特開 2024-60638 電源装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2024060638

(43)【公開日】2024-05-07

(54)【発明の名称】電源装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/48 20070101AFI20240425BHJP

【ＦＩ】

H02M7/48 E

【審査請求】未請求

【請求項の数】3

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2022168017

(22)【出願日】2022-10-20

(71)【出願人】

【識別番号】000000262

【氏名又は名称】株式会社ダイヘン

(72)【発明者】

【氏名】彦坂 征汰

(72)【発明者】

【氏名】高見 親法

【テーマコード（参考）】

5H770

【Ｆターム（参考）】

5H770BA20

5H770CA02

5H770DA01

5H770DA14

5H770DA41

5H770EA01

5H770EA13

5H770EA23

5H770HA02Z

5H770JA06Z

5H770JA09X

5H770JA13Z

5H770JA16Y

5H770LB02

(57)【要約】

【課題】最大出力電力を低下させず、かつ、一次巻線に流れる電流が小さい場合でもゼロボルトスイッチングが実現できる電源装置を提供する。
【解決手段】電源装置において、スイッチング素子ＴＲ１～ＴＲ４を有するインバータ回路２と、制御回路５とを備えた。スイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ３が直列接続され、スイッチング素子ＴＲ２，ＴＲ４が直列接続され、スイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ２が同じ極性側に接続されている。制御回路５は、駆動信号Ｐ１，Ｐ４と、駆動信号Ｐ１を半周期ずらした駆動信号Ｐ３と、駆動信号Ｐ４を半周期ずらした駆動信号Ｐ２とを生成し、駆動信号Ｐ１と駆動信号Ｐ４との位相差を調整することで出力電流制御を行い、駆動信号Ｐ１と駆動信号Ｐ４の発振周波数を、インバータ回路２の電流が小さいほど高くする。駆動信号Ｐ１～Ｐ４は、それぞれスイッチング素子ＴＲ１～ＴＲ４に入力される。
【選択図】図１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

それぞれ２個のスイッチング素子が直列接続された第１アームおよび第２アームを有するインバータ回路と、
前記第１アームの第１スイッチング素子に入力される第１駆動信号と、前記第２アームにおいて前記第１スイッチング素子と同じ極性側に接続された第２スイッチング素子に入力される第２駆動信号と、前記第１アームの第３スイッチング素子に入力される３駆動信号と、前記第２アームにおいて前記第３スイッチング素子と同じ極性側に接続された第４スイッチング素子に入力される第４駆動信号とを生成する制御回路と、
を備え、
前記制御回路は、
前記第１駆動信号を半周期ずらした信号を前記第３駆動信号として生成し、
前記第４駆動信号を半周期ずらした信号を前記第２駆動信号として生成し、
前記第１駆動信号のパルスの立ち上がりタイミングと前記第４駆動信号のパルスの立ち上がりタイミングとの位相差を調整することで出力電流制御を行い、
前記第１駆動信号及び前記第４駆動信号の発振周波数を、前記インバータ回路の電流設定値が小さいほど高く設定する、
電源装置。

【請求項2】

前記インバータ回路の電流を検出する電流センサを備え、前記制御回路は、前記電流センサの検出値が小さいほど前記発振周波数を高く設定する、
請求項１に記載の電源装置。

【請求項3】

前記電流センサは、前記インバータ回路に具備されている、
請求項２に記載の電源装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、電源装置に関する。

【背景技術】

【0002】

インバータ回路が直流電源から入力される直流電圧を高周波電圧に変換し、トランスが高周波電圧を変圧し、整流回路が整流して出力する電源装置が知られている。また、単相フルブリッジ型のインバータ回路の制御方法として、位相シフト制御が知られている。特許文献１には、位相シフト制御によって制御される電源装置が開示されている。位相シフト制御では、インバータ回路の一方のアームのハイサイドスイッチング素子と他方のアームのローサイドスイッチング素子とでオン期間に位相差を設け、位相差によって出力を調整する。

【0003】

図２は、位相シフト制御を説明するための図である。図２に示す期間Ａでは、スイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ４がオンになっており、スイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ４を介して、トランス３の一次巻線３１に直流電源１が供給する電流が流れる。期間Ｂでは、スイッチング素子ＴＲ１がオフになるが、トランス３の一次巻線３１の漏れインダクタンスに蓄えられたエネルギーによって、スイッチング素子ＴＲ３の還流ダイオードおよびスイッチング素子ＴＲ４を介して、一次巻線３１に電流が流れ続ける。期間Ｃでは、スイッチング素子ＴＲ３がオンになる。スイッチング素子ＴＲ３がオンに切り替わるとき、還流ダイオードに電流が流れているので、スイッチング素子ＴＲ３のドレイン－ソース間の電圧は「０」である。したがって、ゼロボルトスイッチングとなる。期間Ｄでは、スイッチング素子ＴＲ４がオフになるが、スイッチング素子ＴＲ２の還流ダイオード、直流電源１の平滑コンデンサ、およびスイッチング素子ＴＲ３の還流ダイオードを介して、一次巻線３１に電流が流れ続ける。期間Ｅでは、スイッチング素子ＴＲ２がオンになっており、スイッチング素子ＴＲ２，ＴＲ３を介して、一次巻線３１に期間Ａとは逆向きの電流が流れる。スイッチング素子ＴＲ２がオンに切り替わるとき、還流ダイオードに電流が流れている場合、スイッチング素子ＴＲ２のドレイン－ソース間の電圧は「０」である。したがって、ゼロボルトスイッチングとなる。以下、上記期間Ｂ，Ｃ，Ｄのハイサイドとローサイドとを反対にした状態になって、期間Ａに戻る。このように、位相シフト制御では、各スイッチング素子ＴＲ１～ＴＲ４がオンに切り替わるときに、ゼロボルトスイッチングが実現できる。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【特許文献1】特開２００４－３２２１８９号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

しかしながら、トランス３の一次巻線３１の漏れインダクタンスが小さく、かつ、一次巻線３１に流れる電流が小さい場合、一次巻線３１の漏れインダクタンスに蓄えられるエネルギーは少ない。スイッチング素子ＴＲ１がオフしてからスイッチング素子ＴＲ３がオンに切り替わるまでに、漏れインダクタンスに蓄えられたエネルギーが消費されてしまうと、スイッチング素子ＴＲ３の還流ダイオードに電流が流れておらず、スイッチング素子ＴＲ３をゼロボルトスイッチングが実現できない。トランス３の一次巻線３１にコイルを直列接続して漏れインダクタンスを大きくすれば、ゼロボルトスイッチングを実現できる。しかし、漏れインダクタンスが大きくなると、漏れインダクタンスに蓄えられるエネルギーが多くなる代わりに、二次側に伝達されるエネルギーが減少する。つまり、漏れインダクタンスを大きくしたことで、電源装置の最大出力電力が低下する。

【0006】

本発明は上記した事情のもとで考え出されたものであって、最大出力電力を低下させず、かつ、一次巻線に流れる電流が小さい場合でもゼロボルトスイッチングが実現できる電源装置を提供することをその目的としている。

【課題を解決するための手段】

【0007】

上記課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。

【0008】

上述した課題を解決するために、請求項１の発明は、
それぞれ２個のスイッチング素子が直列接続された第１アームおよび第２アームを有するインバータ回路と、
前記第１アームの第１スイッチング素子に入力される第１駆動信号と、前記第２アームにおいて前記第１スイッチング素子と同じ極性側に接続された第２スイッチング素子に入力される第２駆動信号と、前記第１アームの第３スイッチング素子に入力される３駆動信号と、前記第２アームにおいて前記第３スイッチング素子と同じ極性側に接続された第４スイッチング素子に入力される第４駆動信号とを生成する制御回路と、
を備え、
前記制御回路は、
前記第１駆動信号を半周期ずらした信号を前記第３駆動信号として生成し、
前記第４駆動信号を半周期ずらした信号を前記第２駆動信号として生成し、
前記第１駆動信号のパルスの立ち上がりタイミングと前記第４駆動信号のパルスの立ち上がりタイミングとの位相差を調整することで出力電流制御を行い、
前記第１駆動信号及び前記第４駆動信号の発振周波数を、前記インバータ回路の電流設定値が小さいほど高く設定する、
電源装置である。

【0009】

請求項２の発明は、
前記インバータ回路の電流を検出する電流センサを備え、前記制御回路は、前記電流センサの検出値が小さいほど前記発振周波数を高く設定する、
請求項１に記載の電源装置である。

【0010】

請求項３の発明は、
前記電流センサは、前記インバータ回路部に具備されている、
請求項２に記載の電源装置である。

【発明の効果】

【0011】

本発明によると、電源装置の出力電流が小さいほど発振周波数Ｆを高くすることにより、デッドタイムｔｄは短くなる。したがって、電源装置の出力電流が小さく、トランス３の一次巻線の漏れインダクタンスに蓄えられるエネルギーが少ない場合に、デッドタイムｔｄ（図２の期間Ｂ参照）が短くすることができる。これにより、本発明に係る電源装置は、デッドタイムｔｄ期間中にトランス３の漏れインダクタンスに蓄えられたエネルギーが消費されてしまうことを防いで、ゼロボルトスイッチングを実現する。また、トランス３の一次巻線３１の漏れインダクタンスは増加させないので、本発明に係る電源装置は、最大出力電力を低下させない。

【図面の簡単な説明】

【0012】

【図1】第１実施形態に係る溶接電源装置の全体構成を示す図である。

【図2】各スイッチング素子に入力される各駆動信号の一例を示す波形図である。

【図3】第２実施形態に係る溶接電源装置の全体構成を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0013】

以下、本発明の実施の形態を、本発明に係る電源装置を溶接電源装置として用いた場合を例として、図面を参照して具体的に説明する。

【0014】

〔第１実施形態〕
図１は、第１実施形態に係る溶接電源装置を説明するための図であり、溶接電源装置の全体構成を示す図である。

【0015】

溶接電源装置は、溶接加工物７に電力を供給し溶接を行う。図１に示すように、溶接電源装置は、直流電源１、インバータ回路２、トランス３、整流回路４、制御回路５、ドライブ回路６、および、電流センサ８を備えている。

【0016】

直流電源１は、直流電圧を出力するものであり、例えば、電力系統から入力される交流電圧を整流する整流回路と、平滑する平滑コンデンサとを備えている。なお、直流電源１の構成は限定されず、インバータ回路２に直流電圧を出力するものであればよい。

【0017】

インバータ回路２は、直流電源１から入力される直流電圧を高周波電圧に変換して、トランス３に出力する。インバータ回路２は、単相フルブリッジ型のインバータであり、４個のスイッチング素子ＴＲ１～ＴＲ４を備えている。本実施形態では、スイッチング素子ＴＲ１～ＴＲ４としてＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を使用している。なお、スイッチング素子ＴＲ１～ＴＲ４はＭＯＳＦＥＴに限定されず、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor : 絶縁ゲート・バイポーラトランジスタ）などであってもよい。

【0018】

スイッチング素子ＴＲ１とスイッチング素子ＴＲ３とは、スイッチング素子ＴＲ１のソース端子とスイッチング素子ＴＲ３のドレイン端子とが接続されて、直列接続されている。スイッチング素子ＴＲ１のドレイン端子は直流電源１の正極側に接続され、スイッチング素子ＴＲ３のソース端子は直流電源１の負極側に接続されて、ブリッジ構造を形成している。スイッチング素子ＴＲ２とスイッチング素子ＴＲ４とは、スイッチング素子ＴＲ２のソース端子とスイッチング素子ＴＲ４のドレイン端子とが接続されて、直列接続されている。スイッチング素子ＴＲ２のドレイン端子は直流電源１の正極側に接続され、スイッチング素子ＴＲ４のソース端子は直流電源１の負極側に接続されて、ブリッジ構造を形成している。スイッチング素子ＴＲ１とスイッチング素子ＴＲ３とで形成されているブリッジ構造を第１アーム２１とし、スイッチング素子ＴＲ２とスイッチング素子ＴＲ４とで形成されているブリッジ構造を第２アーム２２とする。第１アーム２１のスイッチング素子ＴＲ１とスイッチング素子ＴＲ３との接続点には出力ラインＣ１が接続され、第２アーム２２のスイッチング素子ＴＲ２とスイッチング素子ＴＲ４との接続点には出力ラインＣ２が接続されている。

【0019】

各スイッチング素子ＴＲ１～ＴＲ４には、それぞれ逆並列に還流ダイオードが接続されている。また、各スイッチング素子ＴＲ１～ＴＲ４のドレイン端子とソース端子との間には、それぞれスナバコンデンサが接続されている。各スイッチング素子ＴＲ１～ＴＲ４のゲート端子には、ドライブ回路６から出力される駆動信号Ｐ１～Ｐ４（後述）がそれぞれ入力される。各スイッチング素子ＴＲ１～ＴＲ４は、それぞれ駆動信号Ｐ１～Ｐ４に基づいて、オンとオフとを切り替えられる。これにより、直流電圧が高周波電圧に変換される。なお、インバータ回路２の構成は限定されない。

【0020】

トランス３は、インバータ回路２が出力する高周波電圧を変圧して、整流回路４に出力する。トランス３は、一次巻線３１および二次巻線３２を備えている。一次巻線３１の一方の入力端子は出力ラインＣ１に接続され、他方の入力端子は出力ラインＣ２に接続されている。また、二次巻線３２の一方の出力端子は整流回路４の一方の入力端子に接続され、他方の出力端子は整流回路４の他方の入力端子に接続されている。二次巻線３２には、２つの出力端子とは別にセンタータップが設けられている。一次巻線３１および二次巻線３２は、それぞれ図示しないコアに巻回されており、互いに磁気結合可能である。なお、トランス３の構成は限定されない。

【0021】

整流回路４は、トランス３のセンタータップを用いた両波整流回路であり、トランス３が出力する高周波電流を整流して、直流電流として出力する。整流回路４は、２個の整流用ダイオード４１，４２と、直流リアクトル４３とを備えている。整流用ダイオード４１，４２は、トランス３の二次巻線３２の各出力端子に、それぞれアノード端子が接続されて、それぞれのカソード端子が互いに接続されている。直流リアクトル４３は、整流用ダイオード４１，４２のカソード端子側での接続点と、溶接電源装置の出力端子ａとの間に直列接続されており、出力電流を安定させる。トランス３のセンタタップは、溶接電源装置の出力端子ｂに接続されている。整流回路４が出力する直流電流が、溶接電流として溶接加工物７に流れる。なお、整流回路４の構成は限定されない。

【0022】

電流センサ８は、トランス３のセンタタップと出力端子ｂとの間の接続線に配置されており、溶接電源装置の出力電流を検出して、溶接電流信号Ｉｏとして制御回路５に出力する。なお、電流センサ８の配置位置は限定されず、溶接電源装置の出力電流を検出できればよい。

【0023】

制御回路５は、インバータ回路２を制御する構成であり、例えばマイクロコンピュータなどによって実現されている。制御回路５は、インバータ回路２を制御するための駆動信号Ｐ１～Ｐ４を生成して、ドライブ回路６に出力する。制御回路５は、出力電流制御を行っており、電流センサ８より入力される溶接電流信号Ｉｏに基づいて、溶接電源装置の出力電流をフィードバック制御する。また、制御回路５は、位相シフト制御に類似する制御を行う。具体的には、制御回路５は、位相シフト制御と同様に、インバータ回路２のスイッチング素子ＴＲ１とスイッチング素子ＴＲ４（スイッチング素子ＴＲ３とスイッチング素子ＴＲ２）でオン期間の位相差を調整することで、出力電流を制御する。制御回路５は、当該位相差を大きくすることで、スイッチング素子ＴＲ１とスイッチング素子ＴＲ４（スイッチング素子ＴＲ３とスイッチング素子ＴＲ２）が同時にオンになる期間を短くして、位相差がない場合（位相差が「０」の場合）より、溶接電源装置の出力電流を小さくする。また、本実施形態では、制御回路５は、駆動信号Ｐ１～Ｐ４の発振周波数Ｆを出力電流の目標値である電流設定値Ｉsetに応じて変化させる。制御回路５は、機能構成として、電流設定部５１、減算部５２、位相差設定部５３、周期設定部５５および駆動信号生成部５４を備えている。

【0024】

電流設定部５１は、溶接電源装置の出力電流の目標値である電流設定値Ｉsetを設定する。電流設定部５１は、設定された電流設定値Ｉsetを、減算部５２及び周期設定部５５に出力する。電流設定部５１は、作業者によって入力されたり、あらかじめプログラミングされている溶接条件に基づいて、電流設定値Ｉsetを設定する。周期設定部５５は、電流設定値Ｉsetの値に基づいて電流設定値Ｉsetが大きければ大きいほど、発振周波数Ｆを高くする。例えば、電流設定値Ｉsetが最小電流値である場合は１２０ｋＨｚであり、電流設定値Ｉsetが最大電流値である場合は８０ｋＨｚである。なお、電流設定値Ｉsetの応じて発振周波数Ｆを連続的に変化させてもよく、また段階的に変化させてもよい。

【0025】

減算部５２は、電流センサ８より入力される溶接電流信号Ｉｏと、電流設定部５１より入力される電流設定値Ｉsetとの偏差ΔＩ（＝Ｉset－Ｉｏ）を算出して、位相差設定部５３に出力する。位相差設定部５３は、入力される偏差ΔＩに基づいて、偏差ΔＩを「０」にするための位相差ｔθを算出して、駆動信号生成部５４に出力する。なお、位相差ｔθの算出方法は限定されない。位相差ｔθは、偏差ΔＩが大きいほど小さくなり、偏差ΔＩが小さいほど大きくなる。

【0026】

駆動信号生成部５４は、周期設定部５５より入力される発振周波数Ｆ及び位相差設定部５３より入力される位相差ｔθに基づいて、一周期が始まる前までに駆動信号Ｐ１～Ｐ４を生成して、ドライブ回路６に出力する。駆動信号Ｐ１～Ｐ４は、ドライブ回路６で増幅されて、スイッチング素子ＴＲ１～ＴＲ４にそれぞれ入力される。

【0027】

図２は、各駆動信号Ｐ１～Ｐ４の一例を示す波形図である。駆動信号Ｐ１ないし駆動信号Ｐ４は、所定の周期Ｔで所定のパルス幅Ｔｏｎを有するパルス信号である。周期Ｔは、周期設定部５５の発振周波数Ｆにより、Ｔ＝１／Ｆにて決定される。パルス幅Ｔｏｎは、周期Ｔの時間比率４０％程度に固定されており、Ｔｏｎ＝１／Ｆ×４０％にて決定される。駆動信号Ｐ１と駆動信号Ｐ３とは、位相が半周期（Ｔ／２）ずれている。また、駆動信号Ｐ１のパルスと駆動信号Ｐ３のパルスとの間に設けられたデッドタイムｔｄも周期Ｔの時間比率１０％程度に固定されており、ｔｄ＝１／Ｆ×１０％にて決定される。図２において、各駆動信号Ｐ１～Ｐ４の最も左側のパルスは、位相差ｔθ＝４５°の場合を示している。各駆動信号Ｐ１～Ｐ４の左から２番目のパルスは、位相差ｔθ＝９０°の場合を示している。各駆動信号Ｐ１～Ｐ４の左から３番目のパルスは、位相差ｔθ＝１３５°の場合を示している。

【0028】

一方、駆動信号Ｐ２は駆動信号Ｐ１から、駆動信号Ｐ４は駆動信号Ｐ３から、それぞれ位相差ｔθだけシフトした波形である。インバータが出力しない場合は、駆動信号Ｐ２および駆動信号Ｐ４は、駆動信号Ｐ１および駆動信号Ｐ３から位相差ｔθ＝１８０°シフトした波形であり、駆動信号Ｐ１と駆動信号Ｐ４のＴｏｎが重なることはなく、また、駆動信号Ｐ３と駆動信号Ｐ２のＴｏｎが重なることもないので、インバータは出力しない状態となる。インバータが出力する場合は、位相差設定部５３より入力される位相差ｔθに応じて変化する。インバータの出力を増加させる場合は、位相差ｔθを１８０°→１３５°→９０°→４５°のように位相差が小さくなるように調整することにより、駆動信号Ｐ１と駆動信号Ｐ４及び駆動信号Ｐ３と駆動信号Ｐ２のＴｏｎの重なり時間を増加させて出力を増加することができる。反対に、インバータの出力を減少させる場合は、位相差ｔθを４５°→９０°→１３５°→１８０°のように位相差が大きくなるように調整することにより、駆動信号Ｐ１と駆動信号Ｐ４及び駆動信号Ｐ３と駆動信号Ｐ２のＴｏｎの重なり時間を減少させて出力を減少することができる。

【0029】

ここで、周期設定部５５は、電流設定値Ｉsetの値に基づいて電流設定値Ｉsetが低ければ低いほど、発振周波数Ｆを高くするようにされている。したがって、デッドタイムｔｄも電流設定値Ｉsetが低ければ低いほど短い時間となることが分かる。たとえば、デッドタイムｔｄが発振周波数Ｆの１０％、パルス幅Ｔｏｎが発振周波数Ｆの４０％に設定されているとする。電流設定値Ｉsetが最小電流値の時、発振周波数Ｆ＝１２０ｋＨｚであったとすると、最小電流値の時のデッドタイムｔｄ＝は、（１／１２０ｋＨｚ）×０．１＝０．８３μＳである。一方、電流設定値Ｉsetが最大電流値の時、発振周波数Ｆ＝８０ｋＨｚであったとすると、最大電流値の時のデッドタイムｔｄは、（１／８０ｋＨｚ）×０．１＝１．２５μＳとなる。以上のとおり、電流設定値Ｉsetが小さくなればなるほど、発振周波数Ｆを高くすると、デッドタイムｔｄを短くすることができ、還流ダイオードに電流が流れた状態スイッチング素子をオンでき、ゼロボルトスイッチングを実現できる。なお、電流設定値Ｉsetに対応してエネルギーを消費しない時間内となるデッドタイムｔｄになるように、発振周波数Ｆは設定される。

【0030】

本実施形態において、一周期の始まる前までに、駆動信号生成部５４は、発振周波数Ｆ及び位相差ｔθに基づいて、一周期毎に駆動信号Ｐ１～Ｐ４を生成しており、一周期中の駆動信号Ｐ１とＰ４及び駆動信号Ｐ３とＰ２の重なる時間は同じであり、トランス３の一次巻線３１の正極側の通電時間と負極側の通電時間とが等しくなるので、トランス３の偏磁を抑制できる効果も奏する。

【0031】

〔第２実施形態〕
図３は、本開示の第２実施形態に係る溶接電源装置を説明するためブロック図である。本実施形態に係る溶接電源装置は、駆動信号生成部５４が電流センサ９より入力されるインバータ電流信号Ｉｐに基づい発振周波数Ｆを調整する点で、第１実施形態に係る溶接電源装置と異なる。本実施形態の他の部分の構成および動作は、第１実施形態と同様である。

【0032】

本実施形態では、周期設定部５５は、電流設定値Ｉsetの代わりに、電流センサ９より入力されるトランス３の一次巻線３１に流れるインバータ電流信号Ｉｐに基づいて発振周波数Ｆを設定する。電流センサ９は、トランス３の一次巻線３１に流れる電流を検出するため、インバータ回路部２に具備されている。本実施形態では、周期設定部５５は、インバータ電流信号Ｉｐが小さいほど、発振周波数Ｆが高くなるように動作する。インバータ電流信号Ｉｐの値に応じて発振周波数Ｆを連続的に変化させてもよく、また段階的に変化させてもよい。

【0033】

本実施形態では、インバータ回路部２に具備され電流センサ９によりトランス３の一次巻線３１に流れる電流を検出しており、電流センサ９の検出したインバータ電流信号Ｉｐには、トランス３の一次巻線３１に流れる励磁電流分も含まれている。インバータ電流信号Ｉｐとトランス３の漏れインダクタンスに蓄えられたエネルギーが消費する時間は、インバータ電流信号Ｉｐの２乗に略比例する。そのため、インバータ電流信号Ｉｐにより発振周波数Ｆを調整するほうが第１実施形態の電流設定値Ｉsetにて発振周波数Ｆを調整するより好ましい。また、電流センサ８の溶接電流信号Ｉｏにより発振周波数Ｆを調整してもよいが、溶接電流信号Ｉｏにはトランス３の一次巻線３１に流れる励磁電流分は含まれておらず、トランス３が偏磁状態では、漏れインダクタンスに蓄えられエネルギーが消費する時間推定は困難であり、インバータ回路部２に具備した電流センサ９によりインバータ電流信号Ｉｐを検出し、発振周波数Ｆを決定するほうが好ましい。

【0034】

上記第１実施形態及び第２実施形態においては、本発明を溶接電源装置に適用した場合について説明したが、これに限られない。本発明は、インバータ回路で直流電圧を高周波電圧に変換するすべての電源装置に適用可能である。

【0035】

本発明に係る電源装置は、上記した実施形態に限定されるものではない。本発明に係る電源装置の各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。

【符号の説明】

【0036】

１：直流電源
２：インバータ回路
２１：第１アーム
２２：第２アーム
３：トランス
３１：一次巻線
３２：二次巻線
４：整流回路
５：制御回路
６：ドライブ回路
７：溶接加工物
８：電流センサ
９：電流センサ
４１、４２：整流ダイオード
４３：直流リアクトル
５１：電流設定部
５２：減算部
５３：位相差設定部
５４：駆動信号生成部
５５：周期設定部
ａ，ｂ：出力端子
Ｃ１、Ｃ２：出力ライン
Ｆ：発振周波数
Ｉset：電流設定値
Ｉｏ：溶接電流信号
Ｉｐ：インバータ電流信号
Ｐ１～Ｐ４：駆動信号
ＴＲ１～ＴＲ４：スイッチング素子
ｔθ：位相差
ｔｄ：デットタイム
Ｔ：周期
Ｔｏｎ：パルス幅
ΔＩ：偏差

【図1】

【図2】

【図3】