むように、第２スイッチングレグ６が負出力のとき、負側アーム１０が出力する電圧は第２直流コンデンサＣ２の電圧を含むように、単位変換器Ｈのゲート信号Ｇｓを生成する。

【0044】

本実施形態において、セルコンデンサ電圧Ｖｃの平均値制御部２６は、すべての単位変換器Ｈのセルコンデンサ電圧Ｖｃの平均値を所定の値に制御するフィードバック操作量電流値Ｆｉを演算する。循環電流制御部２７はフィードバック操作量電流値Ｆｉを含む循環電流指令値に追従するように、電圧指令値Ｖａを生成する。

【0045】

モード１のときは、図３（１）に示すように、正側アーム９は第１直流コンデンサＣ１の電圧を電圧指令値Ｖａに加算して出力する。また、モード２のときは、図３（２）に示すように、負側アーム１０は第２直流コンデンサＣ２の電圧を電圧指令値Ｖａに加算して出力する。これにより、直流電圧が低下した場合においても、セルコンデンサ電圧Ｖｃを適切な値に制御することができる。

【0046】

すなわち、セルコンデンサ電圧Ｖｃの平均値制御部２６により、第１直流コンデンサＣ１の正側端子と第２直流コンデンサＣ２の負側端子に直流電圧源ＤＣが接続されたとき、複数の単位変換器Ｈのそれぞれに含まれるセルコンデンサＣｃの電圧の平均値を所定の値とするフィードバック操作量電流値Ｆｉを演算する。そして、正側アーム９と負側アーム１０とを貫く方向の循環電流Ｉｚが、フィードバック操作量電流値Ｆｉを含む循環電流指令値に追従するように、第１スイッチングレグ５と第２スイッチングレグ６と、複数の単位変換器Ｈとのゲート信号Ｇｓを生成する。

【0047】

このような構成を有する本実施形態においては、直流端子に電圧源が接続された場合は、第１直流コンデンサＣ１と第２直流コンデンサＣ２の電圧は維持されるため、交流電流指令値は自由に与えることができる。交流電流が流れることでセルコンデンサ電圧Ｖｃが低下するが、上述の通り、セルコンデンサ電圧Ｖｃの平均値制御部２６と循環電流制御部２７によって、交流電流指令値は適切な値に制御される。

【0048】

［５．第５実施形態］
図９に太陽光発電等の電流源が直流端子に接続された場合の制御ブロックを示す。電流源が接続される場合、第１直流コンデンサＣ１と第２直流コンデンサＣ２の電圧を積極的に制御する必要がある。そのため、本実施形態では、制御回路２０として、図８に示すセルコンデンサ電圧Ｖｃの平均値制御部２６に加えて、交流電流制御部２１の前段に直流コンデンサ電圧制御部３０が設けられている。

【0049】

セルコンデンサ電圧Ｖｃの平均値制御部２６は、すべての単位変換器Ｈのセルコンデンサ電圧Ｖｃの平均値を所定の値に制御する第１フィードバック操作量電流値Ｆｉ１を演算する。直流コンデンサ電圧制御部３０は、第１直流コンデンサＣ１及び第２直流コンデンサＣ２の電圧の平均値を所定の値とする第２フィードバック操作量電流値Ｆｉ２を演算する。循環電流制御部２７は、第１フィードバック操作量電流値Ｆｉ１と第２フィードバック操作量電流値Ｆｉ２との和を加算器２９により演算し、この和の値を含む循環電流指令値に追従するように、電圧指令値Ｖａを生成する。

【0050】

本実施形態では、平均値制御部２６及び直流コンデンサ電圧制御部３０の出力側には、乗算器３１を設け、交流電流制御部２１及び循環電流制御部２７に入力する交流電流・循環電流に対して、所定の定数であるゲインＫ１～Ｋ４を乗算する。すなわち、直流コンデンサ電圧とセルコンデンサ電圧をそれぞれ制御するために必要な交流電流・循環電流は異なるため、乗算器３１によりＫ１～Ｋ４で表される所定のゲインをかけることで、精度よく直流コンデンサ電圧とセルコンデンサ電圧を制御することができる。

【0051】

すなわち、制御回路２０は、セルコンデンサ電圧Ｖｃの平均値制御部２６と直流コンデンサ電圧制御部３０により、第１直流コンデンサＣ１の正側端子と第２直流コンデンサＣ２の負側端子に直流電流源ＤＣが接続されたとき、複数の単位変換器Ｈのそれぞれに含まれるセルコンデンサＣｃの電圧の平均値を所定の値とする第１フィードバック操作量電流値Ｆｉ１と、第１直流コンデンサＣ１及び第２直流コンデンサＣ２の電圧の平均値を所定の値とする第２フィードバック操作量電流値Ｆｉ２との和を、加算器２９により演算する。そして、正側アーム９と負側アーム１０とを貫く方向の循環電流Ｉｚが前記和を含む循環電流指令値に追従するように、第１スイッチングレグ５と第２スイッチングレグ６と、複数の単位変換器Ｈとのゲート信号Ｇｓを生成する。

【0052】

このような構成を有する本実施形態では、モード１のときは、図３（１）に示すように、正側アーム９は第１直流コンデンサＣ１の電圧を電圧指令値Ｖａに加算して出力する。また、モード２のときは、図３（２）に示すように、負側アーム１０は第２直流コンデンサＣ２の電圧を電圧指令値Ｖａに加算して出力する。これにより、直流電圧が低下した場合においても、セルコンデンサ電圧Ｖｃを適切な値に制御することができる。

【0053】

また、直流端子に電流源が接続された場合は、第１直流コンデンサＣ１と第２直流コンデンサＣ２の電圧も制御する必要がある。このため、セルコンデンサ電圧Ｖｃの平均値制御と直流コンデンサ電圧制御部３０の操作量に適切なゲインを乗じて加算した交流電流指令値に追従するよう交流電流制御をおこなう。これにより、セルコンデンサ電圧Ｖｃ及び直流コンデンサ電圧を適切な値に制御することができる。

【0054】

［６．他の実施形態］
本発明は、前記実施形態に限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。更に、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

【符号の説明】

【0055】

Ｓ１～Ｓ４…スイッチング素子
Ｃ１…第１直流コンデンサ
Ｃ２…第２直流コンデンサ
Ｃｃ…セルコンデンサ
Ｈ…単位変換器
Ｖｓ…電圧検出信号
Ｖａ…電圧指令値
Ｇｓ…ゲート信号
Ｆｉ…フィードバック操作量電流値
１…電力変換装置
２…正側直流端子
３…負側直流端子
４…中性点
５…第１スイッチングレグ
６…第２スイッチングレグ
７…第１出力端子
８…第２出力端子
９…正側アーム
１０…負側アーム
１１…交流端子
１２…バッファリアクトル
１３…ブリッジセル
１４…コンデンサ電圧検出回路
２０…制御回路
２１…交流電流制御部
２２…コンパレータ
２３…反転器
２４…モード切換スイッチ
２５…位相シフトＰＷＭ
２６…平均値制御部
２７…循環電流制御部
２８…１／２演算器
２９…加算器
３０…直流コンデンサ電圧制御部
３１…乗算器

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】