特開 2024-57802 電力変換装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2024057802

(43)【公開日】2024-04-25

(54)【発明の名称】電力変換装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 1/08 20060101AFI20240418BHJP

   H02M 7/48 20070101ALI20240418BHJP

   H03K 17/082 20060101ALI20240418BHJP

   H03K 17/16 20060101ALI20240418BHJP

   H03K 17/695 20060101ALI20240418BHJP

【ＦＩ】

H02M1/08 A

H02M7/48 E

H03K17/082

H03K17/16 D

H03K17/695

【審査請求】未請求

【請求項の数】2

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2022164708

(22)【出願日】2022-10-13

(71)【出願人】

【識別番号】000003218

【氏名又は名称】株式会社豊田自動織機

(71)【出願人】

【識別番号】504145342

【氏名又は名称】国立大学法人九州大学

(74)【代理人】

【識別番号】100088155

【弁理士】

【氏名又は名称】長谷川 芳樹

(74)【代理人】

【識別番号】100113435

【弁理士】

【氏名又は名称】黒木 義樹

(74)【代理人】

【識別番号】100124062

【弁理士】

【氏名又は名称】三上 敬史

(74)【代理人】

【識別番号】100148013

【弁理士】

【氏名又は名称】中山 浩光

(74)【代理人】

【識別番号】100171583

【弁理士】

【氏名又は名称】梅景 篤

(72)【発明者】

【氏名】石原 義昭

(72)【発明者】

【氏名】中田 健一

(72)【発明者】

【氏名】モイセエフ セルゲイ

(72)【発明者】

【氏名】野下 裕市

【テーマコード（参考）】

5H740

5H770

5J055

【Ｆターム（参考）】

5H740AA05

5H740BA12

5H740BB09

5H740BB10

5H740BC01

5H740BC02

5H740JA01

5H740JB01

5H740KK01

5H770BA01

5H770DA03

5H770DA41

5H770GA03

5H770GA04

5H770QA01

5J055AX26

5J055AX32

5J055BX16

5J055CX13

5J055DX09

5J055DX13

5J055DX14

5J055DX22

5J055DX61

5J055EY01

5J055EY07

5J055FX04

5J055FX10

5J055GX01

5J055GX04

(57)【要約】

【課題】回路規模の増大を抑えつつ、高速スイッチングに対応可能な電力変換装置を提供すること。
【解決手段】電力変換装置は、ゲートにゲート電圧Ｖｇが印加されることによって主電流Ｉｓが流れるスイッチング素子１１ｕｌと、インダクタンス成分Ｌｓを有し、主電流Ｉｓが流れる配線１２ｕｌと、配線１２ｕｌと並列に接続されたインダクタ３１と、スイッチング素子１１ｕｌを駆動するための外部指令電圧Ｖｒｅｆが印加される入力端子１３ａと、入力端子１３ａとゲートとの間に設けられ、インダクタ３１と磁気結合されるインダクタ３２と、を備え、インダクタ３１のインピーダンスは、配線１２ｕｌのインピーダンスよりも大きく、インダクタ３１及びインダクタ３２は、主電流Ｉｓが増加した場合に外部指令電圧Ｖｒｅｆを減少させるように巻き回されている。
【選択図】図２

【特許請求の範囲】

【請求項1】

制御端子と主電流が流れる第１電流端子及び第２電流端子とを有し、前記制御端子に電圧が印加されることによって前記主電流が流れるスイッチング素子と、
前記主電流が流れる配線であって、インダクタンス成分を有する配線と、
前記配線と並列に接続された第１インダクタと、
前記スイッチング素子を駆動するための指令電圧が印加される入力端子と、
前記入力端子と前記制御端子との間に設けられ、前記第１インダクタと磁気結合される第２インダクタと、
を備え、
前記第１インダクタのインピーダンスは、前記配線のインピーダンスよりも大きく、
前記第１インダクタ及び前記第２インダクタは、前記主電流が増加した場合に前記指令電圧を減少させるように巻き回されている、電力変換装置。

【請求項2】

制御端子と、主電流が流れる第１電流端子と、制御基準電位に接続されるとともに前記主電流が流れる第２電流端子とを有し、前記制御端子に電圧が印加されることによって前記主電流が流れるスイッチング素子と、
前記第２電流端子に接続されることで前記主電流が流れる配線であって、インダクタンス成分を有する配線と、
前記配線と並列に接続された第１インダクタと、
前記スイッチング素子を駆動するための指令電圧が印加される入力端子と、
一端が前記配線と前記第１インダクタとの接続点に接続され、他端が前記制御基準電位に接続される第２インダクタと、
を備え、
前記第１インダクタと前記第２インダクタとは、磁気結合され、
前記第１インダクタのインピーダンスは、前記配線のインピーダンスよりも大きく、
前記第１インダクタ及び前記第２インダクタは、前記主電流が増加した場合に前記指令電圧を減少させるように巻き回されている、電力変換装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本開示は、電力変換装置に関する。

【背景技術】

【0002】

スイッチング損失の低減とサージ電圧又はサージ電流の低減との両立を図るために、ゲート電圧を制御するアクティブゲート制御が知られている。例えば、特許文献１には、パワー半導体のメイン電流経路に誘導結合される誘導結合素子において生じたフィードバック電圧をゲートドライバに供給することによってゲート電圧を制御するゲート駆動回路が記載されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0003】

【特許文献1】欧州特許出願公開第３１７４２０５号明細書

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0004】

特許文献１に記載のゲート駆動回路では、メイン電流経路の配線と誘導結合素子（コイル）とを磁気結合させているので、磁気結合が安定しないおそれがある。磁気結合を安定させるためにメイン電流経路にコイルを直列に挿入し、フィードバック用のコイルとの間でトランスを構成することが考えられる。しかしながら、メイン電流経路には大電流が流れるので、コイルが大型化するおそれがある。さらに、特許文献１に記載のゲート駆動回路では、フィードバック電圧がアンプを介してゲートに供給されるので、当該アンプにおいて遅延が生じ得る。したがって、高速スイッチングに対応することが困難となるおそれがある。

【0005】

本開示は、回路規模の増大を抑えつつ、高速スイッチングに対応可能な電力変換装置を説明する。

【課題を解決するための手段】

【0006】

本開示の一側面に係る電力変換装置は、制御端子と主電流が流れる第１電流端子及び第２電流端子とを有し、制御端子に電圧が印加されることによって主電流が流れるスイッチング素子と、主電流が流れる配線であって、インダクタンス成分を有する配線と、当該配線と並列に接続された第１インダクタと、スイッチング素子を駆動するための指令電圧が印加される入力端子と、入力端子と制御端子との間に設けられ、第１インダクタと磁気結合される第２インダクタと、を備える。第１インダクタのインピーダンスは、配線のインピーダンスよりも大きい。第１インダクタ及び第２インダクタは、主電流が増加した場合に指令電圧を減少させるように巻き回されている。

【0007】

この電力変換装置においては、主電流が流れる配線と並列に第１インダクタが接続されている。このため、主電流が流れることによって配線のインダクタンス成分に逆起電圧が生じると、第１インダクタにも同じ逆起電圧が生じる。第１インダクタと磁気結合されている第２インダクタには、巻線比に応じた電圧が生じ、当該電圧が指令電圧に加算されることによって、制御端子に印加される電圧が調整される。第１インダクタのインピーダンスは、配線のインピーダンスよりも大きいので、主電流は主に配線に流れ、第１インダクタには比較的小さい電流が流れる。したがって、第１インダクタを小型化することができる。さらに、アンプなどの回路要素を用いることなく、第２インダクタによって、スイッチング素子の制御端子に印加される電圧が調整される。このため、アンプなどの回路要素を含むドライバ回路と比較して、指令電圧と第２インダクタにおいて生じた電圧とが高速に加算され得る。以上のことから、回路規模の増大を抑えつつ、高速スイッチングに対応することが可能となる。

【0008】

本開示の別の側面に係る電力変換装置は、制御端子と、主電流が流れる第１電流端子と、制御基準電位に接続されるとともに主電流が流れる第２電流端子とを有し、制御端子に電圧が印加されることによって主電流が流れるスイッチング素子と、第２電流端子に接続されることで主電流が流れる配線であって、インダクタンス成分を有する配線と、配線と並列に接続された第１インダクタと、スイッチング素子を駆動するための指令電圧が印加される入力端子と、一端が配線と第１インダクタとの接続点に接続され、他端が制御基準電位に接続される第２インダクタと、を備える。第１インダクタと第２インダクタとは、磁気結合されている。第１インダクタのインピーダンスは、配線のインピーダンスよりも大きい。第１インダクタ及び第２インダクタは、主電流が増加した場合に指令電圧を減少させるように巻き回されている。

【0009】

この電力変換装置においては、主電流が流れる配線と並列に第１インダクタが接続されている。このため、主電流が流れることによって配線のインダクタンス成分に逆起電圧が生じると、第１インダクタにも同じ逆起電圧が生じる。第１インダクタと磁気結合されている第２インダクタには、巻線比に応じた電圧が生じ、当該電圧が制御基準電位に印加されることによって、制御端子に印加される電圧が調整される。第１インダクタのインピーダンスは、配線のインピーダンスよりも大きいので、主電流は主に配線に流れ、第１インダクタには比較的小さい電流が流れる。したがって、第１インダクタを小型化することができる。さらに、アンプなどの回路要素を用いることなく、第２インダクタによって、スイッチング素子の制御端子に印加される電圧が調整される。このため、アンプなどの回路要素を含むドライバ回路と比較して、指令電圧と第２インダクタにおいて生じた電圧とが高速に加算され得る。以上のことから、回路規模の増大を抑えつつ、高速スイッチングに対応することが可能となる。

【発明の効果】

【0010】

本開示によれば、回路規模の増大を抑えつつ、高速スイッチングに対応することができる。

【図面の簡単な説明】

【0011】

【図1】図１は、一実施形態に係る電力変換装置の回路構成を示す図である。

【図2】図２は、図１に示されるスイッチング素子及びドライバ回路を模式的に示す回路図である。

【図3】図３は、ターンオフ時の動作を説明するための図である。

【図4】図４は、ターンオン時の動作を説明するための図である。

【図5】図５の（ａ）は、スイッチング素子及びインダクタの実装例を示す図である。図５の（ｂ）は、図５の（ａ）に示されるスイッチング素子の回路図である。

【図6】図６は、図１に示されるドライバ回路の別の回路構成を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0012】

以下、添付図面を参照しながら一実施形態に係る電力変換装置を詳細に説明する。図面の説明において、同一又は同等の要素には同一符号が用いられ、重複する説明は省略される。

【0013】

図１を参照しながら、一実施形態に係る電力変換装置の回路構成を説明する。図１は、一実施形態に係る電力変換装置の回路構成を示す図である。図１に示される電力変換装置１は、外部電源２から供給された直流電力を、モータ３が駆動可能な交流電力に変換するインバータ装置である。電力変換装置１は、例えば、車両に搭載されている。

【0014】

外部電源２は、直流電源であって、例えば蓄電池（バッテリ）である。電力変換装置１は、入力端子１ａ及び入力端子１ｂを有している。入力端子１ａは外部電源２の正極端子に接続されており、入力端子１ｂは外部電源２の負極端子及び基準電位Ｖ０に接続されている。

【0015】

モータ３は、３相のコイル３ｕ、コイル３ｖ及びコイル３ｗを有している。コイル３ｕ，３ｖ，３ｗは、例えば、Ｙ結線で接続されている。コイル３ｕ，３ｖ，３ｗに所定のパターンで電流が流れることによって、モータ３が回転する。コイル３ｕ，３ｖ，３ｗの接続態様は、Ｙ結線に限られず、デルタ結線でもよい。

【0016】

電力変換装置１は、スイッチング素子１１ｕｈ，１１ｕｌ，１１ｖｈ，１１ｖｌ，１１ｗｈ，１１ｗｌ（以下、「スイッチング素子１１ｕｈ～１１ｗｌ」という。）と、還流ダイオードＤｕｈ，Ｄｕｌ，Ｄｖｈ，Ｄｖｌ，Ｄｗｈ，Ｄｗｌ（以下、「還流ダイオードＤｕｈ～Ｄｗｌ」という。）と、ドライバ回路１３ｕｈ，１３ｕｌ，１３ｖｈ，１３ｖｌ，１３ｗｈ，１３ｗｌ（以下、「ドライバ回路１３ｕｈ～１３ｗｌ」という。）と、コンデンサ１４と、制御装置１５と、を含む。

【0017】

スイッチング素子１１ｕｈ～１１ｗｌのそれぞれは、制御端子、第１電流端子、及び第２電流端子を有する。本実施形態では、各スイッチング素子１１ｕｈ～１１ｗｌとして、ｎチャネル型の金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ：Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）が例示される。この場合、制御端子はゲートであり、第１電流端子はドレインであり、第２電流端子はソースである。スイッチング素子１１ｕｈ～１１ｗｌのそれぞれは、ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴであってもよい。スイッチング素子１１ｕｈ～１１ｗｌのそれぞれは、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Insulated Gate Bipolar Transistor）であってもよい。この場合、制御端子はゲートであり、第１電流端子はコレクタであり、第２電流端子はエミッタである。

【0018】

スイッチング素子１１ｕｈは、Ｕ相の上アームのスイッチング素子である。スイッチング素子１１ｕｌは、Ｕ相の下アームのスイッチング素子である。スイッチング素子１１ｕｈとスイッチング素子１１ｕｌとは、入力端子１ａと入力端子１ｂとの間に直列に接続されている。具体的には、スイッチング素子１１ｕｈのドレインは、入力端子１ａに接続されている。スイッチング素子１１ｕｈのソースと、スイッチング素子１１ｕｌのドレインとは、互いに接続されており、コイル３ｕに接続されている。スイッチング素子１１ｕｌのソースは、入力端子１ｂに接続されている。

【0019】

スイッチング素子１１ｖｈは、Ｖ相の上アームのスイッチング素子である。スイッチング素子１１ｖｌは、Ｖ相の下アームのスイッチング素子である。スイッチング素子１１ｖｈとスイッチング素子１１ｖｌとは、入力端子１ａと入力端子１ｂとの間に直列に接続されている。具体的には、スイッチング素子１１ｖｈのドレインは、入力端子１ａに接続されている。スイッチング素子１１ｖｈのソースと、スイッチング素子１１ｖｌのドレインとは、互いに接続されており、コイル３ｖに接続されている。スイッチング素子１１ｖｌのソースは、入力端子１ｂに接続されている。

【0020】

スイッチング素子１１ｗｈは、Ｗ相の上アームのスイッチング素子である。スイッチング素子１１ｗｌは、Ｗ相の下アームのスイッチング素子である。スイッチング素子１１ｗｈとスイッチング素子１１ｗｌとは、入力端子１ａと入力端子１ｂとの間に直列に接続されている。具体的には、スイッチング素子１１ｗｈのドレインは、入力端子１ａに接続されている。スイッチング素子１１ｗｈのソースと、スイッチング素子１１ｗｌのドレインとは、互いに接続されており、コイル３ｗに接続されている。スイッチング素子１１ｗｌのソースは、入力端子１ｂに接続されている。

【0021】

スイッチング素子１１ｕｈ～１１ｗｌのゲートには、ドライバ回路１３ｕｈ～１３ｗｌからそれぞれゲート電圧Ｖｇが印加される。ゲートにゲート電圧Ｖｇが印加されることにより、各スイッチング素子には、ドレインとソースとの間に主電流（ソース電流）Ｉ_ｓが流れる。具体的には、ゲート・ソース間電圧がスイッチング素子の閾値電圧よりも大きくなった場合に、スイッチング素子がオンとなり、ゲート・ソース間電圧と閾値電圧との差分に応じた主電流Ｉｓがドレインとソースとの間に流れる。

【0022】

還流ダイオードＤｕｈ～Ｄｗｌは、スイッチング素子１１ｕｈ～１１ｗｌにそれぞれ並列に接続された還流ダイオードである。各還流ダイオードのカソードは、対応するスイッチング駆動素子のドレインに接続されている。各還流ダイオードのアノードは、対応するスイッチング素子のソースに接続されている。

【0023】

ドライバ回路１３ｕｈ～１３ｗｌのそれぞれは、アクティブゲートドライバ回路であって、制御装置１５から入力される外部指令電圧Ｖｒｅｆと逆起電圧Ｖｓｓとに基づいて、ゲート電圧Ｖｇを変化させる。ドライバ回路の詳細は後述する。

【0024】

コンデンサ１４は、外部電源２によって充電され、電力変換装置１が動作する際に発生する電圧変動を抑制するために用いられる。コンデンサ１４は、外部電源２と並列に接続されている。具体的には、コンデンサ１４の一端は入力端子１ａに接続され、コンデンサ１４の他端は入力端子１ｂに接続されている。コンデンサ１４としては、例えば、複数の電解コンデンサを含むコンデンサバンクが用いられる。

【0025】

制御装置１５は、スイッチング素子１１ｕｈ～１１ｗｌを駆動するための外部指令電圧Ｖｒｅｆを生成する回路である。制御装置１５は、外部からの指令（例えば、要求回転速度）に基づいて、モータ３に流れる目標電流を決定し、その目標電流が流れるための外部指令電圧Ｖｒｅｆを導出する。本実施形態では、制御装置１５は、スイッチング素子ごとに外部指令電圧Ｖｒｅｆを導出し、ドライバ回路１３ｕｈ～１３ｗｌのそれぞれに外部指令電圧Ｖｒｅｆを供給する。

【0026】

次に、図２を参照しながら、ドライバ回路１３ｕｈ～１３ｗｌを詳細に説明する。図２は、図１に示されるスイッチング素子及びドライバ回路を模式的に示す回路図である。ここで、ドライバ回路１３ｕｈ～１３ｗｌのそれぞれは、基本的に同一の構成を有している。したがって、ドライバ回路１３ｕｌを詳細に説明する。

【0027】

図２に示されるように、電力変換装置１は、主電流Ｉｓが流れる配線１２ｕｌを更に含む。配線１２ｕｌは、スイッチング素子１１ｕｌのソースと基準電位Ｖ０（入力端子１ｂ）とを接続する。配線１２ｕｌは、インダクタンス成分Ｌｓ（浮遊インダクタンス）を有している。スイッチング素子１１ｕｌのソースは、制御基準電位に接続されている。

【0028】

ドライバ回路１３ｕｌは、入力端子１３ａと、インダクタ３１（第１インダクタ）と、インダクタ３２（第２インダクタ）と、ゲート抵抗３３と、を含む。入力端子１３ａには、スイッチング素子１１ｕｌを駆動するための外部指令電圧Ｖｒｅｆが印加される。

【0029】

インダクタ３１は、配線１２ｕｌと並列に接続されている。具体的には、インダクタ３１の一端は、スイッチング素子１１ｕｌのソースに接続され、インダクタ３１の他端は、入力端子１ｂを介して基準電位Ｖ０に接続されている。インダクタ３１のインピーダンスは、配線１２ｕｌのインピーダンスよりも大きい。インダクタ３１のインピーダンスは、例えば、配線１２ｕｌのインピーダンスの１００倍程度に設定されている。したがって、主電流Ｉｓの大部分は配線１２ｕｌに流れ、インダクタ３１には電流はほとんど流れない。

【0030】

インダクタ３２及びゲート抵抗３３は、入力端子１３ａとスイッチング素子１１ｕｌのゲートとの間に設けられ、直列に接続されている。具体的には、インダクタ３２の一端は入力端子１３ａに接続され、インダクタ３２の他端はゲート抵抗３３を介してスイッチング素子１１ｕｌのゲートに接続されている。インダクタ３２は、インダクタ３１と磁気結合されている。具体的には、インダクタ３１とインダクタ３２とは磁性材料で形成されたコアに巻回され、トランスを構成している。インダクタ３１はトランスの一次側であり、インダクタ３２はトランスの二次側である。インダクタ３１とインダクタ３２との巻線比は、１：ｎ（ｎは正の値）である。

【0031】

インダクタ３１及びインダクタ３２は、主電流Ｉｓが増加した場合に、インダクタ３２において生じる電圧が外部指令電圧Ｖｒｅｆを減少させるように巻き回されている。言い換えると、インダクタ３１及びインダクタ３２は、主電流Ｉｓが減少した場合に、インダクタ３２において生じる電圧が外部指令電圧Ｖｒｅｆを増加させるように巻き回されている。

【0032】

次に、図３及び図４を更に参照しながら、スイッチング素子のターンオン及びターンオフ時の動作を説明する。図３は、ターンオフ時の動作を説明するための図である。図４は、ターンオン時の動作を説明するための図である。スイッチング素子１１ｕｈ～１１ｗｌのいずれの動作も基本的に同じであるので、ここでは、スイッチング素子１１ｕｌのターンオフ及びターンオンを説明する。

【0033】

図３に示されるように、外部指令電圧Ｖｒｅｆがゼロに変更されると、スイッチング素子１１ｕｌのゲート電圧Ｖｇが下がり始め、スイッチング素子１１ｕｌのターンオフが開始される。そして、配線１２ｕｌに流れる主電流Ｉｓが減少すると、配線１２ｕｌのインダクタンス成分Ｌｓによって正の逆起電圧Ｖｓｓ（＝－Ｌｓ×ｄＩｓ／ｄｔ）が発生する。インダクタ３１は配線１２ｕｌ（インダクタンス成分Ｌｓ）と並列に接続されているので、インダクタ３１にも逆起電圧Ｖｓｓが発生する。

【0034】

インダクタ３１とインダクタ３２とは磁気結合されており、その巻線比は１：ｎであるので、インダクタ３２には、逆起電圧Ｖｓｓのｎ倍の電圧（＝ｎ×Ｖｓｓ）が発生する。これにより、インダクタ３２とゲート抵抗３３との接続点における電圧Ｖａは、外部指令電圧Ｖｒｅｆに逆起電圧Ｖｓｓのｎ倍の電圧を加算した電圧（＝Ｖｒｅｆ＋ｎ×Ｖｓｓ）となる。したがって、主電流Ｉｓの減少が継続している間、電圧Ｖａは外部指令電圧Ｖｒｅｆよりも大きくなるので、ゲート電圧Ｖｇの下降速度が緩和され、その分ターンオフ速度が遅くなる。その結果、スイッチング素子１１ｕｌのドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓにおける電圧サージが抑えられる。

【0035】

図４に示されるように、外部指令電圧Ｖｒｅｆがゼロから所定の値に変更されると、スイッチング素子１１ｕｌのゲート電圧Ｖｇが上昇し始め、スイッチング素子１１ｕｌのターンオンが開始される。そして、配線１２ｕｌに主電流Ｉｓが流れ始めると、配線１２ｕｌのインダクタンス成分Ｌｓによって負の逆起電圧Ｖｓｓ（＝－Ｌｓ×ｄＩｓ／ｄｔ）が発生する。インダクタ３１は配線１２ｕｌ（インダクタンス成分Ｌｓ）と並列に接続されているので、インダクタ３１にも逆起電圧Ｖｓｓが発生する。

【0036】

インダクタ３１とインダクタ３２とは磁気結合されており、その巻線比は１：ｎであるので、インダクタ３２には、逆起電圧Ｖｓｓのｎ倍の電圧（＝ｎ×Ｖｓｓ）が発生する。これにより、インダクタ３２とゲート抵抗３３との接続点における電圧Ｖａは、外部指令電圧Ｖｒｅｆに逆起電圧Ｖｓｓのｎ倍の電圧を加算した電圧となる。ここで、逆起電圧Ｖｓｓは負の値であるので、電圧Ｖａは、外部指令電圧Ｖｒｅｆから逆起電圧Ｖｓｓの絶対値のｎ倍を減算した電圧（＝Ｖｒｅｆ－ｎ×｜Ｖｓｓ｜）となる。したがって、主電流Ｉｓの増加が継続している間、電圧Ｖａは外部指令電圧Ｖｒｅｆよりも小さくなるので、ゲート電圧Ｖｇの上昇速度が緩和され、その分ターンオン速度が遅くなる。その結果、主電流Ｉｓにおける電流サージが抑えられる。

【0037】

そして、主電流Ｉｓがピークを越えて減少に転じると、逆起電圧Ｖｓｓの符号が逆転し、正の逆起電圧Ｖｓｓが発生する。これにより、電圧Ｖａは外部指令電圧Ｖｒｅｆよりも大きくなるので、ゲート電圧Ｖｇの上昇速度が高められ、その分ターンオン速度が速くなる。その結果、ターンオン時間が短縮される。

【0038】

次に、図５の（ａ）及び図５の（ｂ）を参照しながら、スイッチング素子及びインダクタの実装例を説明する。図５の（ａ）は、スイッチング素子及びインダクタの実装例を示す図である。図５の（ｂ）は、図５の（ａ）に示されるスイッチング素子の回路図である。

【0039】

図５の（ｂ）に示されるように、スイッチング素子として、部品Ｃ１１が用いられる。部品Ｃ１１は、ドレインＴ１、パワーソースＴ２、ドライバソースＴ３、及びゲートＴ４を有する４端子パッケージ品である。パワーソースＴ２は、大電流が流れる端子である。ドライバソースＴ３は、制御基準電位用の端子である。部品Ｃ１１は、スイッチング素子１１と、還流ダイオードＤと、を含む。

【0040】

図５の（ａ）に示されるように、基板１０に部品Ｃ１１が実装される。基板１０には、配線パターンＰ１～Ｐ４が形成されている。配線パターンＰ１は、ドレインＴ１に接続される。配線パターンＰ２は、パワーソースＴ２に接続される。配線パターンＰ３は、ドライバソースＴ３に接続される、配線パターンＰ４は、ゲートＴ４に接続される。配線パターンＰ２と配線パターンＰ３とにまたがって、インダクタ３１が実装される。つまり、インダクタ３１の一端が配線パターンＰ３に接続され、インダクタ３１の他端が配線パターンＰ２に接続されるように、インダクタ３１が実装される。

【0041】

この実装例では、部品Ｃ１１の内部配線部分がインダクタンス成分Ｌｓとして用いられるので、実装を簡易化することができる。

【0042】

以上説明した電力変換装置１においては、主電流Ｉｓが流れる配線１２ｕｌと並列にインダクタ３１が接続されている。このため、主電流Ｉｓが流れることによって配線１２ｕｌのインダクタンス成分Ｌｓに逆起電圧Ｖｓｓが生じると、インダクタ３１にも同じ逆起電圧Ｖｓｓが生じる。インダクタ３１と磁気結合されているインダクタ３２には、巻線比に応じた電圧が生じ、当該電圧が外部指令電圧Ｖｒｅｆに加算されることによって、スイッチング素子１１ｕｌのゲートに印加されるゲート電圧Ｖｇが調整される。

【0043】

インダクタ３１のインピーダンスは、配線１２ｕｌのインピーダンスよりも大きいので、主電流Ｉｓは主に配線１２ｕｌに流れ、インダクタ３１には比較的小さい電流が流れる。したがって、インダクタ３１を小型化することができ、コストを削減することができる。さらに、アンプなどの回路要素を用いることなく、インダクタ３２によって、ゲート電圧Ｖｇが調整される。このため、アンプなどの回路要素を含むドライバ回路と比較して、ドライバ回路１３ｕｌでは、外部指令電圧Ｖｒｅｆとインダクタ３２において生じた電圧とが高速に加算され得る。

【0044】

なお、ドライバ回路１３ｕｌ以外のドライバ回路もドライバ回路１３ｕｌと同様の回路構成を有している。したがって、これらのドライバ回路においても、ドライバ回路１３ｕｌと同様の効果が得られる。以上のことから、電力変換装置１によれば、回路規模の増大を抑えつつ、高速スイッチングに対応することが可能となる。

【0045】

インダクタ３１とインダクタ３２との巻線比を変更することによって、インダクタ３２において発生する電圧の大きさが調整され得る。したがって、外部指令電圧Ｖｒｅｆに対する増減量を変更することができるので、電圧サージ量及び電流サージ量を調整することが可能となる。

【0046】

以上、本開示の一実施形態について詳細に説明されたが、本開示に係る電力変換装置は上記実施形態に限定されない。

【0047】

例えば、ドライバ回路１３ｕｈ～１３ｗｌのそれぞれは、ゲート抵抗３３を含んでいなくてもよい。

【0048】

部品Ｃ１１として、３端子のパッケージ品が用いられてもよく、モジュールが用いられてもよい。

【0049】

図６に示されるように、インダクタ３２は、スイッチング素子１１ｕｌのソースと制御基準電位との間に設けられてもよい。具体的には、インダクタ３２の一端は配線１２ｕｌとインダクタ３１との接続点に接続され、インダクタ３２の他端は制御基準電位に接続されている。上記接続点は、スイッチング素子１１ｕｌのソースと配線１２ｕｌとの接続点でもある。つまり、インダクタ３２の一端は、上記接続点を介してスイッチング素子１１ｕｌのソースに接続されている。

【0050】

図２に示される例と同様に、インダクタ３１及びインダクタ３２は、主電流Ｉｓが増加した場合に、インダクタ３２において生じる電圧が外部指令電圧Ｖｒｅｆを減少させるように巻き回されている。言い換えると、インダクタ３１及びインダクタ３２は、主電流Ｉｓが減少した場合に、インダクタ３２において生じる電圧が外部指令電圧Ｖｒｅｆを増加させるように巻き回されている。なお、図６には、ドライバ回路１３ｕｌが図示されているが、他のドライバ回路も同様に構成されてもよい。

【符号の説明】

【0051】

１…電力変換装置、１１ｕｈ，１１ｕｌ，１１ｖｈ，１１ｖｌ，１１ｗｈ，１１ｗｌ…スイッチング素子、１２ｕｌ…配線、１３ａ…入力端子、３１…インダクタ（第１インダクタ）、３２…インダクタ（第２インダクタ）、Ｉｓ…主電流、Ｌｓ…インダクタンス成分、Ｖｇ…ゲート電圧、Ｖｒｅｆ…外部指令電圧（指令電圧）。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】