特開 2024-68967 アレイアンテナシステム、非線形歪み抑制方法、及び無線装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2024068967

(43)【公開日】2024-05-21

(54)【発明の名称】アレイアンテナシステム、非線形歪み抑制方法、及び無線装置

(51)【国際特許分類】

   H03F 3/24 20060101AFI20240514BHJP

   H03F 1/32 20060101ALI20240514BHJP

   H04B 1/04 20060101ALI20240514BHJP

   H04B 7/06 20060101ALN20240514BHJP

【ＦＩ】

H03F3/24

H03F1/32

H03F1/32 141

H04B1/04 R

H04B7/06 150

【審査請求】未請求

【請求項の数】8

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2022179683

(22)【出願日】2022-11-09

【国等の委託研究の成果に係る記載事項】（出願人による申告）令和４年度、総務省、「５Ｇ基地局共用技術に関する研究開発」研究開発委託契約に基づく開発項目「５Ｇ基地局の共用を実現する広帯域な無線通信システム構成技術」委託研究、産業技術力強化法第１７条の適用を受ける特許出願

(71)【出願人】

【識別番号】000005223

【氏名又は名称】富士通株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110002147

【氏名又は名称】弁理士法人酒井国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】ロズキン アレクサンダー ニコラビッチ

(72)【発明者】

【氏名】大田 智也

(72)【発明者】

【氏名】大橋 洋二

【テーマコード（参考）】

5J500

5K060

【Ｆターム（参考）】

5J500AA01

5J500AA21

5J500AA41

5J500AC21

5J500AC33

5J500AC36

5J500AF08

5J500AF15

5J500AF19

5J500AK16

5J500AQ04

5J500AS14

5J500AT01

5J500AT05

5J500AT07

5J500NG02

5J500NG03

5J500NH13

5K060BB07

5K060CC04

5K060CC19

5K060HH06

5K060HH37

(57)【要約】

【課題】広帯域での非線形歪みを抑制できる。
【解決手段】アレイアンテナシステムは、送信信号の帯域に隣接する第１の帯域内の第１の非線形歪みを抑制するＤＰＤと、第１のアンテナ素子及び第２のアンテナ素子を含む複数のアンテナ素子と、送信信号及び、帯域から離れ、かつ、第１の帯域に隣接する第２の帯域内の第２の非線形歪みに、ウエイトを付与して所定方向に指向する送信信号及び第２の非線形歪みを形成する、複数のアンテナ素子のそれぞれに対応する複数の位相シフタと、第１のアンテナ素子に対応した第１の位相シフタから出力された、所定方向に指向する送信信号及び第２の非線形歪みである第１の歪みを増幅する第１のアンプと、第２のアンテナ素子に対応する第２の位相シフタから出力された、所定方向に指向する送信信号及び、第２の非線形歪みである、第１の歪みと逆相の第２の歪みを増幅する第２のアンプと、を有する。
【選択図】図１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

送信信号の帯域に隣接する第１の帯域内の第１の非線形歪みを抑制するＤＰＤ（Digital Predistortion）と、
第１のアンテナ素子と第２のアンテナ素子と、を含む複数のアンテナ素子と、
前記送信信号及び、前記帯域から離れ、かつ、前記第１の帯域に隣接する第２の帯域内の第２の非線形歪みに、ウエイトを付与して所定方向に指向する前記送信信号及び前記第２の非線形歪みを形成する、前記複数のアンテナ素子のそれぞれに対応する複数の位相シフタと、
前記第１のアンテナ素子に対応した第１の位相シフタから出力された、前記所定方向に指向する送信信号及び前記第２の非線形歪みである第１の歪みを増幅する第１のアンプと、
前記第２のアンテナ素子に対応する第２の位相シフタから出力された、前記所定方向に指向する前記送信信号及び、前記第２の非線形歪みである、前記第１の歪みと逆相の第２の歪みを増幅する第２のアンプと、
を有することを特徴とするアレイアンテナシステム。

【請求項2】

前記第２のアンプは、
前記第１のアンテナ素子から出力する前記送信信号及び前記第２の非線形歪みを受信する受信器側で前記第２の非線形歪みが小さくなるように前記第２の歪みを増幅して前記第２のアンテナ素子から出力することを特徴とする請求項１に記載のアレイアンテナシステム。

【請求項3】

前記第２のアンプは、
前記第１のアンテナ素子から出力する前記送信信号及び前記第２の非線形歪みを受信する受信器側で前記第２の非線形歪みが打ち消すように前記第２の歪みを増幅して前記第２のアンテナ素子から出力することを特徴とする請求項１に記載のアレイアンテナシステム。

【請求項4】

前記第１のアンプは、
所定電流に応じて、前記所定方向に指向する前記送信信号及び前記第１の歪みを増幅して出力する第１の負荷インピーダンスを有する第１の負荷を有し、
前記第２のアンプは、
前記所定電流に応じて、前記所定方向に指向する前記送信信号及び前記第２の歪みを増幅して出力する、前記第１の負荷インピーダンスと異なる第２の負荷インピーダンスを有する第２の負荷を有することを特徴とする請求項１に記載のアレイアンテナシステム。

【請求項5】

前記第１の負荷は、
前記所定電流に応じた前記第１の負荷インピーダンスを有する配線パターンを有し、
前記第２の負荷は、
前記配線パターンと、前記配線パターンと接続するスタブとを有し、前記所定電流に応じた前記第２の負荷インピーダンスを有することを特徴とする請求項４に記載のアレイアンテナシステム。

【請求項6】

前記第１のアンプは、
所定電流に応じて、前記所定方向に指向する前記送信信号及び前記第１の歪みを増幅して前記第１のアンテナ素子から出力する第１の反射係数を有する第１の負荷を有し、
前記第２のアンプは、
前記所定電流に応じて、前記所定方向に指向する前記送信信号及び前記第２の歪みを増幅して前記第２のアンテナ素子から出力する、前記第１の反射係数と異なる第２の反射係数を有する第２の負荷を有することを特徴とする請求項１に記載のアレイアンテナシステム。

【請求項7】

送信信号の帯域に隣接する第１の帯域内の第１の非線形歪みを抑制するＤＰＤ（Digital Predistortion）と、第１のアンテナ素子と第２のアンテナ素子とを含む複数のアンテナ素子と、前記送信信号及び、前記帯域から離れ、かつ、前記第１の帯域に隣接する第２の帯域内の第２の非線形歪みに、ウエイトを付与して所定方向に指向する前記送信信号及び前記第２の非線形歪みを形成する、前記複数のアンテナ素子のそれぞれに対応する複数の位相シフタと、第１のアンプと、第２のアンプとを有するアレイアンテナシステムにおける前記第２の非線形歪みを抑制する非線形歪み抑制方法であって、
前記第１のアンプは、
前記第１のアンテナ素子に対応する第１の位相シフタから出力された、前記所定方向に指向する前記送信信号及び前記第２の非線形歪みである第１の歪みを増幅して前記第１のアンテナ素子に出力し、
前記第２のアンプは、
前記第２のアンテナ素子に対応する第２の位相シフタから出力された、前記所定方向に指向する前記送信信号及び、前記第２の非線形歪みであり、前記第１の歪みと逆相の第２の歪みを増幅して前記第２のアンテナ素子に出力する、
処理を実行することを特徴とする非線形歪み抑制方法。

【請求項8】

送信信号の帯域に隣接する第１の帯域内の第１の非線形歪みを抑制するＤＰＤ（Digital Predistortion）と、
第１のアンテナ素子と第２のアンテナ素子と、を含む複数のアンテナ素子と、
前記送信信号及び、前記帯域から離れ、かつ、前記第１の帯域に隣接する第２の帯域内の第２の非線形歪みに、ウエイトを付与して所定方向に指向する前記送信信号及び前記第２の非線形歪みを形成する、前記複数のアンテナ素子のそれぞれに対応する複数の位相シフタと、
前記第１のアンテナ素子に対応した第１の位相シフタから出力された、前記所定方向に指向する送信信号及び前記第２の非線形歪みである第１の歪みを増幅する第１のアンプと、
前記第２のアンテナ素子に対応した第２の位相シフタから出力された、前記所定方向に指向する前記送信信号及び、前記第２の非線形歪みである、前記第１の歪みと逆相の第２の歪みを増幅する第２のアンプと、
を含むことを特徴とする無線装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、アレイアンテナシステム、非線形歪み抑制方法、及び無線装置に関する。

【背景技術】

【0002】

アレイアンテナは、５Ｇ（5^th Generation）ミリ波の周波数帯域（例えば、２８ＧＨｚ帯）の高いデータレートを実現するための主要な技術である。５Ｇミリ波周波数帯の無線システム内の基地局では、例えば、使用可能な数百ＭＨｚのスペクトルの高周波帯域を利用して数百個のアンテナ装置を配備している。

【0003】

無線システム内の、例えば、ＲＵ（Radio Unit）に配置されるアレイアンテナは、複数のアンテナ素子を平面上に複数配列して各アンテナ素子の位相を電子的に制御するアンテナ素子の集合体である。アレイアンテナは、各アンテナ素子の放射パターンが隣接するアンテナ素子の放射パターンと強め合うことでメインローブと呼ばれる効果的な放射パターンが形成される。例えば、Ｔｘ（Transmitter）アレイアンテナは、アンテナ素子毎に、ＰＡ（Power Amplifier）及び位相シフタを備えている。

【0004】

Ｔｘアレイアンテナのビームフォーミングは、Ｔｘ信号を送信する際に無線チャネルを介して特定のＵＥ（User Equipment）に向かって電波エネルギーを送る技術である。アンテナ素子の出力におけるＴｘ信号の位相及び振幅を調整することで、ＵＥ側で受信するＴｘ信号を強め合うコヒーレント合成が行われる。その結果、ＵＥではスループットが高くなる。Ｔｘアレイアンテナは、主ビームで放射されるエネルギーを最大化する一方で、サイドローブで放射されるエネルギーを許容可能なレベルまで低減させるものである。

【0005】

Ｔｘアレイアンテナ内のＰＡは、ＲＵの中で最も電力を消費する装置であるため、電力効率が高い方が好ましい。ＲＵ内の終段に配置されるＰＡは、ＲＦ（Radio Frequency）信号の増幅効率が高くなると、飽和状態に近い非線形領域で動作することが多くなる。その結果、ＲＦ信号がＰＡの非線形領域を通過する際にＴｘ信号の隣接チャネル漏洩電力比（Adjacent Channel Leakage Ratio; ACLR）やＥＶＭ（Error Vector Magnitude）が劣化してしまう。そこで、ＰＡでは、十分な帯域幅でアンテナ素子に電力を供給して高い線形性を確保することで、ＥＶＭ及びＡＣＬＲの両方を最小限に抑制できることが求められている。

【0006】

しかしながら、ＰＡの非線形性によって５Ｇミリ波周波数帯域の帯域内（In-Band）及び帯域外(Out of Band)に非線形歪み、例えば、ＩＭＤ（相互変調歪み：Intermodulation Distortions）が生じる。帯域内はＴｘ信号の帯域、帯域外はＴｘ信号の帯域に隣接する隣接帯域である。帯域外のＩＭＤは、広帯域である。例えば、帯域外のＩＭＤは、Ｔｘ信号の帯域幅に対して帯域の７倍～９倍の周波数帯域である隣接帯域に発生する。そのため、帯域外のＩＭＤは、隣接帯域に割り当てられている他のキャリア事業者の基本周波数のＴｘ信号に干渉してしまう。その結果、帯域外のＩＭＤが複数のキャリア事業者で使用するＴｘ信号に干渉して無線システム全体のスループットが低下してしまうことになる。

【0007】

そこで、ＤＰＤ（Digital Predistortion）は、アレイアンテナのＰＡの線形化、ＥＶＭの改善、及び隣接帯域での干渉レベルの改善をするためにアレイアンテナシステムの技術分野で幅広く採用されている。ＤＰＤは、ＩＭＤを補償してＰＡの増幅効率を高める技術である。

【0008】

しかしながら、５Ｇミリ波の周波数帯域において広帯域の信号を線形化する場合に、ＤＰＤの内、高速クロックで動作する広帯域ＤＰＤが必要となる。５Ｇミリ波の周波数帯域は、Ｔｘ信号の帯域内の周波数帯域である帯域と、帯域と隣接する第１の帯域と、帯域と離れ、かつ、第１の帯域と隣接する第２の帯域とを有する。第１の帯域は、帯域の３倍未満の周波数帯域である。第２の帯域は、帯域の３倍の周波数帯域から帯域の７倍又は９倍の周波数帯域までの周波数帯域である。広帯域は、例えば、第２の帯域である。広帯域ＤＰＤでは、第１の帯域内のＩＭＤ成分である第１のＩＭＤ成分は勿論のこと、第２の帯域でのＩＭＤ成分である第２のＩＭＤ成分として７次ＩＭＤ又は９次ＩＭＤを許容レベルまで抑制できる。尚、許容レベルは、抑制対象のＩＭＤ成分がＴｘ信号や他のキャリア事業者のＴｘ信号に影響を与えない程度のレベルである。

【0009】

図１２は、広帯域ＤＰＤ使用時のＯＦＤＭ信号の周波数帯域毎のＰＳＤ（Power Spectrum Density）の関係の一例を示す説明図である。ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency-Division Multiplexing）信号は５Ｇミリ波の周波数帯域で使用する信号である。図１２に示す横軸はＯＦＤＭ信号の周波数帯域、縦軸はＰＳＤである。図１２に示す帯域の帯域幅４００ＭＨｚのＴｘ信号は、中心周波数が、例えば、２８ＧＨｚのＯＦＤＭ信号である。Ｔｘ信号の帯域は、例えば、２７．８ＧＨｚ～２８．２ＧＨｚの周波数帯であって４００ＭＨｚの帯域幅である。第１の帯域（ＢＷ２）は、例えば、２７．６ＧＨｚ～２７．８ＧＨｚ、２８．２ＧＨｚ～２８．４ＧＨｚの周波数帯である。また、第２の帯域は、例えば、２７．３ＧＨｚ～２７．６ＧＨｚ、２８．４ＧＨｚ～２８．７ＧＨｚの周波数帯である。ＰＡで発生するＩＭＤ成分Ｗ１を含むＴｘ信号は、図１２中の点線で示す成分である。ＩＭＤ成分は２７．３ＧＨｚから２８．７ＧＨｚまでの広帯域幅に含まれている。

【0010】

そこで、広帯域ＤＰＤを採用した場合、帯域外である第１の帯域及び第２の帯域のＩＭＤ成分Ｗ２を図１２中の一点鎖線で示すように（約１０ｄＢ）抑制できる。その結果、広帯域ＤＰＤを採用した場合には、例えば、２７．３ＧＨｚ～２８．７ＧＨｚの周波数帯域全体でＩＭＤ成分を許容レベルまで抑制できる。

【0011】

しかしながら、広帯域ＤＰＤでは、５Ｇミリ波の周波数帯域における広帯域信号を線形化する際に高速クロックで動作することになるため、消費電力が大きくなる。そこで、近年、消費電力の大きい広帯域ＤＰＤの代替手段として消費電力の小さい狭帯域ＤＰＤが提案されている。狭帯域ＤＰＤは、低速クロックで動作することになるため、広帯域ＤＰＤに比較して消費電力が小さくて済む。

【0012】

図１３は、従来のアレイアンテナシステム１００の一例を示す説明図である。アレイアンテナシステム１００は、５Ｇミリ周波帯の無線システム内のＲＵに内蔵されているものとする。図１３に示すアレイアンテナシステム１００は、Ｓ（Serial）／Ｐ（Parallel）変換部１１１と、狭帯域ＤＰＤ１１２と、ＩＤＦＴ(Inverse Discrete Fourier Transform)部１１３と、ＣＰ(Cyclic Prefix)挿入部１１４と、を有する。アレイアンテナシステム１００は、アップコンバータ１１５と、複数の位相シフタ１１６と、複数のＨＰＡ（High Power Amplifier）１１７と、複数のアンテナ素子１１８とを有する。アレイアンテナシステム１００は、結合部１２１と、ダウンコンバータ１２２と、Ｓ／Ｐ変換部１２３と、ＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）部１２４と、更新部１２５とを有する。ＨＰＡ１１７はＮ個（Ｎは整数）、位相シフタ１１６はＮ個、アンテナ素子１１８はＮ個とする。

【0013】

Ｓ／Ｐ変換部１１１は、送信データの各ビットをサブキャリアにマッピングするために、シリアルの送信データをパラレルの送信データに変換する。狭帯域ＤＰＤ１１２は、Ｓ／Ｐ変換部１１１にてマッピングされたパラレルの送信データの各ビットに基づき、Ｔｘ信号の帯域に隣接する第１の帯域内の第１のＩＭＤ成分を抑制するＤＰＤである。

【0014】

ＩＤＦＴ部１１３は、第１の帯域内の第１のＩＭＤ成分を抑制した後、第１の帯域内の第１のＩＭＤ成分の抑制後の周波数領域のＴｘ信号の各ビットをＯＦＤＭシンボルのＴｘ信号に変換する。ＣＰ挿入部１１４は、ＩＤＦＴ部１１３にて変換後のＯＦＤＭシンボルのＴｘ信号の後部をコピーしてＯＦＤＭシンボルの前にＣＰを挿入する。

【0015】

アップコンバータ１１５は、ＣＰ挿入後のＯＦＤＭシンボルのＴｘ信号を高周波のＴｘ信号にアップコンバートするコンバータである。位相シフタ１１６は、アンテナ素子１１８毎に備え、アップコンバート処理後の高周波のＴｘ信号にアンテナ素子１１８毎のウエイトを付与して所定方向に指向するＴｘ信号を形成する。ＨＰＡ１１７は、アンテナ素子１１８毎に備え、ＨＰＡ１１７に対応した位相シフタ１１６から所定方向に指向するＴｘ信号を増幅するアンプである。アンテナ素子１１８は、ＨＰＡ１１７で増幅した所定方向に指向するＴｘ信号をアンテナ出力する。

【0016】

結合部１２１は、複数のアンテナ素子１１８で受信した高周波のＲｘ信号、又はＨＰＡ１７の出力段からの高周波のフィードバックＴｘ信号を得る。ダウンコンバータ１２２は、結合部１２１で得た高周波のＲｘ信号又はフィードバックＴｘ信号をダウンコンバートする。Ｓ／Ｐ変換部１２３は、ダウンコンバート処理後のシリアルのＲｘ信号又はフィードバックＴｘ信号をパラレル変換する。ＤＦＴ部１２４は、パラレル変換後のＯＦＤＭシンボルのＲｘ信号又はフィードバックＴｘ信号から周波数領域のＲｘ信号又はフィードバックＴｘ信号に変換する。更新部１２５は、変換後のＲｘ信号又はフィードバックＴｘ信号に基づき、第１の帯域内の第１のＩＭＤ成分が許容レベルまで抑制するように狭帯域ＤＰＤ１１２を制御する。

【0017】

図１４は、ＨＰＡ１１７におけるＴｘ信号及び第２のＩＭＤ成分（第３のＩＭＤ成分）の一例を示す説明図である。図１４に示すＮ＝“１”のＨＰＡ１１７は、２本のトーン信号で構成するＴｘ信号Ｆ_１と、２本のトーン信号に隣接する２本の第２のＩＭＤ成分Ａ_１とをＮ＝“１”のアンテナ素子１１８で出力する。尚、２本の第２のＩＭＤ成分Ａ_１は第２の帯域で生じるＩＭＤ成分である。Ｎ＝“２”のＨＰＡ１１７は、２本のＴｘ信号Ｆ_２と、２本の第２のＩＭＤ成分Ａ_２とをＮ＝“２”のアンテナ素子１１８で出力する。尚、２本の第２のＩＭＤ成分Ａ_２は第２の帯域で生じるＩＭＤ成分である。Ｎ＝“Ｎ”のＨＰＡ１１７は、２本のＴｘ信号Ｆ_Ｎと、２本の第２のＩＭＤ成分Ａ_ＮとをＮ＝“Ｎ”のアンテナ素子１１８で出力する。尚、２本の第２のＩＭＤ成分Ａ_Ｎは第２の帯域で生じるＩＭＤ成分である。アンテナ素子１１８毎に出力する各第２のＩＭＤ成分は同一レベルである。

【0018】

更に、ＲＵから到来するＴｘ信号を受信するＵＥは、ＲＵ内の各アンテナ素子１１８からの信号の内、Ｔｘ信号Ｆ_１、Ｆ_２、…Ｆ_Ｎを受信し、各Ｔｘ信号Ｆ_１、Ｆ_２、…Ｆ_Ｎをコヒーレント合成することで、Ｔｘ信号のレベルが強くなる。更に、ＵＥは、各アンテナ素子１１８からの“１”～“Ｎ”の第２のＩＭＤ成分Ａ_１～Ａ_Ｎを受信し、Ａ_１＋Ａ_２＋…Ａ_Ｎ、例えばＡ_１×Ｎ個の第２のＩＭＤ成分を受信する。その結果、ＵＥでは、受信する有益なＴｘ信号の強度が強くなることは勿論であるが、受信する所望しない第２のＩＭＤ成分の強度も強くなってしまう。

【0019】

つまり、狭帯域ＤＰＤ１１２では、第１の帯域内の第１のＩＭＤ成分を許容レベルまで抑制できるものの、第２の帯域内の第２のＩＭＤ成分を許容レベルまで抑制できない。従って、狭帯域ＤＰＤ１１２でＩＭＤ成分を抑制できる帯域幅が広帯域ＤＰＤに比較して狭くなる。つまり、狭帯域ＤＰＤ１１２でＩＭＤ成分を抑制できる帯域幅は、３次ＩＭＤ等の第１のＩＭＤが発生する帯域の３倍を超えない第１の帯域である。

【0020】

図１５は、狭帯域ＤＰＤ使用時のＯＦＤＭ信号の周波数帯域毎のＰＳＤの関係の一例を示す説明図である。ＨＰＡ１１７で発生するＩＭＤ成分Ｗ１を含むＴｘ信号は図１５中の点線で示す成分である。ＩＭＤ成分は２７．３ＧＨｚから２８．７ＧＨｚまでの広帯域幅に含まれている。

【0021】

そこで、狭帯域ＤＰＤ１１２を使用した場合、第１の帯域の第１のＩＭＤ成分Ｗ３が図１５中の一点鎖線で示すように許容レベルまで抑制されることになる。しかしながら、狭帯域ＤＰＤ１１２では、第２の帯域の第２のＩＭＤ成分を許容レベルまで抑制できない。このように抑制されなかった第２の帯域ＢＷ３の第２のＩＭＤ成分のレベルは、比較的高く、Ｔｘ信号の中心周波数（２８ＧＨｚ）のＰＳＤと－３０ｄＢｃと同等である。従って、第２の帯域での第２のＩＭＤ成分が他のキャリア事業者のＴｘ信号にレベル干渉する。その結果、無線システム全体のスループットが低下してしまう。

【0022】

そこで、狭帯域ＤＰＤ１１２を使用したアレイアンテナシステム１００では、ＢＰＦ(Band Pass Filter)を使用して第２の帯域での第２のＩＭＤ成分を許容レベルまで抑制する方法が提案されている。ＢＰＦは、第２の帯域内の５次以上の高次ＩＭＤ成分である第２のＩＭＤ成分（すなわち、従来の狭帯域ＤＰＤ１１２では抑制することができないＩＭＤ成分）を許容レベルまで抑制できる。

【0023】

図１６は、Ｔｘ信号の周波数帯域毎のＢＰＦの挿入損失の一例を示す説明図である。図１６に示す横軸はＴｘ信号の周波数帯域、縦軸は狭帯域ＤＰＤ１１２にＢＰＦを実装した場合の挿入損失である。５Ｇミリ波帯域向けのＢＰＦは大型である上に挿入損失も大きい。図１６においてＦＲ２の２８ＧＨｚ帯域の挿入損失は、ｍ１及びｍ２のマーカが示す位置でも、通常３ｄＢ以上ため、Ｔｘ信号の周波数帯域から遠く離れた周波数帯域でＩＭＤ成分を抑制するＢＰＦを実装するのが現実的ではない。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0024】

【特許文献1】米国特許出願公開第２０１８／００６７２５９号明細書

【特許文献2】米国特許出願公開第２０１９／０３６９３３３号明細書

【特許文献3】米国特許出願公開第２０１７／０３７１１０２号明細書

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0025】

狭帯域ＤＰＤ１１２のアレイアンテナシステム１００に高い挿入損失のＢＰＦを実装した場合、例えば、ＰＡ効率が２倍に低下してしまうため、ほとんどの実用的ケースでは採用できない。また、狭帯域ＤＰＤ１１２のアレイアンテナシステム１００にＢＰＦを実装した場合、アレイアンテナにおけるＨＰＡ１１７毎にＢＰＦを備える必要がある。５Ｇミリ波のマッシブＭＩＭＯアレイアンテナシステムのＰＣＢ（Printed Circuit Board）では、例えば、ＨＰＡ１１７の数が１２８個を超えるため、ＨＰＡ１１７毎にＢＰＦを配置するためのスペースを確保するのは困難である。しかも、ＰＣＢの表面の配線にＢＰＦを配置することになるが、マイクロストリップ損失はマイクロストリップの長さに比例するため、ＰＣＢのスペースを増やすと合計の接続損失も増える。従って、高次ＩＭＤ成分の抑制について、新たな解決策が求められている。

【0026】

そのため、例えば、第２の帯域で発生する第２のＩＭＤ成分を許容レベルまで抑制できる技術が求められているのが実情である。例えば、ＢＰＦを使用せずに、第２の帯域で発生する第２のＩＭＤ成分を許容レベルまで抑制できる技術が要求される。

【0027】

一つの側面では、広帯域のＩＭＤ成分（非線形歪み）を抑制できるアレイアンテナシステム等を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0028】

一つの態様のアレイアンテナシステムは、送信信号の帯域に隣接する第１の帯域内の第１の非線形歪みを抑制するＤＰＤと、第１のアンテナ素子と第２のアンテナ素子と、を含む複数のアンテナ素子と、を有する。アレイアンテナシステムは、送信信号及び、帯域から離れ、かつ、第１の帯域に隣接する第２の帯域内の第２の非線形歪みに、ウエイトを付与して所定方向に指向する送信信号及び第２の非線形歪みを形成する、複数のアンテナ素子のそれぞれに対応する複数の位相シフタを有する。アレイアンテナシステムは、第１のアンテナ素子に対応した第１の位相シフタから出力された、所定方向に指向する送信信号及び第２の非線形歪みである第１の歪みを増幅する第１のアンプを有する。アレイアンテナシステムは、第２のアンテナ素子に対応する第２の位相シフタから出力された、所定方向に指向する送信信号及び、第２の非線形歪みである、第１の歪みと逆相の第２の歪みを増幅する第２のアンプを有する。

【発明の効果】

【0029】

一つの側面によれば、広帯域での非線形歪みを抑制できる。

【図面の簡単な説明】

【0030】

【図1】図１は、本実施例の無線システムの一例を示す説明図である。

【図2】図２は、本実施例のＲＵ内のアレイアンテナシステムの一例を示す説明図である。

【図3】図３は、ＨＰＡの配線構成の一例を示す説明図である。

【図4】図４は、ＨＰＡにおけるＴｘ信号及び第２のＩＭＤ成分（第３のＩＭＤ成分）の一例を示す説明図である。

【図5】図５は、本実施例のＯＦＤＭ信号の周波数帯域毎のＰＳＤの関係の一例を示す説明図である。

【図6】図６は、Ｔｘ信号周波数での負荷インピーダンスを選択するロードプル時の第１のＨＰＡの等価回路の一例を示す図である。

【図7】図７は、Ｔｘ信号周波数での負荷インピーダンスを選択する際のロードプルの一例を示すスミスチャートである。

【図8】図８は、ＩＭＤ周波数での負荷インピーダンスを選択するロードプル時の第２のＨＰＡの等価回路の一例を示す図である。

【図9】図９は、ＩＭＤ周波数での負荷インピーダンスを選択する際のロードプルの一例を示すスミスチャートである。

【図10】図１０は、ＩＭＤ周波数でのロードプル等高線及び各第２のＨＰＡのＩＭＤ周波数での負荷インピーダンスの一例を示すスミスチャートである。

【図11】図１１は、選択手順の一例を示すフローチャートである。

【図12】図１２は、広帯域ＤＰＤ使用時のＯＦＤＭ信号の周波数帯域毎のＰＳＤの一例を示す説明図である。

【図13】図１３は、従来のアレイアンテナシステムの一例を示す説明図である。

【図14】図１４は、ＨＰＡにおけるＴｘ信号及び第２のＩＭＤ成分（第３のＩＭＤ成分）の一例を示す説明図である。

【図15】図１５は、狭帯域ＤＰＤ使用時のＯＦＤＭ信号の周波数帯域毎のＰＳＤの一例を示す説明図である。

【図16】図１６は、Ｔｘ信号の周波数帯域毎のＢＰＦの挿入損失の一例を示す説明図である。

【図17】図１７は、ＲＵのハードウェア構成の一例を示す説明図である。

【発明を実施するための形態】

【0031】

以下、図面に基づいて、本願の開示するアレイアンテナシステム等の実施例を詳細に説明する。尚、本実施例により、開示技術が限定されるものではない。また、以下に示す各実施例は、矛盾を起こさない範囲で適宜組み合わせても良い。

【0032】

図１は、本実施例の無線システムの一例を示す説明図である。図１に示す無線システム１は、例えば、ミリ周波数帯の無線システムである。無線システム１は、ＣＵ(Centralized Unit)／ＤＵ(Distributed Unit)２と、ＲＵ（Radio Unit)３と、ＵＥ(User Equipment)４と、を有する。ＲＵ３とＵＥ４との間のＲＡＮ（Radio Access Network）インタフェースは、複数のキャリア事業者にわたって相互運用されることになる。ＲＵ３は、無線装置の一例である。なお、ＣＵ／ＤＵ２とＲＵ３をまとめて、１つの無線装置と表現しても良い。

【0033】

ＣＵ／ＤＵ２は、図示しないコアネットワークに接続し、ＵＥ４へ送信されるデータやＵＥ４から受信されるデータに対してベースバンドの処理を実行する。ＣＵ／ＤＵ２は、ＲＵ３を経由して各ＵＥ４と通信する。尚、データは、それぞれ異なるＣＵ／ＤＵ２から送信される異なるキャリア事業者のデータであっても良いし、１つのＣＵ／ＤＵ２から送信される同一キャリア事業者のデータであっても良い。また、ＣＵ／ＤＵ２は、ＣＵとＤＵが一体化されて１つの装置から構成されても良いし、ＣＵとＤＵが別体として設けられて複数の装置から構成されても良い。ＣＵ／ＤＵ２及びＲＵ３は、無線システムの基地局装置として機能する。

【0034】

ＲＵ３は、ＵＥ４へ送信されるデータやＵＥ４から受信されるデータに対してＲＦの処理を実行する。具体的には、ＲＵ３は、周波数帯域が異なる帯域データをＣＵ／ＤＵ２から受信し、帯域データに対してＲＦ処理を実行しＵＥ４へ送信する。

【0035】

ＲＵ３は、複数のアンテナ素子からなるアレイアンテナシステムを有し、帯域データに対応するビームを形成してＵＥ４との間で無線通信を実行する。このとき、ＲＵ３は、帯域データのＩＭＤ成分を抑制する歪み補償を実行する。すなわち、ＲＵ３は、帯域データの信号帯域内におけるＩＭＤ成分を抑制する歪み補償を実行すると共に、帯域データの信号帯域外におけるＩＭＤ成分を抑制する歪み補償を実行する。ＲＵ３の内部構成については、後に詳述する。ＵＥ４は、ＲＵ３との間で無線通信を実行する端末装置である。すなわち、ＵＥ４は、ＲＵ３からＴｘ信号を受信したり、ＲＵ３へのＲｘ信号を送信したりする。

【0036】

図２は、本実施例のＲＵ３内のアレイアンテナシステム３Ａの一例を示す説明図である。図２に示すアレイアンテナシステム３Ａは、Ｓ（Serial）／Ｐ（Parallel）変換部１１と、狭帯域ＤＰＤ１２と、ＩＤＦＴ(Inverse Discrete Fourier Transform)部１３と、ＣＰ(Cyclic Prefix)挿入部１４と、を有する。アレイアンテナシステム３Ａは、アップコンバータ１５と、複数の位相シフタ１６と、複数のＨＰＡ（High Power Amplifier）１７と、複数のアンテナ素子１８とを有する。アレイアンテナシステム３Ａは、結合部２１と、ダウンコンバータ２２と、Ｓ／Ｐ変換部２３と、ＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）部２４と、更新部２５とを有する。ＨＰＡ１７はＮ個（Ｎは整数）、位相シフタ１６はＮ個、アンテナ素子１８はＮ個である。

【0037】

Ｓ／Ｐ変換部１１は、送信データの各ビットをサブキャリアにマッピングするために、シリアルの送信データをパラレルの送信データに変換する。狭帯域ＤＰＤ１２は、Ｓ／Ｐ変換部１１にてマッピングされたパラレルの送信データの各ビットに基づき、Ｔｘ信号の帯域に隣接する第１の帯域内の第１のＩＭＤ成分を抑制するＤＰＤである。尚、狭帯域ＤＰＤ１２では、第１の帯域内の第１のＩＭＤ成分の他に、第２の帯域内の第２のＩＭＤ成分を若干抑制できる。しかしながら、狭帯域ＤＰＤ１２では、第２のＩＭＤ成分が許容レベルまで抑制できるものではない。なお、帯域は、所定の帯域幅を有する。また、第１の帯域は、第１の帯域幅を有する。また、第２の帯域は、第２の帯域幅を有する。

【0038】

ＩＤＦＴ部１３は、第１の帯域内の第１のＩＭＤ成分を抑制した後、第１のＩＭＤ成分抑制後の周波数領域のＴｘ信号の各ビットをＯＦＤＭシンボルのＴｘ信号に変換する。ＣＰ挿入部１４は、ＩＤＦＴ部１３にて変換後のＯＦＤＭシンボルのＴｘ信号の後部をコピーしてＯＦＤＭシンボルの前にＣＰを挿入する。

【0039】

アップコンバータ１５は、ＣＰ挿入後のＯＦＤＭシンボルのＴｘ信号を高周波のＴｘ信号にアップコンバートするコンバータである。位相シフタ１６は、アンテナ素子１８毎に備え、アップコンバート処理後の高周波のＴｘ信号にアンテナ素子１８毎のウエイトを付与して所定方向に指向するＴｘ信号を形成する。ＨＰＡ１７は、アンテナ素子１８毎に備え、ＨＰＡ１７に対応した位相シフタ１６から出力された所定方向に指向するＴｘ信号を増幅するアンプである。アンテナ素子１８は、ＨＰＡ１７で増幅した所定方向に指向するＴｘ信号をアンテナ出力する。

【0040】

位相シフタ１６は、Ｔｘ信号及び、帯域と離れ、かつ、第１の帯域に隣接する第２の帯域（ＢＷ３）内の第２のＩＭＤ成分に、アンテナ素子１８毎のウエイトを付与して所定方向に指向するＴｘ信号及び第２のＩＭＤ成分を形成する。アンテナ素子１８は、Ｎ個の第１のアンテナ素子１８Ａと、Ｎ個の第２のアンテナ素子１８Ｂとを有する。ＨＰＡ１７は、Ｎ／２個の第１のＨＰＡ１７Ａと、Ｎ／２個の第２のＨＰＡ１７Ｂとを有する。

【0041】

第１のアンテナ素子１８Ａに対応した第１のＨＰＡ１７Ａは、第１のアンテナ素子１８Ａに対応する位相シフタ１６から出力された所定方向に指向するＴｘ信号及び第２の帯域ＢＷ３内の第２のＩＭＤ成分を増幅して第１のアンテナ素子１８Ａに出力する。第１のＨＰＡ１７Ａは、第１のアンプである。

【0042】

第２のアンテナ素子１８Ｂに対応した第２のＨＰＡ１７Ｂは、第２のアンテナ素子１８Ｂに対応した位相シフタ１６から出力された所定方向に指向するＴｘ信号及び、第２のＩＭＤ成分と逆相の第３のＩＭＤ成分を増幅して第２のアンテナ素子１８Ｂに出力する。第２のＨＰＡは、第２のアンプである。

【0043】

つまり、第１のアンテナ素子１８Ａは、第１のＨＰＡ１７Ａが増幅した所定方向に指向するＴｘ信号及び第２のＩＭＤ成分を出力する。第２のアンテナ素子１８Ｂは、第２のＨＰＡ１７Ｂが増幅した所定方向に指向するＴｘ信号及び、逆相の第３のＩＭＤ成分を出力する。つまり、ＵＥ４は、ＲＵ３内の第１のアンテナ素子１８Ａからの所定方向に指向するＴｘ信号及び第２のＩＭＤ成分と、第２のアンテナ素子１８Ｂからの所定方向に指向するＴｘ信号及び逆相の第３のＩＭＤ成分とを受信することになる。なお、第２のＩＭＤ成分は、第２の非線形歪みである第１の歪みの一例である。また、第３のＩＭＤ成分は、第２の非線形歪みである第２の歪みの一例である。

【0044】

そして、ＵＥ４は、第１のアンテナ素子１８Ａからの所定方向に指向するＴｘ信号と、第２のアンテナ素子１８Ｂからの所定方向に指向するＴｘ信号とのベクトル和が最大になるようにコヒーレント合成することで高い強度でＴｘ信号を受信することになる。これに対して、ＵＥ４は、第１のアンテナ素子１８Ａからの第２のＩＭＤ成分と、第２のアンテナ素子１８Ｂからの逆相の第３のＩＭＤ成分とを合成して第２のＩＭＤ成分を第３のＩＭＤ成分で打ち消す。つまり、ＵＥ４は、第２のＩＭＤ成分と第３のＩＭＤ成分とのベクトル和が零になる。その結果、ＵＥ４は、受信するＴｘ信号の強度を確保しながら、受信する第２のＩＭＤ成分を許容レベル、例えば、零レベルまで抑制できる。

【0045】

結合部２１は、複数のアンテナ素子１８で受信した高周波のＲｘ信号、又はＨＰＡ１７の出力段からの高周波のフィードバックＴｘ信号を得る。ダウンコンバータ２２は、結合部２１で得た高周波のＲｘ信号又はフィードバックＴｘ信号をダウンコバートする。Ｓ／Ｐ変換部２３は、ダウンコンバート処理後のシリアルのＲｘ信号又はフィードバックＴｘ信号をパラレル変換する。ＤＦＴ部２４は、パラレル変換後のＯＦＤＭシンボルのＲｘ信号又はフィードバックＴｘ信号から周波数領域のＲｘ信号又はフィードバックＴｘ信号に変換する。更新部２５は、変換後のＲｘ信号又はフィードバックＴｘ信号に基づき、第１の帯域ＢＷ２内の第１のＩＭＤ成分が許容レベルまで抑制するように狭帯域ＤＰＤ１２を制御する。

【0046】

図３は、ＨＰＡ１７の配線構成の一例を示す説明図である。ＨＰＡ１７は、Ｎ／２個の第１のＨＰＡ１７Ａと、Ｎ／２個の第２のＨＰＡ１７Ｂとを有する。Ｔｘ信号毎に第１のＨＰＡ１７Ａ及び第２のＨＰＡ１７Ｂを備えているものとする。第１のＨＰＡ１７Ａは、配線パターン１７１Ａで構成する第１の負荷１７１を有する。第１のＨＰＡ１７Ａは、所定電流の供給に応じた第１の負荷１７１の第１の負荷インピーダンスに応じて２本のＴｘ信号及び２本の第２のＩＭＤ成分を第１のアンテナ素子１８Ａに出力する。

【0047】

これに対して、第２のＨＰＡ１７Ｂは、配線パターン１７１Ａと、配線パターン１７１Ａに接続するスタブ１７２Ａと有する第２の負荷１７２を有する。第２のＨＰＡ１７Ｂは、第１の負荷１７１である配線パターン１７１Ａが共通であるため、スタブ１７２Ａの負荷量を調整することで、所定電流の供給に応じた第２の負荷１７２の第２の負荷インピーダンスを調整する。そして、第２のＨＰＡ１７Ｂは、所定電流の供給に応じた第２の負荷１７２の第２の負荷インピーダンスに応じて２本のＴｘ信号及び２本の第３のＩＭＤ成分を第２のアンテナ素子１８Ｂに出力する。尚、第３のＩＭＤ成分は、第２のＩＭＤ成分と逆相のＩＭＤ成分である。

【0048】

図４は、ＨＰＡ１７におけるＴｘ信号及び第２のＩＭＤ成分（第３のＩＭＤ成分）の一例を示す説明図である。第１のＨＰＡ１７Ａは、所定電流の供給に応じた第１の負荷１７１の第１の負荷インピーダンスに応じて２本のＴｘ信号Ｆ_１及び２本の第２のＩＭＤ成分Ａ_１を第１のアンテナ素子１８Ａに出力する。第１のＨＰＡ１７Ａに対応する第２のＨＰＡ１７Ｂは、所定電流の供給に応じた第２の負荷１７２の第２の負荷インピーダンスに応じて２本のＴｘ信号（Ｆ_Ｎ／２）＋１及び２本の第３のＩＭＤ成分（Ａ_Ｎ／２）＋１を第２のアンテナ素子１８Ｂに出力する。そして、受信側のＵＥ４は、第１のアンテナ素子１８ＡからのＴｘ信号Ｆ_１及び第２のＩＭＤ成分Ａ_１を受信すると共に、第２のアンテナ素子１８ＢからのＴｘ信号（Ｆ_Ｎ／２）＋１及び第３のＩＭＤ成分（Ａ_Ｎ／２）＋１を受信する。第１のＨＰＡ１７Ａから出力するＴｘ信号Ｆ_１と第２のＨＰＡ１７Ｂから出力するＴｘ信号（Ｆ_Ｎ／２）＋１とは同相関係にある。従って、ＵＥ４では、第１のＨＰＡ１７Ａに対応するアンテナ素子１８Ａから出力するＴｘ信号Ｆ_１と第２のＨＰＡ１７Ｂに対応するアンテナ素子１８Ｂから出力するＴｘ信号（Ｆ_Ｎ／２）＋１とのベクトル和が最大となるＴｘ信号を受信することになる。

【0049】

これに対して、第１のＨＰＡ１７Ａから出力する第２のＩＭＤ成分Ａ_１と第２のＨＰＡ１７Ｂから出力する第３のＩＭＤ成分（Ａ_Ｎ／２）＋１とは逆相関係にある。従って、ＵＥ４では、第１のＨＰＡ１７Ａから出力する第２のＩＭＤ成分Ａ_１と第２のＨＰＡ１７Ｂから出力する第３のＩＭＤ成分（Ａ_Ｎ／２）＋１とのベクトル和が零となる。つまり、ＵＥ４は、第２のＩＭＤ成分Ａ_１を第３のＩＭＤ成分（Ａ_Ｎ／２）＋１で打ち消すことになる。

【0050】

個々の第１のＨＰＡ１７Ａの第２のＩＭＤ成分Ａ_１の位相は、個々の第２のＨＰＡ１７Ｂの第３のＩＭＤ成分（Ａ_Ｎ／２）＋１の位相と逆相の関係にある。ＵＥ４では、Ｎ／２個の第１のＨＰＡ１７Ａの第２のＩＭＤ成分とＮ／２個の第２のＨＰＡ１７Ｂの第３のＩＭＤ成分とでＮ／２個の第１のＨＰＡ１７Ａからの第２のＩＭＤ成分とＮ／２個の第２のＨＰＡ１７Ｂの第３のＩＭＤ成分との合計ベクトル和が零となる。

【0051】

第１のＨＰＡ１７Ａと第２のＨＰＡ１７Ｂとの間で第２のＩＭＤ成分（第３のＩＭＤ成分）の位相を調整する方法としては、Φ＊（Ｎ／２＋ｎ）=Φ（ｎ＋π）である（ここで、ｎ＝１,…,Ｎ／２）。第３のＩＭＤ成分の位相を調整することで、ＵＥ４側で対応する第１のＨＰＡ１７Ａの第２のＩＭＤ成分と第２のＨＰＡ１７Ｂの逆相の第３のＩＭＤ成分とを合成し、第２のＩＭＤ成分を打ち消す。

【0052】

ＯＦＤＭ信号の周波数帯域は、Ｔｘ信号の帯域内の帯域と、帯域と隣接する第１の帯域と、帯域と離れ、かつ、第１の帯域と隣接する第２の帯域とを有する。第１の帯域は、帯域の３倍未満の周波数帯域である。第２の帯域は、帯域の３倍の周波数帯域から帯域の７倍又は９倍の周波数帯域までの広帯域である。

【0053】

図５は、本実施例のＯＦＤＭ信号の周波数帯域毎のＰＳＤの関係の一例を示す説明図である。ＯＦＤＭ信号は５Ｇミリ波の周波数帯域で使用する信号である。横軸はＯＦＤＭ信号の周波数帯域、縦軸はＰＳＤ（Power Spectrum Density）である。図５に示す帯域ＢＷ１の帯域幅４００ＭＨｚのＴｘ信号は、例えば、中心周波数が２８ＧＨｚのＯＦＤＭ信号である。Ｔｘ信号の帯域ＢＷ１は、例えば、２７．８ＧＨｚ～２８．２ＧＨｚの周波数帯であって４００ＭＨｚの帯域幅である。第１の帯域ＢＷ２は、例えば、２７．６ＧＨｚ～２７．８ＧＨｚ、２８．２ＧＨｚ～２８．４ＧＨｚの周波数帯である。また、第２の帯域ＢＷ３は、例えば、２７．３ＧＨｚ～２７．６ＧＨｚ、２８．４ＧＨｚ～２８．７ＧＨｚの周波数帯である。ＩＭＤ成分は２７．３ＧＨｚから２８．７ＧＨｚまでの広帯域幅に含まれている。

【0054】

狭帯域ＤＰＤ１２では、第１の帯域ＢＷ２内の第１のＩＭＤ成分を許容レベルまで抑制できるものの、第２の帯域ＢＷ３内の第２のＩＭＤ成分を許容レベルまで抑制できない。そこで、第２のＨＰＡ１７Ｂでは、第３のＩＭＤ成分を出力することで、受信側のＵＥ４で受信した第２のＩＭＤ成分を第３のＩＭＤ成分で打ち消すことで、第２の帯域ＢＷ３内の第２のＩＭＤ成分を許容レベル、例えば零レベルまで抑制できる。その結果、例えば、２７．３ＧＨｚ～２８．７ＧＨｚのＯＦＤＭ信号の周波数帯域全体でＩＭＤ成分を許容レベルまで抑制できる。

【0055】

ＵＥ４は、ＩＭＤ周波数ｆ_IMDの第２のＩＭＤ成分（すなわち、第２の帯域ＢＷ３内の第２のＩＭＤ成分）のみを打ち消しながら、Ｔｘ信号周波数ｆ₀のスペクトル成分を残すことになる。つまり、ＵＥ４は、第１のＨＰＡ１７Ａから出力する第２のＩＭＤ成分を第２のＨＰＡ１７Ｂから出力する第３のＩＭＤ成分で打ち消すことで、第２のＩＭＤ成分を許容レベルまで抑制できる。第２のＩＭＤ成分は、Ｔｘ信号周波数ｆ₀とは異なるＩＭＤ周波数ｆ_IMDを有しているため、ＩＭＤ周波数ｆ_IMDにおける第２のＨＰＡ１７Ｂの第２の負荷１７２の第２の負荷インピーダンスを変えることで逆相の第３のＩＭＤ成分を出力する。その結果、ＵＥ４は、第２の負荷１７２に応じた第３のＩＭＤ成分を用いて第１のＨＰＡ１７Ａの第１の負荷１７１に応じた第２のＩＭＤ成分を許容レベルまで抑制できる。

【0056】

次に各ＨＰＡ１７の第２のＩＭＤ成分（第３のＩＭＤ成分）の位相を調整する方法について詳細に説明する。第２のＩＭＤ成分の位相調整は、ロードプル(load pulling)を使用して所定のＩＭＤ周波数ｆ_IMDにおける負荷インピーダンスＺ＠(ｆ_IMD)を変化させることで実現する。ＵＥ４は、第１のＨＰＡ１７Ａ及び第２のＨＰＡ１７Ｂの出力のＴｘ信号周波数ｆ₀のＴｘ信号を強め合う必要がある。そこで、Ｔｘ信号周波数ｆ₀における負荷インピーダンスＺ＠(ｆ₀)は第１のＨＰＡ１７Ａの第１の負荷１７１と第２のＨＰＡ１７Ｂの第２の負荷１７２とでほぼ同じにしておく必要がある。

【0057】

図６は、Ｔｘ信号周波数での負荷インピーダンスを選択するロードプル時の第１のＨＰＡ１７Ａの等価回路の一例を示す図である。図７は、Ｔｘ信号周波数での負荷インピーダンスを選択する際のロードプルの一例を示すスミスチャートである。図６に記載の通り、第１のＨＰＡ１７Ａの等価回路は、電界効果トランジスタと、可変負荷と、５０Ωの抵抗とで表現できる。なお、Ｔｘ信号周波数ｆ₀のロードプルを実行することで、図７に示すように第１のＨＰＡ１７Ａ内の第１の負荷インピーダンスＺ＠(ｆ₀)を得る。つまり、ロードプルのデータ結果に基づき、Ｔｘ信号周波数ｆ₀での所定レベルのＴｘ信号及び第２のＩＭＤ成分を出力するための第１のＨＰＡ１７Ａ内の第１の負荷インピーダンスＺ＠(ｆ₀)を決定する。尚、所定レベルとは、例えば、供給電力及びＰＡＥを最大にするレベルである。そして、第１のＨＰＡ１７Ａは、所定電流に応じて第１の負荷インピーダンスＺ＠(ｆ₀)を発生する第１の負荷１７１を選択する。

【0058】

図８は、ＩＭＤ周波数での負荷インピーダンスを選択するロードプル時の第２のＨＰＡ１７Ｂの等価回路の一例を示す図である。図９は、ＩＭＤ周波数での負荷インピーダンスを選択する際のロードプルの一例を示すスミスチャートである。図８に記載の通り、第２のＨＰＡ１７Ｂの等価回路は、電界効果トランジスタと、可変負荷と、５０Ωの抵抗とで表現できる。ＩＭＤ周波数ｆ_IMDのロードプルを実行することで、図９に示すように第２のＨＰＡ１７Ｂ内の第２の負荷インピーダンスＺ＠(ｆ_IMD)を得る。つまり、ロードプルのデータ結果に基づき、ＩＭＤ周波数ｆ_IMDでの所定レベルの第２のＩＭＤ成分を出力するＩＭＤ周波数ｆ_IMDのロードプル等高線を得る。

【0059】

図１０は、ＩＭＤ周波数でのロードプル等高線及び各第２のＨＰＡ１７ＢのＩＭＤ周波数での負荷インピーダンスの一例を示すスミスチャートである。図１０に示すＩＭＤ周波数ｆ_IMDのロードプル等高線にＮ個の等間隔の点（星印）を配置することで、ＩＭＤ周波数ｆ_IMDのＮ個の第２の負荷インピーダンスＺ＠(ｆ_IMD)を選択する。尚、＠はＮである。ＩＭＤ周波数ｆ_IMDのＮ個の第２の負荷インピーダンスＺ＠(ｆ_IMD)を考慮した場合、ＩＭＤ周波数ｆ_IMDの位相Φｎは、ｎ（２π／Ｎ）となる。その結果、第１のＨＰＡ１７Ａから出力される所定レベルの第２のＩＭＤ成分の逆相となる第３のＩＭＤ成分を得るための第２のＨＰＡ１７Ｂの第２の負荷インピーダンスＺ＠(ｆ_IMD)を決定する。第２のＨＰＡ１７Ｂは、所定電流に応じた第２の負荷インピーダンスＺ＠(ｆ_IMD)を発生する第２の負荷１７２を選択する。

【0060】

図１１は、選択手順の一例を示すフローチャートである。図１１に示す選択手順は、各ＨＰＡ１７に使用する第１の負荷１７１及び第２の負荷１７２を選択する手順である。選択手順として、Ｔｘ信号周波数ｆ₀でのロードプルを実行する（ステップＳ１１）。選択手順として、Ｔｘ信号周波数ｆ₀でのロードプルを実行した後、Ｔｘ信号周波数ｆ₀でのロードプルのデータ結果に基づき、図７に示すように、所定電流に応じたＴｘ信号周波数ｆ₀の第１の負荷インピーダンスを選択する（ステップＳ１２）。その結果、Ｔｘ信号周波数ｆ₀の第１の負荷インピーダンスに応じた第１の負荷１７１を選択する。尚、第１の負荷１７１は、各ＨＰＡ１７で共通する負荷である。

【0061】

更に、選択手順としては、ＩＭＤ周波数ｆ_IMDでのロードプルを実行する（ステップＳ１３）。選択手順としては、ＩＭＤ周波数ｆ_IMDでのロードプルを実行した後、ＩＭＤ周波数ｆ_IMDでのロードプルのデータ結果に基づき、図９に示すようにＩＭＤ周波数ｆ_IMDのロードプル等高線を得る（ステップＳ１４）。更に、選択手順としては、ＩＭＤ周波数ｆ_IMDのロードプル等高線上からＮ個の等間隔の第２の負荷インピーダンスを選択する（ステップＳ１５）。

【0062】

更に、選択手順としては、図１０に示すようにＮ個の等間隔の第２の負荷インピーダンスからＮ個のＩＭＤ周波数ｆ_IMDの位相を得る（ステップＳ１６）。つまり、第２のＩＭＤ成分のＩＭＤ周波数ｆ_IMDに応じた第２の負荷インピーダンスや、第２のＩＭＤ成分と逆相の第３のＩＭＤ成分のＩＭＤ周波数ｆ_IMDに応じた第２の負荷インピーダンスを決定する。更に、選択手順としては、Ｔｘ信号周波数ｆ₀の負荷インピーダンス及びＩＭＤ周波数ｆ_IMDの負荷インピーダンスに基づき、ＨＰＡ１７毎の負荷インピーダンスを決定する（ステップＳ１７）。

【0063】

そして、選択手順としては、ＨＰＡ１７毎の負荷インピーダンスに応じた配線パターン１７１Ａ及びスタブ１７２Ａを決定し（ステップＳ１８）、この手順を終了する。その結果、第２のＩＭＤ成分及び、Ｔｘ信号周波数ｆ₀を得るための第１の負荷インピーダンスに応じた第１の負荷１７１を有する第１のＨＰＡ１７Ａを準備する。更に、第２のＩＭＤ成分を打ち消す逆相の第３のＩＭＤ成分及び、Ｔｘ信号周波数ｆ₀を得るための第２の負荷インピーダンスに応じた第２の負荷１７２を有する第２のＨＰＡ１７Ｂを準備する。

【0064】

その結果、第１のＨＰＡ１７Ａは、Ｔｘ信号及び第２のＩＭＤ成分を第１のアンテナ素子１８Ａから出力する。更に、第２のＨＰＡ１７Ｂは、第１のＨＰＡ１７Ａと同相のＴｘ信号及び、第１のＨＰＡ１７Ａから出力する第２のＩＭＤ成分と逆相の第３のＩＭＤ成分を第２のアンテナ素子１８Ｂから出力する。

【0065】

本実施例のアレイアンテナシステム３Ａでは、狭帯域ＤＰＤ１２を使用して第１の帯域ＢＷ２内の第１のＩＭＤ成分を許容レベルまで抑制し、ＨＰＡ１７を使用して第２の帯域ＢＷ３内の第２のＩＭＤ成分を許容レベルまで抑制できる。しかも、従来の広帯域ＤＰＤを採用した場合に比較して、本実施例のアレイアンテナシステム３Ａでは、消費電力を大幅に削減できる。また、本実施例のアレイアンテナシステム３Ａでは、ＢＰＦを使用しなくても第２の帯域ＢＷ３内の第２のＩＭＤ成分を許容レベルまで抑制できる。

【0066】

しかも、第１のＨＰＡ１７Ａは、Ｔｘ信号及び第２のＩＭＤ成分を第１のアンテナ素子１８Ａから出力すると共に、第２のＨＰＡ１７Ｂは、Ｔｘ信号及び第３のＩＭＤ成分を第２のアンテナ素子１８Ｂから出力する。そして、ＵＥ４は、第１のアンテナ素子１８ＡからのＴｘ信号及び第２のアンテナ素子１８ＢからのＴｘ信号を受信し、受信したＴｘ信号をコヒーレント合成することで、有益なＴｘ信号の強度を高めることができる。ＵＥ４は、第１のアンテナ素子１８Ａからの第２のＩＭＤ成分及び第２のアンテナ素子１８Ｂからの第３のＩＭＤ成分を受信し、受信した第２のＩＭＤ成分を第３のＩＭＤ成分で打ち消す。その結果、広帯域の第２のＩＭＤ成分を抑制することで、第２のＩＭＤ成分による他のキャリア事業者のＴｘ信号へのレベル干渉を回避することで、無線システム１全体のスループットの向上を図ることができる。

【0067】

第１のＨＰＡ１７Ａは、所定電流に応じて、所定方向に指向するＴｘ信号及び第２のＩＭＤ成分を増幅して出力する第１の負荷インピーダンスを有する第１の負荷１７１を有する。第２のＨＰＡ１７Ｂは、所定電流に応じて、所定方向に指向するＴｘ信号及び第３のＩＭＤ成分を増幅して出力する、第１の負荷インピーダンスと異なる第２の負荷インピーダンスを有する第２の負荷１７２を有する。その結果、負荷インピーダンスを変えることで、逆相の第３のＩＭＤ成分を出力できる。

【0068】

第１の負荷１７１は、所定電流に応じた第１の負荷インピーダンスを有する配線パターン１７１Ａを有する。第２の負荷１７２は、配線パターン１７１Ａと、配線パターン１７１Ａと接続するスタブ１７２Ａとを有し、所定電流に応じて第２の負荷インピーダンスを有する。その結果、配線パターン１７１Ａに接続するスタブ１７２Ａを調整することで、逆相の第３のＩＭＤ成分を出力できる。

【0069】

尚、第２のＨＰＡ１７Ｂは、ＵＥ４側で第１のＨＰＡ１７Ａが出力する第２のＩＭＤ成分を打ち消すべく、逆相の第３のＩＭＤ成分を出力する負荷インピーダンスを得るように通常の配線パターン１７１Ａに接続するスタブ１７２Ａを調整する場合を例示した。しかしながら、第２のＩＭＤ成分を完全に打ち消さなくても良く、ＵＥ４側で、許容レベルまで第２のＩＭＤ成分が小さくなる第３のＩＭＤ成分が発生する負荷インピーダンスとなる第２の負荷１７２であればよく、適宜変更可能である。

【0070】

第１の負荷１７１は、所定レベルの第２のＩＭＤ成分を出力し、第２の負荷１７２は第２のＩＭＤ成分をＵＥ４側で打ち消す逆相の第３のＩＭＤ成分が出力するように負荷インピーダンスを調整する場合を例示した。しかしながら、負荷インピーダンスの調整に限定されるものではなく、反射係数を調整しても良く、適宜変更可能である。例えば、第１の負荷１７１は、所定方向に指向するＴｘ信号のベクトル和が最大になる第１の反射係数を有すると共に、第２の負荷１７２は、第２の帯域ＢＷ３のＩＭＤ成分のベクトル和が小さくなる第２の反射係数を有するようにしても良い。反射係数Γは、例えば、（Ｚ－Ｚ_０）／（Ｚ＋Ｚ_０）で表現できる。ＺはＨＰＡ１７の負荷インピーダンス、Ｚ_０は目標インピーダンス５０Ω、例えば、（５０＋ｊ・０）Ωである。

【0071】

第１のＨＰＡ１７Ａは、第１の反射係数を有する第１の負荷１７１を使用することで、Ｔｘ信号及び第２のＩＭＤ成分を第１のアンテナ素子１８Ａから出力する。更に、第２の反射係数を有する第２の負荷１７２を使用することで、第２のＨＰＡ１７Ｂは、Ｔｘ信号及び第３のＩＭＤ成分を第２のアンテナ素子１８Ｂから出力する。そして、ＵＥ４は、第１のアンテナ素子１８ＡからのＴｘ信号及び第２のアンテナ素子１８ＢからのＴｘ信号を受信し、受信したＴｘ信号をコヒーレント合成することで、有益なＴｘ信号の強度を高めることができる。ＵＥ４は、第１のアンテナ素子１８Ａからの第２のＩＭＤ成分及び第２のアンテナ素子１８Ｂからの第３のＩＭＤ成分を受信し、受信した第２のＩＭＤ成分を第３のＩＭＤ成分で打ち消す。その結果、第３のＩＭＤ成分を使用して広帯域の第２のＩＭＤ成分を抑制することで、第２のＩＭＤ成分による他のキャリア事業者のＴｘ信号へのレベル干渉を回避することで、無線システム１全体のスループットの向上を図ることができる。

【0072】

また、図示した各部の各構成要素は、必ずしも物理的に図示の如く構成されていることを要しない。すなわち、各部の分散・統合の具体的形態は図示のものに限られず、その全部又は一部を、各種の負荷や使用状況等に応じて、任意の単位で機能的又は物理的に分散・統合して構成することができる。

【0073】

本実施例を採用するＲＵ３のハードウェア構成について説明する。図１７は、ＲＵ３のハードウェア構成の一例を示す説明図である。図１７に示すように、ＲＵ３は、ハードウェアの構成要素として、例えば、アンテナ２００を備えるＲＦ（Radio Frequency）回路２１０と、ＣＰＵ（Central Processing Unit）２２０と、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）２３０と、メモリ２４０と、ネットワークＩＦ（Interface）２５０とを有する。ＣＰＵ２２０は、バス２６０を介して各種信号やデータ信号の入出力が可能なように接続されている。メモリ２４０は、例えば、ＳＤＲＡＭ（Synchronous Dynamic Random Access Memory）等のＲＡＭ（Random Access Memory）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、及びフラッシュメモリの少なくともいずれかを含み、ＲＵ３の処理を制御するプログラム等を格納する。

【0074】

なお、図２に示すアレイアンテナシステム３Ａは、例えば、アンテナ２００、ＲＦ回路２１０、ＣＰＵ２２０、及びＤＳＰ２３０によって実現される。例えば、アレイアンテナシステム３Ａにおいて、デジタル処理の部分をＤＳＰ２３０で実現され、無線信号の処理に関しては、ＲＦ回路２１０で実現される。また、例えば、ＣＰＵ２２０の制御に応じて、アレイアンテナシステム３Ａの動作が制御される。

【0075】

また、ネットワークＩＦ２５０は、例えば、ＣＵ／ＤＵ２からの信号等を送受信するために用いられる。

【符号の説明】

【0076】

３Ａ アレイアンテナシステム
４ ＵＥ
１２ 狭帯域ＤＰＤ
１６ 位相シフタ
１８ アンテナ素子
１７ ＨＰＡ
１７Ａ 第１のＨＰＡ
１７Ｂ 第２のＨＰＡ
１８Ａ 第１のアンテナ素子
１８Ｂ 第２のアンテナ素子
１７１ 第１の負荷
１７２ 第２の負荷
ＢＷ１ 帯域
ＢＷ２ 第１の帯域
ＢＷ３ 第２の帯域

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】