特開 2024-72625 電源装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2024072625

(43)【公開日】2024-05-28

(54)【発明の名称】電源装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/28 20060101AFI20240521BHJP

   H02M 7/00 20060101ALI20240521BHJP

【ＦＩ】

H02M3/28 H

H02M7/00

【審査請求】未請求

【請求項の数】7

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2022183575

(22)【出願日】2022-11-16

(71)【出願人】

【識別番号】509186579

【氏名又は名称】日立Ａｓｔｅｍｏ株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110002365

【氏名又は名称】弁理士法人サンネクスト国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】栗本 佳典

(72)【発明者】

【氏名】嶋田 尊衛

(72)【発明者】

【氏名】宮崎 英樹

(72)【発明者】

【氏名】安川 義人

【テーマコード（参考）】

5H006

5H730

【Ｆターム（参考）】

5H006CC02

5H006DA04

5H006DB01

5H006DC02

5H006DC05

5H730AA14

5H730AS04

5H730AS05

5H730AS08

5H730BB27

5H730BB62

5H730CC02

5H730DD04

5H730DD16

5H730EE02

5H730EE03

5H730EE07

5H730EE13

5H730EE22

5H730FD01

5H730FD11

5H730FD31

5H730FD41

5H730FG07

(57)【要約】

【課題】広い入出力電圧範囲と低損失化を両立可能な電源装置を実現する。
【解決手段】制御回路１２は、第二の直流電圧が所定の閾値Ｖｔｈ１よりも高く、かつ、第二の直流電圧が閾値Ｖｔｈ１よりも大きい所定の閾値Ｖｔｈ２よりも低い場合は、フルブリッジ回路１０１のスイッチング周波数を共振回路１０２の共振周波数付近に維持する共振周波数モードでＤＣ－ＤＣコンバータ１０を制御する。また、制御回路１２は、第二の直流電圧が閾値Ｖｔｈ１よりも低い場合、または、第二の直流電圧が閾値Ｖｔｈ２よりも高い場合は、第二の直流電圧の変化に伴ってスイッチング周波数を変化させる周波数変調モードでＤＣ－ＤＣコンバータ１０を制御する。
【選択図】図１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

第一の直流電圧と第二の直流電圧との間で電圧を変換する共振型のＤＣ－ＤＣコンバータと、前記ＤＣ－ＤＣコンバータを制御する制御回路と、を備え、
前記ＤＣ－ＤＣコンバータは、スイッチング回路と共振回路を有し、
前記制御回路は、前記第二の直流電圧が所定の第一閾値よりも高く、かつ、前記第二の直流電圧が前記第一閾値よりも大きい所定の第二閾値よりも低い場合は、前記スイッチング回路のスイッチング周波数を前記共振回路の共振周波数付近に維持する共振周波数モードで前記ＤＣ－ＤＣコンバータを制御し、
前記制御回路は、前記第二の直流電圧が前記第一閾値よりも低い場合、または、前記第二の直流電圧が前記第二閾値よりも高い場合は、前記第二の直流電圧の変化に伴って前記スイッチング周波数を変化させる周波数変調モードで前記ＤＣ－ＤＣコンバータを制御する電源装置。

【請求項2】

請求項１に記載の電源装置において、
交流電圧を前記第一の直流電圧に変換するＡＣ－ＤＣコンバータをさらに備え、
前記制御回路は、前記共振周波数モードの場合は、前記第二の直流電圧の増加に伴って前記第一の直流電圧を増加させるように前記ＡＣ－ＤＣコンバータを制御する電源装置。

【請求項3】

請求項１に記載の電源装置において、
前記ＤＣ－ＤＣコンバータは、前記第一の直流電圧に基づいて前記スイッチング回路により生成された交流電圧を所定の電圧比で別の交流電圧へと電圧変換する変圧器と、前記別の交流電圧を整流して第三の直流電圧を生成する整流回路と、前記整流回路と前記第二の直流電圧との間に設けられ、前記第三の直流電圧を前記第二の直流電圧に変換するチョッパと、を有し、
前記制御回路は、前記共振周波数モードの場合は、前記第三の直流電圧と前記第一の直流電圧との比が一定になるように前記チョッパを制御する電源装置。

【請求項4】

請求項１に記載の電源装置において、
前記スイッチング回路は、前記第一の直流電圧と接続されて第１スイッチングレグおよび第２スイッチングレグを有するフルブリッジ回路を含み、
前記制御回路は、前記周波数変調モードで前記スイッチング周波数が前記共振周波数より高い場合は、前記第１スイッチングレグのスイッチングタイミングと前記第２スイッチングレグのスイッチングタイミングの間に位相差が生じるように、前記スイッチング回路に対して位相シフト制御を実行する電源装置。

【請求項5】

請求項４に記載の電源装置において、
前記制御回路は、前記周波数変調モードにおいて前記スイッチング周波数が所定の上限周波数に達した場合は、前記スイッチング周波数を前記上限周波数に固定した状態で前記位相シフト制御を行う電源装置。

【請求項6】

請求項１に記載の電源装置において、
前記制御回路は、前記第一の直流電圧から前記第二の直流電圧へ電力を供給する場合において、
前記第二の直流電圧が前記第一閾値よりも低い場合は、前記第二の直流電圧の上昇に伴って、前記共振周波数よりも高い前記スイッチング周波数が前記共振周波数に向かって変化するように前記ＤＣ－ＤＣコンバータを制御し、
前記第二の直流電圧が前記第二閾値よりも高い場合は、前記第二の直流電圧の上昇に伴って、前記共振周波数よりも低い前記スイッチング周波数が前記共振周波数から遠ざかって変化するように前記ＤＣ－ＤＣコンバータを制御する電源装置。

【請求項7】

請求項１に記載の電源装置において、
前記制御回路は、前記第二の直流電圧から前記第一の直流電圧へ電力を供給する場合において、
前記第二の直流電圧が前記第二閾値よりも高い場合は、前記第二の直流電圧の低下に伴って、前記共振周波数よりも高い前記スイッチング周波数が前記共振周波数に向かって変化するように前記ＤＣ－ＤＣコンバータを制御し、
前記第二の直流電圧が前記第一閾値よりも低い場合は、前記第二の直流電圧の低下に伴って、前記共振周波数よりも低い前記スイッチング周波数が前記共振周波数から遠ざかって変化するように前記ＤＣ－ＤＣコンバータを制御する電源装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は電源装置に関する。

【背景技術】

【0002】

近年の自動車の電動化の動きに伴い、短時間で充電できる大電力出力の車載充電器が開発されている。EVの蓄電池であるリチウムイオンバッテリの電圧は充電状態により大きく異なり、広い出力レンジでの低損失化が望まれている。これらの充電装置では、電圧の異なる直流電力を変換可能なＤＣ－ＤＣコンバータが広く利用されている。また、災害に伴う停電時や電力平滑化対策として、EVの蓄電池を家庭やビル施設などのエネルギー源として扱う見方も注目されており、双方向に電力を変換する装置の需要も高まっている。この場合、上記のＤＣ－ＤＣコンバータは双方向に電力を変換可能である特徴が要求される。

【0003】

双方向ＤＣ－ＤＣコンバータに関して、例えば特許文献１の技術が知られている。特許文献１には、ＬＣ共振回路の共振現象を利用した共振型ＤＣ－ＤＣコンバータにおいて、一方の直流電圧源から他方の直流電圧源に電力を供給するときには、共振回路の共振周波数以下の周波数で一方の直流電圧源側のブリッジ回路をパルス周波数変調制御し、反対方向の電力供給時には、他方の直流電圧源側のブリッジ回路を固定周波数制御する技術が開示されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【特許文献1】国際公開第２０１５／００４９８９号

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

特許文献１に記載の共振型ＤＣ－ＤＣコンバータでは、広い入出力電圧範囲と低損失化を両立するのが困難である。

【課題を解決するための手段】

【0006】

本発明による電源装置は、第一の直流電圧と第二の直流電圧との間で電圧を変換する共振型のＤＣ－ＤＣコンバータと、前記ＤＣ－ＤＣコンバータを制御する制御回路と、を備え、前記ＤＣ－ＤＣコンバータは、スイッチング回路と共振回路を有し、前記制御回路は、前記第二の直流電圧が所定の第一閾値よりも高く、かつ、前記第二の直流電圧が前記第一閾値よりも大きい所定の第二閾値よりも低い場合は、前記スイッチング回路のスイッチング周波数を前記共振回路の共振周波数付近に維持する共振周波数モードで前記ＤＣ－ＤＣコンバータを制御し、前記制御回路は、前記第二の直流電圧が前記第一閾値よりも低い場合、または、前記第二の直流電圧が前記第二閾値よりも高い場合は、前記第二の直流電圧の変化に伴って前記スイッチング周波数を変化させる周波数変調モードで前記ＤＣ－ＤＣコンバータを制御する。

【発明の効果】

【0007】

本発明によれば、広い入出力電圧範囲と低損失化を両立可能な電源装置を実現することができる。

【図面の簡単な説明】

【0008】

【図1】本発明の第１の実施形態に係る電源装置の構成を示す図である。

【図2】本発明の第１の実施形態に係る電源装置の動作を表す図である。

【図3】位相シフト制御の効果の説明図である。

【図4】本発明の第２の実施形態に係る電源装置の構成を示す図である。

【図5】本発明の第２の実施形態に係る電源装置の動作を表す図である。

【図6】本発明の第３の実施形態に係る電源装置の構成を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0009】

－第１の実施形態－
図１は、本発明の第１の実施形態に係る電源装置の構成を示す図である。図１に示す電源装置１は、交流電源２から電力供給線３を介して供給される交流電力を受電し、直流電力を生成して負荷４に出力することで、負荷４に直流電源を供給する。なお、交流電源２から供給される交流電力は単相または三相のいずれであってもよく、また電圧の大きさも問わない。

【0010】

電源装置１は、共振型のＤＣ－ＤＣコンバータ１０と、電圧センサ１１、制御回路１２、電流センサ１３、ＡＣ－ＤＣコンバータ１４、電圧センサ１５、電圧センサ１６および電流センサ１７とを備えて構成される。電源装置１から直流電源の供給を受ける負荷４は、例えばリチウムイオンバッテリや鉛蓄電池などの二次電池、直流電力を交流電力に変換するインバータ回路などが考えられる。

【0011】

ＡＣ－ＤＣコンバータ１４は、交流電源２から入力される交流電圧を直流電圧に変換し、変換後の直流電圧をＤＣ－ＤＣコンバータ１０へ出力する。交流電源２からＡＣ－ＤＣコンバータ１４に入力される交流電圧と交流電流の大きさは、電圧センサ１１と電流センサ１３によってそれぞれ検出され、これらのセンサ検出結果に応じたセンサ信号が制御回路１２へと送信される。電圧センサ１５は、ＡＣ－ＤＣコンバータ１４から出力される直流電圧の大きさを検出し、その検出結果に応じたセンサ信号を制御回路１２へ送信する。

【0012】

ＤＣ－ＤＣコンバータ１０は、ＡＣ－ＤＣコンバータ１４から出力される直流電圧を別の直流電圧へと電圧変換し、電圧変換後の直流電力を負荷４へ出力する。ＤＣ－ＤＣコンバータ１０は、コンデンサＣ１とスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を組み合わせて構成され、スイッチング回路として動作するフルブリッジ回路１０１と、共振コンデンサＣｒ１および共振リアクトルＬｒ１により構成される共振回路１０２と、一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２および励磁インダクタンスＬｍ１を有する絶縁変圧器１０３と、ダイオードＤ１，Ｄ２を有する整流回路１０４と、コンデンサＣ２とを備える。

【0013】

コンデンサＣ１は、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０に入力される直流電圧を平滑化する。フルブリッジ回路１０１は、スイッチング素子Ｑ１とＱ２、スイッチング素子Ｑ３とＱ４がそれぞれ直列接続された２つのスイッチングレグを有しており、これらのスイッチングレグの両端に、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０に入力された直流電圧が印加される。この状態でスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４が制御回路１２の制御に応じてそれぞれ所定のタイミングでスイッチング動作を行うことにより、直流電圧が交流電圧に変換され、共振回路１０２へ出力される。スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４には、例えばＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどの半導体素子が用いられる。

【0014】

共振回路１０２は、フルブリッジ回路１０１と絶縁変圧器１０３の間に接続されており、共振コンデンサＣｒ１の容量値と共振リアクトルＬｒ１のインダクタンス値に応じて定まる所定の共振周波数を有している。本実施形態の電源装置１では、この共振回路１０２による共振現象を利用して、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０の高効率化を図っている。

【0015】

絶縁変圧器１０３は、フルブリッジ回路１０１から共振回路１０２を介して一次巻線Ｎ１に入力される交流電圧に対して、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の巻数比に応じた電圧比で別の交流電圧への電圧変換を行い、整流回路１０４へ出力する。センタタップ型の整流回路１０４は、二次巻線Ｎ２の両端にダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ接続されており、絶縁変圧器１０３の二次巻線Ｎ２側に出力される交流電圧を整流することで直流電圧を生成して負荷４へ出力する。コンデンサＣ２は、整流回路１０４から負荷４へ出力される直流電圧を平滑化する。これにより、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０から負荷４へ直流電圧が出力され、電源装置１から負荷４への直流電源の供給が行われる。

【0016】

なお、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０から負荷４へ出力される直流電圧と直流電流の大きさは、電圧センサ１６と電流センサ１７によってそれぞれ検出され、これらのセンサ検出結果に応じたセンサ信号が制御回路１２へと送信される。

【0017】

制御回路１２は、交流電源２側に設けられた電圧センサ１１および電流センサ１３と、ＡＣ－ＤＣコンバータ１４とＤＣ－ＤＣコンバータ１０の間に設けられた電圧センサ１５と、負荷４側に設けられた電圧センサ１６および電流センサ１７と、の各センサからそれぞれ送信されるセンサ信号を受信することで、これらのセンサによる電圧および電流の検出結果を取得する。そして、取得した各電圧および各電流の検出結果に基づいて、ＡＣ－ＤＣコンバータ１４およびＤＣ－ＤＣコンバータ１０を制御する。

【0018】

－第１の実施形態の動作－
図２は、本発明の第１の実施形態に係る電源装置の動作を表す図である。以下では負荷４が二次電池であり、電源装置１が交流電源２の電力を用いて負荷４を充電する場合の動作例を、図２を参照して説明する。

【0019】

図２において、グラフ２１はＡＣ－ＤＣコンバータ１４の出力電圧（以下「第一の直流電圧」と称する）、グラフ２２はＤＣ－ＤＣコンバータ１０におけるフルブリッジ回路１０１のスイッチング周波数、グラフ２３はフルブリッジ回路１０１の位相シフト量の変化をそれぞれ表す。これらのグラフ２１～２３において、横軸はＤＣ－ＤＣコンバータ１０から負荷４への出力電圧（以下「第二の直流電圧」と称する）の大きさを表し、縦軸は各グラフに対応する物理量（第一の直流電圧、スイッチング周波数、位相シフト量）の大きさをそれぞれ表す。

【0020】

まず、制御回路１２は、ＡＣ－ＤＣコンバータ１４に対する指令値として、グラフ２１に相当する関数を設定する。この関数は、第一の直流電圧と第二の直流電圧の関係、すなわち、電圧センサ１６により検出されるＤＣ－ＤＣコンバータ１０の出力電圧に対して、ＡＣ－ＤＣコンバータ１４の出力電圧をどのように設定すればよいかを表している。これにより、制御回路１２は、電圧センサ１６により検出される第二の直流電圧に基づき、グラフ２１に従ってＡＣ－ＤＣコンバータ１４の制御を行うことができる。

【0021】

そして、制御回路１２は、電圧センサ１６と電流センサ１７によりそれぞれ検出される負荷４の充電電圧（第二の直流電圧）および充電電流と、負荷４に対する充電指令値とに基づいて、フルブリッジ回路１０１のスイッチング周波数を設定し、このスイッチング周波数に応じて、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４をそれぞれ制御する。このとき充電指令値には、例えば電流指令、電圧指令、電力指令のいずれかを用いることができる。これにより、制御回路１２は、電圧センサ１６により検出される第二の直流電圧に基づき、グラフ２２に従ってフルブリッジ回路１０１の制御を行い、スイッチング周波数を変化させることができる。

【0022】

制御回路１２は、電圧センサ１６により検出された第二の直流電圧の値と、予め設定された閾値Ｖｔｈ１およびＶｔｈ２（Ｖｔｈ１＜Ｖｔｈ２）とを比較し、この比較結果に応じて、図２のグラフ２２に示すようにスイッチング周波数を変化させる。すなわち、第二の直流電圧が閾値Ｖｔｈ１よりも高く、かつ、第二の直流電圧が閾値Ｖｔｈ２よりも低い場合は、スイッチング周波数を共振回路１０２の共振周波数付近に維持するように、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０におけるフルブリッジ回路１０１の制御を行う。以下では、このような制御モードを「共振周波数モード」と称する。

【0023】

一方、第二の直流電圧が閾値Ｖｔｈ１よりも低い場合、または、第二の直流電圧が閾値Ｖｔｈ２よりも高い場合は、第二の直流電圧の変化に伴ってスイッチング周波数を変化させるように、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０におけるフルブリッジ回路１０１の制御を行う。具体的には、第二の直流電圧が閾値Ｖｔｈ１よりも低い場合は、第二の直流電圧の上昇に伴って、共振周波数よりも高いスイッチング周波数が共振周波数に向かって変化するように、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０においてフルブリッジ回路１０１を制御する。また、第二の直流電圧が閾値Ｖｔｈ２よりも高い場合は、第二の直流電圧の上昇に伴って、共振周波数よりも低いスイッチング周波数が共振周波数から遠ざかって変化するように、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０においてフルブリッジ回路１０１を制御する。以下では、このような制御モードを「周波数変調モード」と称する。

【0024】

本実施形態の電源装置１では、以上説明したような制御を行うことにより、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０が第一の直流電圧から第二の直流電圧への電圧変換を広い入出力電圧範囲で行いつつ、可能な電圧範囲では共振周波数モードを利用して、低損失化を図ることができる。そのため、広い入出力電圧範囲と低損失化を両立することが可能となる。また、絶縁変圧器１０３に印加される交流電圧の周波数範囲を狭めることができるため、絶縁変圧器１０３の小型化を図ることも可能である。

【0025】

なお、制御回路１２は、フルブリッジ回路１０１のスイッチング周波数が共振周波数よりも高い場合、すなわち第二の直流電圧が閾値Ｖｔｈ１よりも低い場合は、フルブリッジ回路１０１に対して位相シフト制御を行う。位相シフト制御とは、フルブリッジ回路１０１が有する２つのスイッチングレグのスイッチングのタイミングをずらして、それぞれのスイッチングタイミングの間に位相差が生じるように、フルブリッジ回路１０１の各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチング動作を制御することである。

【0026】

フルブリッジ回路１０１の制御において、制御回路１２は、第二の直流電圧からグラフ２２に応じて定まるスイッチング周波数で、スイッチング素子Ｑ１およびＱ４と、スイッチング素子Ｑ２およびＱ３とが、それぞれ交互にＯＮ／ＯＦＦを繰り返すように、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチング動作を制御する。この際、それぞれのスイッチングレグにおいて両方のスイッチング素子が同時にＯＮとならないように、同一レグ上の２つのスイッチング素子については、必ず一方をＯＦＦにしてからもう一方をＯＮにするように制御する。

【0027】

制御回路１２は、位相シフト制御を行わない場合は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ４のスイッチングタイミングと、スイッチング素子Ｑ２およびＱ３のスイッチングタイミングとがそれぞれ一致するように、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチング動作を制御する。一方、位相シフト制御を行う場合は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ４のスイッチングタイミングと、スイッチング素子Ｑ２およびＱ３のスイッチングタイミングとが、それぞれの組み合わせで同じ位相シフト量だけ互いにずれるように、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチング動作を制御する。

【0028】

制御回路１２は、上記の位相シフト制御を行う場合に、第二の直流電圧の大きさに応じて位相シフト量を変化させる。具体的には、グラフ２３に示すように、第二の直流電圧が低く閾値Ｖｔｈ１から離れているときほど位相シフト量が大きくなるように、位相シフト量を調節する。例えば、第二の直流電圧に応じてそれぞれ定まるスイッチング周波数と位相シフト量の関係を、関数やテーブルなどにより予め制御回路１２に実装しておき、これを用いることで、グラフ２３に従って位相シフト量の調節を行うことができる。なお、スイッチング周波数ではなく、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０の出力電圧（第二の直流電圧）や出力電力などに基づいて、位相シフト量の調節を行うようにしてもよい。

【0029】

なお、グラフ２２に示すように、周波数変調モードでスイッチング周波数が所定の上限周波数に達した場合、制御回路１２は、スイッチング周波数をこの上限周波数に固定した状態で位相シフト量を変化させるように位相シフト制御を行う。これにより、スイッチング周波数に上限がある場合でも、位相シフト量の変化によってＤＣ－ＤＣコンバータ１０の出力電圧（第二の直流電圧）の制御を行うことができる。

【0030】

－位相シフト－
図３は、位相シフト制御の効果の説明図である。図３において、グラフ３１は共振リアクトルＬｒ１に流れる電流を表し、グラフ３２は励磁インダクタンスＬｍ１に流れる電流を表している。位相シフト制御を行わない場合は、図３において左側の図に示すように、スイッチング素子Ｑ１に対するスイッチング信号と、スイッチング素子Ｑ４に対するスイッチング信号とが、同じタイミングでそれぞれＯＮ／ＯＦＦを繰り返す。一方、位相シフト制御を行う場合は、図３において右側の図に示すように、スイッチング素子Ｑ１に対するスイッチング信号と、スイッチング素子Ｑ４に対するスイッチング信号とが、位相シフト量だけずれたタイミングでそれぞれＯＮ／ＯＦＦを繰り返す。このときの位相シフト量は、遅延側のスイッチング素子（図３ではスイッチング素子Ｑ４）がターンオフするときに、グラフ３１に示す共振リアクトルＬｒ１の電流値と、グラフ３２に示す励磁インダクタンスＬｍ１の電流値とが、互いに重なるように定められる。これにより、遅延側のスイッチング素子における遮断電流を、位相シフト制御なしの場合と比べて大幅に減少させることができる。したがって、フルブリッジ回路１０１のスイッチング動作による損失を低減することが可能となる。

【0031】

以上説明したように、位相シフト制御を行うことでフルブリッジ回路１０１のスイッチング動作による損失を低減し、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０を高効率に動作させることができる。なお、上記の位相シフト量は、図２のグラフ２３に応じて調節される位相シフト量に相当するものであり、これは前述のように、制御回路１２において予め実装された関数やテーブルなどを用いて実現できる。

【0032】

以上説明した本発明の第１の実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。

【0033】

（１）電源装置１は、第一の直流電圧と第二の直流電圧との間で電圧を変換する共振型のＤＣ－ＤＣコンバータ１０と、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０を制御する制御回路１２とを備える。ＤＣ－ＤＣコンバータ１０は、スイッチング回路であるフルブリッジ回路１０１と共振回路１０２を有する。制御回路１２は、第二の直流電圧が所定の閾値Ｖｔｈ１よりも高く、かつ、第二の直流電圧が閾値Ｖｔｈ１よりも大きい所定の閾値Ｖｔｈ２よりも低い場合は、フルブリッジ回路１０１のスイッチング周波数を共振回路１０２の共振周波数付近に維持する共振周波数モードでＤＣ－ＤＣコンバータ１０を制御する。また、制御回路１２は、第二の直流電圧が閾値Ｖｔｈ１よりも低い場合、または、第二の直流電圧が閾値Ｖｔｈ２よりも高い場合は、第二の直流電圧の変化に伴ってスイッチング周波数を変化させる周波数変調モードでＤＣ－ＤＣコンバータ１０を制御する。このようにしたので、広い入出力電圧範囲と低損失化を両立可能な電源装置１を実現することができる。

【0034】

（２）電源装置１は、交流電圧を第一の直流電圧に変換するＡＣ－ＤＣコンバータ１４をさらに備える。制御回路１２は、共振周波数モードの場合は、図２のグラフ２１に従い、第二の直流電圧の増加に伴って第一の直流電圧を増加させるようにＡＣ－ＤＣコンバータ１４を制御する。このようにしたので、交流電力から直流電力を供給する電源装置１において、広い入出力電圧範囲を実現できる。

【0035】

（３）スイッチング回路は、第一の直流電圧と接続されて２つのスイッチングレグを有するフルブリッジ回路１０１を含む。制御回路１２は、周波数変調モードでスイッチング周波数が共振周波数より高い場合は、一方のスイッチングレグのスイッチングタイミングと他方のスイッチングレグのスイッチングタイミングの間に位相差が生じるように、スイッチング回路に対して位相シフト制御を実行する。このようにしたので、フルブリッジ回路１０１のスイッチング動作による損失を低減することができる。

【0036】

（４）制御回路１２は、周波数変調モードにおいてスイッチング周波数が所定の上限周波数に達した場合は、スイッチング周波数を上限周波数に固定した状態で位相シフト制御を行う。このようにしたので、スイッチング素子の特性等によってスイッチング周波数に上限がある場合でも、位相シフト量の変化によってＤＣ－ＤＣコンバータ１０の出力電圧の制御を行うことができる。

【0037】

（５）制御回路１２は、第一の直流電圧から第二の直流電圧へ電力を供給する場合において、第二の直流電圧が閾値Ｖｔｈ１よりも低い場合は、第二の直流電圧の上昇に伴って、共振周波数よりも高いスイッチング周波数が共振周波数に向かって変化するようにＤＣ－ＤＣコンバータ１０を制御する。また、第二の直流電圧が閾値Ｖｔｈ２よりも高い場合は、第二の直流電圧の上昇に伴って、共振周波数よりも低いスイッチング周波数が共振周波数から遠ざかって変化するようにＤＣ－ＤＣコンバータ１０を制御する。このようにしたので、第一の直流電圧から第二の直流電圧へ電力を供給して二次電池等の負荷を充電する電源装置１において、負荷の電圧変動に応じてＤＣ－ＤＣコンバータ１０を適切に制御することができる。

【0038】

－第２の実施形態－
図４は、本発明の第２の実施形態に係る電源装置の構成を示す図である。図４に示す電源装置１Ａは、第１の実施形態で説明した図１の電源装置１と比べて、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０の代わりに双方向型のＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ａを有する点が異なっている。ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ａは、整流回路１０４の代わりに、二次側共振回路１０５および二次側フルブリッジ回路１０６を有するものである。以下では第１の実施形態との相違点を中心に、本実施形態の電源装置１Ａについて説明する。

【0039】

二次側フルブリッジ回路１０６は、フルブリッジ回路１０１と同様に、スイッチング素子Ｑ５とＱ６、スイッチング素子Ｑ７とＱ８がそれぞれ直列接続された２つのスイッチングレグを有している。これらのスイッチングレグにおいて、スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８が制御回路１２の制御に応じてそれぞれ所定のタイミングでスイッチング動作を行うことにより、負荷４から印加される直流電圧が交流電圧に変換され、二次側共振回路１０５へ出力される。スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８には、例えばＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどの半導体素子が用いられる。

【0040】

二次側共振回路１０５は、二次側フルブリッジ回路１０６と絶縁変圧器１０３の間に接続されており、共振コンデンサＣｒ２の容量値と共振リアクトルＬｒ２のインダクタンス値に応じて定まる所定の共振周波数を有している。

【0041】

本実施形態において、絶縁変圧器１０３は、第１の実施形態で説明した一次巻線Ｎ１から二次巻線Ｎ２側への電圧変換に加えて、二次巻線Ｎ２から一次巻線Ｎ１側への電圧変換も行う。すなわち、二次側フルブリッジ回路１０６から二次側共振回路１０５を介して二次巻線Ｎ２に入力される交流電圧に対して、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の巻数比に応じた電圧比で別の交流電圧への電圧変換を行い、共振回路１０２を介してフルブリッジ回路１０１へ出力する。

【0042】

フルブリッジ回路１０１は、絶縁変圧器１０３の一次巻線Ｎ１側に出力される交流電圧を整流することで直流電圧を生成し、ＡＣ－ＤＣコンバータ１４へ出力する。本実施形態では、ＡＣ－ＤＣコンバータ１４はインバータ運転が可能であり、フルブリッジ回路１０１により生成された直流電圧を所定の交流電圧へと変換して、交流電源２側へ出力する。これにより、交流電源２から負荷４への給電に加えて、負荷４を直流電源として負荷４から交流電源２の給電も可能な双方向充電器としての電源装置１Ａを実現できる。

【0043】

制御回路１２は、電源装置１Ａの給電方向に応じて、フルブリッジ回路１０１または二次側フルブリッジ回路１０６のスイッチング動作を制御する。すなわち、交流電源２から負荷４への給電時には、第１の実施形態で説明したように、電圧センサ１１および電流センサ１３と、電圧センサ１５と、電圧センサ１６および電流センサ１７と、の各センサからそれぞれ送信されるセンサ信号に基づいて、フルブリッジ回路１０１のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を制御する。一方、負荷４から交流電源２への給電時には、これらの各センサからそれぞれ送信されるセンサ信号に基づいて、二次側フルブリッジ回路１０６のスイッチング素子Ｑ５～Ｑ８を制御する。

【0044】

－第２の実施形態の動作－
図５は、本発明の第２の実施形態に係る電源装置の動作を表す図である。図５では、図４の電源装置１Ａにおいて負荷４から交流電源２への給電を行う場合の動作例を示している。以下では負荷４が二次電池であり、電源装置１Ａが負荷４の電力を用いて交流電源２に給電する場合の動作例を、図５を参照して説明する。なお、交流電源２の電力を用いて負荷４を充電する場合の動作は、第１の実施形態で説明した図２と同様であるため、以下では説明を省略する。

【0045】

図５において、グラフ５１はＡＣ－ＤＣコンバータ１４の入力電圧（第一の直流電圧）、グラフ５２はＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ａにおける二次側フルブリッジ回路１０６のスイッチング周波数、グラフ５３は二次側フルブリッジ回路１０６の位相シフト量の変化をそれぞれ表す。これらのグラフ５１～５３において、横軸は負荷４からＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ａへの入力電圧（第二の直流電圧）の大きさを表し、縦軸は各グラフに対応する物理量（第一の直流電圧、スイッチング周波数、位相シフト量）の大きさをそれぞれ表す。

【0046】

まず、制御回路１２は、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ａに対する直流電圧指令値として、グラフ５１に相当する関数を設定する。この関数は、第一の直流電圧と第二の直流電圧の関係を表している。そして、制御回路１２は、設定された直流電圧指令値と、電圧センサ１５，１６によりそれぞれ検出される直流電圧（第一、第二の直流電圧）に基づいて、二次側フルブリッジ回路１０６のスイッチング周波数を設定し、このスイッチング周波数に応じて、スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８をそれぞれ制御する。これにより、制御回路１２は、グラフ５１，５２に従って二次側フルブリッジ回路１０６の制御を行い、スイッチング周波数を変化させることができる。

【0047】

制御回路１２は、電圧センサ１６により検出された第二の直流電圧の値と、予め設定された閾値Ｖｔｈ１およびＶｔｈ２（Ｖｔｈ１＜Ｖｔｈ２）とを比較し、この比較結果に応じて、図５のグラフ５２に示すようにスイッチング周波数を変化させる。すなわち、第二の直流電圧が閾値Ｖｔｈ１よりも高く、かつ、第二の直流電圧が閾値Ｖｔｈ２よりも低い場合は、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ａを共振周波数モードに設定し、スイッチング周波数を二次側共振回路１０５の共振周波数付近に維持するように、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ａにおける二次側フルブリッジ回路１０６の制御を行う。

【0048】

一方、第二の直流電圧が閾値Ｖｔｈ２よりも高い場合、または、第二の直流電圧が閾値Ｖｔｈ１よりも低い場合は、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ａを周波数変調モードに設定し、第二の直流電圧の変化に伴ってスイッチング周波数を変化させるように、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ａにおける二次側フルブリッジ回路１０６の制御を行う。具体的には、第二の直流電圧が閾値Ｖｔｈ２よりも高い場合は、第二の直流電圧の低下に伴って、共振周波数よりも高いスイッチング周波数が共振周波数に向かって変化するように、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ａにおいて二次側フルブリッジ回路１０６を制御する。また、第二の直流電圧が閾値Ｖｔｈ１よりも低い場合は、第二の直流電圧の低下に伴って、共振周波数よりも低いスイッチング周波数が共振周波数から遠ざかって変化するように、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ａにおいて二次側フルブリッジ回路１０６を制御する。

【0049】

本実施形態の電源装置１Ａでは、以上説明したような制御を行うことにより、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ａが第一の直流電圧から第二の直流電圧への電圧変換だけでなく、第二の直流電圧から第一の直流電圧への電圧変換についても、これを広い入出力電圧範囲で行いつつ、可能な電圧範囲では共振周波数モードを利用して、低損失化を図ることができる。そのため、広い入出力電圧範囲と低損失化を両立することが可能となる。

【0050】

なお、制御回路１２は、二次側フルブリッジ回路１０６のスイッチング周波数が共振周波数よりも高い場合、すなわち第二の直流電圧が閾値Ｖｔｈ２よりも高い場合は、二次側フルブリッジ回路１０６に対して位相シフト制御を行う。すなわち、二次側フルブリッジ回路１０６が有する２つのスイッチングレグのスイッチングのタイミングをずらして、それぞれのスイッチングタイミングの間に位相差が生じるように、二次側フルブリッジ回路１０６の各スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８のスイッチング動作を制御する。

【0051】

二次側フルブリッジ回路１０６の制御において、制御回路１２は、第二の直流電圧からグラフ５２に応じて定まるスイッチング周波数で、スイッチング素子Ｑ５およびＱ８と、スイッチング素子Ｑ６およびＱ７とが、それぞれ交互にＯＮ／ＯＦＦを繰り返すように、スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８のスイッチング動作を制御する。この際、それぞれのスイッチングレグにおいて両方のスイッチング素子が同時にＯＮとならないように、同一レグ上の２つのスイッチング素子については、必ず一方をＯＦＦにしてからもう一方をＯＮにするように制御する。

【0052】

制御回路１２は、位相シフト制御を行わない場合は、スイッチング素子Ｑ５およびＱ８のスイッチングタイミングと、スイッチング素子Ｑ６およびＱ７のスイッチングタイミングとがそれぞれ一致するように、スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８のスイッチング動作を制御する。一方、位相シフト制御を行う場合は、スイッチング素子Ｑ５およびＱ８のスイッチングタイミングと、スイッチング素子Ｑ６およびＱ７のスイッチングタイミングとが、それぞれの組み合わせで同じ位相シフト量だけ互いにずれるように、スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８のスイッチング動作を制御する。

【0053】

制御回路１２は、上記の位相シフト制御を行う場合に、第１の実施形態と同様に、第二の直流電圧の大きさに応じて位相シフト量を変化させる。具体的には、グラフ５３に示すように、第二の直流電圧が高く閾値Ｖｔｈ２から離れているときほど位相シフト量が大きくなるように、位相シフト量を調節する。例えば、第二の直流電圧に応じてそれぞれ定まるスイッチング周波数と位相シフト量の関係を、関数やテーブルなどにより予め制御回路１２に実装しておき、これを用いることで、グラフ５３に従って位相シフト量の調節を行うことができる。なお、スイッチング周波数ではなく、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ａの出力電圧（第一の直流電圧）や出力電力などに基づいて、位相シフト量の調節を行うようにしてもよい。

【0054】

以上説明した本発明の第２の実施形態によれば、制御回路１２は、第二の直流電圧から第一の直流電圧へ電力を供給する場合において、第二の直流電圧が閾値Ｖｔｈ２よりも高い場合は、第二の直流電圧の低下に伴って、共振周波数よりも高いスイッチング周波数が共振周波数に向かって変化するようにＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ａを制御する。また、第二の直流電圧が閾値Ｖｔｈ１よりも低い場合は、第二の直流電圧の低下に伴って、共振周波数よりも低いスイッチング周波数が共振周波数から遠ざかって変化するようにＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ａを制御する。このようにしたので、第二の直流電圧から第一の直流電圧へ電力を供給して直流電源から交流電源の給電を行う電源装置１Ａにおいて、直流電源の電圧変動に応じてＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ａを適切に制御することができる。

【0055】

－第３の実施形態－
図６は、本発明の第３の実施形態に係る電源装置の構成を示す図である。図６に示す電源装置１Ｂは、第１の実施形態で説明した図１の電源装置１と比べて、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０の代わりにＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ｂを有する点が異なっている。ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ｂは、電圧センサ１８、コンデンサＣ３およびチョッパ１９をさらに有し、これらが整流回路１０４と負荷４の間に挿入されている。以下では第１の実施形態との相違点を中心に、本実施形態の電源装置１Ｂについて説明する。

【0056】

チョッパ１９は、整流回路１０４により生成されてコンデンサＣ３により平滑化された直流電圧（以下、本実施形態では「第三の直流電圧」と称する）を、負荷４への出力電圧である第二の直流電圧へと電圧変換し、負荷４へ出力する。すなわち、本実施形態では、整流回路１０４と第二の直流電圧との間に設けられたチョッパ１９により、第三の直流電圧が第二の直流電圧へと変換され、負荷４へ出力される。電圧センサ１８は、第三の直流電圧の大きさを検出し、その検出結果に応じたセンサ信号を制御回路１２へ送信する。

【0057】

本実施形態において、制御回路１２は、共振周波数モードの場合は、第１の実施形態で説明したＡＣ－ＤＣコンバータ１４およびスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の制御に加えて、チョッパ１９の制御を行う。具体的には、電圧センサ１５，１８からそれぞれ送信されるセンサ信号に基づいて、チョッパ１９の入力電圧（第三の直流電圧）と第一の直流電圧との比が一定となるように、チョッパ１９を制御する。これにより、スイッチング周波数を共振周波数に固定して、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ｂの運転を行うことができる。

【0058】

以上説明した本発明の第３の実施形態によれば、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ｂは、第一の直流電圧に基づいてスイッチング回路により生成された交流電圧を所定の電圧比で別の交流電圧へと電圧変換する絶縁変圧器１０３と、絶縁変圧器１０３の電圧変換により生成された交流電圧を整流して第三の直流電圧を生成する整流回路１０４と、整流回路１０４と第二の直流電圧との間に設けられ、第三の直流電圧を第二の直流電圧に変換するチョッパ１９とを有する。制御回路１２は、共振周波数モードの場合は、第三の直流電圧と第一の直流電圧との比が一定になるようにチョッパ１９を制御する。このようにしたので、幅広い電圧範囲において共振周波数モードを適用し、高効率化を図ることができる。

【0059】

なお、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記の各実施形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加、削除、置換をすることが可能である。また、上記の各構成、機能、処理部、処理手段等は、それらの一部又は全部を、例えば集積回路で設計する等によりハードウェアで実現してもよい。また、上記の各構成、機能等は、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈し、実行することによりソフトウェアで実現してもよい。各機能を実現するプログラム、テーブル、ファイル等の情報は、メモリや、ハードディスク、ＳＳＤ（Solid State Drive）等の記録装置、または、ＩＣカード、ＳＤカード、ＤＶＤ等の記録媒体に置くことができる。

【0060】

本発明は、上述の実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能である。

【符号の説明】

【0061】

１，１Ａ，１Ｂ：電源装置、２：交流電源、３：電力供給線、４：負荷、１０，１０Ａ，１０Ｂ：ＤＣ－ＤＣコンバータ、１１：電圧センサ、１２：制御回路、１３：電流センサ、１４：ＡＣ－ＤＣコンバータ、１５：電圧センサ、１６：電圧センサ、１７：電流センサ、１８：電圧センサ、１９：チョッパ、１０１：フルブリッジ回路、１０２：共振回路、１０３：絶縁変圧器、１０４：整流回路、１０５：二次側共振回路、１０６：二次側フルブリッジ回路

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】