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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2024064526
(43)【公開日】2024-05-14
(54)【発明の名称】電力増幅器
(51)【国際特許分類】
H03F 1/02 20060101AFI20240507BHJP
H03F 3/24 20060101ALI20240507BHJP
H03F 3/60 20060101ALN20240507BHJP
【ＦＩ】
H03F1/02
H03F3/24
H03F3/60
【審査請求】未請求
【請求項の数】5
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2022173170
(22)【出願日】2022-10-28
【国等の委託研究の成果に係る記載事項】（出願人による申告）令和元年度、国立研究開発法人科学技術振興機構、戦略的イノベーション創造プログラム「ＩｏＥ社会のエネルギーシステム Ｂ２ ＷＰＴシステムへの応用を見据えたＩｏＥ共通基盤技術」委託研究、産業技術力強化法第 １７ 条の適用を受ける特許出願
(71)【出願人】
【識別番号】504139662
【氏名又は名称】国立大学法人東海国立大学機構
(74)【代理人】
【識別番号】100105924
【弁理士】
【氏名又は名称】森下 賢樹
(72)【発明者】
【氏名】原 信二
(72)【発明者】
【氏名】丹波 憲之
【テーマコード（参考）】
5J067
5J500
【Ｆターム（参考）】
5J067AA04
5J067AA41
5J067CA36
5J067CA61
5J067CA92
5J067CA98
5J067FA03
5J067HA09
5J067HA12
5J067HA24
5J067KA29
5J067KA41
5J067LS11
5J067LS12
5J067SA14
5J067TA01
5J500AA04
5J500AA41
5J500AC36
5J500AC61
5J500AC92
5J500AC98
5J500AF03
5J500AH09
5J500AH12
5J500AH24
5J500AH29
5J500AH33
5J500AK12
5J500AK29
5J500AK41
5J500AK68
5J500AS14
5J500AT01
5J500LV08
5J500WU08
(57)【要約】
【課題】効率を改善できる電力増幅器を提供する。
【解決手段】電力増幅器６において、増幅部１６は、入力信号を増幅し、増幅された出力信号を出力端子Ｔ２から出力する。整合回路（基本波整合回路２２）は、出力端子Ｔ２に接続される。伝送線路２４は、整合回路を通過した出力信号が一端に供給され、所定の特性インピーダンスを有する。フィルタ２６は、伝送線路２４の他端から出力された出力信号に含まれる基本波を通過させ、出力信号に含まれる高調波を反射させる。出力端子Ｔ２から出力される出力信号に含まれる所定の高調波を所定の位相で出力端子Ｔ２に戻すように、伝送線路２４の長さは定められている。
【選択図】図２
【解決手段】電力増幅器６において、増幅部１６は、入力信号を増幅し、増幅された出力信号を出力端子Ｔ２から出力する。整合回路（基本波整合回路２２）は、出力端子Ｔ２に接続される。伝送線路２４は、整合回路を通過した出力信号が一端に供給され、所定の特性インピーダンスを有する。フィルタ２６は、伝送線路２４の他端から出力された出力信号に含まれる基本波を通過させ、出力信号に含まれる高調波を反射させる。出力端子Ｔ２から出力される出力信号に含まれる所定の高調波を所定の位相で出力端子Ｔ２に戻すように、伝送線路２４の長さは定められている。
【選択図】図２
【特許請求の範囲】
【請求項1】
入力信号を増幅し、増幅された出力信号を出力端子から出力する増幅部と、
前記出力端子に接続された整合回路と、
前記整合回路を通過した前記出力信号が一端に供給される、所定の特性インピーダンスを有する伝送線路と、
前記伝送線路の他端から出力された前記出力信号に含まれる基本波を通過させ、前記出力信号に含まれる高調波を反射させるフィルタと、
を備え、
前記出力端子から出力される前記出力信号に含まれる所定の高調波を所定の位相で前記出力端子に戻すように、前記伝送線路の長さは定められている、
ことを特徴とする電力増幅器。
前記出力端子に接続された整合回路と、
前記整合回路を通過した前記出力信号が一端に供給される、所定の特性インピーダンスを有する伝送線路と、
前記伝送線路の他端から出力された前記出力信号に含まれる基本波を通過させ、前記出力信号に含まれる高調波を反射させるフィルタと、
を備え、
前記出力端子から出力される前記出力信号に含まれる所定の高調波を所定の位相で前記出力端子に戻すように、前記伝送線路の長さは定められている、
ことを特徴とする電力増幅器。
【請求項2】
入力信号を増幅し、増幅された出力信号を出力端子から出力する増幅部と、
電源電圧が供給される一端と、前記出力端子に接続された他端とを有する誘導性素子と、
前記出力端子に一端が接続された、所定の特性インピーダンスを有する伝送線路と、
前記伝送線路の他端から出力された前記出力信号に含まれる基本波を通過させ、前記出力信号に含まれる高調波を反射させるフィルタと、
を備え、
出力特性が所定の特性となる前記増幅部の最適負荷アドミタンスの実部の逆数が前記特性インピーダンスと実質的に等しくなるように、前記電源電圧が設定され、
前記入力信号の周波数において、前記誘導性素子のアドミタンスの虚部は、前記最適負荷アドミタンスの虚部と実質的に等しく、
前記出力端子から出力される前記出力信号に含まれる所定の高調波を所定の位相で前記出力端子に戻すように、前記伝送線路の長さは定められている、
ことを特徴とする電力増幅器。
電源電圧が供給される一端と、前記出力端子に接続された他端とを有する誘導性素子と、
前記出力端子に一端が接続された、所定の特性インピーダンスを有する伝送線路と、
前記伝送線路の他端から出力された前記出力信号に含まれる基本波を通過させ、前記出力信号に含まれる高調波を反射させるフィルタと、
を備え、
出力特性が所定の特性となる前記増幅部の最適負荷アドミタンスの実部の逆数が前記特性インピーダンスと実質的に等しくなるように、前記電源電圧が設定され、
前記入力信号の周波数において、前記誘導性素子のアドミタンスの虚部は、前記最適負荷アドミタンスの虚部と実質的に等しく、
前記出力端子から出力される前記出力信号に含まれる所定の高調波を所定の位相で前記出力端子に戻すように、前記伝送線路の長さは定められている、
ことを特徴とする電力増幅器。
【請求項3】
前記出力端子と前記フィルタとの間に高調波反射回路が設けられていない、
ことを特徴とする請求項１または２に記載の電力増幅器。
ことを特徴とする請求項１または２に記載の電力増幅器。
【請求項4】
前記出力端子から前記フィルタ側を見たインピーダンスが、前記出力信号に含まれる所定の偶数次高調波に関して実質的にゼロであるように、前記伝送線路の長さは定められている、
ことを特徴とする請求項１または２に記載の電力増幅器。
ことを特徴とする請求項１または２に記載の電力増幅器。
【請求項5】
前記出力端子から前記フィルタ側を見たインピーダンスが、前記出力信号に含まれる所定の奇数次高調波に関して実質的に無限大であるように、前記伝送線路の長さは定められている、
ことを特徴とする請求項１または２に記載の電力増幅器。
ことを特徴とする請求項１または２に記載の電力増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本開示は、高周波信号を増幅する電力増幅器に関する。
【背景技術】
【0002】
近年、無線通信システムや無線電力伝送システムの開発が進められている。これらの技術では、高周波信号を電力増幅し、増幅された信号を負荷に出力する電力増幅器が利用される（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0003】
【特許文献1】特開２０００－１６５１６３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0004】
高周波用の電力増幅器の効率を高めるために、電力増幅器のトランジスタの出力端子の後段に高調波反射回路を接続する技術が知られている。高調波反射回路は、出力信号に含まれる高調波を反射する。高調波反射回路は、例えばＦ級動作の場合、トランジスタの出力端子において偶数次高調波に対して短絡となり、奇数次高調波に対して開放となるように設計される。これにより、トランジスタでの電力消費を低減し、効率を高めることができる。しかし、高調波反射回路は、基本波の周波数において損失を有するため、損失がないと仮定した理想状態と比較して、出力電力が低下し、効率も低下する。
【0005】
本開示はこうした課題に鑑みてなされたものであり、その例示的な目的の一つは、効率を改善できる電力増幅器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【0006】
上記課題を解決するために、本開示のある態様の電力増幅器は、入力信号を増幅し、増幅された出力信号を出力端子から出力する増幅部と、出力端子に接続された整合回路と、整合回路を通過した出力信号が一端に供給される、所定の特性インピーダンスを有する伝送線路と、伝送線路の他端から出力された出力信号に含まれる基本波を通過させ、出力信号に含まれる高調波を反射させるフィルタと、を備える。出力端子から出力される出力信号に含まれる所定の高調波を所定の位相で前記出力端子に戻すように、伝送線路の長さは定められている。
【0007】
本開示の別の態様もまた、電力増幅器である。この電力増幅器は、入力信号を増幅し、増幅された出力信号を出力端子から出力する増幅部と、電源電圧が供給される一端と、出力端子に接続された他端とを有する誘導性素子と、出力端子に一端が接続された、所定の特性インピーダンスを有する伝送線路と、伝送線路の他端から出力された出力信号に含まれる基本波を通過させ、出力信号に含まれる高調波を反射させるフィルタと、を備える。出力特性が所定の特性となる増幅部の最適負荷アドミタンスの実部の逆数が特性インピーダンスと実質的に等しくなるように、電源電圧が設定される。入力信号の周波数において、誘導性素子のアドミタンスの虚部は、最適負荷アドミタンスの虚部と実質的に等しい。出力端子から出力される出力信号に含まれる所定の高調波を所定の位相で前記出力端子に戻すように、伝送線路の長さは定められている。
【0008】
なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや、本開示の構成要素や表現を方法、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本開示の態様として有効である。
【発明の効果】
【0009】
本開示によれば、効率を改善できる電力増幅器を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【0010】
【発明を実施するための形態】
【0011】
本発明者らは、無線装置に利用される電力増幅器について研究し、以下の知見を得た。図１は、第１比較例の無線装置１００の回路図である。無線装置１００は、直流電源２、信号源４、電力増幅器１０６、およびアンテナ８を備える。電力増幅器１０６は、電力増幅回路１１０およびフィルタ１２６を有する。電力増幅回路１１０は、入力整合回路１１４、インダクタ（チョークコイル）１１８、トランジスタ１２０、基本波整合回路１２２、および高調波反射回路１２４を有する。
【0012】
直流電源２は、インダクタ１１８を介して電源電圧をトランジスタ１２０のドレインに供給する。インダクタ１１８は、バイアス電圧供給用インダクタであり、そのインダクタンスは、入力信号の周波数において十分に高いインピーダンスになるよう設定される。
【0013】
入力整合回路１１４は、信号源４の信号源インピーダンスＺＳとトランジスタ１２０の入力インピーダンスとのインピーダンス変換を行う。信号源インピーダンスＺＳは、特性インピーダンスＺ０と等しく、例えば５０Ωである。
【0014】
トランジスタ１２０は、信号源４から入力整合回路１１４を介してゲートに供給される入力信号を電力増幅し、増幅された信号をドレインから基本波整合回路１２２に出力する。入力信号は高周波信号であり、その周波数は、例えば１ＧＨｚ以上である。トランジスタ１２０の出力信号の電力は、例えば５００ｍＷ以上である。そのため、トランジスタ１２０は大信号動作を行う。
【0015】
トランジスタ１２０の大信号動作では、ドレインに接続されるインピーダンスに応じて、他の条件が一定であっても出力電力や効率などの出力特性が変化する。例えば、所定の入力電力、所定の入力周波数の入力信号が供給されたときに最大出力電力や最大効率が得られるインピーダンスは、最適負荷インピーダンスＺｏｐｔと呼ばれる。
【0016】
基本波整合回路１２２は、基本波の周波数において、最適負荷インピーダンスＺｏｐｔと特性インピーダンスＺ０とのインピーダンス変換を行う。つまり、基本波整合回路１２２は、基本波の周波数において、特性インピーダンスＺ０を最適負荷インピーダンスＺｏｐｔに変換する。これにより、基本波の周波数において、トランジスタ１２０のドレインに最適負荷インピーダンスＺｏｐｔを見せることができ、所定の条件下でトランジスタ１２０は最適出力を出力できる。トランジスタ１２０から出力される出力信号は、基本波整合回路１２２を介して高調波反射回路１２４に供給される。
【0017】
高調波反射回路１２４は、基本波整合回路１２２を通過した出力信号に含まれる基本波を通過させ、高調波を反射させる。既述のように、高調波反射回路１２４は、例えばＦ級動作の場合、トランジスタ１２０の出力端子において偶数次高調波に対して短絡となり、奇数次高調波に対して開放となるように設計される。一般に、高調波反射回路１２４は、主として２次高調波と３次高調波を反射させる。しかしながら、高調波反射回路１２４では、一般に法律で規定される不要輻射以下に２次高調波と３次高調波を抑えることが難しい場合がある。また、より高次の高調波は、高調波反射回路１２４で十分に反射されないため、高調波反射回路１２４の出力信号において十分に抑圧されない。そこで、高調波等の不要波をアンテナ８から放射させないために、高調波等を抑圧するためのフィルタ１２６が設けられ、高調波反射回路１２４を通過した出力信号は、フィルタ１２６に供給される。
【0018】
フィルタ１２６は、例えば、ローパスフィルタまたはバンドパスフィルタであり、通過帯域の基本波を通過させ、通過帯域外の信号を抑圧する。フィルタ１２６は、通過帯域外の信号を反射させることで、抑圧する。フィルタ１２６を通過した出力信号は、アンテナ８に供給される。アンテナ８は、フィルタ１２６から供給された出力信号を放射する。
【0019】
基本波の周波数において、フィルタ１２６およびアンテナ８のそれぞれの入力インピーダンスは、特性インピーダンスＺ０である。
【0020】
ここで、例えば１ＧＨｚ以上の周波数帯では、高調波反射回路１２４は、分布定数線路を用いて構成されることが多い。一般に、基本波の周波数における高調波反射回路１２４の損失は、０．２ｄＢ程度以上である。基本波の電力が０．２ｄＢ低下すると、ドレイン効率は、約４．７％低下する。また、高調波反射回路１２４を用いることで、回路構成が複雑になり、電力増幅回路１１０のサイズを増大させる。
【0021】
本発明者は、これらの知見に基づいて研究を重ね、基本波整合回路１２２とフィルタ１２６との間を伝送線路で接続し、伝送線路の長さを適切に設定することで、トランジスタ１２０の出力端子において、反射された高調波の位相を適切に設定でき、高調波反射回路１２４を無くすことができ、効率を改善できることを見出した。実施の形態は、このような思索に基づいて案出されたもので、以下にその具体的な構成を説明する。
【0022】
以下、図面を参照しながら、本開示を実施するための形態について詳細に説明する。なお、説明において同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明を適宜省略する。
【0023】
（第１の実施の形態）
図２は、第１の実施の形態の無線装置１の回路図である。無線装置１は、例えば無線通信システムや無線電力伝送システムに利用できる。無線装置１は、直流電源２、信号源４、電力増幅器６、およびアンテナ８を備える。
図２は、第１の実施の形態の無線装置１の回路図である。無線装置１は、例えば無線通信システムや無線電力伝送システムに利用できる。無線装置１は、直流電源２、信号源４、電力増幅器６、およびアンテナ８を備える。
【0024】
電力増幅器６は、信号源４から供給される入力信号を電力増幅して、増幅された信号をアンテナ８に供給する。電力増幅器６とアンテナ８との間に、スイッチなどの他の高周波部品が設けられてもよい。入力信号の周波数と出力信号の電力の範囲の一例は、第１比較例と同じである。直流電源２は、直流の電源電圧を電力増幅器６に供給する。
【0025】
電力増幅器６は、電力増幅回路１０、伝送線路２４、およびフィルタ２６を有する。電力増幅回路１０は、入力整合回路１４、増幅部１６、誘導性素子１８、および基本波整合回路２２を有する。電力増幅回路１０は、パワーアンプとも呼べる。
【0026】
入力整合回路１４は、信号源４の信号源インピーダンスＺｓと、増幅部１６の入力インピーダンスとのインピーダンス変換を行う。
【0027】
増幅部１６は、制御端子Ｔ１、出力端子Ｔ２および接地端子Ｔ３を有し、入力整合回路１４を介して制御端子Ｔ１に供給される入力信号を電力増幅し、増幅された出力信号を出力端子Ｔ２から出力する。接地端子Ｔ３は接地される。
【0028】
増幅部１６は、半導体材料として例えば化合物半導体を用いたトランジスタ２０を含む。トランジスタ２０は、一例として、電界効果トランジスタであるとする。増幅部１６において、制御端子Ｔ１はトランジスタ２０のゲートであり、出力端子Ｔ２はドレインであり、接地端子Ｔ３はソースである。
【0029】
誘導性素子１８は、チョークコイルとして機能するインダクタであり、直流電源２から電源電圧が供給される一端と、増幅部１６の出力端子Ｔ２に接続された他端とを有する。誘導性素子１８の一端は、図示しないキャパシタなどにより、入力信号の周波数において交流的に接地される。誘導性素子１８は、バイアス電圧供給用のインダクタとして機能する。誘導性素子１８は、高周波ショートスタブなどの伝送線路であってもよい。
増幅部１６の制御端子Ｔ１にも図示しないバイアス回路からバイアス電圧が供給される。
増幅部１６の制御端子Ｔ１にも図示しないバイアス回路からバイアス電圧が供給される。
【0030】
基本波整合回路２２は、増幅部１６の出力端子Ｔ２に接続され、増幅部１６の出力信号に含まれる基本波の周波数において、最適負荷インピーダンスＺｏｐｔと特性インピーダンスＺ０とのインピーダンス変換を行う。
【0031】
伝送線路２４は、特性インピーダンスＺ０を有し、基本波整合回路２２を通過した出力信号が一端に供給され、他端がフィルタ２６に接続される。
【0032】
フィルタ２６は、伝送線路２４の他端に接続され、伝送線路２４の他端から出力された出力信号に含まれる基本波を通過させ、当該出力信号に含まれる高調波を反射させる。フィルタ２６は、基本波の周波数において特性インピーダンスＺ０と同等の入力インピーダンスを有する。フィルタ２６では、通過帯域外の周波数帯において、反射係数が１であるか、１に近い。フィルタ２６を通過した出力信号は、アンテナ８に供給される。フィルタ２６として、公知の高周波用のフィルタを用いることができる。
【0033】
このように、第１比較例と異なり、基本波整合回路２２とフィルタ２６とが伝送線路２４により直接接続され、増幅部１６の出力端子Ｔ２とフィルタ２６との間に高調波反射回路が設けられていない。フィルタ２６で反射した高調波は、伝送線路２４と基本波整合回路２２を介して出力端子Ｔ２に戻る。
【0034】
伝送線路２４の長さを変化させると、例えば２次高調波と３次高調波の位相は、２：３の割合で変化する。増幅部１６の出力端子Ｔ２から出力される出力信号に含まれる所定の高調波を所定の位相で出力端子Ｔ２に戻すように、伝送線路２４の長さは予め定められている。所定の位相は、例えば、実質的に同相または実質的に逆相である。増幅部１６の出力端子Ｔ２から出力される出力信号の電圧波形または電流波形に含まれる所定の高調波を抑制するように、伝送線路２４の長さは予め定められている。高調波の抑制により、出力端子Ｔ２からトランジスタ２０に流れ込む電流波形と出力端子Ｔ２に生じる電圧波形の重なりが少なくなる、すなわちトランジスタ２０での消費電力が少なくなる。
【0035】
例えば、出力端子Ｔ２からフィルタ２６側を見たインピーダンスが、出力信号に含まれる所定の偶数次高調波に関して実質的にゼロであるように、伝送線路２４の長さは定められている。つまり、出力端子Ｔ２は、所定の偶数次高調波に対して実質的に短絡となっている。これにより、出力信号の電圧波形に含まれる所定の偶数次高調波は、抑制される。インピーダンスが実質的にゼロであるとは、所定値以上の効率が得られる程度にインピーダンスが低いことを表す。所定の偶数次高調波は、例えば、２次高調波である。相対的に大きい２次高調波を抑制することで、効率を高めやすい。所定の偶数次高調波は、複数であってもよい。
【0036】
偶数次高調波に関して伝送線路２４の長さが定められる代わりに、出力端子Ｔ２からフィルタ２６側を見たインピーダンスが、出力信号に含まれる所定の奇数次高調波に関して実質的に無限大であるように、伝送線路２４の長さは定められていてもよい。つまり、出力端子Ｔ２は、所定の奇数次高調波に対して実質的に開放となってもよい。これにより、出力信号の電流波形に含まれる所定の奇数次高調波は、抑制される。インピーダンスが実質的に無限大であるとは、所定値以上の効率が得られる程度にインピーダンスが高いことを表す。所定の奇数次高調波は、例えば、３次高調波である。相対的に大きい３次高調波を抑制することで、効率を高めやすい。所定の奇数次高調波は、複数であってもよい。
【0037】
また、これらを組み合わせてもよい。つまり、出力端子Ｔ２からフィルタ２６側を見たインピーダンスが、出力信号に含まれる所定の偶数次高調波に関して実質的にゼロであり、かつ、出力信号に含まれる所定の奇数次高調波に関して実質的に無限大であるように、伝送線路２４の長さは定められてもよい。さらに、出力端子Ｔ２は、所定の奇数次高調波に対して実質的に短絡となってもよく、所定の偶数次高調波に対して実質的に開放となってもよい。
【0038】
このように、所定値以上の効率が得られるように、伝送線路２４の長さは定められている。伝送線路２４の長さの最適値は、実験またはシミュレーションにより適宜定めることができる。
【0039】
次に、図１の比較例の構成と図２の構成とにおけるシミュレーション結果を説明する。シミュレーションでは、図１の比較例の構成においては、高調波反射回路１２４を用いて、２次高調波と３次高調波のそれぞれの位相を独立して最適化している。図１の構成と図２の構成において、トランジスタ２０とトランジスタ１２０には共通のシミュレーションモデルを用い、フィルタ２６とフィルタ１２６には共通のシミュレーションモデルを用いている。フィルタ２６，１２６のシミュレーションモデルとして、市販のフィルタのモデルを用いている。特性インピーダンスＺ０は、５０Ωである。基本波の周波数は５．８ＧＨｚである。図２の構成では、伝送線路２４の長さは、３．５ｍｍであり、その５．８ＧＨｚでの電気長は４０°である。フィルタ２６，１２６の出力で得られた特性を以下で説明する。
【0040】
図３は、図２の電力増幅器６と図１の電力増幅器１０６のそれぞれの高周波特性を示す。図３（ａ）は、図２の電力増幅器６の出力電力、利得、ドレイン効率、および電力付加効率の入力電力依存性を示す。入力電力ｒｆｉｎが３０ｄＢｍのとき、利得Ｇａｉｎは１１．２６８ｄＢ、出力電力Ｐｏｕｔは４１．２６８ｄＢｍ、電力付加効率ＰＡＥは６５．２４５％、ドレイン効率Ｐｄｆは７０．５１１％である。
【0041】
図３（ｂ）は、図１の第１比較例の電力増幅器１０６の出力電力、利得、ドレイン効率、および電力付加効率の入力電力依存性を示す。入力電力ｒｆｉｎが３０ｄＢｍのとき、利得Ｇａｉｎは１１．２３４ｄＢ、出力電力Ｐｏｕｔは４１．２３４ｄＢｍ、電力付加効率ＰＡＥは６５．５７７％、ドレイン効率Ｐｄｆは７０．９１４％である。
【0042】
図３（ｂ）の特性では、高調波反射回路１２４における基本波の損失を無視している。高調波反射回路１２４における基本波の損失を０．２ｄＢと仮定すると、この損失を考慮したドレイン効率は、７０．９１４－４．７≒６６．２％である。高調波反射回路１２４の損失を考慮した第１比較例の特性と比較し、本実施の形態では、利得は約０．２ｄＢ増加し、ドレイン効率は約４．３％改善している。
【0043】
実施の形態によれば、伝送線路２４の長さに応じて、フィルタ２６で反射された高調波の出力端子Ｔ２における位相を調整できるので、出力端子Ｔ２からフィルタ２６側を見た高調波に対するインピーダンスを実質的にゼロまたは実質的に無限大に設定できる。よって、高周波反射回路を設けることなく、電力増幅器６を高効率化できる。高周波反射回路を設けないため、第１比較例よりも損失を低減できる。
【0044】
また、実施の形態の伝送線路２４の線路長は、最大でも電気長１８０度である。一方、第１比較例の高調波反射回路１２４は、電気長９０度の伝送線路を複数個組み合わせて構成されることが一般的である。そのため、伝送線路２４は、高調波反射回路１２４の面積に比べて小さい面積で実現できる。よって、電力増幅器６のサイズを第１比較例より小型化できる。
【0045】
また、第１比較例では、高調波反射回路は、基本波のインピーダンスに影響を及ぼすため、基本波整合回路と高調波反射回路を独立して設計することは困難であるが、本実施の形態では、そのような設計の困難さを回避できる。
【0046】
（第２比較例）
ここで、本発明者が発明した特開２０２１－１１８４８２号公報に記載の電力増幅器に対して、高調波反射回路１２４を組み合わせた第２比較例を説明する。
ここで、本発明者が発明した特開２０２１－１１８４８２号公報に記載の電力増幅器に対して、高調波反射回路１２４を組み合わせた第２比較例を説明する。
【0047】
図４は、第２比較例の無線装置１００Ａの回路図である。第２比較例では、特開２０２１－１１８４８２号公報に記載されたように、直流電源２から供給される電源電圧を高めることで最適負荷抵抗Ｒｏｐｔを高め、インダクタ１１８の値を適切に設定することで、トランジスタ１２０の出力側の容量をキャンセルし、基本波整合回路を無くしている。トランジスタ１２０のドレインには、高調波反射回路１２４が直接接続される。
【0048】
この構成では、第１比較例に対して、基本波整合回路が不要であるという利点がある。しかし、第２比較例においても、第１比較例と同様に、高調波反射回路１２４を用いることで、基本波の周波数において損失があり、回路構成が複雑になり、電力増幅器１０６のサイズを増大させる。
【0049】
そこで、基本波整合回路を設けない電力増幅器１０６においても、高調波反射回路１２４を用いずに、伝送線路の長さにより、フィルタ１２６で反射された高調波の位相を調整する。以下にその具体的な構成を説明する。
【0050】
（第２の実施の形態）
図５は、第２の実施の形態の無線装置１Ａの回路図である。図５に示すように、第２の実施の形態では、基本波整合回路が設けられないことが、第１の実施の形態と異なる。以下、第１の実施の形態との相違点を中心に説明する。
図５は、第２の実施の形態の無線装置１Ａの回路図である。図５に示すように、第２の実施の形態では、基本波整合回路が設けられないことが、第１の実施の形態と異なる。以下、第１の実施の形態との相違点を中心に説明する。
【0051】
電力増幅回路１０Ａの増幅部１６の出力端子Ｔ２には、所定の特性インピーダンスＺ０の伝送線路２４を介してフィルタ２６が直接接続される。つまり、出力端子Ｔ２とフィルタ２６との間に出力整合回路および高調波反射回路が存在しない。特性インピーダンスＺ０は、最適負荷抵抗Ｒｏｐｔと実質的に等しい。フィルタ２６は、基本波の周波数において最適負荷抵抗Ｒｏｐｔと同等の入力インピーダンスを有する。特性インピーダンスＺ０は、一般的には５０Ωであるが、例えば１０Ω～１００Ω等の他の値であってもよい。
【0052】
増幅部１６のトランジスタ２０に用いられる化合物半導体の一例として、窒化ガリウム（ＧａＮ）などの窒化物半導体が挙げられる。トランジスタ２０は、窒化ガリウムを用いた高電子移動度トランジスタ、即ちＧａＮ－ＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor）であることが好ましい。
【0053】
誘導性素子１８は、インダクタンスＬ１のインダクタであり、第１の実施の形態よりもインダクタンスＬ１は小さい。インダクタンスＬ１の詳細は後述する。
【0054】
増幅部１６の出力特性が所定の特性となる最適負荷アドミタンスＹｏｐｔ（＝１／Ｚｏｐｔ）は、増幅部１６の出力端子Ｔ２からフィルタ２６側を見たアドミタンスである。出力特性が所定の特性となるとは、例えば、出力電力が最大となること、ドレイン効率または電力付加効率が最大となることなどを意味する。
【0055】
最適負荷は、誘導性であり、最適負荷抵抗ＲｏｐｔとインダクタＬｏｐｔの並列接続で表される。そのため、最適負荷アドミタンスＹｏｐｔは式（１）で表せる。
Ｙｏｐｔ＝１／Ｒｏｐｔ＋１／ｊωＬｏｐｔ （１）
Ｙｏｐｔ＝１／Ｒｏｐｔ＋１／ｊωＬｏｐｔ （１）
【0056】
出力電力を一定として電源電圧を増加させると、最適負荷抵抗Ｒｏｐｔは増加する。そのため、電源電圧を増加させると、最適負荷アドミタンスＹｏｐｔは、コンダクタンスが低くなる方向にアドミタンスチャート上を移動する。
【0057】
最適負荷アドミタンスＹｏｐｔの実部の逆数、つまり最適負荷抵抗Ｒｏｐｔが所定の特性インピーダンスＺ０と実質的に等しくなるように、電源電圧が予め設定される。なお、最適負荷アドミタンスＹｏｐｔの実部の逆数が特性インピーダンスＺ０の－１０％～２０％の範囲にあるとき、最適負荷アドミタンスＹｏｐｔの実部の逆数が特性インピーダンスＺ０と実質的に等しいという。最適負荷アドミタンスＹｏｐｔの実部の逆数は、特性インピーダンスＺ０の±５％の範囲内に設定することが好ましく、最適負荷アドミタンスＹｏｐｔの実部の逆数と特性インピーダンスＺ０の差は小さい方が好ましい。なぜなら、差が小さいほど最適出力電力に近い値の出力電力を得られるためである。なお、電源電圧は、トランジスタ２０のソース・ドレイン間電圧の最大定格を超えないように設定される。
【0058】
入力信号の周波数において、誘導性素子１８のアドミタンスの虚部（－１／ωＬ１）は、最適負荷アドミタンスＹｏｐｔの虚部（－１／ωＬｏｐｔ）と実質的に等しい。つまり、誘導性素子１８のインダクタンスＬ１は、Ｌｏｐｔと実質的に等しい。最適負荷アドミタンスＹｏｐｔの誘導性成分は、誘導性素子１８で実現されているとも言える。なお、誘導性素子１８のアドミタンスの虚部が最適負荷アドミタンスＹｏｐｔの虚部の±１０％の範囲にあるとき、誘導性素子１８のアドミタンスの虚部が最適負荷アドミタンスＹｏｐｔの虚部と実質的に等しいという。誘導性素子１８のアドミタンスの虚部は、最適負荷アドミタンスＹｏｐｔの虚部の±５％の範囲内に設定することが好ましく、誘導性素子１８のアドミタンスの虚部と最適負荷アドミタンスＹｏｐｔの虚部との差も、小さい方が好ましい。なぜなら、差が小さいほど最適出力電力に近い値の出力電力を得られるためである。
【0059】
電源電圧を高めることで最適負荷抵抗Ｒｏｐｔを高め、誘導性素子１８の値を適切に設定することで出力整合回路を無くす構成については、特開２０２１－１１８４８２号公報に記載の技術を利用しているため、これ以上の説明は省略する。
【0060】
フィルタ２６で反射した高調波は、伝送線路２４を介して出力端子Ｔ２に戻る。伝送線路２４の長さは、第１の実施の形態と同様に、所定値以上の効率が得られるように予め定められる。
【0061】
本実施の形態によれば、伝送線路２４の長さに応じて、フィルタ２６で反射された高調波の出力端子Ｔ２における位相を調整できるので、高周波反射回路を設けることなく、電力増幅器６Ａを高効率化できる。高周波反射回路を設けないため、第２比較例よりも損失を低減できる。電力増幅器６Ａのサイズを第２比較例より小型化することもできる。
【0062】
加えて、最適負荷アドミタンスＹｏｐｔの実部の逆数が特性インピーダンスＺ０と実質的に等しく、その虚部がバイアス電圧供給用の誘導性素子１８で実現されているため、増幅部１６の出力端子Ｔ２に特性インピーダンスＺ０の伝送線路２４を介して特性インピーダンスＺ０のフィルタを直接接続することで、概ね最適負荷アドミタンスＹｏｐｔを増幅部１６の出力端子Ｔ２に見せることができる。これにより、電力増幅器６は、概ね所望の最適出力電力を出力できる。第１の実施の形態と比較して、出力整合回路を用いる必要がないので出力電力の損失を低減できる。よって、第１の実施の形態に対してドレイン効率と電力付加効率を改善できる。また、第１の実施の形態に対して電力増幅器６Ａを小型化、軽量化することもできる。
【0063】
また、化合物半導体のトランジスタ２０を用いることで、シリコン（Ｓｉ）のトランジスタと比較してソース・ドレイン間電圧の最大定格が高いため、電源電圧を高めることができ、最適負荷アドミタンスＹｏｐｔの実部の選択の幅を広げることができる。
【0064】
また、窒化物半導体のトランジスタ２０を用いることで、ガリウムヒ素（ＧａＡｓ）などのトランジスタと比較してソース・ドレイン間電圧の最大定格がより高いため、電源電圧をより高めることができ、最適負荷アドミタンスＹｏｐｔの実部の選択の幅をより広げることができる。
【0065】
さらに、トランジスタ２０としてＧａＮ－ＨＥＭＴを用いることで、ＦＥＴと比較して高出力動作でき、１ＧＨｚ以上の周波数において出力電力などの特性を向上させることもできる。
【0066】
以上、本開示を実施の形態にもとづいて説明した。本開示は上記実施の形態に限定されず、種々の設計変更が可能であり、様々な変形例が可能であること、またそうした変形例も本開示の範囲にあることは、当業者に理解されるところである。
【0067】
本開示の一態様の概要は、次の通りである。本開示のある態様の電力増幅器は、入力信号を増幅し、増幅された出力信号を出力端子から出力する増幅部と、前記出力端子に接続された整合回路と、前記整合回路を通過した前記出力信号が一端に供給される、所定の特性インピーダンスを有する伝送線路と、前記伝送線路の他端から出力された前記出力信号に含まれる基本波を通過させ、前記出力信号に含まれる高調波を反射させるフィルタと、を備え、前記出力端子から出力される前記出力信号に含まれる所定の高調波を所定の位相で前記出力端子に戻すように、前記伝送線路の長さは定められている。
【0068】
この態様によると、効率を改善できる。
【0069】
本開示の別の態様の電力増幅器は、入力信号を増幅し、増幅された出力信号を出力端子から出力する増幅部と、電源電圧が供給される一端と、前記出力端子に接続された他端とを有する誘導性素子と、前記出力端子に一端が接続された、所定の特性インピーダンスを有する伝送線路と、前記伝送線路の他端から出力された前記出力信号に含まれる基本波を通過させ、前記出力信号に含まれる高調波を反射させるフィルタと、を備え、出力特性が所定の特性となる前記増幅部の最適負荷アドミタンスの実部の逆数が前記特性インピーダンスと実質的に等しくなるように、前記電源電圧が設定され、前記入力信号の周波数において、前記誘導性素子のアドミタンスの虚部は、前記最適負荷アドミタンスの虚部と実質的に等しく、前記出力端子から出力される前記出力信号に含まれる所定の高調波を所定の位相で前記出力端子に戻すように、前記伝送線路の長さは定められている。
【0070】
この態様によると、効率を改善できる。
【0071】
前記出力端子と前記フィルタとの間に高調波反射回路が設けられていなくてもよい。この場合、電力増幅器を小型化できる。
【0072】
前記出力端子から前記フィルタ側を見たインピーダンスが、前記出力信号に含まれる所定の偶数次高調波に関して実質的にゼロであるように、前記伝送線路の長さは定められていてもよい。この場合、電力増幅器の効率を改善できる。
【0073】
前記出力端子から前記フィルタ側を見たインピーダンスが、前記出力信号に含まれる所定の奇数次高調波に関して実質的に無限大であるように、前記伝送線路の長さは定められていてもよい。この場合、電力増幅器の効率を改善できる。
【符号の説明】
【0074】
１，１Ａ…無線装置、Ｔ１…制御端子、Ｔ２…出力端子、Ｔ３…接地端子、６，６Ａ…電力増幅器、１０，１０Ａ…電力増幅回路、１４…入力整合回路、１６…増幅部、１８…誘導性素子、２０…トランジスタ、２２…基本波整合回路、２４…伝送線路、２６…フィルタ。
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】