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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2024059254
(43)【公開日】2024-05-01
(54)【発明の名称】双方向コンバータ
(51)【国際特許分類】
H02M 3/155 20060101AFI20240423BHJP
【ＦＩ】
H02M3/155 H
H02M3/155 B
【審査請求】未請求
【請求項の数】7
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2022166824
(22)【出願日】2022-10-18
(71)【出願人】
【識別番号】000000262
【氏名又は名称】株式会社ダイヘン
(74)【代理人】
【識別番号】100135389
【弁理士】
【氏名又は名称】臼井 尚
(74)【代理人】
【識別番号】100168044
【弁理士】
【氏名又は名称】小淵 景太
(72)【発明者】
【氏名】土井 敏光
【テーマコード（参考）】
5H730
【Ｆターム（参考）】
5H730AA02
5H730AS04
5H730AS05
5H730AS08
5H730AS17
5H730BB13
5H730BB14
5H730DD03
5H730DD04
5H730EE57
5H730EE59
5H730FD01
5H730FD11
5H730FD31
5H730FD41
5H730FG05
5H730FG23
5H730FV03
5H730FV09
5H730XC14
(57)【要約】
【課題】動作モードの切り替わり時にオーバーシュートまたはアンダーシュートが発生することを抑制可能な双方向コンバータを提供する。
【解決手段】双方向コンバータＡ１では、制御部は、モード１，２間で動作モードが切り替わる第１過渡期において、第１端子対からインダクタＬ１に電力を供給する状態とインダクタＬ１から第２端子対に電力を供給する状態とを繰り返すように複数のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の各々の駆動制御を行う。また、制御部は、モード３，４間で動作モードが切り替わる第２過渡期において、第２端子対からインダクタＬ１に電力を供給する状態とインダクタＬ１から第１端子対に電力を供給する状態とを繰り返すように複数のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の各々の駆動制御を行う。制御部が行う駆動制御は、第１過渡期においては、モード１，２で共通し、第２過渡期においては、モード３，４で共通する。
【選択図】図３
【解決手段】双方向コンバータＡ１では、制御部は、モード１，２間で動作モードが切り替わる第１過渡期において、第１端子対からインダクタＬ１に電力を供給する状態とインダクタＬ１から第２端子対に電力を供給する状態とを繰り返すように複数のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の各々の駆動制御を行う。また、制御部は、モード３，４間で動作モードが切り替わる第２過渡期において、第２端子対からインダクタＬ１に電力を供給する状態とインダクタＬ１から第１端子対に電力を供給する状態とを繰り返すように複数のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の各々の駆動制御を行う。制御部が行う駆動制御は、第１過渡期においては、モード１，２で共通し、第２過渡期においては、モード３，４で共通する。
【選択図】図３
【特許請求の範囲】
【請求項1】
第１高電位側端子および第１低電位側端子を含む第１端子対と、
第２高電位側端子および第２低電位側端子を含む第２端子対と、
複数のスイッチング素子、複数のダイオードおよびインダクタを含み、前記第１端子対および前記第２端子対の間で双方向の電力伝送が可能な電力変換回路と、
前記複数のスイッチング素子の各々のオンとオフとを切り替える駆動制御を行う制御部と、
を備え、
前記複数のダイオードの各々は、前記複数のスイッチング素子のうちの対応する１つにそれぞれ逆並列に接続され、
前記複数のスイッチング素子は、前記第１高電位側端子と前記インダクタの一端とに接続された第１スイッチング素子と、前記第１低電位側端子と前記インダクタの前記一端とに接続された第２スイッチング素子と、前記第２高電位側端子と前記インダクタの他端とに接続された第３スイッチング素子と、前記第２低電位側端子と前記インダクタの前記他端とに接続された第４スイッチング素子と、を含み、
前記電力変換回路は、前記第１端子対から前記第２端子対に昇圧して電力伝送を行う第１モードと、前記第１端子対から前記第２端子対に降圧して電力伝送を行う第２モードと、前記第２端子対から前記第１端子対に昇圧して電力伝送を行う第３モードと、前記第２端子対から前記第１端子対に降圧して電力伝送を行う第４モードと、の４つの動作モードで動作可能であり、
前記制御部は、前記第１モードと前記第２モードとが切り替わる第１過渡期において、前記第１端子対から前記インダクタに電力を供給する状態と前記インダクタから前記第２端子対に電力を供給する状態とを繰り返すように前記複数のスイッチング素子の各々の駆動制御を行い、且つ、前記第３モードと前記第４モードとが切り替わる第２過渡期において、前記第２端子対から前記インダクタに電力を供給する状態と前記インダクタから前記第１端子対に電力を供給する状態とを繰り返すように前記複数のスイッチング素子の各々の駆動制御を行い、
前記制御部が行う前記駆動制御は、前記第１過渡期においては、前記動作モードが前記第１モードであるか前記第２モードであるかに関わらず共通し、且つ、前記第２過渡期においては、前記動作モードが前記第３モードであるか前記第４モードであるかに関わらず共通する、双方向コンバータ。
第２高電位側端子および第２低電位側端子を含む第２端子対と、
複数のスイッチング素子、複数のダイオードおよびインダクタを含み、前記第１端子対および前記第２端子対の間で双方向の電力伝送が可能な電力変換回路と、
前記複数のスイッチング素子の各々のオンとオフとを切り替える駆動制御を行う制御部と、
を備え、
前記複数のダイオードの各々は、前記複数のスイッチング素子のうちの対応する１つにそれぞれ逆並列に接続され、
前記複数のスイッチング素子は、前記第１高電位側端子と前記インダクタの一端とに接続された第１スイッチング素子と、前記第１低電位側端子と前記インダクタの前記一端とに接続された第２スイッチング素子と、前記第２高電位側端子と前記インダクタの他端とに接続された第３スイッチング素子と、前記第２低電位側端子と前記インダクタの前記他端とに接続された第４スイッチング素子と、を含み、
前記電力変換回路は、前記第１端子対から前記第２端子対に昇圧して電力伝送を行う第１モードと、前記第１端子対から前記第２端子対に降圧して電力伝送を行う第２モードと、前記第２端子対から前記第１端子対に昇圧して電力伝送を行う第３モードと、前記第２端子対から前記第１端子対に降圧して電力伝送を行う第４モードと、の４つの動作モードで動作可能であり、
前記制御部は、前記第１モードと前記第２モードとが切り替わる第１過渡期において、前記第１端子対から前記インダクタに電力を供給する状態と前記インダクタから前記第２端子対に電力を供給する状態とを繰り返すように前記複数のスイッチング素子の各々の駆動制御を行い、且つ、前記第３モードと前記第４モードとが切り替わる第２過渡期において、前記第２端子対から前記インダクタに電力を供給する状態と前記インダクタから前記第１端子対に電力を供給する状態とを繰り返すように前記複数のスイッチング素子の各々の駆動制御を行い、
前記制御部が行う前記駆動制御は、前記第１過渡期においては、前記動作モードが前記第１モードであるか前記第２モードであるかに関わらず共通し、且つ、前記第２過渡期においては、前記動作モードが前記第３モードであるか前記第４モードであるかに関わらず共通する、双方向コンバータ。
【請求項2】
前記電力変換回路に流れる制御対象電流を検出する検出器と、
前記制御対象電流の設定値を設定する設定部と、をさらに備え、
前記制御部は、前記制御対象電流の検出値および設定値に基づいて、前記複数のスイッチング素子の各々のスイッチングを制御するための制御信号を生成する制御信号生成部と、前記制御信号に基づいて、前記複数のスイッチング素子の各々に入力する駆動信号を生成する駆動信号生成部とを含む、請求項１に記載の双方向コンバータ。
前記制御対象電流の設定値を設定する設定部と、をさらに備え、
前記制御部は、前記制御対象電流の検出値および設定値に基づいて、前記複数のスイッチング素子の各々のスイッチングを制御するための制御信号を生成する制御信号生成部と、前記制御信号に基づいて、前記複数のスイッチング素子の各々に入力する駆動信号を生成する駆動信号生成部とを含む、請求項１に記載の双方向コンバータ。
【請求項3】
前記制御部が行う前記駆動制御は、前記動作モードが前記第１モードおよび前記第２モードである時、前記第１過渡期以外の期間においても前記第１過渡期と共通しており、且つ、前記動作モードが前記第３モードおよび前記第４モードである時、前記第２過渡期以外の期間においても前記第２過渡期と共通する、請求項２に記載の双方向コンバータ。
【請求項4】
前記電力変換回路は、前記第１モードおよび前記第２モードの一方の定常状態から、前記第１過渡期を経て、前記第１モードおよび前記第２モードの他方の定常状態に移行し、且つ、前記第３モードおよび前記第４モードの一方から他方に切り替わる時、前記第３モードおよび前記第４モードの一方の定常状態から、前記第２過渡期を経て、前記第３モードおよび前記第４モードの他方の定常状態に移行し、
前記第１過渡期では、前記第１モードおよび前記第２モードの前記一方の過渡状態から、前記第１モードおよび前記第２モードの前記他方の過渡状態に切り替わり、
前記第２過渡期では、前記第３モードおよび前記第４モードの前記一方の過渡状態から、前記第３モードおよび前記第４モードの前記他方の過渡状態に切り替わり、
前記制御部は、
前記第１モードの定常状態では、前記第１スイッチング素子をオンで維持し、且つ前記第２スイッチング素子および前記第３スイッチング素子の各々をオフで維持したまま、前記第４スイッチング素子をスイッチングさせ、
前記第２モードの定常状態では、前記第２スイッチング素子、前記第３スイッチング素子および前記第４スイッチング素子の各々をオフで維持したまま、前記第１スイッチング素子をスイッチングさせ、
前記第３モードの定常状態では、前記第３スイッチング素子をオンで維持し、且つ前記第１スイッチング素子および前記第４スイッチング素子の各々をオフで維持したまま、前記第２スイッチング素子をスイッチングさせ、
前記第４モードの定常状態では、前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子および前記第４スイッチング素子の各々をオフで維持したまま、前記第３スイッチング素子をスイッチングさせる、請求項２に記載の双方向コンバータ。
前記第１過渡期では、前記第１モードおよび前記第２モードの前記一方の過渡状態から、前記第１モードおよび前記第２モードの前記他方の過渡状態に切り替わり、
前記第２過渡期では、前記第３モードおよび前記第４モードの前記一方の過渡状態から、前記第３モードおよび前記第４モードの前記他方の過渡状態に切り替わり、
前記制御部は、
前記第１モードの定常状態では、前記第１スイッチング素子をオンで維持し、且つ前記第２スイッチング素子および前記第３スイッチング素子の各々をオフで維持したまま、前記第４スイッチング素子をスイッチングさせ、
前記第２モードの定常状態では、前記第２スイッチング素子、前記第３スイッチング素子および前記第４スイッチング素子の各々をオフで維持したまま、前記第１スイッチング素子をスイッチングさせ、
前記第３モードの定常状態では、前記第３スイッチング素子をオンで維持し、且つ前記第１スイッチング素子および前記第４スイッチング素子の各々をオフで維持したまま、前記第２スイッチング素子をスイッチングさせ、
前記第４モードの定常状態では、前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子および前記第４スイッチング素子の各々をオフで維持したまま、前記第３スイッチング素子をスイッチングさせる、請求項２に記載の双方向コンバータ。
【請求項5】
前記制御部は、前記第１端子対に印加される第１電圧および前記第２端子対に印加される第２電圧に基づく判定を行う電圧判定部と、前記制御対象電流の向きを判定する電流判定部と、前記複数のスイッチング素子の各々を駆動させるか否かを判定する駆動判定部と、前記電圧判定部の判定結果、前記電流判定部の判定結果および前記駆動判定部の判定結果に基づいて前記駆動信号を補整する信号補整部と、を含む、請求項４に記載の双方向コンバータ。
【請求項6】
前記電力変換回路は、前記第１モード、前記第２モード、前記第３モードおよび前記第４モードのいずれの動作モードにおいても、前記第１端子対に印加される第１電圧と前記第２端子対に印加される第２電圧との電圧差の絶対値が設定値よりも大きい時に、前記定常状態で動作し、前記電圧差の絶対値が設定値以下である時に、前記過渡状態で動作する、請求項４または請求項５に記載の双方向コンバータ。
【請求項7】
前記制御部は、ＰＷＭ制御により、前記第２スイッチング素子または前記第４スイッチング素子の駆動制御を行い、前記第１モード、前記第２モード、前記第３モードおよび前記第４モードのいずれの動作モードにおいても、前記過渡状態と前記定常状態との移行時に、前記第２スイッチング素子または前記第４スイッチング素子のＰＷＭ制御を開始または停止する際、前記第２スイッチング素子または前記第４スイッチング素子に入力するＰＷＭ信号のパルス幅を徐々に広げるまたは狭くする、請求項４または請求項５に記載の双方向コンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本開示は、双方向コンバータに関する。
【背景技術】
【0002】
従来、２つの電圧源の間で双方向に電力変換を行う双方向ＤＣ／ＤＣコンバータが知られている。例えば、特許文献１には、従来の双方向コンバータが開示されている。特許文献１に記載の双方向コンバータは、昇降圧部と、スイッチング制御部と、を備える。
【0003】
昇降圧部は、第１ないし第４のスイッチ素子と、インダクタとを有する。また、昇降圧部は、第１の電圧源が接続される第１の端子対（第１の入出力端子および第１の基準端子）と、第２の電圧源が接続される第２の端子対（第２の入出力端子および第２の基準端子）とを有する。昇降圧部は、スイッチング制御部の制御に基づいて、第１の電圧源から第２の電圧源に電力伝送する場合と、第２の電圧源から第１の電圧源に電力伝送する場合とのそれぞれで、降圧動作または昇圧動作を行う。
【0004】
スイッチング制御部は、第１の端子対から第２の端子対に電力伝送する場合、第２及び第４のスイッチ素子をオフしたまま、降圧動作時には第１のスイッチ素子のスイッチングを制御すると共に第３のスイッチ素子をオフにし、昇圧動作時には第１のスイッチ素子をオンすると共に第３のスイッチ素子のスイッチングを制御する。一方、第２の端子対から第１の端子対に電力伝送する場合、第１及び第３のスイッチ素子をオフしたまま、降圧動作時には第４のスイッチ素子のスイッチングを制御すると共に第２のスイッチ素子をオフして、昇圧動作時には第４のスイッチ素子をオンすると共に第２のスイッチ素子のスイッチングを制御する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0005】
【特許文献1】特開２０１２－２０５４２７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0006】
特許文献１に記載の双方向コンバータにおいて、上記のように第１ないし第４のスイッチング素子のスイッチングを制御すると、第１の端子対に印加される電圧と第２の端子対に印加される電圧との大小が切り替わる時に、オーバーシュートまたはアンダーシュートが発生することがある。オーバーシュートおよびアンダーシュートは、内部回路および外部回路（外部の電源および負荷など）の各々の破壊または寿命を短くする要因であるとともに、第１の端子対および第２の端子対間の電圧変換に悪影響を及ぼす。
【0007】
本開示は、上記事情に鑑みて考え出されたものであり、その目的は、動作モードの切り替わり時にオーバーシュートおよびアンダーシュートが発生することを抑制可能な双方向コンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【0008】
本開示の双方向コンバータは、第１高電位側端子および第１低電位側端子を含む第１端子対と、第２高電位側端子および第２低電位側端子を含む第２端子対と、複数のスイッチング素子、複数のダイオードおよびインダクタを含み、前記第１端子対および前記第２端子対の間で双方向の電力伝送が可能な電力変換回路と、前記複数のスイッチング素子の各々のオンとオフとを切り替える駆動制御を行う制御部と、を備え、前記複数のダイオードの各々は、前記複数のスイッチング素子のうちの対応する１つにそれぞれ逆並列に接続され、前記複数のスイッチング素子は、前記第１高電位側端子と前記インダクタの一端とに接続された第１スイッチング素子と、前記第１低電位側端子と前記インダクタの前記一端とに接続された第２スイッチング素子と、前記第２高電位側端子と前記インダクタの他端とに接続された第３スイッチング素子と、前記第２低電位側端子と前記インダクタの前記他端とに接続された第４スイッチング素子と、を含み、前記電力変換回路は、前記第１端子対から前記第２端子対に昇圧して電力伝送を行う第１モードと、前記第１端子対から前記第２端子対に降圧して電力伝送を行う第２モードと、前記第２端子対から前記第１端子対に昇圧して電力伝送を行う第３モードと、前記第２端子対から前記第１端子対に降圧して電力伝送を行う第４モードと、の４つの動作モードで動作可能であり、前記制御部は、前記第１モードと前記第２モードとが切り替わる第１過渡期において、前記第１端子対から前記インダクタに電力を供給する状態と前記インダクタから前記第２端子対に電力を供給する状態とを繰り返すように前記複数のスイッチング素子の各々の駆動制御を行い、且つ、前記第３モードと前記第４モードとが切り替わる第２過渡期において、前記第２端子対から前記インダクタに電力を供給する状態と前記インダクタから前記第１端子対に電力を供給する状態とを繰り返すように前記複数のスイッチング素子の各々の駆動制御を行い、前記制御部が行う前記駆動制御は、前記第１過渡期においては、前記動作モードが前記第１モードであるか前記第２モードであるかに関わらず共通し、且つ、前記第２過渡期においては、前記動作モードが前記第３モードであるか前記第４モードであるかに関わらず共通する。
【0009】
前記双方向コンバータの好ましい実施の形態において、前記電力変換回路に流れる制御対象電流を検出する検出器と、前記制御対象電流の設定値を設定する設定部と、をさらに備え、前記制御部は、前記制御対象電流の検出値および設定値に基づいて、前記複数のスイッチング素子の各々のスイッチングを制御するための制御信号を生成する制御信号生成部と、前記制御信号に基づいて、前記複数のスイッチング素子の各々に入力する駆動信号を生成する駆動信号生成部とを含む。
【0010】
前記双方向コンバータの好ましい実施の形態において、前記制御部が行う前記駆動制御は、前記動作モードが前記第１モードおよび前記第２モードである時、前記第１過渡期以外の期間においても前記第１過渡期と共通しており、且つ、前記動作モードが前記第３モードおよび前記第４モードである時、前記第２過渡期以外の期間においても前記第２過渡期と共通する。
【0011】
前記双方向コンバータの好ましい実施の形態において、前記電力変換回路は、前記第１モードおよび前記第２モードの一方の定常状態から、前記第１過渡期を経て、前記第１モードおよび前記第２モードの他方の定常状態に移行し、且つ、前記第３モードおよび前記第４モードの一方から他方に切り替わる時、前記第３モードおよび前記第４モードの一方の定常状態から、前記第２過渡期を経て、前記第３モードおよび前記第４モードの他方の定常状態に移行し、前記第１過渡期では、前記第１モードおよび前記第２モードの前記一方の過渡状態から、前記第１モードおよび前記第２モードの前記他方の過渡状態に切り替わり、前記第２過渡期では、前記第３モードおよび前記第４モードの前記一方の過渡状態から、前記第３モードおよび前記第４モードの前記他方の過渡状態に切り替わり、前記制御部は、前記第１モードの定常状態では、前記第１スイッチング素子をオンで維持し、且つ前記第２スイッチング素子および前記第３スイッチング素子の各々をオフで維持したまま、前記第４スイッチング素子をスイッチングさせ、前記第２モードの定常状態では、前記第２スイッチング素子、前記第３スイッチング素子および前記第４スイッチング素子の各々をオフで維持したまま、前記第１スイッチング素子をスイッチングさせ、前記第３モードの定常状態では、前記第３スイッチング素子をオンで維持し、且つ前記第１スイッチング素子および前記第４スイッチング素子の各々をオフで維持したまま、前記第２スイッチング素子をスイッチングさせ、前記第４モードの定常状態では、前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子および前記第４スイッチング素子の各々をオフで維持したまま、前記第３スイッチング素子をスイッチングさせる。
【0012】
前記双方向コンバータの好ましい実施の形態において、前記制御部は、前記第１端子対に印加される第１電圧および前記第２端子対に印加される第２電圧に基づく判定を行う電圧判定部と、前記制御対象電流の向きを判定する電流判定部と、前記複数のスイッチング素子の各々を駆動させるか否かを判定する駆動判定部と、前記電圧判定部の判定結果、前記電流判定部の判定結果および前記駆動判定部の判定結果に基づいて前記駆動信号を補整する信号補整部と、を含む。
【0013】
前記双方向コンバータの好ましい実施の形態において、前記電力変換回路は、前記第１モード、前記第２モード、前記第３モードおよび前記第４モードのいずれの動作モードにおいても、前記第１端子対に印加される第１電圧と前記第２端子対に印加される第２電圧との電圧差の絶対値が設定値よりも大きい時に、前記定常状態で動作し、前記電圧差の絶対値が設定値以下である時に、前記過渡状態で動作する。
【0014】
前記双方向コンバータの好ましい実施の形態において、前記制御部は、ＰＷＭ制御により、前記第２スイッチング素子または前記第４スイッチング素子の駆動制御を行い、前記第１モード、前記第２モード、前記第３モードおよび前記第４モードのいずれの動作モードにおいても、前記過渡状態と前記定常状態との移行時に、前記第２スイッチング素子または前記第４スイッチング素子のＰＷＭ制御を開始または停止する際、前記第２スイッチング素子または前記第４スイッチング素子に入力するＰＷＭ信号のパルス幅を徐々に広げるまたは狭くする。
【発明の効果】
【0015】
本開示の双方向コンバータでは、第１モードと第２モードとが切り替わる時、切り替わる前の動作モード（第１モードおよび第２モードの一方）と切り替わった後の動作モード（第１モードおよび第２モードの他方）とで、電力変換回路における電流の流れが同じである。また、第３モードと第４モードとが切り替わる時、切り替わる前の動作モード（第３モードおよび第４モードの一方）と切り替わった後の動作モード（第３モードおよび第４モードの他方）とで、電力変換回路における電流の流れが同じである。これにより、第１端子対に印加される電圧と第２端子対に印加される電圧の大小関係が変わる時（第１モードと第２モードとが切り替わる時でも、第３モードと第４モードとが切り替わる時）でも、電力変換回路における電流の流れが同じであるので、オーバーシュートおよびアンダーシュートの発生を抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【0016】
【図1】第１実施形態に係る双方向コンバータを示す全体構成図である。
【図2】第１実施形態に係る双方向コンバータの適用例を示す構成図である。
【図3】第１実施形態に係る双方向コンバータの各動作モードの制御状態を示す図である。
【図4】第１実施形態に係る双方向コンバータおよび従来の双方向コンバータの各シミュレーション結果を示す波形図である。
【図5】第２実施形態に係る双方向コンバータを示す全体構成図である。
【図6】第２実施形態に係る双方向コンバータの制御部の詳細な構成例を示す図である。
【図7】第２実施形態に係る双方向コンバータのモード１およびモード２の各制御状態を示す図である。
【図8】第２実施形態に係る双方向コンバータのモード３およびモード４の各制御状態を示す図である。
【図9】第２実施形態に係る双方向コンバータの制御部が行うソフトスタートの原理を示す波形図である。
【図10】第２実施形態に係る双方向コンバータおよび従来の双方向コンバータの各シミュレーション結果を示す波形図である。
【発明を実施するための形態】
【0017】
本開示の双方向コンバータの好ましい実施の形態について、図面を参照して、以下に説明する。
【0018】
図１は、第１実施形態に係る双方向コンバータＡ１を示している。双方向コンバータＡ１は、第１端子対Ｔ１、第２端子対Ｔ２、電力変換回路１、電流検出器２１、設定部３１、および制御部４を備える。
【0019】
電力変換回路１は、第１電圧源Ｂ１と第２電圧源Ｂ２の間に電気的に接続される。第１電圧源Ｂ１は、第１端子対Ｔ１に接続され、第２電圧源Ｂ２は、第２端子対Ｔ２に接続される。第１端子対Ｔ１は、第１高電位側端子Ｔ１１および第１低電位側端子Ｔ１２を含み、第２端子対Ｔ２は、第２高電位側端子Ｔ２１および第２低電位側端子Ｔ２２を含む。第１端子対Ｔ１には、第１電圧源Ｂ１の電源電圧が印加されており、第２端子対Ｔ２には、第２電圧源Ｂ２の電源電圧が印加されている。以下では、第１電圧源Ｂ１の電源電圧を「第１電圧Ｅ１」といい、第２電圧源Ｂ２の電源電圧を「第２電圧Ｅ２」という。よって、第１端子対Ｔ１には、第１電圧Ｅ１が印加され、第２端子対Ｔ２には、第２電圧Ｅ２が印加される。第１低電位側端子Ｔ１２と第２低電位側端子Ｔ２２とは、電気的に接続されており、同電位である。電力変換回路１は、これらの第１端子対Ｔ１と第２端子対Ｔ２との間で電力を双方向に伝送可能である。以下において、第１端子対Ｔ１から第２端子対Ｔ２に電力が伝送されている時の電力伝送方向を「第１方向」、第２端子対Ｔ２から第１端子対Ｔ１に電力が転送されている時の電力伝送方向を「第２方向」ということがある。
【0020】
電力変換回路１は、４つのスイッチ部ＳＷ１～ＳＷ４およびインダクタＬ１を含む。スイッチ部ＳＷ１およびスイッチ部ＳＷ２は、互いに直列に接続されて、第１端子対Ｔ１に接続されている。図示された例では、スイッチ部ＳＷ１は、第１端子対Ｔ１の第１高電位側端子Ｔ１１に接続され、スイッチ部ＳＷ２は、第１端子対Ｔ１の第１低電位側端子Ｔ１２に接続されている。スイッチ部ＳＷ３およびスイッチ部ＳＷ４は、互いに直列に接続されて、第２端子対Ｔ２に接続されている。図示された例では、スイッチ部ＳＷ３は、第２端子対Ｔ２の第２高電位側端子Ｔ２１に接続され、スイッチ部ＳＷ４は、第２端子対Ｔ２の第２低電位側端子Ｔ２２に接続されている。インダクタＬ１は、２つのスイッチ部ＳＷ１，ＳＷ２の直列回路と、２つのスイッチ部ＳＷ３，ＳＷ４の直列回路との間に電気的に接続される。４つのスイッチ部ＳＷ１～ＳＷ４は、以上のように接続されることで、Ｈブリッジ回路を構成する。特に、本開示の双方向コンバータＡ１では、図１に示すように、スイッチ部ＳＷ１の高電位側と、スイッチ部ＳＷ３の高電位側とが接続されていないことから、４つのスイッチ部ＳＷ１～ＳＷ４は、オープンＨブリッジ回路である。
【0021】
図１に示すように、４つのスイッチ部ＳＷ１～ＳＷ４はそれぞれ、４つのスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のうちの対応する１つと４つのダイオードＤ１～Ｄ４のうちの対応する１つとを含む。
【0022】
各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４は、例えばトランジスタである。当該トランジスタの種類は、何ら限定されないが、例えばバイポーラトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）あるいはＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などが採用される。図１に示す例では、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４は、バイポーラトランジスタである。各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４には、制御部４から駆動信号（例えばオン信号、オフ信号およびＰＷＭ信号）が入力される。各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４は、入力される駆動信号に基づいて、常時オン状態、常時オフ状態およびスイッチング状態のいずれかで動作する。スイッチング状態では、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のオン（導通状態）とオフ（遮断状態）とが交互に切り替わる。スイッチング素子Ｑ１は、第１高電位側端子Ｔ１１とインダクタＬ１の一端とに接続されている。スイッチング素子Ｑ２は、第１低電位側端子Ｔ１２とインダクタＬ１の一端とに接続されている。スイッチング素子Ｑ３は、第２高電位側端子Ｔ２１とインダクタＬ１の他端とに接続されている。スイッチング素子Ｑ４は、第２低電位側端子Ｔ２２とインダクタＬ１の他端とに接続されている。
【0023】
ダイオードＤ１は、スイッチ部ＳＷ１において、スイッチング素子Ｑ１に逆並列に接続されている。同様に、ダイオードＤ２は、スイッチ部ＳＷ２において、スイッチング素子Ｑ２に逆並列に接続され、ダイオードＤ３は、スイッチ部ＳＷ３において、スイッチング素子Ｑ３に逆並列に接続され、ダイオードＤ４は、スイッチ部ＳＷ４において、スイッチング素子Ｑ４に逆並列に接続されている。なお、各ダイオードＤ１～Ｄ４は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４と異なる部品であってもよいし、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４に内蔵されるダイオード成分であってもよい。
【0024】
本実施形態では、各スイッチ部ＳＷ１～ＳＷ４は、高電位側から低電位側に電流が流れる状態と、低電位側から高電位側に電流が流れる状態と、電流が流れない状態とがある。例えば、スイッチ部ＳＷ１において、高電位側から低電位側に電流が流れている状態では、スイッチング素子Ｑ１に電流が流れる。また、スイッチ部ＳＷ１において、低電位側から高電位側に電流が流れている状態では、ダイオードＤ１に電流が流れる。スイッチ部ＳＷ１において、電流が流れない状態では、スイッチング素子Ｑ１にもダイオードＤ１にも電流が流れない。このことは、他のスイッチ部ＳＷ２～ＳＷ４においても同様である。
【0025】
電力変換回路１は、第１電圧Ｅ１および第２電圧Ｅ２の大小関係と、第１端子対Ｔ１と第２端子対Ｔ２との間の電力の伝送方向（第１方向か第２方向か）とによって、４つの動作モードに分けられる。４つの動作モードは、次に示すモード１、モード２、モード３およびモード４である。
【0026】
モード１は、第１電圧Ｅ１が第２電圧Ｅ２よりも小さく（Ｅ１＜Ｅ２）、且つ、第１端子対Ｔ１から第２端子対Ｔ２に電力が伝送される第１方向（Ｔ１→Ｔ２）の時の動作モードである。つまり、モード１では、電力変換回路１は、第１端子対Ｔ１に入力される電圧を、昇圧して第２端子対Ｔ２から出力する。
【0027】
モード２は、第１電圧Ｅ１が第２電圧Ｅ２よりも大きく（Ｅ１＞Ｅ２）、且つ、第１端子対Ｔ１から第２端子対Ｔ２に電力が伝送される第１方向（Ｔ１→Ｔ２）の時の動作モードである。つまり、モード２では、電力変換回路１は、第１端子対Ｔ１に入力される電圧を、降圧して第２端子対Ｔ２から出力する。
【0028】
モード３は、第１電圧Ｅ１が第２電圧Ｅ２よりも大きく（Ｅ１＞Ｅ２）、且つ、第２端子対Ｔ２から第１端子対Ｔ１に電力が伝送される第２方向（Ｔ２→Ｔ１）の時の動作モードである。つまり、モード３では、電力変換回路１は、第２端子対Ｔ２に入力される電圧を、昇圧して第１端子対Ｔ１から出力する。
【0029】
モード４は、第１電圧Ｅ１が第２電圧Ｅ２よりも小さく（Ｅ１＜Ｅ２）、且つ、第２端子対Ｔ２から第１端子対Ｔ１に電力が伝送される第２方向（Ｔ２→Ｔ１）の時の動作モードである。つまり、モード４では、電力変換回路１は、第２端子対Ｔ２に入力される電圧を、降圧して第１端子対Ｔ１から出力する。
【0030】
図２は、双方向コンバータＡ１の適用例を示している。図２（ａ）は、双方向コンバータＡ１を太陽光発電システムに用いた例である。図２（ｂ）は、双方向コンバータＡ１をＥＶ（Electric Vehicle）充放電システムに用いた例である。図２（ｃ），（ｄ）は、双方向コンバータＡ１を蓄電システムと太陽光発電システムとの複合システムに用いた例である。図２（ｅ）は、双方向コンバータＡ１をＶ２Ｘ（Vehicle to Everything）システムと太陽光発電システムとの複合システムに用いた例である。図２（ａ）～（ｅ）において、Ｋ１は系統電源、ＰＣＳはパワーコンディショナ、ＰＶは太陽光パネル、ＥＶは電気自動車、Ｂａｔｔは蓄電池、ＦＣは周波数変換装置、Ｓｔｄは充放電スタンドを示している。なお、図２（ａ）～（ｅ）に示す双方向コンバータＡ１の適用例は、一例であって、これらに限定されない。双方向コンバータＡ１の電力変換回路１は、双方向の電力伝送が可能であるが、一方向に電力伝送を行うものに適用することも可能である。図２（ｂ）に示す例において、双方向コンバータＡ１は、パワーコンディショナＰＣＳと電気自動車ＥＶとの間に接続される。そして、双方向コンバータＡ１は、パワーコンディショナＰＣＳを介して入力される電力を変換して、電気自動車ＥＶに出力することで、電気自動車ＥＶの充電を行う。一方、双方向コンバータＡ１は、電気自動車ＥＶから入力される電力を変換して、パワーコンディショナＰＣＳに出力することで、電気自動車ＥＶの放電を行う。
【0031】
電流検出器２１は、電力変換回路１に流れる制御対象電流として、第２低電位側端子Ｔ２２に流れる電流（二次電流Ｉ2）を検出する。電流検出器２１は、二次電流Ｉ2の検出値に応じた検出信号を、制御部４（後述のローパスフィルタ４１１）に出力する。図１から理解されるように、二次電流Ｉ2の検出値は、第２低電位側端子Ｔ２２から各スイッチ部ＳＷ１～ＳＷ４側に電流が流れている時に、正の値となる。なお、電流検出器２１は、第２低電位側端子Ｔ２２に流れる電流ではなく、第１高電位側端子Ｔ１１、第１低電位側端子Ｔ１２または第２高電位側端子Ｔ２１に流れる電流を検出するものであってもよい。
【0032】
設定部３１は、二次電流Ｉ2の設定を行う。設定部３１は、二次電流Ｉ2の設定値を、制御部４（後述の制御信号生成部４１）に出力する。二次電流Ｉ2の設定値は、例えば、第１端子対Ｔ１から第２端子対Ｔ２に電力伝送を行う時には、正の値であり、第２端子対Ｔ２から第１端子対Ｔ１に電力伝送を行う時には、負の値である。なお、設定部３１で設定する電流値は、電流検出器２１による電流の検出箇所に応じて、適宜変更される。
【0033】
制御部４は、複数のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の各々に駆動信号を入力することで、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のオンとオフとを切り替える駆動制御を行う。本実施形態では、制御部４は、当該駆動信号としてＰＷＭ信号を入力することで、当該ＰＷＭ信号が入力されたスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４をＰＷＭ制御する。また、制御部４は、当該駆動信号としてオン信号を入力することで、当該オン信号が入力されたスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を常時オンに制御し、当該駆動信号としてオフ信号を入力することで、当該オフ信号が入力されたスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を常時オフに制御する。制御部４には、電流検出器２１の検出値、および、設定部３１の設定値がそれぞれ入力される。図１に示すように、制御部４は、制御信号生成部４１および駆動信号生成部４３を含む。なお、制御部４の具体的な構成は、図１に示す例に限定されない。
【0034】
制御信号生成部４１は、二次電流Ｉ2の値を設定部３１で設定された設定値にするための制御信号を生成する。図示された例では、制御信号生成部４１は、ローパスフィルタ４１１、演算器４１２、制御器４１３、リミッター回路４１４、キャリア発生器４１５および比較器４１６を含む。
【0035】
ローパスフィルタ４１１には、電流検出器２１の出力（二次電流Ｉ2の検出値）が入力される。ローパスフィルタ４４１は、入力される検出信号から高周波成分を除去する。
【0036】
演算器４１２には、ローパスフィルタ４１１の出力と、設定部３１の出力（二次電流Ｉ2の設定値）とが入力される。演算器４１２は、二次電流Ｉ2の設定値からローパスフィルタ４１１の出力を減算する。つまり、演算器４１２は、二次電流Ｉ2の設定値と二次電流Ｉ2の検出値（ローパスフィルタ４１１を通過後の検出値）との差を演算する。
【0037】
制御器４１３には、演算器４１２の出力（演算結果）が入力される。制御器４１３は、ＰＩ制御（比例・積分制御）を行う。制御器４１３は、ＰＩ制御ではなく、Ｐ制御（比例制御）またはＰＩＤ制御（比例・積分・微分制御）を行う構成であってもよい。
【0038】
リミッター回路４１４には、制御器４１３の出力が入力される。リミッター回路４１４には、制御器４１３の出力を制限するための上限値および下限値が設定されている。リミッター回路４１４は、制御器４１３の出力が先述の上限値を上回る場合、当該上限値に制限し、制御器４１３の出力が先述の下限値を下回る場合、当該下限値に制限する。
【0039】
キャリア発生器４１５は、例えば三角波のキャリア信号を発生させる。
【0040】
比較器４１６には、リミッター回路４１４の出力、および、キャリア発生器４１５の出力がそれぞれ入力される。比較器４１６の非反転入力端子には、キャリア発生器４１５が接続されており、比較器４１６の反転入力端子には、リミッター回路４１４が接続されている。比較器４１６の出力は、上記制御信号である。
【0041】
駆動信号生成部４３は、制御信号生成部４１から制御信号が入力され、当該制御信号を基に各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動信号を生成する。図示された例では、駆動信号生成部４３は、遅延回路４３１、ＮＯＲ回路４３２およびＡＮＤ回路４３３を含む。
【0042】
遅延回路４３１には、制御信号生成部４１（比較器４１６）の出力（制御信号）が入力される。遅延回路４３１は、入力された制御信号を、所定時間分、ずらす。なお、理解の便宜上、制御信号生成部４１の出力を「基準制御信号」といい、遅延回路４３１の出力を「遅延制御信号」ということがある。
【0043】
ＮＯＲ回路４３２およびＡＮＤ回路４３３の各々には、制御信号生成部４１（比較器４１６）の出力（基準制御信号）と、遅延回路４３１の出力（遅延制御信号）とが入力される。ＮＯＲ回路４３２の出力は、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４に入力される。よって、ＮＯＲ回路４３２の出力は、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４の駆動信号である。ＡＮＤ回路４３３の出力は、２つのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３に入力される。よって、ＡＮＤ回路４３３の出力は、２つのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の駆動信号である。本実施形態では、ＮＯＲ回路４３２の出力およびＡＮＤ回路４３３の出力はそれぞれ、ＰＷＭ信号であり、且つ、互いにレベルが反転した波形となる。よって、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンである（２つのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３はオフである）状態と、２つのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオンである（２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４はオフである）状態が、交互に繰り返される。ただし、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２、および、２つのスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４が同時にオンして、過大な電流が流れないようにするために、ＮＯＲ回路４３２の出力レベルとＡＮＤ回路４３３の出力レベルとが反転する部分に遅延回路４３１で設定されるデッドタイムが設けられている。
【0044】
図３は、各動作モード（モード１～４）における、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のオンオフの状態と流れる電流の状態とを示している。図３（ａ）はモード１での状態を、図３（ｂ）はモード２での状態を、図３（ｃ）はモード３での状態を、図３（ｄ）はモード４での状態をそれぞれ示している。
【0045】
モード１およびモード２では、図３（ａ），（ｂ）に示すように、電力変換回路１は、次の２つの状態を交互に繰り返す。１つ目の状態では、図３（ａ），（ｂ）のそれぞれの上側の図に示すように、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４の両方がオンとなり、２つのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の両方がオフとなる。この１つ目の状態では、スイッチ部ＳＷ１，ＳＷ４のそれぞれには高電位側から低電位側に電流が流れ、スイッチ部ＳＷ２，ＳＷ３のそれぞれには電流が流れない。これにより、第１電圧源Ｂ１（第１端子対Ｔ１）からインダクタＬ１にエネルギーが蓄積される。２つ目の状態では、図３（ａ），（ｂ）のそれぞれの下側の図に示すように、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４の両方がオフとなり、２つのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の両方がオンとなる。この２つ目の状態では、スイッチ部ＳＷ１，ＳＷ４のそれぞれには電流が流れず、スイッチ部ＳＷ２，ＳＷ３には、低電位側から高電位側に電流が流れる。なお、２つ目の状態において、１つ目の状態からインダクタＬ１に電流が連続的に流れるため、２つのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がそれぞれオンになっても、各ダイオードＤ２，Ｄ３に電流が流れる。つまり、先述の通り、スイッチ部ＳＷ２，ＳＷ３の各々では、低電位側から高電位側に電流が流れる。これは、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のオン電圧が各ダイオードＤ２，Ｄ３の順方向電圧よりも低ければ、同期整流と同じ効果が得られるためである。よって、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３をオフにしなくても、各ダイオードＤ２，Ｄ３に電流を流すことができる。これにより、インダクタＬ１に蓄積されたエネルギーが、第２電圧源Ｂ２（第２端子対Ｔ２）に放出される。モード１では、低い第１電圧Ｅ１でインダクタＬ１に蓄えたエネルギーを、高い第２電圧Ｅ２で放出することで、昇圧動作となる。一方、モード２では、高い第１電圧Ｅ１でインダクタＬ１に蓄えたエネルギーを、低い第２電圧Ｅ２で放出することで、降圧動作となる。このとき、エネルギー蓄積時と、エネルギー放出時とで、インダクタＬ１に印加される各電圧時間積がバランスしていれば、インダクタＬ１のコアを飽和しない。
【0046】
モード３およびモード４では、図３（ｃ），（ｄ）に示すように、電力変換回路１は、次の２つの状態を交互に繰り返す。１つ目の状態では、図３（ｃ），（ｄ）のそれぞれの上側の図に示すように、２つのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の両方がオンとなり、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４の両方がオフとなる。この１つ目の状態では、スイッチ部ＳＷ１，ＳＷ４のそれぞれには電流が流れず、スイッチ部ＳＷ２，ＳＷ３には、高電位側から低電位側に電流が流れる。これにより、第２電圧源Ｂ２（第２端子対Ｔ２）からインダクタＬ１にエネルギーが蓄積される。２つ目の状態では、図３（ｃ），（ｄ）のそれぞれの下側の図に示すように、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４の両方がオンとなり、２つのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の両方がオフとなる。この２つ目の状態では、スイッチ部ＳＷ１，ＳＷ４のそれぞれには、低電位側から高電位側に電流が流れ、スイッチ部ＳＷ２，ＳＷ３のそれぞれには電流が流れない。なお、２つ目の状態において、１つ目の状態からインダクタＬ１に電流が連続的に流れるため、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がそれぞれオンになっても、各ダイオードＤ１，Ｄ４に電流が流れる。つまり、先述の通り、スイッチ部ＳＷ１，ＳＷ４の各々では、低電位側から高電位側に電流が流れる。これは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のオン電圧が各ダイオードＤ１，Ｄ４の順方向電圧よりも低ければ、同期整流と同じ効果が得られるためである。よって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４をオフにしなくても、各ダイオードＤ１，Ｄ４に電流を流すことができる。これにより、インダクタＬ１に蓄積されたエネルギーが、第１電圧源Ｂ１（第１端子対Ｔ１）に放出される。モード３では、低い第２電圧Ｅ２でインダクタＬ１に蓄えたエネルギーを、高い第１電圧Ｅ１で放出することで、昇圧動作となる。一方、モード４では、高い第２電圧Ｅ２で、インダクタＬ１に蓄えたエネルギーを、低い第１電圧Ｅ１で放出することで、降圧動作となる。このとき、エネルギー蓄積時と、エネルギー放出時とで、インダクタＬ１に印加される各電圧時間積がバランスしていれば、インダクタＬ１のコアを飽和しない。
【0047】
次に、双方向コンバータＡ１において、動作モードの切り替えを行った時の二次電流Ｉ2の変化について、図４を参照して、説明する。図４は、第１端子対Ｔ１から第２端子対Ｔ２に電力が伝送されている状態で、第１端子対Ｔ１に印加される電圧（第１電圧Ｅ１）と、第２端子対Ｔ２に印加される電圧（第２電圧Ｅ２）との大小関係が変わった時のシミュレーション結果を示している。つまり、図４は、モード１とモード２とを切り替えた時のシミュレーション結果である。図４（ａ）は、第１電圧Ｅ１と第２電圧Ｅ２との時間変化を示している。当該シミュレーションでは、第２電圧Ｅ２の値を３５０［Ｖ］で固定して、第１電圧Ｅ１の値を変化させることで、第１電圧Ｅ１と第２電圧Ｅ２との大小関係を変えた。図４（ｂ）は、従来の双方向コンバータ（特許文献１の双方向コンバータ）における二次電流の時間変化を示している。図４（ｃ）は、双方向コンバータＡ１における二次電流Ｉ2の時間変化を示している。図４において、期間ｔ１，ｔ２，ｔ６，ｔ７は、第１電圧Ｅ１が第２電圧Ｅ２よりも大きい期間（Ｅ１＞Ｅ２）であり、期間ｔ３，ｔ４，ｔ５は、第１電圧Ｅ１が第２電圧Ｅ２よりも小さい期間（Ｅ１＜Ｅ２）である。よって、期間ｔ２から期間ｔ３に切り替わる時に、モード２からモード１に切り替わり、期間ｔ５から期間ｔ６に切り替わる時に、モード１からモード２に切り替わる。なお、図４（ｂ），（ｃ）のシミュレーションでは、二次電流Ｉ2の設定値を＋２０Ａ（第１電圧源Ｂ１から第２電圧源Ｂ２への電流を２０Ａとする設定値）とした。
【0048】
図４（ｂ）に示すように、従来の双方向コンバータにおいては、モード２からモード１に切り替わるタイミング（期間ｔ２→期間ｔ３）で、二次電流にオーバーシュートが発生している。また、図４（ｂ）に示すように、モード１からモード２に切り替わるタイミング（期間ｔ５→期間ｔ６）で、二次電流にアンダーシュートが発生している。例えば、従来の双方向コンバータでは、次のような原因によりオーバーシュートが発生する。期間ｔ２では、第１電圧Ｅ１が低下していくため、昇圧比を大きくするように、制御信号生成部４１の出力が大きくなる。その結果、駆動信号生成部４３の出力（各駆動信号）のＰＷＭ信号のオンデューティも大きくなる。この状態で、第１電圧Ｅ１が第２電圧Ｅ２よりも大きい状態から小さい状態に切り替わる。このため、制御信号生成部４１の出力が二次電流を大きくしようとしている状態で、モード２からモード１に切り替わるので、動作モードが切り替わった瞬間に二次電流が急激に増加する。よって、二次電流の設定値に対して異常に電流が大きくなり、オーバーシュートが発生する。なお、アンダーシュートも同様の原因により発生する。つまり、制御信号生成部４１の出力が二次電流を小さくしようとしている状態で、モード１からモード２に切り替わるので、動作モードが切り替わった瞬間に二次電流が急激に低下する。よって、二次電流の設定値に対して異常に電流が小さくなり、アンダーシュートが発生する。
【0049】
一方で、図４（ｃ）に示すように、双方向コンバータＡ１においては、モード２からモード１に切り替わるタイミング（期間ｔ２→期間ｔ３）、および、モード１からモード２に切り替わるタイミング（期間ｔ５→期間ｔ６）に切り替わるタイミングのいずれにおいても、二次電流Ｉ2にオーバーシュートもアンダーシュートも抑制されている。これは、双方向コンバータＡ１では、モード１とモード２との動作が同じであるので、従来の双方向コンバータのように、制御信号生成部４１の出力が大きくならず、オーバーシュートが発生しない。なお、このことは、アンダーシュートの抑制においても同様である。
【0050】
なお、図４は、モード１とモード２との切り替わりにおけるシミュレーション結果を示しているが、電力変換回路１が、第１端子対Ｔ１側と第２端子対Ｔ２側とで、インダクタＬ１を挟んで対称的に構成されているため、モード３とモード４との切り替わりにおいても同様の結果となる。
【0051】
双方向コンバータＡ１の作用および効果は、次の通りである。
【0052】
双方向コンバータＡ１では、制御部４は、モード１とモード２とが切り替わる過渡期（第１過渡期）において、第１端子対Ｔ１からインダクタＬ１に電力を供給する状態と、インダクタＬ１から第２端子対Ｔ２に電力を供給する状態とを繰り返すように複数のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の各々の駆動制御を行う。このとき、制御部４が行う駆動制御は、先述の第１過渡期においては、動作モードがモード１であるかモード２であるかに関わらず共通する。また、制御部４は、モード３とモード４とが切り替わる過渡期（第２過渡期）において、第２端子対Ｔ２からインダクタＬ１に電力を供給する状態と、インダクタＬ１から第１端子対Ｔ１に電力を供給する状態とを繰り返すように複数のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の各々の駆動制御を行う。制御部４が行う駆動制御は、先述の第２過渡期においては、動作モードがモード３であるかモード４であるかに関わらず共通する。この構成によれば、モード１とモード２とが切り替わる時、切り替わる前の動作モードと切り替わった後の動作モードとで、電力変換回路１における電流の流れが同じである。また、モード３とモード４とが切り替わる時、切り替わる前の動作モードと切り替わった後の動作モードとで、電力変換回路１における電流の流れが同じである。これにより、双方向コンバータＡ１では、第１電圧Ｅ１と第２電圧Ｅ２との大小関係が変わる時（モード１とモード２とが切り替わる時、および、モード３とモード４とが切り替わる時）でも、電力変換回路１における電流の流れが同じであるので、図４（ｃ）に示すように、オーバーシュートおよびアンダーシュートの発生を抑制できる。
【0053】
双方向コンバータＡ１では、設定部３１による電流設定のみで、動作モードの切り替えを行う。このため、第１電圧Ｅ１を検出する電圧検出器も、第２電圧Ｅ２を検出する電圧検出器も不要となる。つまり、双方向コンバータＡ１は、簡易な構成で、電力変換回路１の双方向の電力伝送を制御することが可能となる。
【0054】
次に、本開示の第２実施形態に係る双方向コンバータＡ２について、説明する。双方向コンバータＡ２において、双方向コンバータＡ１と同一あるいは類似の構成要素に、同じ符号を付して重複する説明を省略する。図５は、第２実施形態に係る双方向コンバータＡ２の全体構成例を示している。図６は、双方向コンバータＡ２の制御部４の詳細な構成例を示している。
【0055】
双方向コンバータＡ１では、各動作モード（モード１～４）において、定常状態と過渡状態（上記過渡期の状態）とで、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動制御が共通する。一方で、双方向コンバータＡ２では、各動作モード（モード１～４）において、定常状態と過渡状態とで、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動制御を変えている。双方向コンバータＡ２の制御部４は、動作モードを切り替える際、切り替える前の動作モードにおいて、定常状態から過渡状態に移行させる。そして、切り替わった後の動作モードにおいて過渡状態から定常状態に移行させる。これにより、双方向コンバータＡ２は、動作モードの切り替え時における二次電流Ｉ2の過渡応答を改善させる。例えば、各動作モードにおいて、第１電圧Ｅ１と第２電圧Ｅ２との差（電圧差）が予め設定された設定値（後述の切替電圧）以下となった場合に、定常状態から過渡状態に移行し、先述の電圧差が、先述の設定値（後述の切替電圧）を超えた場合に、過渡状態から定常状態に移行する。つまり、各動作モードにおいて、第１電圧Ｅ１と第２電圧Ｅ２との電圧差の絶対値が、設定値以下にある時に、過渡状態で各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４が駆動制御され、第１電圧Ｅ１と第２電圧Ｅ２との電圧差の絶対値が、先述の設定値（切替電圧）よりも大きい時に、定常状態で各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４が駆動制御される。
【0056】
また、双方向コンバータＡ２の制御部４は、定常状態と過渡状態とを切り替えた時、ソフトスタートを行うことがある。当該ソフトスタートは、定常状態と過渡状態とを切り替えた時に、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動制御が変化する際に行う制御であって、例えば次に示すように、切り替える前の駆動信号から切り替えた後の駆動信号に徐々に変化させる制御である。例えば、各スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４が、ＰＷＭ制御から常時オフに変わる時（ＰＷＭ制御を停止させる時）には、各駆動信号（ＰＷＭ信号）のパルス幅を徐々に狭くし、常時オフからＰＷＭ制御に変わる時（ＰＷＭ制御を開始する時）には、各駆動信号（ＰＷＭ信号）のパルス幅を徐々に広くする。また、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３が、ＰＷＭ制御から常時オンに変わる時には、各駆動信号（ＰＷＭ信号）のパルス幅を徐々に広くし、常時オンからＰＷＭ制御に変わる時には、各駆動信号（ＰＷＭ信号）のパルス幅を徐々に狭くする。
【0057】
双方向コンバータＡ２において、制御部４は、図７および図８に示すように、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動を制御する。図７および図８は、複数の動作モード（モード１～４）の各々における、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のオンオフの状態と流れる電流の状態とを示している。図７（ａ－１）は、モード１での定常状態を、図７（ａ－２）は、モード１での過渡状態を、それぞれ示している。図７（ｂ－１）は、モード２での定常状態を、図７（ｂ－２）は、モード２での過渡状態を示している。図８（ｃ－１）は、モード３での定常状態を、図８（ｃ－２）は、モード３での過渡状態を示している。図８（ｄ－１）は、モード４での定常状態を、図８（ｄ－２）は、モード４での過渡状態を示している。
【0058】
モード１の定常状態では、図７（ａ－１）に示すように、制御部４は、スイッチング素子Ｑ１をオンにし、且つ２つのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の両方をオフにしたまま、スイッチング素子Ｑ４をスイッチングさせる。これにより、モード１の定常状態において、電力変換回路１は、次の２つの状態を繰り返す。１つ目の状態では、図７（ａ－１）の上図に示すように、スイッチ部ＳＷ１，ＳＷ４のそれぞれには、高電位側から低電位側に電流が流れ、スイッチ部ＳＷ２，ＳＷ３のいずれにも電流が流れない。このとき、第１電圧源Ｂ１（第１端子対Ｔ１）からインダクタＬ１に電力が供給される。２つ目の状態では、図７（ａ－１）の下図に示すように、スイッチ部ＳＷ１には、高電位側から低電位側に電流が流れ、スイッチ部ＳＷ２，ＳＷ３のそれぞれには、低電位側から高電位側に電流が流れ、スイッチ部ＳＷ４には電流が流れない。このとき、第１電圧源Ｂ１（第１端子対Ｔ１）からインダクタＬ１に電力が供給されつつ、インダクタＬ１から第２電圧源Ｂ２（第２端子対Ｔ２）に電力が供給される。一方で、モード１の過渡状態では、図７（ａ－２）に示すように、制御部４は、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４と、２つのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３とを、交互にスイッチングさせる。つまり、双方向コンバータＡ１のモード１（図３（ａ）参照）と同じ電流制御が行われる。
【0059】
モード２の定常状態では、図７（ｂ－１）に示すように、制御部４は、３つのスイッチング素子Ｑ２～Ｑ４のそれぞれをオフにしたまま、スイッチング素子Ｑ１をスイッチングさせる。これにより、モード２の定常状態において、電力変換回路１は、次の２つの状態を繰り返す。１つ目の状態では、図７（ｂ－１）の上図に示すように、スイッチ部ＳＷ１には高電位側から低電位側に電流が流れ、スイッチ部ＳＷ３には低電位側から高電位側に電流が流れ、スイッチ部ＳＷ２，ＳＷ４には電流が流れない。このとき、第１電圧源Ｂ１（第１端子対Ｔ１）からインダクタＬ１に電極が供給されつつ、インダクタＬ１から第２電圧源Ｂ２（第２端子対Ｔ２）に電力が供給される。２つ目の状態では、図７（ｂ－１）の下図に示すように、スイッチ部ＳＷ２，ＳＷ３には低電位側から高電位側に電流が流れ、スイッチ部ＳＷ１，ＳＷ４には電流が流れない。このとき、インダクタＬ１から第２電圧源Ｂ２（第２端子対Ｔ２）に電力が供給される。一方で、モード２の過渡状態では、図７（ｂ－２）に示すように、制御部４は、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４と、２つのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３とを、交互にスイッチングさせる。つまり、双方向コンバータＡ１のモード２（図３（ｂ）参照）と同じ電流制御が行われる。
【0060】
モード３の定常状態では、図８（ｃ－１）に示すように、制御部４は、スイッチング素子Ｑ３をオンにし、且つ２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４の両方をオフにしたまま、スイッチング素子Ｑ２をスイッチングさせる。これにより、モード３の定常状態において、電力変換回路１は、次の２つの状態を繰り返す。１つ目の状態では、図８（ｃ－１）の上図に示すように、スイッチ部ＳＷ２，ＳＷ３のそれぞれには高電位側から低電位側に電流が流れ、スイッチ部ＳＷ１，ＳＷ４のいずれにも電流が流れない。このとき、第２電圧源Ｂ２（第２端子対Ｔ２）からインダクタＬ１に電力が供給される。２つ目の状態では、図８（ｃ－１）の下図に示すように、スイッチ部ＳＷ３には高電位側から低電位側に電流が流れ、スイッチ部ＳＷ１，ＳＷ４のそれぞれには低電位側から高電位側に電流が流れ、スイッチ部ＳＷ２には電流が流れない。このとき、第２電圧源Ｂ２（第２端子対Ｔ２）からインダクタＬ１に電力が供給されつつ、インダクタＬ１から第１電圧源Ｂ１（第１端子対Ｔ１）に電力が供給される。一方で、モード３の過渡状態では、図８（ｃ－２）に示すように、制御部４は、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４と、２つのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３とを、交互にスイッチングさせる。つまり、双方向コンバータＡ１のモード３（図３（ｃ）参照）と同じ電流制御が行われる。
【0061】
モード４の定常状態では、図８（ｄ－１）に示すように、制御部４は、３つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ４のそれぞれをオフにしたまま、スイッチング素子Ｑ３をスイッチングさせる。これにより、モード４の定常状態において、電力変換回路１は、次の２つの状態を繰り返す。１つ目の状態では、図８（ｄ－１）の上図に示すように、スイッチ部ＳＷ３には高電位側から低電位側に電流が流れ、スイッチ部ＳＷ１には低電位側から高電位側に電流が流れ、スイッチ部ＳＷ２，ＳＷ４には電流が流れない。このとき、第２電圧源Ｂ２（第２端子対Ｔ２）からインダクタＬ１に電極が供給されつつ、インダクタＬ１から第１電圧源Ｂ１（第１端子対Ｔ１）に電力が供給される。２つ目の状態では、図８（ｄ－１）の下図に示すように、スイッチ部ＳＷ１，ＳＷ４には低電位側から高電位側に電流が流れ、スイッチ部ＳＷ２，ＳＷ３には電流が流れない。このとき、インダクタＬ１から第１電圧源Ｂ１（第１端子対Ｔ１）に電力が供給される。一方で、モード４の過渡状態では、図８（ｄ－２）に示すように、制御部４は、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４と、２つのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３とを、交互にスイッチングさせる。つまり、双方向コンバータＡ１のモード４（図３（ｄ）参照）と同じ電流制御が行われる。
【0062】
以上のように、双方向コンバータＡ２では、各モード１～４において、定常状態と過渡状態とで、異なる電流制御が行われる。このとき、各モード１～４の過渡状態は、双方向コンバータＡ１のモード１～４とそれぞれ同じ電流制御が行われている。
【0063】
双方向コンバータＡ２は、上記電流制御を行うため、図５および図６に示すように、双方向コンバータＡ１と比較して、次の点で異なる。第１に、双方向コンバータＡ２は、２つの電圧検出部５１，５２をさらに備える。第２に、双方向コンバータＡ２は、２つの設定部３３，３４をさらに備える。第３に、制御部４の構成が異なる。
【0064】
設定部３３は、各動作モードにおいて定常状態と過渡状態とを切り替える切替電圧を設定する。設定部３３は、切替電圧の設定値を制御部４（後述の電圧判定部４５）に出力する。設定部３４は、第１端子対Ｔ１と第２端子対Ｔ２との間の電力伝送の方向（電流方向）を判定するための判定電流を設定する。当該判定電流には例えば０（ゼロ）が設定される。設定部３４は、判定電流の設定値を制御部４（後述の電流判定部４６）に出力する。
【0065】
電圧検出部５１は、第１端子対Ｔ１に印加される第１電圧Ｅ１、すなわち、第１電圧源Ｂ１の電源電圧を検出する。電圧検出部５１の出力（第１電圧Ｅ１の検出値）は、制御部４（後述の電圧判定部４５）に出力される。電圧検出部５２は、第２端子対Ｔ２に印加される第２電圧Ｅ２、すなわち、第２電圧源Ｂ２の電源電圧を検出する。電圧検出部５２の出力（第２電圧Ｅ２の検出値）は、制御部４（後述の電圧判定部４５）に出力される。
【0066】
双方向コンバータＡ２の制御部４は、双方向コンバータＡ１の制御部４と比較して、電圧判定部４５、電流判定部４６、駆動判定部４７および信号補整部４８をさらに含む。なお、図６に示す電圧判定部４５、電流判定部４６、駆動判定部４７および信号補整部４８の具体的な構成は、一例であって、図示された構成に限定されない。また、双方向コンバータＡ２の制御部４において、制御信号生成部４１の制御器４１３が行う制御（Ｐ制御、ＰＩ制御またはＰＩＤ制御）を定常状態と過渡状態とで変えて、動作モード切替時の過渡応答を改善することも可能である。以下の説明において、ある出力がローレベルである信号を「Ｌ信号」といい、ある出力がハイレベルである信号を「Ｈ信号」という。先述のＰＷＭ信号は、ある出力がローレベルとハイレベルとを交互に繰り返す信号に相当する。また、Ｌ信号は、デューティ比が０％である信号に相当し、Ｈ信号は、デューティ比が１００％である信号に相当する。
【0067】
電圧判定部４５は、第１電圧Ｅ１と第２電圧Ｅ２との大小関係の判定、および、第１電圧Ｅ１と第２電圧Ｅ２との差（電圧差）が設定部３３で設定された切替電圧の範囲内であるか否かの判定を行う。電圧判定部４５は、電圧第１判定信号、電圧第２判定信号、および電圧第３判定信号を出力する。電圧第１判定信号は、電圧差（絶対値）が切替電圧よりも大きく、且つ第１電圧Ｅ１が第２電圧Ｅ２よりも大きい場合（Ｅ１＞Ｅ２）にＬ信号となり、それ以外（電圧差（絶対値）が切替電圧以下である時を含む）でＨ信号となる。電圧第２判定信号は、電圧差（絶対値）が切替電圧よりも大きく、且つ第１電圧Ｅ１が第２電圧Ｅ２よりも小さい場合（Ｅ１＜Ｅ２）にＬ信号となり、それ以外（電圧差（絶対値）が切替電圧以下である時を含む）でＨ信号となる。電圧第３判定信号は、電圧差（絶対値）が切替電圧よりも大きい場合にＬ信号となり、電圧差（絶対値）が切替電圧以下である場合にＨ信号となる。図６に示す例では、電圧判定部４５は、演算器４５１およびウィンドウコンパレータ回路４５２を含む。
【0068】
演算器４５１には、電圧検出部５１の出力（第１電圧Ｅ１の検出値）および電圧検出部５２の出力（第２電圧Ｅ２の検出値）が入力される。演算器４５１は、第１電圧Ｅ１の検出値から第２電圧Ｅ２の検出値を減算する。つまり、演算器４５１は、第１電圧Ｅ１の検出値と第２電圧Ｅ２の検出値との差を演算する。
【0069】
ウィンドウコンパレータ回路４５２には、演算器４５１の出力（差電圧の演算結果）および設定部３３の出力（切替電圧の設定値）が入力される。ウィンドウコンパレータ回路４５２は、２つの比較器４５２ａ，４５２ｂおよびＡＮＤ回路４５２ｃを含む。比較器４５２ａは、入力される差電圧の演算結果および切替電圧の設定値に基づいて、上記電圧第１判定信号を出力する。比較器４５２ｂは、差電圧の演算結果および切替電圧の設定値に基づいて、上記電圧判定第２信号を出力する。ＡＮＤ回路４５２ｃには、比較器４５２ａの出力（電圧第１判定信号）および比較器４５２ｂの出力（電圧第２判定信号）が入力される。ＡＮＤ回路４５２ｃは、入力される電圧第１判定信号および電圧第２判定信号に基づいて、上記電圧第３判定信号を出力する。
【0070】
電流判定部４６は、電力変換回路１に流れる電流が、第１端子対Ｔ１から第２端子対Ｔ２に向かう方向に流れているか、第２端子対Ｔ２から第１端子対Ｔ１に向かう方向に流れているかの判定を行う。つまり、電流判定部４６は、電力伝送方向が第１方向であるか第２方向であるかの判定を行う。電流判定部４６は、電流第１判定信号、電流第２判定信号および電流第３判定信号を出力する。電流第１判定信号は、電力伝送方向が第１方向（Ｔ１→Ｔ２）である場合にＬ信号となり、それ以外Ｈ信号となる。電流第２判定信号は、電力伝送方向が第２方向（Ｔ１←Ｔ２）である場合にＬ信号となり、それ以外Ｈ信号となる。電流第３判定信号は、二次電流Ｉ2の設定値が判定電流以下である場合にＨ信号となり、二次電流Ｉ2の設定値が判定電流よりも大きい場合にＬ信号となる。本実施形態では、判定電流には０（ゼロ）が設定されるので、基本規定に電流第３判定信号は、Ｌ信号となる。図６に示す例では、電流判定部４６は、ウィンドウコンパレータ回路４６１を含む。
【0071】
ウィンドウコンパレータ回路４６１には、設定部３１の出力（二次電流Ｉ2の設定値）および設定部３４の出力（判定電流の設定値）が入力される。ウィンドウコンパレータ回路４６１は、２つの比較器４６１ａ，４６１ｂおよびＡＮＤ回路４６１ｃを含む。比較器４６１ａは、入力される二次電流Ｉ2の設定値および判定電流の設定値に基づいて、上記電流第１判定信号を出力する。比較器４６１ｂは、入力される二次電流Ｉ2の設定値および判定電流の設定値に基づいて、上記電流第２判定信号を出力する。ＡＮＤ回路４６１ｃは、比較器４６１ａの出力（電流第１判定信号）および比較器４６１ｂの出力（電流第２判定信号）が入力される。ＡＮＤ回路４６１ｃは、入力される電流第１判定信号および電流第２判定信号に基づいて、上記電流第３判定信号を出力する。本実施形態では、電流第１判定信号および電流第２判定信号がともにＨ信号となることがないので、電流第３判定信号はＬ信号となる。
【0072】
駆動判定部４７は、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を駆動させるか否かの判定を行う。駆動判定部４７は、スイッチング素子Ｑ１に対する判定信号、スイッチング素子Ｑ３に対する判定信号、２つのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４に対する判定信号を出力する。これらの判定信号はそれぞれ、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を駆動させる（オンさせるまたはスイッチングさせる）場合、Ｈ信号となり、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を駆動させない（オフさせる）場合、Ｌ信号となる。図６に示す例では、駆動判定部４７は、２つのＡＮＤ回路４７１，４７２、および４つのＯＲ回路４７３，４７４，４７５，４７６を含む。
【0073】
ＡＮＤ回路４７１には、比較器４５２ａの出力（電圧第１判定信号）および比較器４６１ａの出力（電流第１判定信号）が入力される。ＡＮＤ回路４７２には、比較器４５２ｂ（電圧第２判定信号）の出力および比較器４６１ｂ（電流第２判定信号）の出力が入力される。ＯＲ回路４７３には、ＡＮＤ回路４７１の出力およびＡＮＤ回路４７２の出力が入力される。ＡＮＤ回路４７１、ＡＮＤ回路４７２およびＯＲ回路４７３により、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４を駆動させるか否かの判定信号が出力される。図６に示す例では、第１電圧Ｅ１が第２電圧Ｅ２よりも大きく（Ｅ１＞Ｅ２）、電力伝送方向が第１方向（Ｔ１→Ｔ２）である時（モード２）の定常時、および、第１電圧Ｅ１が第２電圧Ｅ２よりも小さく（Ｅ１＜Ｅ２）、電力伝送方向が第２方向（Ｔ１←Ｔ２）である時（モード４）の定常時に、ＯＲ回路４７３から、Ｌ信号が出力され、それ以外の時に、ＯＲ回路４７３から、Ｈ信号が出力される。つまり、ＯＲ回路４７３の出力は、降圧動作を行う定常時に、Ｌ信号となり、昇圧動作を行う定常時、昇圧動作を行う過渡時、および、降圧動作を行う過渡時に、Ｈ信号となる。ＯＲ回路４７３の出力がＬ信号であるとき、各スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４はオフとなる。
【0074】
ＯＲ回路４７４には、ＡＮＤ回路４５２ｃの出力（電圧第３判定信号）およびＡＮＤ回路４６１ｃ（電流第３判定信号）の出力が入力される。２つのＯＲ回路４７５，４７６の各々には、ＯＲ回路４７４の出力および比較器４６１ａの出力が入力される。なお、ＯＲ回路４７６には、比較器４６１ａの出力が反転されて入力される。ＯＲ回路４７４およびＯＲ回路４７５により、スイッチング素子Ｑ１を駆動させるか否かの判定信号が出力される。図６に示す例では、電力伝送方向が第２方向（Ｔ１←Ｔ２）である時の定常時に、ＯＲ回路４７５からＬ信号が出力され、それ以外の時に、ＯＲ回路４７５からＨ信号が出力される。ＯＲ回路４７５の出力がＬ信号の時、スイッチング素子Ｑ１はオフとなる。ＯＲ回路４７４およびＯＲ回路４７６により、スイッチング素子Ｑ３を駆動させるか否かの判定信号が出力される。図６に示す例では、電力伝送方向が第１方向（Ｔ１→Ｔ２）である時の定常時に、ＯＲ回路４７６からＬ信号が出力され、それ以外の時にＯＲ回路４７６からＨ信号が出力される。ＯＲ回路４７６の出力がＬ信号の時、スイッチング素子Ｑ３はオフとなる。
【0075】
信号補整部４８には、駆動信号生成部４３の出力、電圧判定部４５の出力、電流判定部４６の出力および駆動判定部４７の出力がそれぞれ入力される。信号補整部４８は、電圧判定部４５の各判定信号、電流判定部４６の各判定信号、および、駆動判定部４７の各判定信号を基に、駆動信号生成部４３が生成した各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動信号の補整を行う。図６に示す例では、信号補整部４８は、２つのＮＯＲ回路４８１ａ，４８１ｂ、３つの積分器４８２ａ，４８２ｂ，４８２ｃ、３つの比較器４８３ａ，４８３ｂ，４８３ｃ、４つのＡＮＤ回路４８４ａ，４８４ｂ，４８４ｃ，４８４ｄ、２つのＯＲ回路４８５ａ，４８５ｂ、および、２つのＡＮＤ回路４８６ａ，４８５ｂを含む。なお、各積分器４８２ａ，４８２ｂ，４８２ｃはそれぞれ、例えばリミッター付き積分器である。各積分器４８２ａ，４８２ｂ，４８２ｃの各時定数は、例えば８０ｍｓであるが、この時定数を調整すれば、動作モードの切り替え時の過渡応答を改善することが可能である。
【0076】
ＮＯＲ回路４８１ａには、比較器４６１ｂの出力（電流第２判定信号）および比較器４５２ｂ（電圧第２判定信号）の出力が入力される。ＮＯＲ回路４８１ａは、比較器４６１ｂまたは比較器４５２ｂのいずれかの出力がＨ信号のときＬ信号を出力し、比較器４６１ｂまたは比較器４５２ｂの両方の出力がＬ信号のときＨ信号を出力する。したがって、ＮＯＲ回路４８１ａからは、モード１の定常状態でのみ、Ｈ信号を出力する。
【0077】
ＮＯＲ回路４８１ｂには、比較器４６１ａの出力（電流第１判定信号）および比較器４５２ａの出力（電圧第１判定信号）が入力される。ＮＯＲ回路４８１ｂは、比較器４６１ａまたは比較器４５２ｂのいずれかの出力がＨ信号のときＬ信号を出力し、比較器４６１ａまたは比較器４５２ｂの両方の出力がＬ信号のときＨ信号を出力する。したがって、ＮＯＲ回路４８１ｂからは、モード３の定常状態でのみ、Ｈ信号を出力する。
【0078】
積分器４８２ａには、駆動判定部４７のＯＲ回路４７３の出力が入力される。積分器４８２ｂには、ＮＯＲ回路４８１ａの出力が入力される。積分器４８２ｃには、ＮＯＲ回路４８１ｂの出力が入力される。各積分器４８２ａ，４８２ｂ，４８２ｃは、入力される信号がＬ信号からＨ信号に切り替わると、Ｌ信号からＨ信号に徐々にレベルを増加させた信号を出力する。一方、各積分器４８２ａ，４８２ｂ，４８２ｃは、入力される信号がＨ信号からＬ信号に切り替わると、Ｈ信号からＬ信号に徐々にレベルを減少させた信号を出力する。各積分器４８２ａ，４８２ｂ，４８２ｃはそれぞれ、例えばリミッター付き積分器である。例えば、当該リミッターにより、各積分器４８２ａ，４８２ｂ，４８２ｃの出力の最大振幅は、キャリア発生器４１５の出力の最大振幅に制限される。各積分器４８２ａ，４８２ｂ，４８２ｃの各時定数は、例えば８０ｍｓであるが、この時定数を調整すれば、動作モードの切り替え時の過渡応答を改善することが可能である。
【0079】
比較器４８３ａには、積分器４８２ａの出力およびキャリア発生器４１５の出力（キャリア信号）が入力される。比較器４８３ｂには、積分器４８２ｂの出力およびキャリア発生器４１５の出力（キャリア信号）が入力される。比較器４８３ｃには、積分器４８２ｃの出力およびキャリア発生器４１５の出力（キャリア信号）が入力される。各比較器４８３ａ，４８３ｂ，４８３ｃは、対応する積分器４８２ａ，４８２ｂ，４８２ｃの出力が入力されるキャリア信号以上である時に、Ｈ信号を出力し、対応する積分器４８２ａ，４８２ｂ，４８２ｃの出力が入力されるキャリア信号がよりも小さい時に、Ｌ信号を出力する。この構成により、各比較器４８３ａ，４８３ｂ，４８３ｃの出力は、対応する積分器４８２ａ，４８２ｂ，４８２ｃの出力に応じてパルス幅（デューティ比）が変化する信号となる。例えば、各積分器４８２ａ，４８２ｂ，４８２ｃの出力がＨ信号である時、対応する比較器４８３ａ，４８３ｂ，４８３ｃは、Ｈ信号（デューティ比１００％）を出力し、各積分器４８２ａ，４８２ｂ，４８２ｃの出力がＬ信号である時、対応する比較器４８３ａ，４８３ｂ，４８３ｃは、Ｌ信号（デューティ比０％）を出力する。また、各積分器４８２ａ，４８２ｂ，４８２ｃの出力がＬ信号からＨ信号に徐々にレベルが増加する信号であるとき、対応する比較器４８３ａ，４８３ｂ，４８３ｃは、Ｌ信号（デューティ比０％）から徐々にパルス幅が増加してＨ信号（デューティ比１００％）となる信号を出力する。反対に、各積分器４８２ａ，４８２ｂ，４８２ｃの出力がＨ信号からＬ信号に徐々にレベルが減少する信号であるとき、対応する比較器４８３ａ，４８３ｂ，４８３ｃは、Ｈ信号（デューティ比１００％）から徐々にパルス幅が減少してＬ信号（デューティ比０％）となる信号を出力する。
【0080】
ＡＮＤ回路４８４ａには、ＮＯＲ回路４３２の出力および比較器４８３ａの出力が入力される。ＡＮＤ回路４８４ａは、比較器４８３ａの出力がＬ信号である時、Ｌ信号を出力し、比較器４８３ａの出力がＨ信号である時、ＮＯＲ回路４３２の出力と同じＰＷＭ信号を出力する。また、ＡＮＤ回路４８４ａは、比較器４８３ａの出力がＬ信号からＨ信号に徐々にパルス幅が増加する信号であるとき、Ｌ信号からＮＯＲ回路４３２の出力と同じＰＷＭ信号に徐々にパルス幅が増加するＰＷＭ信号を出力する。また、ＡＮＤ回路４８４ａは、比較器４８３ａの出力がＨ信号からＬ信号に徐々にパルス幅が減少する信号であるとき、ＮＯＲ回路４３２の出力と同じＰＷＭ信号からＬ信号に徐々にパルス幅が減少するＰＷＭ信号を出力する。
【0081】
ＡＮＤ回路４８４ｂには、ＡＮＤ回路４３３の出力および比較器４８３ａの出力が入力される。ＡＮＤ回路４８４ｂは、比較器４８３ａの出力がＬ信号である時、Ｌ信号を出力し、比較器４８３ａの出力がＨ信号である時、ＡＮＤ回路４３３の出力と同じＰＷＭ信号を出力する。また、ＡＮＤ回路４８４ｂは、比較器４８３ａの出力がＬ信号からＨ信号に徐々にパルス幅が増加する信号であるとき、Ｌ信号からＡＮＤ回路４３３の出力と同じＰＷＭ信号に徐々にパルス幅が増加するＰＷＭ信号を出力する。また、ＡＮＤ回路４８４ｂは、比較器４８３ａの出力がＨ信号からＬ信号に徐々にパルス幅が減少する信号であるとき、ＡＮＤ回路４３３の出力と同じＰＷＭ信号からＬ信号に徐々にパルス幅が減少するＰＷＭ信号を出力する。
【0082】
ＡＮＤ回路４８４ｃには、ＮＯＲ回路４３２の出力およびＯＲ回路４７５の出力が入力される。ＡＮＤ回路４８４ｃは、ＯＲ回路４７５の出力がＬ信号のとき、Ｌ信号を出力し、ＯＲ回路４７５の出力がＨ信号のとき、ＮＯＲ回路４３２の出力と同じＰＷＭ信号を出力する。
【0083】
ＡＮＤ回路４８４ｄには、ＡＮＤ回路４３３の出力およびＯＲ回路４７６の出力が入力される。ＡＮＤ回路４８４ｄは、ＯＲ回路４７６の出力がＬ信号のとき、Ｌ信号を出力し、ＯＲ回路４７６の出力がＨ信号のとき、ＡＮＤ回路４３３の出力と同じＰＷＭ信号を出力する。
【0084】
ＯＲ回路４８５ａには、ＡＮＤ回路４８４ｃの出力と比較器４８３ｂの出力が入力される。ＯＲ回路４８５ａは、比較器４８３ｂの出力がＬ信号であるとき、ＡＮＤ回路４８４ｃの出力と同じ信号を出力し、比較器４８３ｂの出力がＨ信号であるとき、Ｈ信号を出力する。また、ＯＲ回路４８５ａは、比較器４８３ｂの出力がＬ信号からＨ信号に徐々にパルス幅が増加する信号であるとき、ＡＮＤ回路４８４ｃの出力と同じＰＷＭ信号からＨ信号に徐々にパルス幅が増加するＰＷＭ信号を出力する。また、ＯＲ回路４８５ａは、比較器４８３ｂの出力がＨ信号からＬ信号に徐々にパルス幅が減少する信号であるとき、Ｈ信号からＡＮＤ回路４８４ｃの出力と同じＰＷＭ信号に徐々にパルス幅が減少するＰＷＭ信号を出力する。ＯＲ回路４８５ａの出力は、スイッチング素子Ｑ１に入力される。つまり、ＯＲ回路４８５ａの出力は、スイッチング素子Ｑ１の駆動信号である。
【0085】
ＯＲ回路４８５ｂには、ＡＮＤ回路４８４ｄの出力と比較器４８３ｃの出力が入力される。ＯＲ回路４８５ｂは、比較器４８３ｃの出力がＬ信号であるとき、ＡＮＤ回路４８４ｄの出力と同じ信号を出力し、比較器４８３ｃの出力がＨ信号であるとき、Ｈ信号を出力する。また、ＯＲ回路４８５ｂは、比較器４８３ｃの出力がＬ信号からＨ信号に徐々にパルス幅が増加する信号であるとき、ＡＮＤ回路４８４ｄの出力と同じＰＷＭ信号からＨ信号に徐々にパルス幅が増加するＰＷＭ信号を出力する。また、ＯＲ回路４８５ｂは、比較器４８３ｃの出力がＨ信号からＬ信号に徐々にパルス幅が減少する信号であるとき、Ｈ信号からＡＮＤ回路４８４ｄの出力と同じＰＷＭ信号に徐々にパルス幅が減少するＰＷＭ信号を出力する。ＯＲ回路４８５ｂの出力は、スイッチング素子Ｑ３に入力される。つまり、ＯＲ回路４８５ｂの出力は、スイッチング素子Ｑ３の駆動信号である。
【0086】
ＡＮＤ回路４８６ａには、ＡＮＤ回路４８４ａの出力およびＯＲ回路４８５ｂの出力が入力される。図６に示すように、ＯＲ回路４８５ｂの出力は、反転されてＡＮＤ回路４８６ａに入力される。この構成では、ＡＮＤ回路４８６ａは、ＯＲ回路４８５ｂの出力がＨ信号のとき、Ｌ信号を出力する。つまり、ＡＮＤ回路４８６ａの出力およびＯＲ回路４８５ｂの出力はともにＨ信号にならない。一方で、ＡＮＤ回路４８６ａは、ＯＲ回路４８５ｂの出力がＬ信号のとき、ＡＮＤ回路４８４ａの出力と同じ信号を出力する。ＡＮＤ回路４８６ａの出力は、スイッチング素子Ｑ４に入力される。つまり、ＡＮＤ回路４８６ａの出力は、スイッチング素子Ｑ４の駆動信号である。
【0087】
ＡＮＤ回路４８６ｂには、ＡＮＤ回路４８４ｂの出力およびＯＲ回路４８５ａの出力が入力される。図６に示すように、ＯＲ回路４８５ａの出力は、反転されてＡＮＤ回路４８６ｂに入力される。この構成では、ＡＮＤ回路４８６ｂは、ＯＲ回路４８５ａの出力がＨ信号のとき、Ｌ信号を出力する。つまり、ＡＮＤ回路４８６ｂの出力およびＯＲ回路４８５ａの出力はともにＨ信号にならない。一方で、ＡＮＤ回路４８６ｂは、ＯＲ回路４８５ａの出力がＬ信号のとき、ＡＮＤ回路４８４ｂの出力と同じ信号を出力する。ＡＮＤ回路４８６ｂの出力は、スイッチング素子Ｑ２に入力される。つまり、ＡＮＤ回路４８６ｂの出力は、スイッチング素子Ｑ２の駆動信号である。
【0088】
以上のように構成された制御部４は、各モード１～４の定常状態および過渡状態において、次のように、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動信号を生成する。
【0089】
モード１の定常状態では、ＡＮＤ回路４８４ａ，４８４ｂ，４８４ｃの各出力がＰＷＭ信号となり、ＡＮＤ回路４８４ｄの出力がＬ信号となる。そして、ＯＲ回路４８５ａの出力がＨ信号、ＯＲ回路４８５ｂの出力がＬ信号、ＡＮＤ回路４８６ａの出力がＰＷＭ信号、ＡＮＤ回路４８６ｂの出力がＬ信号となる。このため、モード１の定常状態では、図７（ａ－１）に示すように、スイッチング素子Ｑ１の駆動信号がＨ信号（オン信号）、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の各駆動信号がＬ信号（オフ信号）、スイッチング素子Ｑ４の駆動信号がＰＷＭ信号となる。一方、モード１の過渡状態では、ＡＮＤ回路４８４ａ，４８４ｂ，４８４ｃ，４８４ｄの各出力がＰＷＭ信号となる。そして、ＯＲ回路４８５ａ，４８５ｂの各出力およびＡＮＤ回路４８６ａ，４８６ｂの各出力がＰＷＭ信号となる。このため、モード１の過渡状態では、図７（ａ－２）に示すように、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の各駆動信号は、ＰＷＭ信号となる。なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４の各駆動信号と、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の各駆動信号とは、一方がＨ信号（オン信号）のとき他方がＬ信号（オフ信号）になる状態が、デッドタイムを挟んで、交互に繰り返される（駆動信号生成部４３参照）。
【0090】
モード２の定常状態では、ＡＮＤ回路４８４ａ，４８４ｂ，４８４ｄの各出力がＬ信号となり、ＡＮＤ回路４８４ｃの出力がＰＷＭ信号となる。そして、ＯＲ回路４８５ａの出力がＰＷＭ信号、ＯＲ回路４８５ｂの出力がＬ信号、ＡＮＤ回路４８６ａ，４８６ｂの各出力がＬ信号となる。このため、モード２の定常状態では、図７（ｂ－１）に示すように、スイッチング素子Ｑ１の駆動信号がＰＷＭ信号、スイッチング素子Ｑ２～Ｑ４の各駆動信号がＬ信号（オフ信号）となる。一方、モード２の過渡状態では、モード１の過渡状態と同じになる。したがって、モード２の過渡状態では、図７（ｂ－２）に示すように、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の各駆動信号は、モード１の過渡状態と同じＰＷＭ信号となる。
【0091】
モード３の定常状態では、ＡＮＤ回路４８４ａ，４８４ｂ，４８４ｄの各出力がＰＷＭ信号となり、ＡＮＤ回路４８４ｃの出力がＬ信号となる。そして、ＯＲ回路４８５ａの出力がＬ信号、ＯＲ回路４８５ｂの出力がＨ信号、ＡＮＤ回路４８６ａの出力がＬ信号、ＡＮＤ回路４８６ｂの出力がＰＷＭ信号となる。このため、モード３の定常状態では、図８（ｃ－１）に示すように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４の各駆動信号がＬ信号（オフ信号）、スイッチング素子Ｑ２の駆動信号がＰＷＭ、スイッチング素子Ｑ３の駆動信号がＨ信号（オン信号）となる。一方、モード３の過渡状態では、モード１の過渡状態と同様である。ただし、モード３の過渡状態におけるＮＯＲ回路４３２およびＡＮＤ回路４３３の各出力は、モード１の過渡状態におけるＮＯＲ回路４３２およびＡＮＤ回路４３３の出力に対して、反転した信号である。したがって、モード３の過渡状態では、図８（ｃ－２）に示すように、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の各駆動信号は、ＰＷＭ信号となる。なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４の各駆動信号と、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の各駆動信号とは、一方がＨ信号（オン信号）のとき他方がＬ信号（オフ信号）になる状態が、デッドタイムを挟んで、交互に繰り返される。
【0092】
モード４の定常状態では、ＡＮＤ回路４８４ａ，４８４ｂ，４８４ｃの各出力がＬ信号となり、ＡＮＤ回路４８４ｄの出力がＰＷＭ信号となる。そして、ＯＲ回路４８５ａの出力がＬ信号、ＯＲ回路４８５ｂの出力がＰＷＭ信号、ＡＮＤ回路４８６ａ，４８６ｂの各出力がＬ信号となる。このため、モード４の定常状態では、図８（ｄ－１）に示すように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ４の各駆動信号がＬ信号（オフ信号）、スイッチング素子Ｑ３の駆動信号がＰＷＭ信号となる。一方、モード４の過渡状態では、モード３の過渡状態と同じになる。したがって、モード４の過渡状態では、図８（ｄ－２）に示すように、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の各駆動信号は、モード３の過渡状態と同じＰＷＭ信号となる。
【0093】
また、本実施形態の制御部４は、各モード１～４において、定常状態および過渡状態が切り替わる時に、次のように、ソフトスタートを行う。
【0094】
モード２の定常状態において、スイッチング素子Ｑ２の駆動信号は、Ｌ信号（オフ信号）である。モード２の過渡状態では、スイッチング素子Ｑ２の駆動信号は、ＰＷＭ信号である。つまり、モード２において、スイッチング素子Ｑ２は、定常状態と過渡状態との切り替わり時に、オフ状態と、ＰＷＭ制御状態（スイッチングされる状態）とで切り替わる。この時、定常状態から過渡状態に切り替わると、比較器４８３ａからは、Ｌ信号（デューティ比０％）からＨ信号（デューティ比１００％）に徐々にパルス幅が増加する信号が出力される。このため、ＡＮＤ回路４８４ｂ（ＡＮＤ回路４８６ｂ）の出力は、Ｌ信号（デューティ比０％）から、瞬時にＰＷＭ信号に切り替わるのではなく、徐々にパルス幅が増加してＰＷＭ信号になる。反対に、過渡状態から定常状態に切り替わると、比較器４８３ａからは、Ｈ信号（デューティ比１００％）からＬ信号（デューティ比０％）に徐々にパルス幅が減少する信号が出力される。このため、ＡＮＤ回路４８４ｂ（ＡＮＤ回路４８６ｂ）の出力は、ＰＷＭ信号から、瞬時にＬ信号（デューティ比０％）に切り替わるのではなく、徐々にパルス幅が減少してＬ信号（デューティ比０％）になる。したがって、モード２の定常状態と過渡状態との切り替わり時に、スイッチング素子Ｑ２のオフ状態とＰＷＭ制御状態とが、ソフトスタートで切り替わる。このことは、モード４におけるスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４においても同様である。なお、モード４におけるスイッチング素子Ｑ４においては、ＡＮＤ回路４８６ｂの代わりにＡＮＤ回路４８６ａから、同様に徐々にパルス幅が変化する信号が出力される。
【0095】
同様に、モード１の定常状態では、スイッチング素子Ｑ１の駆動信号は、Ｈ信号（オン信号）であり、モード１の過渡状態では、スイッチング素子Ｑ１の駆動信号は、ＰＷＭ信号である。つまり、モード１において、スイッチング素子Ｑ１は、定常状態と過渡状態との切り替わり時に、オン状態と、ＰＷＭ制御状態（スイッチングされる状態）とで切り替わる。この時、定常状態から過渡状態に切り替わると、比較器４８３ｂからは、Ｈ信号（デューティ比１００％）からＬ信号（デューティ比０％）に徐々にパルス幅が減少する信号が出力される。このため、ＯＲ回路４８５ａの出力は、Ｈ信号（デューティ比１００％）から、瞬時にＰＷＭ信号に切り替わるのではなく、徐々にパルス幅が減少してＰＷＭ信号になる。反対に、過渡状態から定常状態に切り替わると、比較器４８３ｂからは、Ｌ信号（デューティ比０％）からＨ信号（デューティ比１００％）に徐々にパルス幅が増加する信号が出力される。このため、ＯＲ回路４８５ａの出力は、ＰＷＭ信号から、瞬時にＨ信号（デューティ比１００％）に切り替わるのではなく、徐々にパルス幅が増加してＨ信号（デューティ比１００％）になる。したがって、モード１の定常状態と過渡状態との切り替わり時に、スイッチング素子Ｑ１のオン状態とＰＷＭ制御状態とが、ソフトスタートで切り替わる。このことは、モード３におけるスイッチング素子Ｑ３においても同様である。なお、モード３におけるスイッチング素子Ｑ３においては、比較器４８３ｂの代わりに比較器４８３ｃから、ＯＲ回路４８５ａの代わりにＯＲ回路４８５ｂから、それぞれ同様に徐々にパルス幅が変化する信号が出力される。
【0096】
図９は、ソフトスタートの動作原理を示す波形図である。図９は、モード２の定常状態から過渡状態に移行する場合であって、スイッチング素子Ｑ２が常時オフである状態からＰＷＭ制御される状態に移行する際の、スイッチング素子Ｑ２への駆動信号（ＰＷＭ信号）を例に示している。なお、図９では、スイッチング素子Ｑ２でのソフトスタートの各信号例を示すが、スイッチング素子Ｑ４でのソフトスタートも同様である。
【0097】
図９（ａ）の破線は、制御信号生成部４１の制御器４１３の出力波形、図９（ａ）の実線は、制御信号生成部４１のキャリア発生器４１５の出力波形、図９（ａ）の一点鎖線は、積分器４８２ａの出力波形をそれぞれ示している。図９（ｂ）は、比較器４１６の出力であって、制御器４１３の出力とキャリア発生器４１５の出力とから生成されるＰＷＭ信号の波形を示している。図９（ｃ）は、比較器４８３ａの出力であって、キャリア発生器４１５の出力と積分器４８２ａの出力との比較により生成される信号の波形を示している。この比較器４８３ｂの出力は、スイッチング素子Ｑ２のソフトスタートを実現するためのソフトスタート信号に相当する。図９（ｄ）は、ＡＮＤ回路４８４ｂの出力の波形を示している。このＡＮＤ回路４８４ｂの出力は、スイッチング素子Ｑ２に入力される駆動信号（ＰＷＭ信号）に相当する。
【0098】
図９（ａ）の破線に示すように、制御器４１３の出力が一定であっても、図９（ｄ）の駆動信号（ＰＷＭ信号）のパルス幅は、徐々に広くなっている。このように、双方向コンバータＡ２の制御部４は、モード２での定常状態から過渡状態への切り替わり時において、ＰＷＭ制御が開始されるスイッチング素子Ｑ２に対して、駆動信号（ＰＷＭ信号）のパルス幅を徐々に広くする。なお、図９では、スイッチング素子Ｑ２の駆動信号（ＰＷＭ信号）のパルス幅を徐々に広くするソフトスタートについて、説明したが、スイッチング素子Ｑ２がＰＷＭ制御される状態から常時オフである状態に移行する際のソフトスタート、つまり、スイッチング素子Ｑ２の駆動信号（ＰＷＭ信号）のパルス幅を徐々に狭くするソフトスタートについても同様である。
【0099】
次に、双方向コンバータＡ２において、動作モードの切り替えを行った時の二次電流Ｉ2の変化について、図１０を参照して、説明する。図１０は、図４と同様に、期間ｔ２から期間ｔ３に切り替わる時に、モード２からモード１に切り替わり、期間ｔ５から期間ｔ６に切り替わる時に、モード１からモード２に切り替わる場合のシミュレーション結果を示している。図１０（ａ）は、第１端子対Ｔ１に印加される電圧（第１電圧Ｅ１）と、第２端子対Ｔ２に印加される電圧（第２電圧Ｅ２）との時間変化を示しており、図４（ａ）と同じ波形である。図１０（ｂ）は、従来の双方向コンバータ（特許文献１の双方向コンバータ）における二次電流の時間変化を示す波形であり、図４（ｂ）と同じ波形である。図１０（ｃ）は、ソフトスタートを行わない場合の双方向コンバータＡ２における二次電流の時間変化を示す波形である。図１０（ｄ）は、双方向コンバータＡ２における二次電流Ｉ2の時間変化を示す波形である。なお、図１０（ｃ），（ｄ）のシミュレーションでは、上記切替電圧を１００Ｖとした。また、図１０（ｂ），（ｃ），（ｄ）のシミュレーションでは、図４でのシミュレーションと同様に、二次電流Ｉ2の設定値を＋２０Ａ（第１電圧源Ｂ１から第２電圧源Ｂ２への電流を２０Ａとする設定値）とした。
【0100】
図１０（ｄ）に示すように、双方向コンバータＡ２においても、双方向コンバータＡ１と同様に、モード２からモード１に切り替わるタイミング（期間ｔ２→期間ｔ３）、および、モード１からモード２に切り替わるタイミング（期間ｔ５→期間ｔ６）に切り替わるタイミングのいずれにおいても、二次電流Ｉ2にオーバーシュートもアンダーシュートも抑制されている。このことは、図１０（ｃ）に示すように、ソフトスタートを行わない双方向コンバータＡ２においても同様である。また、双方向コンバータＡ２では、図１０（ｄ）に示すように、図１０（ｃ）に示すソフトスタートを行わない場合と比較して、定常状態と遮断状態との切り替わり時（時刻ｔ２’，ｔ６’）に生じていたオーバーシュートおよびアンダーシュートが抑制されている。例えば、時刻ｔ２’は、モード２において定常状態から過渡状態に移行するタイミングである。ソフトスタートを行わない場合、この時刻ｔ２’において、スイッチング素子Ｑ４は、オフである状態からＰＷＭ制御される状態に瞬時に切り替わる。このため、スイッチ部ＳＷ４に急に電流が流れるので、電力変換回路１に流れる電流が瞬時的に変化して、オーバーシュートが発生する。一方で、ソフトスタートを行う場合、時刻ｔ２’において、スイッチング素子Ｑ４は、オフである状態からＰＷＭ制御される状態に徐々に切り替わる。このため、スイッチ部ＳＷ４に徐々に電流が流れるので、電力変換回路１に流れる電流が瞬時的に変化することが抑制され、オーバーシュートが抑制される。
【0101】
双方向コンバータＡ２の作用および効果は、次の通りである。
【0102】
双方向コンバータＡ２では、双方向コンバータＡ１と同様に、制御部４は、モード１とモード２とが切り替わる過渡期（第１過渡期）において、第１端子対Ｔ１からインダクタＬ１に電力を供給する状態と、インダクタＬ１から第２端子対Ｔ２に電力を供給する状態とを繰り返すように複数のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の各々の駆動制御を行う。このとき、制御部４が行う駆動制御は、モード１の過渡状態とモード２の過渡状態とで共通する（つまり、当該駆動制御は、第１過渡期においては、動作モードがモード１であるかモード２であるかに関わらず共通する）。また、制御部４は、モード３とモード４とが切り替わる過渡期（第２過渡期）において、第２端子対Ｔ２からインダクタＬ１に電力を供給する状態と、インダクタＬ１から第１端子対Ｔ１に電力を供給する状態とを繰り返すように複数のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の各々の駆動制御を行う。このとき、制御部４が行う駆動制御は、モード３の過渡状態とモード４の過渡状態とで共通する（つまり、当該駆動制御は、第２過渡期において、動作モードがモード３であるかモード４であるかに関わらず共通する）。したがって、双方向コンバータＡ２は、双方向コンバータＡ１と同様に、第１電圧Ｅ１と第２電圧Ｅ２との大小関係が変わる時（モード１とモード２とが切り替わる時、および、モード３とモード４とが切り替わる時）でも、オーバーシュートおよびアンダーシュートを抑制できる。
【0103】
双方向コンバータＡ２では、制御部４は、各動作モード（モード１～４）において、定常状態と過渡状態とで、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動制御を変えている。この構成では、切り替わる前の動作モードの定常状態から切り替わる前の動作モードの過渡状態に移行し、動作モードが切り替わると、切り替わった後の動作モードの過渡状態から、切り替わった後の動作モードの定常状態に移行する。例えば、モード２（第１端子対Ｔ１から第２端子対Ｔ２への降圧動作）において、定常状態と過渡状態とで、スイッチング素子Ｑ４のスイッチングパターンが異なり、定常状態では、スイッチング素子Ｑ４が常時オフとなっている。これにより、双方向コンバータＡ２は、双方向コンバータＡ１と比較して、モード２の定常状態において、スイッチング素子Ｑ４でのスイッチング損失を抑制できる。このことは、モード４（第２端子対Ｔ２から第１端子対Ｔ１への降圧動作）においても同様であり、双方向コンバータＡ２は、双方向コンバータＡ１と比較して、モード４の定常状態において、スイッチング素子Ｑ２でのスイッチング損失を抑制できる。つまり、双方向コンバータＡ２は、双方向コンバータＡ１よりも、電力損失を抑制できる。なお、設定部３３に設定する切替電圧を高くすれば、動作モードの切り替え時における過渡応答は改善されるが、過渡状態が長くなり、上記スイッチング損失が増大する。
【0104】
双方向コンバータＡ２では、制御部４は、各スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のＰＷＭ制御の開始時または停止時において、ソフトスタートを行う。これにより、図１０（ｃ），（ｄ）から理解されるように、定常状態と過渡状態との切り替わり時に発生するオーバーシュートおよびアンダーシュートを抑制できる。なお、ソフトスタートにおいて、ＰＷＭ信号のパルスを広げる時と、ＰＷＭ信号のパルスを狭くする時とで、積分器４８２ａの時定数を変えて、動作モードの切り替え時の過渡応答を改善してもよい。
【0105】
本開示にかかる双方向コンバータは、上記した実施形態に限定されるものではない。本開示の双方向コンバータの各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。
【符号の説明】
【0106】
Ａ１，Ａ２：双方向コンバータ、１：電力変換回路、ＳＷ１～ＳＷ４：スイッチ部、Ｑ１～Ｑ４：スイッチング素子、Ｄ１～Ｄ４：ダイオード、Ｌ１：インダクタ、２１：電流検出器、３１：設定部、４：制御部、４１：制御信号生成部、４３：駆動信号生成部、４５：電圧判定部、４６：電流判定部、４７：駆動判定部、４８：信号補整部、Ｔ１：第１端子対、Ｔ１１：第１高電位側端子、Ｔ１２：第１低電位側端子、Ｔ２：第２端子対、Ｔ２１：第２高電位側端子、Ｔ２２：第２低電位側端子
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】