特開 2024-54936 ＤＣ／ＤＣコンバータおよび充電装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2024054936

(43)【公開日】2024-04-18

(54)【発明の名称】ＤＣ／ＤＣコンバータおよび充電装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/28 20060101AFI20240411BHJP

【ＦＩ】

H02M3/28 Q

H02M3/28 H

H02M3/28 W

【審査請求】未請求

【請求項の数】5

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2022161413

(22)【出願日】2022-10-06

(71)【出願人】

【識別番号】000004606

【氏名又は名称】ニチコン株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110000475

【氏名又は名称】弁理士法人みのり特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】佐々木 幹雄

(72)【発明者】

【氏名】山口 雅史

【テーマコード（参考）】

5H730

【Ｆターム（参考）】

5H730AA15

5H730AS17

5H730BB27

5H730BB62

5H730BB82

5H730BB88

5H730CC02

5H730CC04

5H730DD03

5H730DD04

5H730DD13

5H730DD16

5H730EE04

5H730EE07

5H730FD31

5H730FD61

5H730FG01

5H730FG10

(57)【要約】

【課題】高出力化に対応可能で、かつ高コスト化や制御の複雑化を招くことなく出力波形のリップルを低減することが可能な３相ＬＬＣ方式のＤＣ／ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】１次側スイッチング回路１１と、２次側整流回路１２と、各トランス部が２並列のトランスで構成されたトランス回路１３と、１次側共振回路１４と、制御部１５と、を備える３相ＬＬＣ方式のＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａであって、トランス回路１３は、２個のトランス群を形成し、各トランス群は、各トランス部の各１個のトランスを１組として形成されたものであり、１次側コイルが平衡結線接続され、かつ２次側コイルが平衡結線接続されたものであることを特徴とする。
【選択図】図１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

第１トランス部、第２トランス部および第３トランス部を含み、各トランス部がＮ個のトランス（Ｎは２以上の整数）で構成されたトランス回路と、
並列接続された第１レグ、第２レグおよび第３レグを含み、各レグが直列接続された１組のスイッチング素子を含み、前記トランス回路の１次側に設けられた１次側スイッチング回路と、
前記第１レグと前記第１トランス部との間に設けられた第１共振部、前記第２レグと前記第２トランス部との間に設けられた第２共振部、および前記第３レグと前記第３トランス部との間に設けられた第３共振部を含み、各共振部が共振コイルおよび共振コンデンサを含む１次側共振回路と、
複数の整流素子を含み、前記トランス回路の２次側に設けられた２次側整流回路と、
前記第１レグ、前記第２レグおよび前記第３レグ間に所定の位相差を設けて所定の駆動周波数で駆動させて電流共振を生じさせる制御部と、
を備える３相ＬＬＣ方式のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記トランス回路は、Ｎ個のトランス群を形成し、
前記Ｎ個のトランス群の各トランス群は、前記各トランス部の各１個のトランスを１組として形成されたものであり、１次側コイルが平衡結線接続され、かつ２次側コイルが平衡結線接続されたものである
ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。

【請求項2】

前記制御部は、記憶部を含み、
前記記憶部には、
前記位相差に関する第１位相差と、
前記位相差に関し、前記第１位相差とは異なる第２位相差と、
前記２次側整流回路から出力される出力電流および／または出力電力の出力値に関する第１閾値と、が記憶されており、
前記制御部は、
前記出力値と前記第１閾値とを比較し、前記出力値が前記第１閾値未満の場合は前記位相差を前記第１位相差に設定する一方、前記出力値が前記第１閾値以上の場合は前記位相差を前記第２位相差に設定する
ことを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。

【請求項3】

第１トランス部、第２トランス部および第３トランス部を含み、各トランス部がＮ個のトランス（Ｎは２以上の整数）で構成されたトランス回路と、
並列接続された第１レグ、第２レグおよび第３レグを含み、各レグが直列接続された１組のスイッチング素子を含み、前記トランス回路の１次側に設けられた１次側スイッチング回路と、
並列接続された第４レグ、第５レグおよび第６レグを含み、各レグが直列接続された１組のスイッチング素子を含み、前記トランス回路の２次側に設けられた２次側スイッチング回路と、
前記第１トランス部を介して前記第１レグと前記第４レグとの間に設けられた第１共振部、前記第２トランス部を介して前記第２レグと前記第５レグとの間に設けられた第２共振部、および前記第３トランス部を介して前記第３レグと前記第６レグとの間に設けられた第３共振部を含み、各共振部が前記各トランス部の１次側および２次側の双方に設けられた共振コイルおよび共振コンデンサを含む共振回路と、
前記１次側スイッチング回路から前記２次側スイッチング回路への電力伝送を行わせる順方向制御と、前記２次側スイッチング回路から前記１次側スイッチング回路への電力伝送を行わせる逆方向制御とを行う制御部と、
を備える３相ＣＬＬＣ方式のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記制御部は、
前記順方向制御において、前記第１レグ、前記第２レグおよび前記第３レグ間に所定の位相差を設けて所定の駆動周波数で駆動させて電流共振を生じさせ、
前記逆方向制御において、前記第４レグ、前記第５レグおよび前記第６レグ間に所定の位相差を設けて所定の駆動周波数で駆動させて電流共振を生じさせ、
前記トランス回路は、Ｎ個のトランス群を形成し、
前記Ｎ個のトランス群の各トランス群は、前記各トランス部の各１個のトランスを１組として形成されたものであり、１次側コイルが平衡結線接続され、かつ２次側コイルが平衡結線接続されたものである
ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。

【請求項4】

前記制御部は、記憶部を含み、
前記記憶部には、
前記順方向制御時の前記位相差に関する第１位相差と、
前記順方向制御時の前記位相差に関し、前記第１位相差とは異なる第２位相差と、
前記順方向制御時において、前記２次側スイッチング回路から出力される出力電流および／または出力電力の第１出力値に関する第１閾値と、
前記逆方向制御時の前記位相差に関する第３位相差と、
前記逆方向制御時の前記位相差に関し、前記第３位相差とは異なる第４位相差と、
前記逆方向制御時において、前記１次側スイッチング回路から出力される出力電流および／または出力電力の第２出力値に関する第２閾値と、が記憶されており、
前記制御部は、
前記順方向制御時において、前記第１出力値と前記第１閾値とを比較し、前記第１出力値が前記第１閾値未満の場合は前記位相差を前記第１位相差に設定する一方、前記第１出力値が前記第１閾値以上の場合は前記位相差を前記第２位相差に設定し、
前記逆方向制御時において、前記第２出力値と前記第２閾値とを比較し、前記第２出力値が前記第２閾値未満の場合は前記位相差を前記第３位相差に設定する一方、前記第２出力値が前記第２閾値以上の場合は前記位相差を前記第４位相差に設定する
ことを特徴とする請求項３に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。

【請求項5】

請求項１～４のいずれか一項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの前段に設けられたＡＣ／ＤＣコンバータと、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの後段に設けられた出力フィルタと、を備える
ことを特徴とする充電装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、３相ＬＬＣ方式（３相ＣＬＬＣ方式を含む。）のＤＣ／ＤＣコンバータおよび充電装置に関する。

【背景技術】

【0002】

近年、電気自動車に搭載されるバッテリーの大容量化に伴い、急速充電器の大容量化が進み、現在の急速充電器の主流は５０［ｋＷ］から２００［ｋＷ］程度になっている。急速充電器の電源部は複数の電源ユニットで構成され、各電源ユニットも１２．５［ｋＷ］から３０［ｋＷ］程度の出力が要望され、さらに、小型化、高効率化、低コスト化が要望されている。

【0003】

電源ユニットは、例えば、ＡＣ／ＤＣコンバータ、ＤＣ／ＤＣコンバータおよび出力フィルタで構成される。ＡＣ／ＤＣコンバータはＤＣ／ＤＣコンバータの前段に設けられ、出力フィルタはＤＣ／ＤＣコンバータの後段に設けられる。また、ＤＣ／ＤＣコンバータには、入力電圧や出力電圧の変動、および出力先の負荷の変動に対する制御の複雑さにもかかわらず、小型化、高効率化、低コスト化に対応できる電流共振型のＤＣ／ＤＣコンバータが使用されている。

【0004】

電流共振型のＤＣ／ＤＣコンバータとしては、３相駆動の３相ＬＬＣ方式のＤＣ／ＤＣコンバータが知られている（例えば、特許文献１参照）。３相ＬＬＣ方式のＤＣ／ＤＣコンバータは、３相駆動になるため部品点数が増加するものの、電流が３相に分散されるため、単相フルブリッジ方式に比べて高出力化に向いている。また、出力波形のリップルが単相フルブリッジ方式に比べて１／１０程度に抑えられるので、後段の出力フィルタを構成する部品（電解コンデンサやフィルムコンデンサ、チョークコイル等の大型部品）の小型・軽量・低コスト化が可能となる。さらに、電力変換効率も向上するため注目されている。

【0005】

図９に、従来の一般的な３相ＬＬＣ方式のＤＣ／ＤＣコンバータ３０Ａの主回路を示す。ＤＣ／ＤＣコンバータ３０Ａの主回路は、高周波絶縁トランス（以下、トランス）Ｔ１０～Ｔ３０と、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６を含む１次側スイッチング回路と、整流ダイオードＤ１～Ｄ６および平滑コンデンサＣｏを含む２次側整流回路と、１次側共振回路とで構成される。

【0006】

１次側共振回路は、共振コイルＬ１～Ｌ３、トランスＴ１０～Ｔ３０の励磁コイル（図示せず）およびトランスＴ１０～Ｔ３０の１次側コイル、共振コンデンサＣ１～Ｃ３により、３相のＬＬＣ共振回路を構成する。トランスＴ１０～Ｔ３０の１次側コイルはＹ結線（スター結線）接続され、１次側コイルの他端はＰ点で中性点による平衡結線接続がされている。同様に、トランスＴ１０～Ｔ３０の２次側コイルはＹ結線接続され、２次側コイルの他端はＳ点で中性点による平衡結線接続がされている。

【0007】

ＤＣ／ＤＣコンバータ３０Ａは、３相で電力を分担するため容易に高出力化できるが、一方で、共振に寄与する上記３つの部品（共振コイルＬ１～Ｌ３、トランスＴ１０～Ｔ３０、共振コンデンサＣ１～Ｃ３）の特性のばらつきにより、各相の共振電流が不平衡状態になる。共振電流が不平衡状態になると、例えば、３波の共振電流の波高値に高低差が生じて、特定の共振コイルやトランスが発熱したり、２次側整流回路から出力される出力波形のリップルが大きくなるという問題が生じる。

【0008】

また、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０Ａの小型化のためには、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の駆動周波数を上げることが有効であるが、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のスイッチング損失や、トランスＴ１０～Ｔ３０や共振コイルＬ１～Ｌ３のコア損失（鉄損）および巻き線の表皮効果と近接効果による損失（銅損）の影響を考慮する必要がある。スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６については、スイッチング時間が短く、低オン損失であるＳｉＣ（炭化ケイ素）やＧａＮ（窒化ガリウム）等のワイドバンドギャップ半導体を使用することができる。一方で、トランスＴ１０～Ｔ３０や共振コイルＬ１～Ｌ３等の磁気部品については、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の駆動周波数を１００［ｋＨｚ］程度以上に上げるとコア損失が大きくなり、発熱の問題が生じる。また、巻き線の銅損に対応するために高価なリッツ線を使用する必要が生じるが、効果は限定的である。このため、むやみに駆動周波数を上げることができない。

【0009】

上記のとおり、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０Ａの小型化は、トランスＴ１０～Ｔ３０や共振コイルＬ１～Ｌ３等の磁気部品による制約を受ける。特に、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０Ａの出力が１０［ｋＷ］を超える場合、図９に示すように各相のトランスＴ１０～Ｔ３０を各１個のトランスで構成すると、他の部品に比べてトランスＴ１０～Ｔ３０の体積が大きく、重量が重くなり、それに伴い製品サイズが大きくなり、コスト的にも高価なものになるという問題が生じる。

【0010】

図１０に、各相のトランスを２個のトランス（Ｔ１１とＴ１２、Ｔ２１とＴ２２、Ｔ３１とＴ３２）で構成した３相ＬＬＣ方式のＤＣ／ＤＣコンバータ３０Ｂを示す。各相のトランスを並列化することで、トランスに流れる電流を抑えてトランスを小型化することができ、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０Ｂでは、部品高さを抑えて製品サイズを小型化することができる。

【0011】

ＤＣ／ＤＣコンバータ３０Ｂでは、トランスＴ１１～Ｔ３２の１次側コイルを並列接続し、２次側コイルを直列接続している。トランスＴ１１～Ｔ３２の２次側コイルを直列接続することで、トランスＴ１１～Ｔ３２の２次側電流が均一化される（同一になる）ため、共振に寄与する部品（共振コイルＬ１～Ｌ３、トランスＴ１１～Ｔ３２、共振コンデンサＣ１～Ｃ３）の特性にばらつきがあっても、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０Ｂの出力波形のリップルを低減することができる。しかしながら、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０Ｂでは、図９の構成と比較すると、トランスＴ１１～Ｔ３２の２次側電流が２倍に増加し、トランスＴ１１～Ｔ３２の発熱量が増加するため、高出力化の実現が難しいという問題が生じる。

【0012】

図１１に、トランスＴ１１～Ｔ３２の１次側コイルを並列接続し、２次側コイルも並列接続した３相ＬＬＣ方式のＤＣ／ＤＣコンバータ３０Ｃを示す。トランスＴ１１～Ｔ３２の２次側コイルを並列接続することで、トランスＴ１１～Ｔ３２の１次側に加え２次側電流は低減するが、共振に寄与する部品の特性にばらつきがあると、その影響がそのまま出力に反映されるため、出力波形のリップルが大きくなってしまうという課題が生じる。

【0013】

非特許文献１では、３相ＬＬＣ方式のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、各相の駆動周波数は同じで、１次側スイッチング回路からＬＬＣ共振回路に入力される各相の入力電圧の位相差を１２０°から変化させることで、各相の共振電流を均一化し、出力波形のリップルを低減する方法が提案されている。しかしながら、この方法では、各相の共振電流を検出する電流センサが必要になるため、部品点数の増加により高コスト化を招くという問題や、ＤＣ／ＤＣコンバータの動作状態に応じて各相の入力電圧の位相差を変化させる必要があるため、制御の複雑化を招くという問題が生じる。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0014】

【特許文献1】中国実用新案第２１２９３５７８３号明細書

【非特許文献】

【0015】

【非特許文献1】'Unbalanced Three-Phase LLC Resonant Converters: Analysis and Trigonometric Current Balancing'. IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, VOL. 34, NO. 3, MARCH 2019. Retrieved from the Internet: <URL: https://ieeexplore.ieee.org/document/8379448>.

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0016】

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであって、その課題とするところは、高出力化に対応可能で、かつ高コスト化や制御の複雑化を招くことなく出力波形のリップルを低減することが可能な３相ＬＬＣ方式のＤＣ／ＤＣコンバータおよび充電装置を提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0017】

上記課題を解決するために、本発明の第１態様に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、
第１トランス部、第２トランス部および第３トランス部を含み、各トランス部がＮ個のトランス（Ｎは２以上の整数）で構成されたトランス回路と、
並列接続された第１レグ、第２レグおよび第３レグを含み、各レグが直列接続された１組のスイッチング素子を含み、前記トランス回路の１次側に設けられた１次側スイッチング回路と、
前記第１レグと前記第１トランス部との間に設けられた第１共振部、前記第２レグと前記第２トランス部との間に設けられた第２共振部、および前記第３レグと前記第３トランス部との間に設けられた第３共振部を含み、各共振部が共振コイルおよび共振コンデンサを含む１次側共振回路と、
複数の整流素子を含み、前記トランス回路の２次側に設けられた２次側整流回路と、
前記第１レグ、前記第２レグおよび前記第３レグ間に所定の位相差を設けて所定の駆動周波数で駆動させて電流共振を生じさせる制御部と、
を備える３相ＬＬＣ方式のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記トランス回路は、Ｎ個のトランス群を形成し、
前記Ｎ個のトランス群の各トランス群は、前記各トランス部の各１個のトランスを１組として形成されたものであり、１次側コイルが平衡結線接続され、かつ２次側コイルが平衡結線接続されたものであることを特徴とする。

【0018】

前記ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記制御部は、記憶部を含み、
前記記憶部には、
前記位相差に関する第１位相差と、
前記位相差に関し、前記第１位相差とは異なる第２位相差と、
前記２次側整流回路から出力される出力電流および／または出力電力の出力値に関する第１閾値と、が記憶されており、
前記制御部は、
前記出力値と前記第１閾値とを比較し、前記出力値が前記第１閾値未満の場合は前記位相差を前記第１位相差に設定する一方、前記出力値が前記第１閾値以上の場合は前記位相差を前記第２位相差に設定するよう構成できる。

【0019】

上記課題を解決するために、本発明の第２態様に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、
第１トランス部、第２トランス部および第３トランス部を含み、各トランス部がＮ個のトランス（Ｎは２以上の整数）で構成されたトランス回路と、
並列接続された第１レグ、第２レグおよび第３レグを含み、各レグが直列接続された１組のスイッチング素子を含み、前記トランス回路の１次側に設けられた１次側スイッチング回路と、
並列接続された第４レグ、第５レグおよび第６レグを含み、各レグが直列接続された１組のスイッチング素子を含み、前記トランス回路の２次側に設けられた２次側スイッチング回路と、
前記第１トランス部を介して前記第１レグと前記第４レグとの間に設けられた第１共振部、前記第２トランス部を介して前記第２レグと前記第５レグとの間に設けられた第２共振部、および前記第３トランス部を介して前記第３レグと前記第６レグとの間に設けられた第３共振部を含み、各共振部が前記各トランス部の１次側および２次側の双方に設けられた共振コイルおよび共振コンデンサを含む共振回路と、
前記１次側スイッチング回路から前記２次側スイッチング回路への電力伝送を行わせる順方向制御と、前記２次側スイッチング回路から前記１次側スイッチング回路への電力伝送を行わせる逆方向制御とを行う制御部と、
を備える３相ＣＬＬＣ方式のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記制御部は、
前記順方向制御において、前記第１レグ、前記第２レグおよび前記第３レグ間に所定の位相差を設けて所定の駆動周波数で駆動させて電流共振を生じさせ、
前記逆方向制御において、前記第４レグ、前記第５レグおよび前記第６レグ間に所定の位相差を設けて所定の駆動周波数で駆動させて電流共振を生じさせ、
前記トランス回路は、Ｎ個のトランス群を形成し、
前記Ｎ個のトランス群の各トランス群は、前記各トランス部の各１個のトランスを１組として形成されたものであり、１次側コイルが平衡結線接続され、かつ２次側コイルが平衡結線接続されたものであることを特徴とする。

【0020】

前記ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記制御部は、記憶部を含み、
前記記憶部には、
前記順方向制御時の前記位相差に関する第１位相差と、
前記順方向制御時の前記位相差に関し、前記第１位相差とは異なる第２位相差と、
前記順方向制御時において、前記２次側スイッチング回路から出力される出力電流および／または出力電力の第１出力値に関する第１閾値と、
前記逆方向制御時の前記位相差に関する第３位相差と、
前記逆方向制御時の前記位相差に関し、前記第３位相差とは異なる第４位相差と、
前記逆方向制御時において、前記１次側スイッチング回路から出力される出力電流および／または出力電力の第２出力値に関する第２閾値と、が記憶されており、
前記制御部は、
前記順方向制御時において、前記第１出力値と前記第１閾値とを比較し、前記第１出力値が前記第１閾値未満の場合は前記位相差を前記第１位相差に設定する一方、前記第１出力値が前記第１閾値以上の場合は前記位相差を前記第２位相差に設定し、
前記逆方向制御時において、前記第２出力値と前記第２閾値とを比較し、前記第２出力値が前記第２閾値未満の場合は前記位相差を前記第３位相差に設定する一方、前記第２出力値が前記第２閾値以上の場合は前記位相差を前記第４位相差に設定するよう構成できる。

【0021】

上記課題を解決するために、本発明に係る充電装置は、
前記いずれかのＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの前段に設けられたＡＣ／ＤＣコンバータと、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの後段に設けられた出力フィルタと、を備えることを特徴とする。

【発明の効果】

【0022】

本発明によれば、高出力化に対応可能で、かつ高コスト化や制御の複雑化を招くことなく出力波形のリップルを低減することが可能な３相ＬＬＣ方式のＤＣ／ＤＣコンバータおよび充電装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【0023】

【図1】（Ａ）第１実施形態の充電装置のブロック図である。（Ｂ）第１実施形態の３相ＬＬＣ方式のＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。（Ｃ）１次側スイッチング回路の第１レグの構成例を示す図である。

【図2】第１実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータにおける入力電圧ベクトルおよび出力電流ベクトルを示す図であって、（Ａ）は位相差１２０°の入力電圧ベクトル、（Ｂ）は（Ａ）に対応した出力電流ベクトル、（Ｃ）は位相差を１２０°から変化させた入力電圧ベクトル、（Ｄ）は（Ｃ）に対応した出力電流ベクトルを示す図である。

【図3】第１実施形態の制御部による制御フローの例を示す図である。

【図4】第１実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータの第１変形例を示す図である。

【図5】第１実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータの第２変形例を示す図である。

【図6】第１実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータの第３変形例を示す図である。

【図7】第１実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータの第４変形例を示す図である。

【図8】第２実施形態の３相ＣＬＬＣ方式のＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。

【図9】３相ＬＬＣ方式のＤＣ／ＤＣコンバータの第１従来例を示す図である。

【図10】３相ＬＬＣ方式のＤＣ／ＤＣコンバータの第２従来例を示す図である。

【図11】３相ＬＬＣ方式のＤＣ／ＤＣコンバータの第３従来例を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0024】

以下、添付図面を参照して、本発明に係る３相ＬＬＣ方式（３相ＣＬＬＣ方式を含む。）のＤＣ／ＤＣコンバータおよび充電装置の実施形態について説明する。

【0025】

［第１実施形態］
図１（Ａ）に、本発明の第１実施形態に係る充電装置１Ａを示し、図１（Ｂ）に、本発明の第１実施形態に係る３相ＬＬＣ方式のＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａを示す。

【0026】

充電装置１Ａは、ＡＣ／ＤＣコンバータ２、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａおよび出力フィルタ３で構成される電源ユニットと、電源ユニットを制御する制御ユニット４とを備える。充電装置１Ａは、例えば、電気自動車やプラグインハイブリッド車等の電動車の充電を行う急速充電器である。なお、図１（Ａ）では、１つの電源ユニットのみを示しているが、充電装置１Ａは、並列接続された複数の電源ユニットを備えていてもよい。

【0027】

ＡＣ／ＤＣコンバータ２は、交流電源５から入力された交流電力の力率を改善しつつ、当該交流電力を直流電力に変換してＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａに出力する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａは、ＡＣ／ＤＣコンバータ２から入力された直流電力を所望の直流電力に変換し、出力フィルタ３を介してバッテリー６に供給する。バッテリー６は、例えば、電動車の車載バッテリーである。なお、説明上ＡＣ／ＤＣコンバータ２、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａ、出力フィルタ３の３つの部分に分けて説明するが、３つの部分は機能上の分類であり、１体となった基板構成でもよい。

【0028】

出力フィルタ３は、電解コンデンサやフィルムコンデンサ、チョークコイル等の部品で構成されるノイズフィルタである。出力フィルタ３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａの出力波形のリップルを低減するためのものであるが、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａにおいてリップルを低減することができれば、出力フィルタ３の上記部品の小型・軽量・低コスト化が可能となる。

【0029】

図１（Ｂ）に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａは、端子Ｔ１～Ｔ４と、１次側スイッチング回路１１と、２次側整流回路１２と、トランス回路１３と、１次側共振回路１４と、制御部１５と、を備える３相ＬＬＣ方式のＤＣ／ＤＣコンバータである。

【0030】

端子Ｔ１、Ｔ２は、ＡＣ／ＤＣコンバータ２の直流端に接続され、端子Ｔ３、Ｔ４は、出力フィルタ３を介してバッテリー６に接続される。端子Ｔ１、Ｔ２には、直流の入力電圧Ｖ１が印加され、端子Ｔ３、Ｔ４からは、直流の出力電圧Ｖ２（または出力電圧Ｖ２に対応する直流電流）が出力される。

【0031】

１次側スイッチング回路１１は、並列接続された第１レグ、第２レグおよび第３レグを含む。第１レグは直列接続された１組のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を含み、第２レグは直列接続された１組のスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４を含み、第３レグは直列接続された１組のスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６を含む。ここで、各組を構成するスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６は１個のスイッチング素子でもよいが、電流分散のため２個以上の並列接続されたスイッチング素子で構成するのが好ましい。例えば、図１（Ｃ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１を２個の並列接続されたスイッチング素子Ｑ１１とＱ１２で構成し、スイッチング素子Ｑ２を２個の並列接続されたスイッチング素子Ｑ２１とＱ２２で構成してもよい。スイッチング素子Ｑ３～Ｑ６についても同様である。

【0032】

スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の各電流路にはダイオードが逆方向に並列接続されている。また、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６として、例えば、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）、ＳｉＣ（炭化ケイ素）やＧａＮ（窒化ガリウム）を使用したＭＯＳＦＥＴ（金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ）などのパワー半導体を用いることができる。なお、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の逆並列ダイオードはスイッチング素子の内蔵ダイオードでも個別ダイオードでもよい。また、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６に並列に部分共振コンデンサを設けてもよく、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の寄生容量を利用してもよい。

【0033】

２次側整流回路１２は、並列接続された第４レグ、第５レグおよび第６レグと、平滑コンデンサＣｏとを含む。第４レグは直列接続された２個の整流ダイオードＤ１、Ｄ２を含み、第５レグは直列接続された２個の整流ダイオードＤ３、Ｄ４を含み、第６レグは直列接続された２個の整流ダイオードＤ５、Ｄ６を含む。整流ダイオードＤ１～Ｄ６は、本発明の整流素子に相当する。平滑コンデンサＣｏは、出力リップル除去用のコンデンサであり、端子Ｔ３、Ｔ４間に接続される。なお、各整流ダイオードは電流分散のため複数のダイオードで構成してもよい。たとえば、整流ダイオードＤ１を２個の並列接続したダイオードで構成し、整流ダイオードＤ２を２個の並列接続したダイオードで構成してもよい。他の整流ダイオードＤ３～Ｄ６についても同様である。

【0034】

２次側整流回路１２は、整流回路であればよく、整流ダイオードＤ１～Ｄ６で構成された３相フルブリッジ整流回路の代わりに、複数のスイッチング素子で構成された同期整流回路を用いることができる。同期整流回路は、複数のスイッチング素子を３相フルブリッジ接続したものであり、各スイッチング素子は、例えば、同期整流制御によりオン／オフされる。この場合、各スイッチング素子が本発明の整流素子に相当する。

【0035】

トランス回路１３は、高周波絶縁トランス（以下、トランス）Ｔ１１～Ｔ３２を含む。トランス回路１３では、トランスＴ１１とトランスＴ１２とが並列接続されて第１トランス部を構成し、トランスＴ２１とトランスＴ２２とが並列接続されて第２トランス部を構成し、トランスＴ３１とトランスＴ３２とが並列接続されて第３トランス部を構成する。上記のとおり、各トランス部は、２個のトランスを並列接続した２並列のトランスで構成されているが、３個以上のトランスを並列接続した３並列以上のトランスで構成されていてもよい。

【0036】

トランスＴ１１の１次側コイルの一端は、トランスＴ１２の１次側コイルの一端に接続されるとともに、１次側共振回路１４の第１共振部（共振コイルＬ１および共振コンデンサＣ１）を介してスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の接続点Ｘ１に接続される。トランスＴ２１の１次側コイルの一端は、トランスＴ２２の１次側コイルの一端に接続されるとともに、１次側共振回路１４の第２共振部（共振コイルＬ２および共振コンデンサＣ２）を介してスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４の接続点Ｘ２に接続される。トランスＴ３１の１次側コイルの一端は、トランスＴ３２の１次側コイルの一端に接続されるとともに、１次側共振回路１４の第３共振部（共振コイルＬ３および共振コンデンサＣ３）を介してスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６の接続点Ｘ３に接続される。

【0037】

トランスＴ１１、トランスＴ２１およびトランスＴ３１の１次側コイルはＹ結線（スター結線）接続（平衡結線接続）され、１次側コイルの他端がＰ１点で中性点接続される。同様に、トランスＴ１２、トランスＴ２２およびトランスＴ３２の１次側コイルはＹ結線接続（平衡結線接続）され、１次側コイルの他端がＰ２点で中性点接続される。

【0038】

トランスＴ１１の２次側コイルの一端は、トランスＴ１２の２次側コイルの一端に接続されるとともに、整流ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点Ｘ４に接続される。トランスＴ２１の２次側コイルの一端は、トランスＴ２２の２次側コイルの一端に接続されるとともに、整流ダイオードＤ３、Ｄ４の接続点Ｘ５に接続される。トランスＴ３１の２次側コイルの一端は、トランスＴ３２の２次側コイルの一端に接続されるとともに、整流ダイオードＤ５、Ｄ６の接続点Ｘ６に接続される。

【0039】

トランスＴ１１、トランスＴ２１およびトランスＴ３１の２次側コイルはＹ結線接続（平衡結線接続）され、２次側コイルの他端がＳ１点で中性点接続される。同様に、トランスＴ１２、トランスＴ２２およびトランスＴ３２の２次側コイルはＹ結線接続（平衡結線接続）され、２次側コイルの他端がＳ２点で中性点接続される。

【0040】

すなわち、トランス回路１３では、トランスＴ１１、トランスＴ２１およびトランスＴ３１を１組として第１トランス群が形成され、トランスＴ１２、トランスＴ２２およびトランスＴ３２を別の１組として第２トランス群が形成される。

【0041】

本実施形態では、１次側コイルおよび２次側コイルをＹ結線接続しているが、平衡結線接続であれば、１次側コイルをΔ結線（デルタ結線）接続またはΔ－Ｃｒ結線接続してもよく、２次側コイルをΔ結線接続してもよい。Δ－Ｃｒ結線とは、例えば、トランスＴ１１、トランスＴ２１およびトランスＴ３１の１次側コイルの他端同士を接続するとともに、共振コンデンサＣ１をトランスＴ１１の１次側コイルの他端とトランスＴ２１の１次側コイルの他端との間に介装し、共振コンデンサＣ２をトランスＴ２１の１次側コイルの他端とトランスＴ３１の１次側コイルの他端との間に介装し、共振コンデンサＣ３をトランスＴ３１の１次側コイルの他端とトランスＴ１１の１次側コイルの他端との間に介装した構成の結線である。トランスＴ１２、トランスＴ２２およびトランスＴ３２の１次側コイルも、同様の構成の結線になる。

【0042】

１次側共振回路１４は、第１共振部、第２共振部および第３共振部を含み、トランス回路１３とともに３相のＬＬＣ共振回路を構成する。具体的には、共振コイルＬ１、トランスＴ１１、Ｔ１２の励磁コイルおよび１次側コイル、共振コンデンサＣ１は、第１のＬＬＣ共振回路を構成する。共振コイルＬ２、トランスＴ２１、Ｔ２２の励磁コイルおよび１次側コイル、共振コンデンサＣ２は、第２のＬＬＣ共振回路を構成する。共振コイルＬ３、トランスＴ３１、Ｔ３２の励磁コイルおよび１次側コイル、共振コンデンサＣ３は、第３のＬＬＣ共振回路を構成する。

【0043】

なお、トランスＴ１１～Ｔ３２の励磁コイルはトランスＴ１１～Ｔ３２に含め、図示は省略している。また、共振コイルＬ１～Ｌ３はトランスＴ１１～Ｔ３２とは別部品としているが、トランスＴ１１～Ｔ３２の漏れ磁束だけで構成してもよいし、トランスＴ１１～Ｔ３２の漏れ磁束と個別のコイルとで構成してもよい。

【0044】

制御部１５は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６をオン／オフさせるためのスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の各駆動回路と、各駆動回路に制御信号を送るための制御回路（検出回路を含む）と、後述する共振部品の特性を記憶した記憶部とを含む。制御部１５は、アナログ回路で構成されてもよいし、ロジック回路の組み合わせ、マイクロコントローラやＤＳＰ等のデジタル回路で構成されてもよいし、アナログ回路とデジタル回路とを組み合わせた回路で構成されてもよい。記憶部は、アナログ回路の場合は、閾値を構成する規定電圧、電流回路でよく、デジタル回路の場合は、上記処理部内のメモリ等で構成されていてもよいし、上記処理部とは別に設けられた不揮発性メモリ等で構成されていてもよい。

【0045】

制御部１５は、例えば、図示しない検出器で出力電圧Ｖ２および端子Ｔ３、Ｔ４から出力される出力電流を周期的に（または常時）検出しつつ、出力電流の電流値（以下、出力電流値）が所定の目標電流値と一致するように、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の駆動周波数を変化させる。

【0046】

具体的には、制御部１５は、第１レグを構成するスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を所定のデッドタイムを設けて１８０°の位相差で交互にオンオフさせ、第２レグを構成するスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４を所定のデッドタイムを設けて１８０°の位相差で交互にオンオフさせ、第３レグを構成するスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６を所定のデッドタイムを設けて１８０°の位相差で交互にオンオフさせる。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５のオンデューティは、例えば、５０％に設定される。

【0047】

また、制御部１５は、第１レグ、第２レグおよび第３レグ間に一定の位相差を設けて、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６を駆動させる（インターリーブ駆動）。例えば、制御部１５は、第１レグと第２レグ間の位相差を１２０°とし、第２レグと第３レグ間の位相差を１２０°とし、第３レグと第１レグ間の位相差を１２０°とする。この場合、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５間のオンタイミングの位相差がそれぞれ１２０°となり、オフタイミングの位相差もそれぞれ１２０°となる。同様に、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６間のオンタイミングの位相差がそれぞれ１２０°となり、オフタイミングの位相差もそれぞれ１２０°となる。

【0048】

さらに、制御部１５は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の各駆動周波数を同一の駆動周波数とし、同一の駆動周波数を同時に同程度変化させることで、出力電流値を所定の目標電流値と一致させる（周波数変調制御）。例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａの電流ゲイン（＝出力電流／端子Ｔ１、Ｔ２に入力される入力電流）を１より低下させる場合は、共振コイルＬ１～Ｌ３と共振コンデンサＣ１～Ｃ３で決まる第１共振周波数より高い駆動周波数で、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６を駆動させる。一方、電流ゲインを１より増加させる場合は、第１共振周波数より低く、共振コイルＬ１～Ｌ３、トランスＴ１１～Ｔ３２の励磁コイルおよび共振コンデンサＣ１～Ｃ３で決まる第２共振周波数より高い駆動周波数で、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６を駆動させる。

【0049】

上記の制御により、第１のＬＬＣ共振回路の電流共振により生じた第１共振電流がトランスＴ１１、Ｔ１２を介して２次側整流回路１２に流れ、第２のＬＬＣ共振回路の電流共振により生じた第２共振電流がトランスＴ２１、Ｔ２２を介して２次側整流回路１２に流れ、第３のＬＬＣ共振回路の電流共振により生じた第３共振電流がトランスＴ３１、Ｔ３２を介して２次側整流回路１２に流れる。２次側整流回路１２の出力は、第１共振電流、第２共振電流および第３共振電流の３相の電流が合成された出力となる。

【0050】

ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａは、第１レグ、第２レグおよび第３レグ間に一定の位相差を設けて駆動する３相ＬＬＣ方式であるため、単相フルブリッジ方式に比べて出力波形のリップルを低減することができる。さらに、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａでは、トランスＴ１１、トランスＴ２１およびトランスＴ３１を１組として第１トランス群が形成され、トランスＴ１２、トランスＴ２２およびトランスＴ３２を別の１組として第２トランス群が形成され、各トランス群の１次側コイルの他端および２次側コイルの他端がそれぞれＹ結線接続により中性点接続（平衡結線接続）される。

【0051】

このため、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａでは、共振コイルＬ１～Ｌ３、共振コンデンサＣ１～Ｃ３、トランスＴ１１～Ｔ３２の１次側コイルおよび２次側コイル等の共振に寄与する部品（以下、共振部品）の特性にばらつきがあっても、第１共振電流、第２共振電流および第３共振電流の不平衡状態を緩和し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａの出力波形のリップルを低減することができる。

【0052】

表１に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａにおいて、共振コイルＬ１～Ｌ３、トランスＴ１１～Ｔ３２の励磁コイル、１次側コイルおよび２次側コイルの特性にばらつきがない場合の数値の例を示し、表２に、上記特性にばらつきがある場合の数値の例を示す。

【0053】

【表1】

【0054】

【表2】

【0055】

表１および表２において、第１のＬＬＣ共振回路のＬ、Ｌｍ１、Ｌｍ２、Ｌｐ１、Ｌｐ２、Ｌｓ１、Ｌｓ２は、それぞれ共振コイルＬ１、トランスＴ１１の励磁コイル、トランスＴ１２の励磁コイル、トランスＴ１１の１次側コイル、トランスＴ１２の１次側コイル、トランスＴ１１の２次側コイル、トランスＴ１２の２次側コイルの各インダクタンスである。第２のＬＬＣ共振回路のＬ、Ｌｍ１、Ｌｍ２、Ｌｐ１、Ｌｐ２、Ｌｓ１、Ｌｓ２は、それぞれ共振コイルＬ２、トランスＴ２１の励磁コイル、トランスＴ２２の励磁コイル、トランスＴ２１の１次側コイル、トランスＴ２２の１次側コイル、トランスＴ２１の２次側コイル、トランスＴ２２の２次側コイルの各インダクタンスである。同様に、第３のＬＬＣ共振回路のＬ、Ｌｍ１、Ｌｍ２、Ｌｐ１、Ｌｐ２、Ｌｓ１、Ｌｓ２は、それぞれ共振コイルＬ３、トランスＴ３１の励磁コイル、トランスＴ３２の励磁コイル、トランスＴ３１の１次側コイル、トランスＴ３２の１次側コイル、トランスＴ３１の２次側コイル、トランスＴ３２の２次側コイルの各インダクタンスである。共振コンデンサＣ１～Ｃ３のキャパシタンス（静電容量）は、いずれも２６４［ｎＦ］としている。

【0056】

なお、表２では、共振部品の特性ばらつきを一般的な製造管理ばらつきを考慮して設定した例である。具体的には、共振コイルＬ１～Ｌ３およびトランスＴ１１～Ｔ３２の１次側コイルおよび２次側コイルの特性（インダクタンス）のばらつきを７％程度に設定し、トランスＴ１１～Ｔ３２の励磁コイルの特性のばらつきを２０％程度に設定している。共振コンデンサＣ１～Ｃ３の特性（キャパシタンス）については、一般に５％程度のばらつきがあるが、ここでは考慮せず、ばらつきがないものとする。

【0057】

表３に、表２の特性のばらつきがある場合であって、トランスＴ１１～Ｔ３２の構成（１次側コイルおよび２次側コイルの接続態様）を変えた場合における、第１共振電流、第２共振電流、第３共振電流およびその平均値のシミュレーション結果を示す。シミュレーションでは、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の駆動周波数を、共振コイルＬ１～Ｌ３、トランスＴ１１～Ｔ３２の励磁コイルおよび１次側コイル、共振コンデンサＣ１～Ｃ３で決まる第２共振周波数より高い周波数付近の値に設定している。

【0058】

【表3】

【0059】

表３において、Ａは、本実施形態のトランス回路１３の構成である。Ｂは、１次側コイルが図１１に示すように６個まとめてＹ結線接続され、２次側コイルがトランス回路１３のように３個ずつを１組としてＹ結線接続された構成である。Ｃは、１次側コイルのみがトランス回路１３のように３個ずつを１組としてＹ結線接続され、２次側コイルは６個まとめてＹ結線接続された構成である。Ｄは、１次側コイルおよび２次側コイルの双方が６個まとめてＹ結線接続された図１１の従来のトランス回路の構成である。

【0060】

表３において、第１共振電流、第２共振電流および第３共振電流の割合は、２次側整流回路１２で整流された後（平滑コンデンサＣｏを通過する前）の電流の最大値に対する最小値の割合である。例えば、第１共振電流の割合＝（第１共振電流の最小値／第１共振電流の最大値）×１００[％]である。平均値は、第１共振電流の割合、第２共振電流の割合および第３共振電流の割合の平均値である。

【0061】

表３の結果から、Ｄの従来の構成（図１１）が出力電流の最小値と最大値の差が最も大きくなり、Ｃの構成、Ｂの構成の順に、出力電流の最小値と最大値の差が徐々に小さくなり、本実施形態のトランス回路１３の構成であるＡの構成が、出力電流の最小値と最大値の差が最も小さくなることが分かる。すなわち、本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａは、トランス回路１３の構成により、各相の電流不平衡を緩和する特別な制御をすることなく第１共振電流、第２共振電流および第３共振電流の不平衡状態を緩和し、出力波形のリップルを低減できることが分かる。

【0062】

ところで、共振部品の特性のばらつきによる共振電流の不平衡の影響は、出力電流または出力電力の状況によって変わり、出力電流または出力電力が最大となる時に、一番問題となることが知られている。例えば、１次側共振回路１４やトランス回路１３に大きな共振電流が流れている状態で、特定の相の共振電流が想定以上に大きくなると、共振コイルＬ１～Ｌ３やトランスＴ１１～Ｔ３２で異常発熱が発生し、インダクタンス等の特性が急激に変化する。その結果、共振電流がさらに大きくなり、最悪の場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａを構成する部品が損傷するおそれがある。

【0063】

上記問題の対策について、図２を用いて説明する。図２は、共振部品の特性にばらつきがある場合の、入力電圧ベクトルおよび出力電流ベクトルを示す図である。

【0064】

図２（Ａ）に、第１レグ、第２レグおよび第３レグ間に１２０°の位相差を設けて駆動した場合の接続点Ｘ１、Ｘ２、Ｘ３における入力電圧ベクトルｖ１、ｖ２、ｖ３を示す。入力電圧ベクトルｖ１、ｖ２、ｖ３は大きさが等しく、入力電圧ベクトルｖ１と入力電圧ベクトルｖ２の位相差θ１１、入力電圧ベクトルｖ２と入力電圧ベクトルｖ３の位相差θ２１、および入力電圧ベクトルｖ３と入力電圧ベクトルｖ１の位相差θ３１は、いずれも１２０°である。

【0065】

図２（Ｂ）に、図２（Ａ）の場合に２次側整流回路１２で整流された後（平滑コンデンサＣｏを通過する前）の各共振電流に対応する出力電流ベクトルｉ１、ｉ２、ｉ３を示す。共振部品の特性にばらつきがあるため、出力電流ベクトルｉ１、ｉ３が大きくなる一方、出力電流ベクトルｉ２が小さくなり、出力電流ベクトルｉ１、ｉ２、ｉ３は不平衡状態になっている。出力電流ベクトルｉ１、ｉ２、ｉ３間の位相差φ１１、φ２１、φ３１は、１２０°からずれている。

【0066】

ここで、共振部品の特性は、部品単位で容易に測定することができる。コイルやトランスの特性は検査等で予め判明している場合も多い。また、コンデンサの特性は、コイルやトランスの特性に比べてばらつきが小さく、製造ロットによってばらつきの偏りに一定の傾向があるため、容易に測定することができる。一方、既に知られているように、３相ＬＬＣ方式の出力電流に不平衡がある場合、各相の位相を１２０°からずらすことで、出力電流を平衡化できることが知られている（非特許文献１）。このため、シミュレーションまたは実回路（実際のＤＣ／ＤＣコンバータ）を用いて、出力電流または出力電力が最大となる状態で、第１レグ、第２レグおよび第３レグ間の位相差を１２０°から徐々に変化させることにより、出力電流ベクトルｉ１、ｉ２、ｉ３が平衡状態になる時の位相差を求めることができる。

【0067】

図２（Ｃ）に、出力電流ベクトルｉ１、ｉ２、ｉ３が平衡状態になる接続点Ｘ１、Ｘ２、Ｘ３における入力電圧ベクトルｖ１、ｖ２、ｖ３を示す。図２（Ｃ）では、位相差θ１２を１２０°よりαだけ広げる一方、位相差θ３２を１２０°よりβだけ狭くしている。位相差θ２２は、θ２２＝１２０°－α＋βとなる。α、βは、０°よりも大きく、１２０°よりも小さい角度である。

【0068】

図２（Ｄ）に、図２（Ｃ）の場合に２次側整流回路１２で整流された後（平滑コンデンサＣｏを通過する前）の各共振電流に対応する出力電流ベクトルｉ１、ｉ２、ｉ３を示す。図２（Ｂ）と比較すると、出力電流ベクトルｉ１、ｉ３が小さくなり、出力電流ベクトルｉ２が大きくなって、出力電流ベクトルｉ１、ｉ２、ｉ３は平衡状態になっている。また、出力電流ベクトルｉ１、ｉ２、ｉ３の位相差φ１２、φ２２、φ３２は、いずれも１２０°となっている。

【0069】

次に、図３の制御フローを参照して、制御部１５によるスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の制御方法について説明する。制御部１５は、第１位相差、第２位相差、第１閾値（電流閾値および電力閾値）を予め記憶しているものとする。

【0070】

第１位相差は、共振部品の特性のばらつきによる共振電流の不平衡の影響が比較的小さい低中出力領域（低中出力電流領域かつ低中出力電力領域）における、第１レグ、第２レグおよび第３レグ間の位相差である。本実施形態では、第１位相差を、図２（Ａ）に示す入力電圧ベクトルｖ１、ｖ２、ｖ３の位相差（θ１１、θ２１、θ３１）とし、θ１１＝θ２１＝θ３１＝１２０°とする。

【0071】

第２位相差は、共振部品の特性のばらつきによる共振電流の不平衡の影響が比較的大きい高出力領域（高出力電流領域または高出力電力領域）における、第１レグ、第２レグおよび第３レグ間の位相差である。本実施形態では、第２位相差を、図２（Ｃ）に示す入力電圧ベクトルｖ１、ｖ２、ｖ３の位相差（θ１２、θ２２、θ３２）とし、θ１２＝１２０°＋α、θ２２＝１２０°－α＋β、θ３２＝１２０°－βとする。

【0072】

電流閾値は、制御部１５が低中出力電流領域か高出力電流領域かを判別するための閾値である。電力閾値は、制御部１５が低中出力電力領域か高出力電力領域かを判別するための閾値である。電流閾値および電力閾値は、適宜設定することができ、例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａの定格出力値を閾値に設定してもよい。

【0073】

制御を開始した制御部１５は、第１レグ、第２レグおよび第３レグ間の位相差を第１位相差（θ１１、θ２１、θ３１）に設定する（Ｓ１）。制御部１５は、第１レグ、第２レグおよび第３レグ間の位相差が第１位相差（θ１１、θ２１、θ３１）となるように、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６を同一の駆動周波数でオンオフさせ、かつ出力電流値が所定の目標電流値と一致するように、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の駆動周波数を制御する。

【0074】

スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５間のオンオフタイミングの位相差はそれぞれ１２０°となり、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６間のオンオフタイミングの位相差もそれぞれ１２０°となる。また、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２はデッドタイムを設けた１８０°の位相差で交互にオンオフし、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４およびスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６もデッドタイムを設けた１８０°の位相差で交互にオンオフする。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５のオンデューティは、例えば、５０％に設定される。

【0075】

スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の駆動を開始した制御部１５は、図示しない検出器から、出力電流値および出力電圧Ｖ２の電圧値を取得し、端子Ｔ３、Ｔ４から出力される出力電力の電力値（以下、出力電力値）を算出して取得する（Ｓ２）。

【0076】

次いで、制御部１５は、ステップＳ２で取得した出力電流値と、記憶部に予め記憶されている電流閾値との比較を行う（Ｓ３）。出力電流値が電流閾値以上の場合（Ｓ３でＹＥＳ）、制御部１５は、第１レグ、第２レグおよび第３レグ間の位相差を第２位相差（θ１２、θ２２、θ３２）に設定する（Ｓ４）。

【0077】

位相差を第２位相差（θ１２、θ２２、θ３２）に設定した制御部１５は、第１レグと第２レグ間の位相差がθ１２＝１２０°＋α、第２レグと第３レグ間の位相差がθ２２＝１２０°－α＋β、第３レグと第１レグ間の位相差がθ３２＝１２０°－βとなるように、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６を同一の駆動周波数でオンオフさせ、かつ出力電流値が所定の目標電流値と一致するように、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の駆動周波数を制御する。

【0078】

ステップＳ３の比較において、出力電流値が電流閾値未満の場合（Ｓ３でＮＯ）、制御部１５は、ステップＳ２で取得した出力電力値と、記憶部に予め記憶されている電力閾値との比較を行う（Ｓ５）。出力電力値が電力閾値以上の場合（Ｓ５でＹＥＳ）、制御部１５は、第１レグ、第２レグおよび第３レグ間の位相差を第２位相差（θ１２、θ２２、θ３２）に設定する（Ｓ４）。一方、出力電力値が電力閾値未満の場合（Ｓ５でＮＯ）、制御部１５は、第１レグ、第２レグおよび第３レグ間の位相差を第１位相差（θ１１、θ２１、θ３１）に設定する（Ｓ６）。

【0079】

次いで、制御部１５は、制御継続か否かの判断を行う（Ｓ７）。制御部１５は、上位系（例えば、図１（Ａ）に示す制御ユニット４）からの処理終了指示に基づいて、ステップＳ７の判断を行う。制御部１５は、処理終了指示を受信していない場合に制御を継続すると判断して（Ｓ７でＹＥＳ）、ステップＳ２の処理に移行する一方、処理終了指示を受信した場合に制御を継続しないと判断して（Ｓ７でＮＯ）、制御を終了させる。

【0080】

上記のとおり、制御部１５は、低中出力領域では各レグ間の位相差を第１位相差（θ１１、θ２１、θ３１）に設定する一方、高出力領域では各レグ間の位相差を第２位相差（θ１２、θ２２、θ３２）に設定する。第２位相差（θ１２、θ２２、θ３２）は、共振部品の特性のばらつきがあっても各共振電流に対応する出力電流ベクトルの不平衡状態を緩和する位相差である。

【0081】

このため、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａは、共振部品の特性のばらつきによる共振電流の不平衡の影響が比較的大きい高出力領域であっても、共振電流の不平衡状態を緩和し、出力波形のリップルを低減することができる。また、非特許文献１の方法（各相の共振電流を検出しつつ、ＤＣ／ＤＣコンバータの動作状態に応じて各相の入力電圧の位相差を変化させる方法）と比較すると、部品点数を削減でき、制御の複雑化を回避できる。なお、各相の共振電流あるいは負荷電流を検出し、各相の位相は変えずに、各相個別に駆動周波数を調整して、共振電流の不平衡状態を緩和する方法と比較しても同様である。

【0082】

すなわち、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａによれば、トランスＴ１１～Ｔ３２の並列化による高出力化に対応可能で、かつ高コスト化や制御の複雑化を招くことなく、共振部品の特性のばらつきによる共振電流の不平衡状態を緩和して出力波形のリップルを低減することできる。

【0083】

本実施形態では、第１位相差（θ１１、θ２１、θ３１）をθ１１＝θ２１＝θ３１＝１２０°としたが、１２０°以外の角度に設定してもよい。例えば、第２位相差と同様に、シミュレーションまたは実回路を用いて、出力電流および出力電力が低中出力領域に含まれる状態で、第１レグ、第２レグおよび第３レグ間の位相差を１２０°から徐々に変化させることにより、各共振電流に対応する出力電流ベクトルが平衡状態になる位相差を求め、求めた位相差を第１位相差としてもよい。

【0084】

本実施形態では、制御部１５は、低中出力領域における第１位相差と、高出力領域における第２位相差との２つの領域の２つ位相差を記憶して、制御を行ったが、３つ以上の領域に分けて、３つ以上の位相差を記憶して制御を行ってもよい。例えば、制御部１５は、低出力領域における第１の第１位相差（第１位相差Ａ）と、中出力領域における第２の第１位相差（第１位相差Ｂ）と、高出力領域における第２位相差とを記憶して制御を行ってもよい。あるいは、制御部１５は、低中出力領域における第１位相差と、高出力電流領域における第１の第２位相差（第２位相差Ａ）と、高出力電力領域における第２の第２位相差（第２位相差Ｂ）とを記憶して制御を行ってもよい。

【0085】

また、制御部１５は、バッテリー６の種類や制御目的に応じて、出力電流値の比較（図３のＳ３）または出力電力値の比較（図３のＳ５）の一方だけの処理を行い、各レグ間の位相差を設定してもよい。

【0086】

［第１実施形態の第１変形例］
図４に、第１変形例に係る３相ＬＬＣ方式のＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｂを示す。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｂは、１次側共振回路１４Ｂを除いて、第１実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａと同じ構成である。

【0087】

１次側共振回路１４Ｂでは、第１共振部の共振コイルが、トランスＴ１１の１次側コイルに接続された共振コイルＬ１１とトランスＴ１２の１次側コイルに接続された共振コイルＬ１２とで構成され、第２共振部の共振コイルが、トランスＴ２１の１次側コイルに接続された共振コイルＬ２１とトランスＴ２２の１次側コイルに接続された共振コイルＬ２２とで構成され、第３共振部の共振コイルが、トランスＴ３１の１次側コイルに接続された共振コイルＬ３１とトランスＴ３２の１次側コイルに接続された共振コイルＬ３２とで構成される。

【0088】

上記構成によれば、第１実施形態と比較して、各共振コイルＬ１１～Ｌ３２に流れる共振電流を低減することができるため、共振コイルＬ１１～Ｌ３２の小型・軽量・低コスト化が可能となる。さらに、共振コイルＬ１１～Ｌ３２の発熱量を低減することもできる。

【0089】

なお、１次側共振回路１４Ｂにおいて、共振コイルと共振コンデンサを入れ替えてもよい。すなわち、第１共振部の共振コンデンサを、トランスＴ１１の１次側コイルに接続された共振コンデンサＣ１１とトランスＴ１２の１次側コイルに接続された共振コンデンサＣ１２とで構成し、第２共振部の共振コンデンサを、トランスＴ２１の１次側コイルに接続された共振コンデンサＣ２１とトランスＴ２２の１次側コイルに接続された共振コンデンサＣ２２とで構成し、第３共振部の共振コンデンサを、トランスＴ３１の１次側コイルに接続された共振コンデンサＣ３１とトランスＴ３２の１次側コイルに接続された共振コンデンサＣ３２とで構成し、各共振コイルＬ１１～Ｌ３２を第１実施形態と同様に共振コイルＬ１～Ｌ３で構成してもよい。

【0090】

［第１実施形態の第２変形例］
図５に、第２変形例に係る３相ＬＬＣ方式のＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｃを示す。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｃは、１次側共振回路１４Ｃを除いて、第１変形例のＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｂと同じ構成である。

【0091】

１次側共振回路１４Ｃは、第１変形例の１次側共振回路１４Ｂにおいて、第１共振部の共振コンデンサを、共振コイルＬ１１に接続された共振コンデンサＣ１１と共振コイルＬ１２に接続された共振コンデンサＣ１２とで構成し、第２共振部の共振コンデンサを、共振コイルＬ２１に接続された共振コンデンサＣ２１と共振コイルＬ２２に接続された共振コンデンサＣ２２とで構成し、第３共振部の共振コンデンサを、共振コイルＬ３１に接続された共振コンデンサＣ３１と共振コイルＬ３２に接続された共振コンデンサＣ３２とで構成したものである。

【0092】

上記構成によれば、第１実施形態と比較して、各共振コイルＬ１１～Ｌ３２および各共振コンデンサＣ１１～Ｃ３２に流れる共振電流を低減することができるため、共振コイルＬ１１～Ｌ３２および共振コンデンサＣ１１～Ｃ３２の小型・軽量・低コスト化が可能となる。さらに、共振コイルＬ１１～Ｌ３２および共振コンデンサＣ１１～Ｃ３２の発熱量を低減することもできる。

【0093】

［第１実施形態の第３変形例］
図６に、第３変形例に係る３相ＬＬＣ方式のＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｄを示す。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｄは、１次側共振回路１４Ｄを除いて、第２変形例のＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｃと同じ構成である。

【0094】

１次側共振回路１４Ｄは、第２変形例の１次側共振回路１４Ｃにおいて、共振コンデンサＣ１１～Ｃ３２の位置をトランスＴ１１～Ｔ３２の各１次側コイルの他端側に移動させたものである。共振コンデンサＣ１１、Ｃ２１、Ｃ３１は、それぞれトランスＴ１１、Ｔ２１、Ｔ３１の各１次側コイルの他端とＰ１点との間に介装され、共振コンデンサＣ１２、Ｃ２２、Ｃ３２は、それぞれトランスＴ１２、Ｔ２２、Ｔ３２の各１次側コイルの他端とＰ２点との間に介装されている。

【0095】

なお、第１共振部において、共振コイルＬ１１、Ｌ１２および共振コンデンサＣ１１、Ｃ１２の位置は、第１共振部の等価回路が同じになるのであれば、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点Ｘ１からＰ１、Ｐ２点までの間において、任意に変更することができる。第２共振部および第３共振部についても同様である。

【0096】

また、１次側共振回路１４Ｄでは、各共振部の等価回路が同じになるのであれば、共振コイルＬ１１～Ｌ３２および共振コンデンサＣ１１～Ｃ３２を分割して配置してもよい。例えば、共振コンデンサＣ１１を２分割して、共振コイルＬ１１の１次側コイルの一端側と他端側に配置してもよい。

【0097】

［第１実施形態の第４変形例］
図７に、第４変形例に係る３相ＬＬＣ方式のＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｅを示す。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｅは、２次側整流回路１２Ｅを除いて、第１実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａと同じ構成である。

【0098】

２次側整流回路１２Ｅは、トランス回路１３の各トランス部に対応した３個のフルブリッジ整流回路（整流ダイオードＤ１１～Ｄ６２）を備える。第１トランス部に対応したフルブリッジ整流回路は、整流ダイオードＤ１１～Ｄ２２で構成され、整流ダイオードＤ１１、Ｄ２１の接続点Ｘ４１にトランスＴ１１の２次側コイルの一端が接続され、整流ダイオードＤ１２、Ｄ２２の接続点Ｘ４２にトランスＴ１２の２次側コイルの一端が接続される。第２トランス部に対応したフルブリッジ整流回路は、整流ダイオードＤ３１～Ｄ４２で構成され、整流ダイオードＤ３１、Ｄ４１の接続点Ｘ５１にトランスＴ２１の２次側コイルの一端が接続され、整流ダイオードＤ３２、Ｄ４２の接続点Ｘ５２にトランスＴ２２の２次側コイルの一端が接続される。第３トランス部に対応したフルブリッジ整流回路は、整流ダイオードＤ５１～Ｄ６２で構成され、整流ダイオードＤ５１、Ｄ６１の接続点Ｘ６１にトランスＴ３１の２次側コイルの一端が接続され、整流ダイオードＤ５２、Ｄ６２の接続点Ｘ６２にトランスＴ３２の２次側コイルの一端が接続される。

【0099】

上記構成によれば、第１実施形態と比較して、各整流ダイオードＤ１１～Ｄ６２に流れる共振電流による負荷電流を低減することができるため、整流ダイオードＤ１１～Ｄ６２の小型・軽量・低コスト化が可能となる。さらに、整流ダイオードＤ１１～Ｄ６２の発熱量を低減することもできる。

【0100】

［第２実施形態］
図８に、本発明の第２実施形態に係る３相双方向ＣＬＬＣ方式のＤＣ／ＤＣコンバータ２０を示す。ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、端子Ｔ１～Ｔ４と、１次側スイッチング回路２１と、２次側スイッチング回路２２と、トランス回路２３と、本発明の「共振回路」に相当する１次側共振回路２４および２次側共振回路２４’と、制御部２５とを備え、双方向の電力伝送を行う。

【0101】

１次側スイッチング回路２１は、端子Ｔ１、Ｔ２間に接続された平滑コンデンサＣｏ１を備える点を除いて、第１実施形態の１次側スイッチング回路１１と同じ構成である。

【0102】

２次側スイッチング回路２２は、並列接続された第４レグ、第５レグおよび第６レグと、端子Ｔ３、Ｔ４間に接続された平滑コンデンサＣｏ２とを含む。第４レグは直列接続された１組のスイッチング素子Ｑ７、Ｑ８を含み、第５レグは直列接続された１組のスイッチング素子Ｑ９、Ｑ１０を含み、第６レグは直列接続された１組のスイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２を含む。スイッチング素子Ｑ７～Ｑ１２の各電流路にはダイオードが逆方向に並列接続されている。すなわち、２次側スイッチング回路２２は、１次側スイッチング回路２１と同じ回路構成である。

【0103】

トランス回路２３は、第１実施形態のトランス回路１３と同じ構成であり、１次側共振回路２４は、第１実施形態の１次側共振回路１４と同じ構成である。

【0104】

２次側共振回路２４’は、１次側共振回路２４と同じ構成であり、共振コイルＬ４および共振コンデンサＣ４からなる第１共振部と、共振コイルＬ５および共振コンデンサＣ５からなる第２共振部と、共振コイルＬ６および共振コンデンサＣ６からなる第３共振部とを含む。

【0105】

トランスＴ１１、Ｔ１２の２次側コイルの一端は、第１共振部（共振コイルＬ４および共振コンデンサＣ４）を介して、スイッチング素子Ｑ７、Ｑ８の接続点Ｘ４に接続される。トランスＴ２１、Ｔ２２の２次側コイルの一端は、第２共振部（共振コイルＬ５および共振コンデンサＣ５）を介して、スイッチング素子Ｑ９、Ｑ１０の接続点Ｘ５に接続される。トランスＴ３１、Ｔ３２の２次側コイルの一端は、第３共振部（共振コイルＬ６および共振コンデンサＣ６）を介して、スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２の接続点Ｘ６に接続される。

【0106】

１次側共振回路２４および２次側共振回路２４’は、トランス回路２３とともに３相の双方向ＣＬＬＣ共振回路を構成する。具体的には、共振コンデンサＣ１、共振コイルＬ１、トランスＴ１１、Ｔ１２（励磁コイル、１次側コイルおよび２次側コイル）、共振コイルＬ４、共振コンデンサＣ４は、第１のＣＬＬＣ共振回路を構成する。共振コンデンサＣ２、共振コイルＬ２、トランスＴ２１、Ｔ２２（励磁コイル、１次側コイルおよび２次側コイル）、共振コイルＬ５、共振コンデンサＣ５は、第２のＣＬＬＣ共振回路を構成する。共振コンデンサＣ３、共振コイルＬ３、トランスＴ３１、Ｔ３２（励磁コイル、１次側コイルおよび２次側コイル）、共振コイルＬ６、共振コンデンサＣ６は、第３のＣＬＬＣ共振回路を構成する。

【0107】

なお、トランスＴ１１～Ｔ３２の励磁コイルはトランスＴ１１～Ｔ３２に含め、図示は省略している。また、共振コイルＬ４～Ｌ６はトランスＴ１１～Ｔ３２とは別部品としているが、トランスＴ１１～Ｔ３２の漏れ磁束だけで構成してもよいし、トランスＴ１１～Ｔ３２の漏れ磁束と個別のコイルとで構成してもよい。

【0108】

制御部２５は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ１２をオン／オフさせるためのスイッチング素子Ｑ１～Ｑ１２の各駆動回路と、各駆動回路に制御信号を送るための制御回路（検出回路を含む）と、共振部品の特性を記憶した記憶部とを含む。各駆動回路、制御回路および記憶部は、第１実施形態と同じ構成を含む。

【0109】

制御部２５は、端子Ｔ１、Ｔ２側から端子Ｔ３、Ｔ４側への電力伝送を行わせる制御を順方向制御とすれば、当該順方向制御と、端子Ｔ３、Ｔ４側から端子Ｔ１、Ｔ２側への電力伝送を行わせる逆方向制御とを行う。

【0110】

順方向制御時の制御部２５は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６については第１実施形態と同様の制御を行い、スイッチング素子Ｑ７～Ｑ１２については常時オフさせるダイオードブリッジ整流制御を行うか、または第１共振電流～第３共振電流に同期させてスイッチング素子Ｑ７～Ｑ１２をオンオフさせる同期整流制御を行う。以下では、逆方向制御について説明する。

【0111】

逆方向制御時におけるスイッチング素子Ｑ７～Ｑ１２の制御は、順方向制御時におけるスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の制御と同じである。逆方向制御時におけるスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の制御は、順方向制御時におけるスイッチング素子Ｑ７～Ｑ１２の制御と同じであり、上記のとおりダイオードブリッジ整流制御または同期整流制御である。

【0112】

逆方向制御時の制御部２５は、図示しない検出器で出力電圧Ｖ１および端子Ｔ１、Ｔ２から出力される出力電流を検出しつつ、出力電流値が所定の目標電流値と一致するように、スイッチング素子Ｑ７～Ｑ１２の駆動周波数を変化させる。スイッチング素子Ｑ７～Ｑ１２の各駆動周波数は、同一の駆動周波数である。

【0113】

具体的には、制御部２５は、第４レグを構成するスイッチング素子Ｑ７、Ｑ８を所定のデッドタイムを設けて１８０°の位相差で交互にオンオフさせ、第５レグを構成するスイッチング素子Ｑ９、Ｑ１０を所定のデッドタイムを設けて１８０°の位相差で交互にオンオフさせ、第６レグを構成するスイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２を所定のデッドタイムを設けて１８０°の位相差で交互にオンオフさせる。スイッチング素子Ｑ７、Ｑ９、Ｑ１１のオンデューティは、例えば、５０％に設定される。

【0114】

また、制御部２５は、第４レグ、第５レグおよび第６レグ間に一定の位相差を設けて、スイッチング素子Ｑ７～Ｑ１２を駆動する。例えば、制御部２５は、第４レグと第５レグ間の位相差を１２０°とし、第５レグと第６レグ間の位相差を１２０°とし、第６レグと第４レグ間の位相差を１２０°とする。この場合、スイッチング素子Ｑ７、Ｑ９、Ｑ１１間のオンタイミングの位相差がそれぞれ１２０°となり、オフタイミングの位相差もそれぞれ１２０°となる。同様に、スイッチング素子Ｑ８、Ｑ１０、Ｑ１２間のオンタイミングの位相差がそれぞれ１２０°となり、オフタイミングの位相差もそれぞれ１２０°となる。

【0115】

上記の制御により、第１のＣＬＬＣ共振回路の電流共振により生じた第１共振電流と、第２のＣＬＬＣ共振回路の電流共振により生じた第２共振電流と、第３のＣＬＬＣ共振回路の電流共振により生じた第３共振電流とが、１次側スイッチング回路２１に流れる。１次側スイッチング回路２１の出力は、第１共振電流、第２共振電流および第３共振電流の３相の電流が合成された出力となる。

【0116】

トランスの２次側にある共振コンデンサと共振コイルは、トランスの１次側に等価変換可能で、トランスの１次側にある共振コンデンサと共振コイルは、トランスの２次側に等価変換可能である。このため、本実施形態における２次側共振回路２４’および１次側共振回路２４の等価回路は、第１実施形態の１次側共振回路１４の等価回路と同じになり、共振部品の特性のばらつきによる共振電流の不平衡の影響は、本実施形態と第１実施形態とで共通する。その結果、第１実施形態の表３の結果が本実施形態においても適用され、本実施形態のトランス回路２３の構成により、第１共振電流、第２共振電流および第３共振電流の不平衡状態を緩和し、出力波形のリップルを低減できることが分かる。

【0117】

また、逆方向制御時の制御部２５は、図３の制御フローと同様の制御フローを実行する。制御部２５は、第１位相差、第２位相差、第１閾値に加えて、さらに第３位相差、第４位相差、第２閾値（電流閾値および電力閾値）を予め記憶しているものとする。

【0118】

第３位相差は、共振部品の特性のばらつきによる共振電流の不平衡の影響が比較的小さい低中出力領域（低中出力電流領域かつ低中出力電力領域）における、第４レグ、第５レグおよび第６レグ間の位相差である。本実施形態では、第３位相差を、第４レグ、第５レグおよび第６レグ間に１２０°の位相差を設けて駆動した場合の接続点Ｘ４、Ｘ５、Ｘ６における入力電圧ベクトルｖ４、ｖ５、ｖ６の位相差（θ４１、θ５１、θ６１）とし、θ４１＝θ５１＝θ６１＝１２０°とする。

【0119】

第４位相差は、共振部品の特性のばらつきによる共振電流の不平衡の影響が比較的大きい高出力領域（高出力電流領域または高出力電力領域）における、第４レグ、第５レグおよび第６レグ間の位相差である。本実施形態では、第４位相差は、共振部品の特性のばらつきがあっても各共振電流に対応する出力電流ベクトルの不平衡が緩和される入力電圧ベクトルｖ４、ｖ５、ｖ６の位相差（θ４２、θ５２、θ６２）とし、θ４２＝１２０°＋α、θ５２＝１２０°－α＋β、θ６２＝１２０°－βとする。α、βは、０°よりも大きく、１２０°よりも小さい角度である。

【0120】

電流閾値は、制御部２５が低中出力電流領域か高出力電流領域かを判別するための閾値である。電力閾値は、制御部２５が低中出力電力領域か高出力電力領域かを判別するための閾値である。電流閾値および電力閾値は、適宜設定することができ、例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の逆方向制御時の定格出力値を閾値に設定してもよい。

【0121】

逆方向制御時の制御部２５は、低中出力領域では各レグ間の位相差を第３位相差（θ４１、θ５１、θ６１）に設定する一方、高出力領域では各レグ間の位相差を第４位相差（θ４２、θ５２、θ６２）に設定する。このため、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、共振部品の特性のばらつきによる共振電流の不平衡の影響が比較的大きい高出力領域であっても、各相の電流不平衡を測定し、緩和する複雑な制御をすることなく共振電流の不平衡状態を緩和し、出力波形のリップルを低減することができる。

【0122】

すなわち、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０によれば、トランスＴ１１～Ｔ３２の並列化による高出力化に対応可能で、かつ高コスト化や制御の複雑化を招くことなく、共振部品の特性のばらつきによる共振電流の不平衡状態を緩和して出力波形のリップルを低減することできる。

【0123】

本実施形態では、第３位相差（θ４１、θ５１、θ６１）をθ４１＝θ５１＝θ６１＝１２０°としたが、１２０°以外の角度に設定してもよい。例えば、第４位相差と同様に、シミュレーションまたは実回路を用いて、出力電流または出力電力が低中出力領域に含まれる状態で、第４レグ、第５レグおよび第６レグ間の位相差を１２０°から徐々に変化させることにより、各共振電流に対応する出力電流ベクトルが平衡状態になる位相差を求め、求めた位相差を第３位相差としてもよい。

【0124】

本実施形態では、制御部２５は、低中出力領域における第３位相差と、高出力領域における第４位相差との２つの領域の２つ位相差を記憶して、逆方向制御を行ったが、３つ以上の領域に分けて、３つ以上の位相差を記憶して制御を行ってもよい。例えば、制御部２５は、低出力領域における第１の第３位相差（第３位相差Ａ）と、中出力領域における第２の第３位相差（第３位相差Ｂ）と、高出力領域における第４位相差とを記憶して制御を行ってもよい。あるいは、制御部２５は、低中出力領域における第１位相差と、高出力電流領域における第１の第４位相差（第４位相差Ａ）と、高出力電力領域における第２の第４位相差（第４位相差Ｂ）とを記憶して制御を行ってもよい。

【0125】

また、制御部２５は、バッテリー６の種類や制御目的に応じて、出力電流値の比較（図３のＳ３に相当）または出力電力値の比較（図３のＳ５に相当）の一方だけの処理を行い、各レグ間の位相差を設定してもよい。

【0126】

以上、本発明に係る３相ＬＬＣ方式のＤＣ／ＤＣコンバータおよび充電装置の実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。

【0127】

本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、第１トランス部、第２トランス部および第３トランス部を含み、各トランス部がＮ個のトランス（Ｎは２以上の整数）で構成されたトランス回路と、並列接続された第１レグ、第２レグおよび第３レグを含み、各レグが直列接続された１組のスイッチング素子を含み、トランス回路の１次側に設けられた１次側スイッチング回路と、第１レグと第１トランス部との間に設けられた第１共振部、第２レグと第２トランス部との間に設けられた第２共振部、および第３レグと第３トランス部との間に設けられた第３共振部を含み、各共振部が共振コイルおよび共振コンデンサを含む１次側共振回路と、複数の整流素子を含み、トランス回路の２次側に設けられた２次側整流回路と、第１レグ、第２レグおよび第３レグ間に所定の位相差を設けて所定の駆動周波数で駆動させて電流共振を生じさせる制御部と、を備える３相ＬＬＣ方式のＤＣ／ＤＣコンバータであって、トランス回路は、Ｎ個のトランス群を形成し、Ｎ個のトランス群の各トランス群は、各トランス部の各１個のトランスを１組として形成されたものであり、１次側コイルが平衡結線接続され、かつ２次側コイルが平衡結線接続されているのであれば、適宜構成を変更することができる。

【0128】

例えば、第２実施形態の１次側共振回路２４および２次側共振回路２４’に対して、第１実施形態の第１変形例～第３変形例の構成を適用することができる。

【符号の説明】

【0129】

１Ａ 充電装置
２ ＡＣ／ＤＣコンバータ
３ 出力フィルタ
４ 制御ユニット
５ 交流電源
６ バッテリー
１０Ａ～１０Ｅ ＤＣ／ＤＣコンバータ
１１ １次側スイッチング回路
１２、１２Ｅ １次側整流回路
１３ トランス回路
１４、１４Ｂ～１４Ｄ １次側共振回路
１５ 制御部
２０ ＤＣ／ＤＣコンバータ
２１ １次側スイッチング回路
２２ ２次側スイッチング回路
２３ トランス回路
２４ １次側共振回路
２４’ ２次側共振回路
２５ 制御部

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】