特開 2024-76156 電力変換装置およびモータ制御システム

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2024076156

(43)【公開日】2024-06-05

(54)【発明の名称】電力変換装置およびモータ制御システム

(51)【国際特許分類】

   H02P 21/05 20060101AFI20240529BHJP

   H02P 27/06 20060101ALI20240529BHJP

【ＦＩ】

H02P21/05

H02P27/06

【審査請求】未請求

【請求項の数】11

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2022187570

(22)【出願日】2022-11-24

(71)【出願人】

【識別番号】502129933

【氏名又は名称】株式会社日立産機システム

(74)【代理人】

【識別番号】110002066

【氏名又は名称】弁理士法人筒井国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】戸張 和明

(72)【発明者】

【氏名】小沼 雄作

(72)【発明者】

【氏名】杉本 卓也

(72)【発明者】

【氏名】林 孝亮

(72)【発明者】

【氏名】渡邊 弘

【テーマコード（参考）】

5H505

【Ｆターム（参考）】

5H505BB04

5H505BB09

5H505DD03

5H505DD05

5H505EE41

5H505GG02

5H505GG04

5H505GG08

5H505HA09

5H505HA10

5H505HB01

5H505JJ03

5H505JJ04

5H505JJ05

5H505JJ24

5H505JJ25

5H505JJ26

5H505LL07

5H505LL14

5H505LL22

5H505LL24

5H505LL39

5H505LL41

(57)【要約】

【課題】速度応答を高くしても、安定した速度制御を実現できる電力変換装置およびモータ制御システムを提供する。
【解決手段】静止座標での交流電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊に基づき、直流電力を交流電力に変換して誘導モータへ出力する電力変換器２と、ベクトル制御によって静止座標での電圧指令値を算出するコントローラＣＴと、を備える。コントローラＣＴは、ｄ軸電流（ｉ_ｄ）とｑ軸電流（ｉ_ｑ）と二次時定数（Ｔ_２）とによって定められるすべり周波数の定常値に、ｄ軸電流（ｉ_ｄ）およびｑ軸電流（ｉ_ｑ）を用いた微分演算によって定められる過渡値を加算することですべり周波数指令値ω_ｓ ^＊＊を算出する。
【選択図】図１０

【特許請求の範囲】

【請求項1】

静止座標での電圧指令値に基づき、直流電力を交流電力に変換して誘導モータへ出力する電力変換器と、
ベクトル制御によって前記静止座標での電圧指令値を算出するコントローラと、
を備え、
前記コントローラは、
前記誘導モータの磁束方向を表す軸をｄ軸、前記ｄ軸に直交する方向を表す軸をｑ軸とする回転座標であるｄ－ｑ座標を用いて、ｄ軸電流とｑ軸電流と二次時定数とによって定められるすべり周波数の定常値に、前記ｄ軸電流および前記ｑ軸電流を用いた微分演算によって定められる過渡値を加算することですべり周波数指令値を算出し、
前記すべり周波数指令値に、検出または算出された前記誘導モータの速度値を加算することで出力周波数指令値を算出し、
一次電流の方向を表す軸をｔ軸、前記ｔ軸に直交する方向を表す軸をｍ軸としたｍ－ｔ座標を用いて、前記ｄ軸の電流指令値および前記ｑ軸の電流指令値を座標変換することで前記ｍ軸の電流指令値および前記ｔ軸の電流指令値を算出し、前記ｄ軸の電流検出値および前記ｑ軸の電流検出値を座標変換することで、前記ｍ軸の電流検出値および前記ｔ軸の電流検出値を算出し、
前記ｍ軸の電流指令値および前記ｔ軸の電流指令値と、前記ｍ軸の電流検出値および前記ｔ軸の電流検出値と、前記出力周波数指令値とに基づいて、前記ｍ軸の電圧指令値および前記ｔ軸の電圧指令値を算出し、前記ｍ軸の電圧指令値および前記ｔ軸の電圧指令値を座標変換することで前記静止座標での電圧指令値を算出する、
電力変換装置。

【請求項2】

請求項１に記載の電力変換装置において、
前記コントローラは、前記ｑ軸の電流指令値をロウパスフィルタによって遅延させることで前記ｑ軸の遅延後電流指令値を算出し、前記ｄ軸の電流指令値を“ｉ_ｄ ^＊”、前記ｑ軸の遅延後電流指令値を“ｉ_ｑ ^＊ _ｔｄ”として、前記すべり周波数指令値における前記過渡値を、
“ｄ／ｄｔ（ｔａｎ^－１（ｉ_ｑ ^＊ _ｔｄ／ｉ_ｄ ^＊））”
によって算出する、
電力変換装置。

【請求項3】

請求項１に記載の電力変換装置において、
前記コントローラは、前記ｑ軸の電流指令値をロウパスフィルタによって遅延させることで前記ｑ軸の遅延後電流指令値を算出し、前記ｄ軸の電流指令値を“ｉ_ｄ ^＊”、前記ｑ軸の遅延後電流指令値を“ｉ_ｑ ^＊ _ｔｄ”として、前記すべり周波数指令値における前記過渡値を、
“（ｉ_ｄ ^＊２／（ｉ_ｄ ^＊２＋ｉ_ｑ ^＊ _ｔｄ ^２））×ｄ／ｄｔ（ｉ_ｑ ^＊ _ｔｄ／ｉ_ｄ ^＊）”
によって算出する、
電力変換装置。

【請求項4】

請求項１に記載の電力変換装置において、
前記コントローラは、前記ｑ軸の電流指令値をロウパスフィルタによって遅延させることで前記ｑ軸の遅延後電流指令値を算出し、前記ｄ軸の電流指令値を“ｉ_ｄ ^＊”、前記ｑ軸の遅延後電流指令値を“ｉ_ｑ ^＊ _ｔｄ”、前記ｔ軸の電流指令値を“ｉ_ｔ ^＊”として、前記すべり周波数指令値における前記過渡値を、
“（ｉ_ｄ ^＊２／ｉ_ｔ ^＊２）×ｄ／ｄｔ（ｉ_ｑ ^＊ _ｔｄ／ｉ_ｄ ^＊）”
によって算出する、
電力変換装置。

【請求項5】

請求項１に記載の電力変換装置において、
前記コントローラは、前記ｑ軸の電流指令値をロウパスフィルタによって遅延させることで前記ｑ軸の遅延後電流指令値を算出し、前記ｄ軸の電流指令値を“ｉ_ｄ ^＊”、前記ｑ軸の遅延後電流指令値を“ｉ_ｑ ^＊ _ｔｄ”として、前記すべり周波数指令値における前記過渡値を、
“ｄ／ｄｔ（ｉ_ｑ ^＊ _ｔｄ／ｉ_ｄ ^＊）”
によって算出する、
電力変換装置。

【請求項6】

請求項１に記載の電力変換装置において、
前記コントローラは、前記誘導モータの速度値を、前記ｍ軸の電流検出値および前記ｔ軸の電流検出値を用いて算出する、
電力変換装置。

【請求項7】

請求項１に記載の電力変換装置において、
前記誘導モータには、前記誘導モータの位相を検出するエンコーダが設置され、
前記コントローラは、前記誘導モータの速度値を、前記エンコーダの出力信号に基づいて検出する、
電力変換装置。

【請求項8】

請求項１～７のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
前記コントローラは、速度制御系の応答周波数を、ユーザからの指示に応じて可変設定可能となっている、
電力変換装置。

【請求項9】

静止座標での電圧指令値に基づき、直流電力を交流電力に変換して誘導モータへ出力する電力変換器と、ベクトル制御によって前記静止座標での電圧指令値を算出するコントローラと、を有する電力変換装置と、
前記電力変換装置を制御する上位制御装置と、
を備え、
前記コントローラは、
前記誘導モータの磁束方向を表す軸をｄ軸、前記ｄ軸に直交する方向を表す軸をｑ軸とする回転座標であるｄ－ｑ座標を用いて、ｄ軸電流とｑ軸電流と二次時定数とによって定められるすべり周波数の定常値に、前記ｄ軸電流および前記ｑ軸電流を用いた微分演算によって定められる過渡値を加算することですべり周波数指令値を算出し、
前記すべり周波数指令値に、検出または算出された前記誘導モータの速度値を加算することで出力周波数指令値を算出し、
一次電流の方向を表す軸をｔ軸、前記ｔ軸に直交する方向を表す軸をｍ軸としたｍ－ｔ座標を用いて、前記ｄ軸の電流指令値および前記ｑ軸の電流指令値を座標変換することで前記ｍ軸の電流指令値および前記ｔ軸の電流指令値を算出し、前記ｄ軸の電流検出値および前記ｑ軸の電流検出値を座標変換することで、前記ｍ軸の電流検出値および前記ｔ軸の電流検出値を算出し、
前記ｍ軸の電流指令値および前記ｔ軸の電流指令値と、前記ｍ軸の電流検出値および前記ｔ軸の電流検出値と、前記出力周波数指令値とに基づいて、前記ｍ軸の電圧指令値および前記ｔ軸の電圧指令値を算出し、前記ｍ軸の電圧指令値および前記ｔ軸の電圧指令値を座標変換することで前記静止座標での電圧指令値を算出し、
前記上位制御装置は、前記コントローラで算出される前記ｍ軸の電圧指令値および前記ｔ軸の電圧指令値と、前記ｍ軸の電流検出値および前記ｔ軸の電流検出値とを少なくとも入力し、入力された値を用いた機械学習によって、前記コントローラ内の演算で使用される前記誘導モータの電気回路パラメータを修正し、修正後の電気回路パラメータを前記コントローラに再設定する、
モータ制御システム。

【請求項10】

請求項９に記載のモータ制御システムにおいて、
前記コントローラは、前記ｑ軸の電流指令値をロウパスフィルタによって遅延させることで前記ｑ軸の遅延後電流指令値を算出し、前記ｄ軸の電流指令値を“ｉ_ｄ ^＊”、前記ｑ軸の遅延後電流指令値を“ｉ_ｑ ^＊ _ｔｄ”として、前記すべり周波数指令値における前記過渡値を、
“ｄ／ｄｔ（ｔａｎ^－１（ｉ_ｑ ^＊ _ｔｄ／ｉ_ｄ ^＊））”
によって算出する、
モータ制御システム。

【請求項11】

請求項９または１０に記載のモータ制御システムにおいて、
前記コントローラは、速度制御系の応答周波数を、ユーザからの指示に応じて可変設定可能となっている、
モータ制御システム。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、電力変換装置およびモータ制御システムに関し、例えば、誘導モータの制御技術に関する。

【背景技術】

【0002】

特許文献１（特開２０１８－１８２９８９号公報）には、誘導モータを速度センサレスベクトル制御により駆動する際の指令値あるいは検出値を、一次電流の方向とそれより９０度遅れた方向を回転座標系とした制御軸（ｍ－ｔ軸）上の値に座標変換し、変換された値に基づいて誘導モータの速度推定値を演算する方式が示される。また、特許文献１における式（６）では、ｄ軸およびｑ軸の電流指令値であるＩ_ｄ ^＊，Ｉ_ｑ ^＊を用いて、次の式（１）に従いすべり周波数指令値ω_ｓ ^＊を算出している。式（１）において、Ｔ_２は、二次時定数であり、Ｔ_ＡＣＲは、電流制御の遅れに相当する時定数である。

【0003】

【数1】

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【特許文献1】特開２０１８－１８２９８９号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

特許文献１の方式では、ｄ－ｑ座標とは異なるｍ－ｔ座標を用いて誘導モータの速度が推定される。このような方式を用いると、誘導モータ内の固定子側の一次抵抗値Ｒ１が巻線温度により変化することで生じるトルク抜けを抑制することができ、一次抵抗値Ｒ１の誤差（Ｒ１^＊－Ｒ１）に対して低感度なモータ制御を実現できる。また、特許文献１において、速度制御演算部は、当該文献の式（２）に示されるように、速度制御の比例ゲイン（Ｋｐ_ＡＳＲ）と積分ゲイン（Ｋｉ_ＡＳＲ）とを用いて、ｑ軸の電流指令値（Ｉ_ｑ ^＊）を演算している。当該比例ゲインおよび積分ゲインは、速度制御系の応答性能を定める。

【0006】

一方、誘導モータを制御する際には、速度指令値に対して、誘導モータの速度を誤差なく迅速に整定させることが求められる。すなわち、高精度かつ高応答な速度制御が求められる。しかしながら、特許文献１の方式では、速度制御系の応答を、誘導モータにおける二次時定数の逆数相当の値よりも高めると、ｍ－ｔ座標における磁束の変化に起因して速度制御が不安定となり、モータ速度およびトルクに振動が発生するおそれがあった。

【0007】

本発明は、このようなことに鑑みてなされたものであり、その目的の一つは、速度応答を高くしても、安定した速度制御を実現できる電力変換装置およびモータ制御システムを提供することにある。

【0008】

本発明の前記並びにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。

【課題を解決するための手段】

【0009】

本願において開示される発明のうち、代表的な実施の形態の概要を簡単に説明すれば、次のとおりである。

【0010】

一実施の形態による電力変換装置は、静止座標での電圧指令値に基づき、直流電力を交流電力に変換して誘導モータへ出力する電力変換器と、ベクトル制御によって静止座標での電圧指令値を算出するコントローラと、を備える。コントローラは、ｄ軸電流とｑ軸電流と二次時定数とによって定められるすべり周波数の定常値に、ｄ軸電流およびｑ軸電流を用いた微分演算によって定められる過渡値を加算することですべり周波数指令値を算出する。

【発明の効果】

【0011】

本願において開示される発明のうち、代表的な実施の形態によって得られる効果を簡単に説明すると、速度応答を高くしても、安定した速度制御を実現可能になる。

【図面の簡単な説明】

【0012】

【図1】実施の形態１によるモータ制御システムの構成例を示すブロック図である。

【図2】図１において、制御座標の一つであるｄ－ｑ座標について説明するベクトル図である。

【図3】図１において、制御座標の他の一つであるｍ－ｔ座標について説明するベクトル図である。

【図4】図１における周波数推定および位相演算部の詳細な構成例を示すブロック図である。

【図5】特許文献１に示される演算式を用いてすべり周波数指令値を算出した場合における、速度のステップ応答特性の一例を示す図である。

【図6】特許文献１に示される演算式を用いてすべり周波数指令値を算出した場合における、速度のステップ応答特性の一例を示す図である。

【図7】実施の形態１による演算式を用いてすべり周波数指令値を算出した場合における、速度のステップ応答特性の一例を示す図である。

【図8】実施の形態１による演算式を用いてすべり周波数指令値を算出した場合における、速度のステップ応答特性の一例を示す図である。

【図9】誘導モータにおけるすべり周波数の観測方法の一例を説明する図である。

【図10】図１および図４に示される電力変換装置において、主要部を抽出した構成例を示すブロック図である。

【図11】実施の形態２による電力変換装置において、図１における周波数推定および位相演算部の詳細な構成例を示すブロック図である。

【図12】実施の形態３による電力変換装置において、図１における周波数推定および位相演算部の詳細な構成例を示すブロック図である。

【図13】実施の形態４による電力変換装置において、図１における周波数推定および位相演算部の詳細な構成例を示すブロック図である。

【図14】実施の形態５によるモータ制御システムの構成例を示すブロック図である。

【図15】図１４における周波数検出および位相演算部の詳細な構成例を示すブロック図である。

【図16】実施の形態６によるモータ制御システムの構成例を示すブロック図である。

【図17】実施の形態７によるモータ制御システムの構成例を示すブロック図である。

【発明を実施するための形態】

【0013】

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一の部材には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。

【0014】

（実施の形態１）
＜モータ制御システムの概略＞
図１は、実施の形態１によるモータ制御システムの構成例を示すブロック図である。図１に示されるモータ制御システムは、誘導モータ１と、誘導モータ１に交流電力を出力することで誘導モータ１の回転を制御する電力変換装置２０と、を備える。電力変換装置２０は、ベクトル制御、ここでは速度センサレスベクトル制御を用いて誘導モータ１の回転を制御する。まずは、図２および図３を用いて、図１におけるベクトル制御で用いられる制御軸について説明する。

【0015】

図２は、図１において、制御座標の一つであるｄ－ｑ座標について説明するベクトル図である。図２において、ｄ軸は、誘導モータ１の磁束方向を表す軸であり、ｑ軸は、ｄ軸に直交する方向、詳細にはｄ軸より９０°（π／２）進んだ方向を表す軸である。電力変換装置２０は、ｄ軸に流すｄ軸電流ｉ_ｄと、ｑ軸に流すｑ軸電流ｉ_ｑとを適切に制御することで、誘導モータ１の固定子に流す一次電流ｉ_１を制御する。

【0016】

一次電流ｉ_１は、ｄ軸電流ｉ_ｄとｑ軸電流ｉ_ｑとのベクトル合成によって定められる。すなわち、一次電流ｉ_１の値は、ｄ軸電流ｉ_ｄの値およびｑ軸電流ｉ_ｑの値を用いて式（２）によって定められる。また、ｄ軸電流ｉ_ｄの位相と、一次電流ｉ_１の位相との位相角θ_φは、式（３）によって定められる。

【0017】

【数2】

【0018】

【数3】

【0019】

図３は、図１において、制御座標の他の一つであるｍ－ｔ座標について説明するベクトル図である。実施の形態１によるモータ制御システムは、特許文献１の場合と同様に、一般的なｄ－ｑ座標に加えて、ｍ－ｔ座標を用いてベクトル制御を行う。図３において、ｔ軸は、一次電流ｉ_１の方向を表す軸であり、ｍ軸は、ｔ軸に直交する方向、詳細にはｔ軸より９０°（π／２）遅れた方向を表す軸である。一次電流ｉ_１の値は、ｍ軸電流ｉ_ｍの値とｔ軸電流ｉ_ｔの値とを用いて、式（４）で定められる。式（４）において、ｍ軸電流ｉ_ｍの値はゼロとなり、ｔ軸電流ｉ_ｔの値は一次電流ｉ_１の値に等しくなる。また、ｍ軸とｄ軸との位相角θ_ｍｔは、“θ_ｍｔ＝（π／２）－θ_φ”である。

【0020】

【数4】

【0021】

図１に戻り、誘導モータ１は、磁束軸成分の電流であるｄ軸電流ｉ_ｄにより発生する磁束（φ_２ｄ）と、磁束軸に直交するトルク軸成分の電流であるｑ軸電流ｉ_ｑとに応じて、トルクを発生する。ｍ－ｔ座標は、主に、誘導モータ１の回転速度を推定する際等で用いられる。電力変換装置２０は、直流電源３に接続される電力変換器２と、電流検出器４と、電力変換器２への電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊をベクトル制御によって算出するコントローラＣＴとを備える。

【0022】

電力変換器２は、直流電源３からの直流電圧を、三相交流の電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊に基づいて三相交流電圧に変換し、誘導モータ１へ出力する。三相交流電圧の出力振幅および出力周波数は、電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊に基づいて定められる。電力変換器２は、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）等のスイッチング素子を含んだ三相インバータ回路等によって実現される。

【0023】

電流検出器４は、誘導モータ１に流れる三相の交流電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを検出し、三相の電流検出値ｉ_ｕｃ、ｉ_ｖｃ、ｉ_ｗｃを出力する。なお、電流検出器４は、誘導モータ１における三相の内の二相、例えば、Ｕ相とＷ相の相電流を検出し、交流条件、すなわち“ｉ_ｕ＋ｉ_ｖ＋ｉ_ｗ＝０”の関係からＶ相の線電流を、“ｉ_ｖ＝－（ｉ_ｕ＋ｉ_ｗ）”によって算出してもよい。以下、コントローラＣＴの詳細について説明する。

【0024】

座標変換部５は、静止座標における三相の電流検出値ｉ_ｕｃ、ｉ_ｖｃ、ｉ_ｗｃを、位相推定値θ_ｄｃを用いて、回転座標における二相、すなわちｄ軸およびｑ軸の電流検出値ｉ_ｄｃ、ｉ_ｑｃに変換して出力する。位相推定値θ_ｄｃは、静止座標と、静止座標を基準に回転する磁束軸（ｄ軸）との位相角の推定値である。座標変換部６は、ｄ軸およびｑ軸の電流検出値ｉ_ｄｃ、ｉ_ｑｃを、位相推定角θ_ｍｔｃを用いてｍ軸およびｔ軸の電流検出値ｉ_ｍｃ、ｉ_ｔｃに変換して出力する。位相推定角θ_ｍｔｃは、ｍ軸とｄ軸との位相角θ_ｍｔの推定値である。

【0025】

周波数推定および位相演算部７は、ｄ軸およびｑ軸の電流指令値ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊と、ｍ軸およびｔ軸の電流検出値ｉ_ｍｃ，ｉ_ｔｃと、ｍ軸の電圧指令値ｖ_ｍｃ ^＊＊と、ｄ軸の二次磁束指令値φ_２ｄ ^＊と、誘導モータ１の電気回路パラメータ（Ｒ１、Ｒ２’、Ｌσ、Ｍ、Ｌ２）とを用いて演算を行う。そして、周波数推定および位相演算部７は、演算結果として、誘導モータ１の速度推定値ω_ｒ ^＾、すべり周波数指令値ω_ｓ ^＊＊、出力周波数指令値ω_１ ^＊および位相推定値θ_ｄｃを出力する。

【0026】

基準位相演算部８は、すべり周波数指令値ω_ｓ ^＊＊を用いて、式（５）に従って、ｍ軸とｄ軸との位相角θ_ｍｔの推定角θ_ｍｔｃを算出し出力する。式（５）において、Ｔ_２は、誘導モータ１の二次時定数であり、回転子の抵抗成分（Ｒ２）および自己インダクタンス成分（Ｌ２）によって定められる値である。

【0027】

【数5】

【0028】

励磁電流・磁束設定部９は、正極性である励磁電流指令値、すなわちｄ軸の電流指令値ｉ_ｄ ^＊と、正極性であるｄ軸の二次磁束指令値φ_２ｄ ^＊と、「０」であるｑ軸の二次磁束指令値φ_２ｑ ^＊とを設定して出力する。速度制御演算部１０は、誘導モータ１への速度指令値ω_ｒ ^＊と、周波数推定および位相演算部７によって算出された誘導モータ１の速度推定値ω_ｒ ^＾との偏差“ω_ｒ ^＊－ω_ｒ ^＾”に基づいて、比例積分（ＰＩ）制御を用いてｑ軸の電流指令値ｉ_ｑ ^＊を算出し出力する。

【0029】

座標変換部１１は、ｄ軸およびｑ軸の電流指令値ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊を、位相推定角θ_ｍｔｃを用いてｍ軸およびｔ軸の電流指令値ｉ_ｍ ^＊、ｉ_ｔ ^＊に変換して出力する。座標変換部１２は、ｄ軸およびｑ軸の二次磁束指令値φ_２ｄ ^＊、φ_２ｑ ^＊を、位相推定角θ_ｍｔｃを用いてｍ軸およびｔ軸の磁束指令値φ_ｍ ^＊、φ_ｔ ^＊に変換して出力する。

【0030】

ｍｔ軸ベクトル制御演算部１３は、誘導モータ１の電気回路パラメータ（Ｒ１、Ｒ２’、Ｌσ、Ｍ、Ｌ２）と、ｍ軸およびｔ軸の磁束指令値φ_ｍ ^＊、φ_ｔ ^＊、電流指令値ｉ_ｍ ^＊、ｉ_ｔ ^＊、電流検出値ｉ_ｍｃ、ｉ_ｔｃと、回転子の速度推定値ω_ｒ ^＾と、固定子に対する出力周波数指令値ω_１ ^＊とに基づいて、演算を行う。そして、ｍｔ軸ベクトル制御演算部１３は、演算結果として、ｍ軸およびｔ軸の電圧指令値ｖ_ｍｃ ^＊＊、ｖ_ｔｃ ^＊＊を出力する。

【0031】

座標変換部１４は、ｍ軸およびｔ軸の電圧指令値ｖ_ｍｃ ^＊＊、ｖ_ｔｃ ^＊＊を、位相推定角θ_ｍｔｃを用いてｄ軸およびｑ軸の電圧指令値ｖ_ｄｃ ^＊＊、ｖ_ｑｃ ^＊＊に変換して出力する。座標変換部１５は、回転座標におけるｄ軸およびｑ軸の電圧指令値ｖ_ｄｃ ^＊＊、ｖ_ｑｃ ^＊＊を、位相推定値θ_ｄｃを用いて、静止座標における三相交流の電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊に変換して出力する。

【0032】

次に、図１に示したモータ制御システムによる、速度センサレスベクトル制御を用いた基本動作について説明する。まず、励磁電流・磁束設定部９は、誘導モータ１内でｄ軸の二次磁束値φ_２ｄを発生させるために必要なｄ軸の電流指令値ｉ_ｄ ^＊を出力する。また、速度制御演算部１０は、速度指令値ω_ｒ ^＊に速度推定値ω_ｒ ^＾が追従するように、式（６）に従いｑ軸の電流指令値ｉ_ｑ ^＊を算出する。式（６）において、Ｋｐ＿ＡＳＲは速度制御の比例ゲインであり、Ｋｉ＿ＡＳＲは速度制御の積分ゲインであり、ｓは複素数である。

【0033】

【数6】

【0034】

ｍｔ軸ベクトル制御演算部１３は、ｄ軸およびｑ軸の電流指令値ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊を座標変換することで得られたｍ軸およびｔ軸の電流指令値ｉ_ｍ ^＊、ｉ_ｔ ^＊と、誘導モータ１の電気回路パラメータ（Ｒ１、Ｒ２’、Ｌσ、Ｍ、Ｌ２）と、ｍ軸およびｔ軸の磁束指令値φ_ｍ ^＊、φ_ｔ ^＊と、速度推定値ω_ｒ ^＾と、出力周波数指令値ω_１ ^＊とを用いて、式（７）を演算する。これにより、ｍｔ軸ベクトル制御演算部１３は、ｍ軸およびｔ軸の電圧基準値ｖ_ｍｃ ^＊、ｖ_ｍｔ ^＊を算出する。

【0035】

【数7】

【0036】

式（７）において、Ｒ１^＊は、一次抵抗値、すなわち固定子の抵抗値である。Ｒ２’^＊は、一次側に換算した二次抵抗値、すなわち、固定子側に換算した回転子の抵抗値である。Ｌσ^＊は、漏れインダクタンス値である。Ｍ^＊は、相互インダクタンス値である。Ｌ２^＊は、二次側、すなわち回転子の自己インダクタンス値である。Ｔ_ＡＣＲは、電流制御の遅れに相当する時定数であり、ｓは複素数である。

【0037】

また、ｍｔ軸ベクトル制御演算部１３は、ｍ軸の電流検出値ｉ_ｍｃが電流指令値ｉ_ｍ ^＊に追従するように式（８）に従いＰＩ制御を行うことで、ｍ軸の電圧補正値Δｖ_ｍ ^＊を算出する。同様に、ｍｔ軸ベクトル制御演算部１３は、ｔ軸の電流検出値ｉ_ｔｃが電流指令値ｉ_ｔ ^＊に追従するように式（８）に従いＰＩ制御を行うことで、ｔ軸の電圧補正値Δｖ_ｔ ^＊を算出する。式（８）において、Ｋｐ＿ｍは、ｍ軸の電流制御の比例ゲインであり、Ｋｉ＿ｍは、ｍ軸の電流制御の積分ゲインである。Ｋｐ＿ｔは、ｔ軸の電流制御の比例ゲインであり、Ｋｉ＿ｔは、ｔ軸の電流制御の積分ゲインである。

【0038】

【数8】

【0039】

そして、ｍｔ軸ベクトル制御演算部１３は、式（９）に示されるように、式（７）で算出したｍ軸およびｔ軸の電圧基準値ｖ_ｍｃ ^＊、ｖ_ｍｔ ^＊に、式（８）で算出したｍ軸およびｔ軸の電圧補正値Δｖ_ｍ ^＊、Δｖ_ｔ ^＊を加算することで、ｍ軸およびｔ軸の電圧指令値ｖ_ｍｃ ^＊＊、ｖ_ｔｃ ^＊＊を算出する。ｍ軸およびｔ軸の電圧指令値ｖ_ｍｃ ^＊＊、ｖ_ｔｃ ^＊＊は、ｄ軸およびｑ軸への座標変換と、ｕ軸、ｖ軸およびｗ軸への座標変換とを経て、三相交流電圧の電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊に変換される。

【0040】

【数9】

【0041】

＜周波数推定および位相演算部の詳細＞
図４は、図１における周波数推定および位相演算部７の詳細な構成例を示すブロック図である。図４に示される周波数推定および位相演算部７ａは、ロウパスフィルタ（Ｌ．Ｐ．Ｆ）７ａ１と、すべり指令演算部７ａ２と、周波数推定演算部７ａ３と、加算部７ａ４と、位相推定演算部７ａ５とを備える。

【0042】

ロウパスフィルタ（Ｌ．Ｐ．Ｆ）７ａ１は、式（１０）に示されるように、ｑ軸の電流指令値ｉ_ｑ ^＊を、時定数Ｔ_ＡＣＲに基づく一次遅れの伝達関数“１／（１＋Ｔ_ＡＣＲ・ｓ）”により遅延させることで、ｑ軸の遅延後電流指令値ｉ_ｑ ^＊ _ｔｄを算出する。時定数Ｔ_ＡＣＲは、式（７）でも述べたように、電流制御の遅れに相当する値に定められる。ｑ軸の遅延後電流指令値ｉ_ｑ ^＊ _ｔｄは、ｑ軸の電流指令値ｉ_ｑ ^＊を時定数Ｔ_ＡＣＲだけ遅延させることで、ｑ軸の電流検出値ｉ_ｑｃを疑似的に表したものとなる。

【0043】

【数10】

【0044】

すべり指令演算部７ａ２は、式（１１）に示されるように、ｑ軸の遅延後電流指令値ｉ_ｑ ^＊ _ｔｄと、ｄ軸の電流指令値ｉ_ｄ ^＊と、誘導モータ１の二次時定数Ｔ_２とを用いて、すべり周波数指令値ω_ｓ ^＊＊を演算する。式（１１）に示されるすべり周波数指令値ω_ｓ ^＊＊は、式（１）に示したすべり周波数指令値ω_ｓ ^＊に対して、“ｄ／ｄｔ（ｔａｎ^－１（ｉ_ｑ ^＊ _ｔｄ／ｉ_ｄ ^＊））”の項が加算されたものとなっている。

【0045】

【数11】

【0046】

ここで、式（１１）における第１項“ｉ_ｑ ^＊ _ｔｄ／（Ｔ_２ｉ_ｄ ^＊）”、すなわち式（１）に示したすべり周波数指令値ω_ｓ ^＊は、すべり周波数指令の定常値を表す。一方、式（１１）における第２項“ｄ／ｄｔ（ｔａｎ^－１（ｉ_ｑ ^＊ _ｔｄ／ｉ_ｄ ^＊））”は、すべり周波数指令の過渡値を表し、図２および図３に示したｄ軸電流Ｉ_ｄと一次電流ｉ_１との位相角θ_φの時間微分値を表す。

【0047】

周波数推定演算部７ａ３は、式（１２）に示されるように、ｄ軸の二次磁束指令値φ_２ｄ ^＊と、ｍ軸の電圧指令値ｖ_ｍｃ ^＊＊および電流検出値ｉ_ｍｃと、ｔ軸の電流検出値ｉ_ｔｃと、すべり周波数指令値ω_ｓ ^＊＊と、出力周波数指令値ω_１ ^＊と、位相推定角θ_ｍｔｃと、誘導モータ１の電気回路パラメータとを用いて、誘導モータ１の速度推定値ω_ｒ ^＾を算出する。誘導モータ１の電気回路パラメータには、式（７）でも述べた、Ｒ１^＊、Ｒ２’^＊、Ｌσ^＊、Ｍ^＊、Ｌ２^＊が含まれる。また、Ｔ_ｏｂｓは、周波数推定演算部７ａ３を構成する外乱オブザーバ内に含まれるフィルタの時定数である。

【0048】

【数12】

【0049】

ここで、式（１２）において、周波数推定演算部７ａ３は、ｍ－ｔ座標での指令値や検出値に基づいて、速度推定値ω_ｒ ^＾を演算している。この場合、式（１２）内の“（Ｒ１^＊＋Ｒ２’^＊）ｉ_ｍｃ”において、電流検出値ｉ_ｍｃは、図３から分かるように略ゼロとなる。一方、仮に、ｄ－ｑ座標での指令値や検出値に基づいて、速度推定値ω_ｒ ^＾を演算した場合、電流検出値ｉ_ｍｃの代わりに用いられる電流検出値（ｉ_ｄｃ）は、略ゼロとはならない。したがって、ｄ－ｑ座標ではなくｍ－ｔ座標を用いることで、一次抵抗値Ｒ１^＊の誤差に対して低感度となり、速度推定値ω_ｒ ^＾を高精度に算出することが可能になる。

【0050】

加算部７ａ４は、式（１３）に示されるように、速度推定値ω_ｒ ^＾にすべり周波数指令値ω_ｓ ^＊＊を加算することで、出力周波数指令値ω_１ ^＊を算出する。位相推定演算部７ａ５は、式（１４）に示されるように、出力周波数指令値ω_１ ^＊を積分することで、誘導モータ１の磁束軸の位相推定値θ_ｄｃを演算する。この磁束軸の位相推定値θ_ｄｃを基準位相として、センサレス制御が実行される。

【0051】

【数13】

【0052】

【数14】

【0053】

＜速度制御特性の検証結果＞
図５および図６は、特許文献１に示される演算式を用いてすべり周波数指令値を算出した場合における、速度のステップ応答特性の一例を示す図である。図５および図６には、すべり周波数指令値の演算に、式（１）を用いた場合の特性が示される。また、図５には、速度制御系の応答角周波数ω_ＡＳＲを、誘導モータ１の二次時定数Ｔ_２の逆数である“１／Ｔ_２ ^”（ｒａｄ／ｓ）に設定した場合の特性が示される。速度制御系の応答角周波数ω_ＡＳＲは、式（６）に示した速度制御の比例ゲインＫｐ＿ＡＳＲおよび積分ゲインＫｉ＿ＡＳＲの値によって定められる。

【0054】

図５に示されるように、時刻Ａ点において、速度指令値ω_ｒ ^＊をステップ状に３Ｈｚ変化させると、当該速度指令値ω_ｒ ^＊の変化に応じて、誘導モータ１の速度ω_ｒも変化する。速度ω_ｒは、時刻Ｂ点において最大となり、時刻Ｃ点では一旦減少するが、時刻Ｄ点まで増加していることがわかる。すなわち、誘導モータ１の速度ω_ｒに振動が生じていることがわかる。

【0055】

一方、図６には、速度制御系の応答角周波数ω_ＡＳＲを、図５の場合よりも高い“５／Ｔ_２ ^”（ｒａｄ／ｓ）に設定した場合の特性が示される。応答角周波数ω_ＡＳＲを高くすることで、速度指令値ω_ｒ ^＊の変化に対して誘導モータ１の速度ω_ｒの応答を高めることができる_。ただし、図６における速度ω_ｒは、図５の場合と比べて、最大の速度となる時刻Ｅ点から、大きく振動している。そして、この振動は、図５の場合よりも長い時刻Ｆ点まで継続している。

【0056】

このように、特許文献１の方式を用いた場合、振動等の観点で、速度制御系の応答を高めることは困難であった。その要因として、ｄ－ｑ座標での磁束は、すべり周波数ω_ｓとは無関係に一定であるのに対して、ｍ－ｔ座標での磁束は、すべり周波数ω_ｓに応じて変化することが挙げられる。具体的には、ｄ軸上の磁束φ_２ｄは、“Ｍ×ｉ_ｄ”であり、ｑ軸上の磁束φ_２ｑはゼロである。一方、ｍ軸上の磁束φ_ｍは“ω_ｓ×Ｔ_２×φ_ｔ”であり、ｔ軸上の磁束φ_ｔは“Ｍ×ｉ_ｔ－ω_ｓ×Ｔ_２×φ_ｍ”である。

【0057】

すなわち、ｍ－ｔ座標での磁束φｍ、φｔ、詳細には二次磁束は、すべり周波数ω_ｓに応じて二次時定数Ｔ_２相当の時間をかけて変化したのち定常状態となる。このため、特に、速度制御系の応答角周波数ω_ＡＳＲを“１／Ｔ_２ ^”程度よりも高くすると、二次磁束が二次時定数Ｔ_２相当の時間をかけて変化している過渡状態において、速度制御が不安定となり、図６に示されるような振動が発生する。

【0058】

そこで、すべり指令演算部７ａ２は、定常値“ｉ_ｑ ^＊ _ｔｄ／（Ｔ_２ｉ_ｄ ^＊）”からなる式（１）ではなく、定常値と過渡値“ｄ／ｄｔ（ｔａｎ^－１（ｉ_ｑ ^＊ _ｔｄ／ｉ_ｄ ^＊））”とからなる式（１１）を用いてすべり周波数指令値ω_ｓ ^＊＊を算出する。すなわち、すべり指令演算部７ａ２は、過渡状態においては、ｑ軸の遅延後電流指令値ｉ_ｑ ^＊ _ｔｄおよびｄ軸の電流指令値ｉ_ｄ ^＊の変化に追従する過渡値、ここでは位相角θ_φの微分値を用いて、すべり周波数指令値ω_ｓ ^＊＊を補正する。

【0059】

図７および図８は、実施の形態１による演算式を用いてすべり周波数指令値を算出した場合における、速度のステップ応答特性の一例を示す図である。図７および図８には、すべり周波数指令値の演算に、式（１１）を用いた場合の特性が示される。また、図７には、図６の場合と同様に、応答角周波数ω_ＡＳＲを“５／Ｔ_２ ^”（ｒａｄ／ｓ）に設定した場合の特性が示され、図８には、応答角周波数ω_ＡＳＲをさらに高め、“１０／Ｔ_２ ^”（ｒａｄ／ｓ）に設定した場合の特性が示される。

【0060】

図６に示した特性と図７に示した特性との比較から分かるように、実施の形態１の方式を用いることで、誘導モータ１の速度ω_ｒの振動を抑制または防止することができる。応答角周波数ω_ＡＳＲをより高めた場合であっても、図８に示されるように、誘導モータ１の速度ω_ｒの振動を抑制または防止することができる。このように、実施の形態１の方式を用いることで、速度応答を高くしても、誘導モータ１の速度ω_ｒに振動を生じさせずに、安定した速度制御を実現できる。

【0061】

＜すべり周波数の観測方法＞
図９は、誘導モータにおけるすべり周波数の観測方法の一例を説明する図である。図９において、誘導モータ１を駆動する電力変換装置２０には、電圧検出器２１および電流検出器２２が取り付けられ、誘導モータ１のシャフトにはエンコーダ２３を取り付けられる。また、ｄｑ軸の電圧・電流計算部２４およびすべり計算部２５を備えた計算機等が設けられる。

【0062】

ｄｑ軸の電圧・電流計算部２４には、第１ステップとして、電圧検出器２１によって検出された三相交流の電圧検出値ｖ_ｕｃ、ｖ_ｖｃ、ｖ_ｗｃと、電流検出器２２によって検出された三相交流の電流検出値ｉ_ｕｃ、ｉ_ｖｃ、ｉ_ｗｃと、エンコーダ２３によって検出された位置θとが入力される。ｄｑ軸の電圧・電流計算部２４は、これらの入力を用いて、ｄ軸およびｑ軸のベクトル電圧成分ｖ_ｄｃ ^＾、ｖ_ｑｃ ^＾およびベクトル電流成分ｉ_ｄｃ ^＾、ｉ_ｑｃ ^＾を算出し、さらに、位置θを微分することで速度検出値ω_ｒｃを算出する。

【0063】

そして、ｄｑ軸の電圧・電流計算部２４は、第２ステップとして、算出したベクトル電圧成分ｖ_ｄｃ ^＾、ｖ_ｑｃ ^＾およびベクトル電流成分ｉ_ｄｃ ^＾、ｉ_ｑｃ ^＾と、誘導モータ１の電気回路パラメータとを用いて、式（１５）あるいは式（１６）により、出力周波数指令値ω_１ ^＾を演算する。誘導モータ１の電気回路パラメータには、例えば、汎用インバータに搭載されているオフライン・オートチューニングの結果あるいは設計値等が用いられる。

【0064】

【数15】

【0065】

【数16】

【0066】

すべり計算部２５は、出力周波数指令値ω_１ ^＾と速度検出値ω_ｒｃとを用いて、式（１７）により第１のすべり周波数値ω_ｓ ^＾を演算する。また、すべり計算部２５は、式（１１）に相当する式（１８）により第２のすべり周波数値ω_ｓ ^＾＾を算出する。ここで、実施の形態１の電力変換装置２０を用いている場合、第１のすべり周波数値ω_ｓ ^＾は、第２のすべり周波数値ω_ｓ ^＾＾に一致することになる。

【0067】

【数17】

【0068】

【数18】

【0069】

＜電力変換装置の主要部の概略構成＞
図１０は、図１および図４に示される電力変換装置２０において、主要部を抽出した構成例を示すブロック図である。図１０において、電力変換器２は、静止座標での電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊に基づき、直流電力を交流電力に変換して誘導モータ１へ出力する。コントローラＣＴは、ベクトル制御によって静止座標での電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊を算出する。概略的には、コントローラＣＴは、すべり指令演算部７ａ２を用いて、式（１１）に従い、ｄ軸電流ｉ_ｄとｑ軸電流ｉ_ｑと二次時定数Ｔ_２とによって定められるすべり周波数の定常値に、ｄ軸電流ｉ_ｄおよびｑ軸電流ｉ_ｑを用いた微分演算によって定められる過渡値を加算することですべり周波数指令値ω_ｓ ^＊＊を算出する。

【0070】

ここで、式（１１）では、ｄ軸電流ｉ_ｄおよびｑ軸電流ｉ_ｑとして、ｄ軸の電流指令値ｉ_ｄ ^＊およびｑ軸の遅延後電流指令値ｉ_ｑ ^＊ _ｔｄが用いられるが、これに限らず、例えば、ｄ軸の電流検出値ｉ_ｄｃおよびｑ軸の電流検出値ｉ_ｑｃ等が用いられてもよい。すなわち、理想的には、ｄ軸の電流検出値ｉ_ｄｃおよびｑ軸の電流検出値ｉ_ｑｃを用いて演算するのが望ましい。ただし、検出値は指令値に比べて不安定になり得るため、ここでは、指令値が用いられる。また、ｑ軸の電流指令値ｉ_ｑ ^＊をｑ軸の電流検出値ｉ_ｑｃにより近づけるため、ｑ軸の遅延後電流指令値ｉ_ｑ ^＊ _ｔｄが用いられる。

【0071】

そして、コントローラＣＴは、加算部７ａ４を用いて、すべり周波数指令値ω_ｓ ^＊＊に、誘導モータ１の速度値、例えば速度推定値ω_ｒ ^＾を加算することで出力周波数指令値ω_１ ^＊を算出する。速度値は、検出または算出によって得られる。すなわち、速度値は、図１に示したような速度センサレスベクトル制御を行う場合には、算出によって得られる速度推定値ω_ｒ ^＾であるが、速度センサ付きベクトル制御を行う場合には、検出によって得られる速度検出値である。

【0072】

一方、コントローラＣＴは、座標変換部１１を用いて、ｄ軸の電流指令値ｉ_ｄ ^＊およびｑ軸の電流指令値ｉ_ｑ ^＊を座標変換することで、ｍ軸の電流指令値ｉ_ｍ ^＊およびｔ軸の電流指令値ｉ_ｔ ^＊を算出する。また、コントローラＣＴは、座標変換部６を用いて、ｄ軸の電流検出値ｉ_ｄｃおよびｑ軸の電流検出値ｉ_ｑｃを座標変換することで、ｍ軸の電流検出値ｉ_ｍｃおよびｔ軸の電流検出値ｉ_ｔｃを算出する。

【0073】

そして、コントローラＣＴは、ｍｔ軸ベクトル制御演算部１３を用いて、ｍ軸の電流指令値ｉ_ｍ ^＊およびｔ軸の電流指令値ｉ_ｔ ^＊と、ｍ軸の電流検出値ｉ_ｍｃおよびｔ軸の電流検出値ｉ_ｔｃと、出力周波数指令値ω_１ ^＊とに基づいて、ｍ軸の電圧指令値ｖ_ｍｃ ^＊＊およびｔ軸の電圧指令値ｖ_ｔｃ ^＊＊を算出する。すなわち、ｍｔ軸ベクトル制御演算部１３は、式（７）を演算する。そして、コントローラＣＴは、ｍ軸の電圧指令値ｖ_ｍｃ ^＊＊およびｔ軸の電圧指令値ｖ_ｔｃ ^＊＊を、座標変換部１４、１５を用いて順次座標変換することで、静止座標での電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊を算出する。

【0074】

＜実施の形態１の主要な効果＞
以上、実施の形態１の方式では、すべり周波数指令値ω_ｓ ^＊＊の演算に過渡値を含ませることで、速度応答を高くしても、振動等が生じない安定した速度制御を実現することが可能になる。すなわち、高精度かつ高応答な速度制御が実現可能になる。さらに、ｍ－ｔ座標を用いて誘導モータ１の速度を推定することで、誘導モータ１内の一次抵抗値が巻線温度により変化することで生じるトルク抜けやトルク脈動を抑制することができ、高精度かつ安定した速度制御が実現可能になる。

【0075】

（実施の形態２）
＜周波数推定および位相演算部の詳細＞
図１１は、実施の形態２による電力変換装置において、図１における周波数推定および位相演算部７の詳細な構成例を示すブロック図である。図１１に示される周波数推定および位相演算部７ｂは、図４に示した構成例とは、すべり指令演算部７ｂ２の処理内容が異なっている。図４では、すべり周波数指令値ω_ｓ ^＊＊の演算に、ｄｑ軸の電流指令値を用いた位相角θ_φに対する逆正接“ｔａｎ^－１”の演算が必要とされたが、図１１では、逆正接“ｔａｎ^－１”の演算が必要とされない。

【0076】

具体的には、すべり指令演算部７ｂ２は、ロウパスフィルタ（Ｌ．Ｐ．Ｆ）７ａ１からのｑ軸の遅延後電流指令値ｉ_ｑ ^＊ _ｔｄと、ｄ軸の電流指令値ｉ_ｄ ^＊と、二次時定数Ｔ_２とを用いて、式（１９）に従いすべり周波数指令値ω_ｓ ^＊＊を算出する。式（１９）は、式（１１）における逆正接“ｔａｎ^－１”の微分演算を展開したものであり、式（１１）と等価である。

【0077】

【数19】

【0078】

＜実施の形態２の主要な効果＞
以上、実施の形態２の方式を用いることで、実施の形態１で述べた各種効果と同様の効果が得られる。さらに、コントローラＣＴ内に、演算テーブル等を設けることなく、すべり周波数指令値ω_ｓ ^＊＊を算出できる。すなわち、逆正接“ｔａｎ^－１”を演算するためには、通常、予め定めた演算テーブル等を参照することが必要とされるが、実施の形態２の方式では、このような演算テーブルの参照が不要となる。

【0079】

（実施の形態３）
＜周波数推定および位相演算部の詳細＞
図１２は、実施の形態３による電力変換装置において、図１における周波数推定および位相演算部７の詳細な構成例を示すブロック図である。図１２に示される周波数推定および位相演算部７ｃは、図４に示した構成例とは、すべり指令演算部７ｃ２の処理内容が異なっている。図１２でも、図１１の場合と同様に、すべり周波数指令値ω_ｓ ^＊＊の演算に、逆正接“ｔａｎ^－１”の演算は必要とされない。

【0080】

すべり指令演算部７ｃ２は、ロウパスフィルタ（Ｌ．Ｐ．Ｆ）７ａ１からのｑ軸の遅延後電流指令値ｉ_ｑ ^＊ _ｔｄと、ｄ軸の電流指令値ｉ_ｄ ^＊と、二次時定数Ｔ_２と、ｔ軸の電流指令値ｉ_ｔ ^＊とを用いて、式（２０）に従いすべり周波数指令値ω_ｓ ^＊＊を算出する。式（２０）は、式（１９）における“ｉ_ｄ ^＊２＋ｉ_ｑ ^＊ _ｔｄ ^２”を“ｉ_ｔ ^＊２”に置き換えたものであり、式（１９）と等価である。

【0081】

【数20】

【0082】

＜実施の形態３の主要な効果＞
以上、実施の形態３の方式を用いることで、実施の形態１、２で述べた各種効果と同様の効果が得られる。また、“ｉ_ｄ ^＊２＋ｉ_ｑ ^＊ _ｔｄ ^２”を“ｉ_ｔ ^＊２”に置き換えることで、実施の形態２の場合よりも演算を簡素化できる。

【0083】

（実施の形態４）
＜周波数推定および位相演算部の詳細＞
図１３は、実施の形態４による電力変換装置において、図１における周波数推定および位相演算部７の詳細な構成例を示すブロック図である。図１３に示される周波数推定および位相演算部７ｄは、図４に示した構成例とは、すべり指令演算部７ｄ２の処理内容が異なっている。図１３でも、図１１の場合と同様に、すべり周波数指令値ω_ｓ ^＊＊の演算に、逆正接“ｔａｎ^－１”の演算は必要とされない。

【0084】

すべり指令演算部７ｄ２は、ロウパスフィルタ（Ｌ．Ｐ．Ｆ）７ａ１からのｑ軸の遅延後電流指令値ｉ_ｑ ^＊ _ｔｄと、ｄ軸の電流指令値ｉ_ｄ ^＊と、二次時定数Ｔ_２とを用いて、式（２１）に従いすべり周波数指令値ω_ｓ ^＊＊を算出する。式（２１）は、式（１１）における“ｔａｎ^－１（ｉ_ｑ ^＊ _ｔｄ／ｉ_ｄ ^＊）”を“ｉ_ｑ ^＊ _ｔｄ／ｉ_ｄ ^＊”に近似したものである。

【0085】

【数21】

【0086】

＜実施の形態４の主要な効果＞
以上、実施の形態４の方式を用いることで、実施の形態１、２で述べた各種効果と同様の効果が得られる。また、実施の形態３の場合と比較して、演算をより簡素化できる。ただし、演算精度の観点では、実施の形態１、２、３の方式を用いる方が望ましい。

【0087】

（実施の形態５）
＜モータ制御システムの概略＞
図１４は、実施の形態５によるモータ制御システムの構成例を示すブロック図である。図１では、速度センサレス制御が用いられたが、図１４では、速度センサ付き制御が用いられる。そのため、図１４では、誘導モータ１にエンコーダ１ａが設置される。エンコーダ１ａは、誘導モータ１の位相を検出し、検出結果を表すエンコーダ信号θ_ｅｎｃを出力する。また、図１４では、図１における周波数推定および位相演算部７の代わりに、周波数検出および位相演算部７ｅが設けられる。周波数検出および位相演算部７ｅは、エンコーダ信号θ_ｅｎｃに基づいて誘導モータ１の速度値を検出する。

【0088】

＜周波数推定および位相演算部の詳細＞
図１５は、図１４における周波数検出および位相演算部７ｅの詳細な構成例を示すブロック図である。図１５に示される周波数検出および位相演算部７ｅでは、図４に示した構成例と比較して、周波数推定演算部７ａ３の代わりに周波数検出部７ｅ３が設けられ、さらに、ホールド回路７ｅ６が設けられる。ホールド回路７ｅ６は、現在の検出周期でのエンコーダ信号θ_ｅｎｃ［ｎ］をホールドすることで、前回の検出周期でのエンコーダ信号θ_ｅｎｃ［ｎ－１］を出力する。

【0089】

周波数検出部７ｅ３は、現在の検出周期でのエンコーダ信号θ_ｅｎｃ［ｎ］と前回の検出周期でのエンコーダ信号θ_ｅｎｃ［ｎ－１］とを用いて、式（２２）に従い、誘導モータ１の速度を速度検出値ω_ｒｃとして検出する。式（２２）において、ｔ_ｓｍｐは、速度の検出周期の値である。速度検出値ω_ｒｃは、図１、図４等に示した速度推定値ω_ｒ ^＾の代わりに用いられる。

【0090】

【数22】

【0091】

＜実施の形態５の主要な効果＞
以上、実施の形態５の方式を用いることで、実施の形態１で述べた各種効果と同様の効果が得られる。すなわち、速度センサレス制御に限らず速度センサ付き制御を用いる場合であっても同様の効果が得られる。なお、実施の形態５の方式は、勿論、実施の形態２、３、４の方式と組み合わせることが可能である。

【0092】

（実施の形態６）
＜モータ制御システムの概略＞
図１６は、実施の形態６によるモータ制御システムの構成例を示すブロック図である。例えば、図１等の構成例では、コントローラＣＴ、例えばマイクロコントローラ等に誘導モータ１の電気回路パラメータを予め固定的に設定する方式が用いられた。一方、図１６では、上位制御装置であり、例えば、クラウドコンピュータ等によって実現されるＩｏＴコントローラ１６が設けられる。

【0093】

ＩｏＴコントローラ１６は、コントローラＣＴを含んだ電力変換装置に通信回線を介して接続され、電力変換装置を制御する。詳細には、ＩｏＴコントローラ１６は、コントローラＣＴ内で算出された制御の状態量を、通信回線を介して入力し、機械学習によって電気回路パラメータを算出し、算出した電気回路パラメータを、通信回線を介してコントローラＣＴに再設定する。

【0094】

図１６では、簡略的に、図１０に示したコントローラＣＴが示される。ＩｏＴコントローラ１６は、コントローラＣＴ内で算出された制御の状態量として、例えば、ｍ軸およびｔ軸の電圧指令値ｖ_ｍｃ ^＊＊、ｖ_ｔｃ ^＊＊および電流検出値ｉ_ｍｃ、ｉ_ｔｃと、速度推定値ω_ｒ ^＾と、すべり周波数指令値ω_ｓ ^＊＊とを入力する。ＩｏＴコントローラ１６は、これらの入力を用いて機械学習を行うことで、例えば式（７）に相当する誘導モータ１の状態方程式を満たすように、誘導モータ１の電気回路パラメータ（Ｒ１^＊、Ｒ２’^＊、Ｌσ^＊、Ｍ^＊、Ｌ２^＊）を逐次修正する。そして、ＩｏＴコントローラ１６は、修正後の電気回路パラメータを、ｍｔ軸ベクトル制御演算部１３等に再設定することで、コントローラＣＴをフィードバック制御する。

【0095】

＜実施の形態６の主要な効果＞
以上、実施の形態６の方式を用いることでも、実施の形態１等で述べた効果と同様の効果が得られる。さらに、機械学習によって、誘導モータ１の電気回路パラメータをより正確に定めることが可能になるため、結果として、誘導モータ１の速度制御をより高精度化することが可能になる。

【0096】

（実施の形態７）
＜モータ制御システムの概略＞
図１７は、実施の形態７によるモータ制御システムの構成例を示すブロック図である。図１７において、誘導モータ１は、例えば、ファン、ポンプ、クレーン等の産業機器を駆動する。電力変換装置２０は、コントローラＣＴと、電力変換器２と、ユーザインタフェースの一つであるデジタル・オペレータ２０ｂとを有する一つの筐体で構成される。ここでは、簡易的に、図１０に示したコントローラＣＴに、図１に示した速度制御演算部１０を追加した構成が示される。コントローラＣＴは、例えば、マイクロコントローラやプログラマブル・ロジック・コントローラ等によって実現される。

【0097】

具体的には、コントローラＣＴは、主に、マイクロコントローラやプログラマブル・ロジック・コントローラに内蔵されたプロセッサが、内蔵されたメモリに格納されたプログラムを実行することで実現される。ただし、コントローラＣＴは、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）やＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）等によって実現されてもよい。

【0098】

電力変換器２は、例えば、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴ等のスイッチング素子を含んだ三相インバータ回路等によって実現される。スイッチング素子は、Ｓｉ（シリコン）半導体素子であっても、ＳｉＣ（シリコンカーバイト）やＧａＮ（ガリュームナイトライド）などのワイドバンドギャップ半導体素子であってもよい。なお、図１に示した電流検出器４は、例えば、電流検出用の抵抗素子またはカレントトランスと、その検出値をディジタル値に変換するアナログディジタル変換器との組み合わせによって実現される。

【0099】

また、図１７には、パーソナル・コンピュータ２６、タブレット２７、スマートフォン２８などのユーザ端末が示される。ユーザは、このようなユーザ端末を用いて、または、電力変換装置２０のデジタル・オペレータ２０ｂを用いて、コントローラＣＴに各種パラメータを設定することが可能となっている。例えば、電力変換装置２０は、このようなユーザ端末と、ローカル・エリア・ネットワーク等を介して直接接続されるか、または、図１６に示したようなＩｏＴコントローラ１６を介して間接的に接続される。

【0100】

ユーザは、ユーザ端末およびローカル・エリア・ネットワーク等を介して、コントローラＣＴに、誘導モータ１の制御パラメータや電気回路パラメータ等を設定することができる。この例では、ユーザは、ユーザ端末を介して、コントローラＣＴ内の速度制御演算部１０に、速度制御系の応答角周波数ω_ＡＳＲ、すなわち式（６）に示される速度制御の比例ゲインＫｐ＿ＡＳＲ、積分ゲインＫｉ＿ＡＳＲや、誘導モータ１に対する速度指令値ω_ｒ ^＊等を指示している。

【0101】

なお、図１７には、実施の形態１の方式を前提とした構成が示されるが、実施の形態２～６のいずれかの方式を前提とした構成であってもよい。また、実施の形態１～６では、式（１１）、式（１９）～式（２１）に示したように、すべり周波数指令値ω_ｓ ^＊＊の算出には、ｄ軸の電流指令値ｉ_ｄ ^＊およびｑ軸の遅延後電流指令値ｉ_ｑ ^＊ _ｔｄが用いられたが、ｄ軸およびｑ軸の電流検出値ｉ_ｄｃ、ｉ_ｑｃが用いられてもよい。

【0102】

また、実施の形態１～６では、式（８）に示したように、ｍ軸およびｔ軸の電流指令値ｉ_ｍ ^＊、ｉ_ｔ ^＊と、電流検出値ｉ_ｍｃ、ｉ_ｔｃとを用いて電圧補正値Δｖ_ｍ ^＊、Δｖ_ｔ ^＊が算出された。そして、式（９）に示したように、電圧基準値ｖ_ｍｃ ^＊、ｖ_ｔｃ ^＊に電圧補正値Δｖ_ｍ ^＊、Δｖ_ｔ ^＊を加算することで、ｍ軸およびｔ軸の電圧指令値ｖ_ｍｃ ^＊＊、ｖ_ｔｃ ^＊＊が算出された。

【0103】

その代わりに、ｍ軸およびｔ軸の電流指令値ｉ_ｍ ^＊、ｉ_ｔ ^＊と、電流検出値ｉ_ｍｃ、ｉ_ｔｃとを用いて、式（２３）に従って、ｍ軸およびｔ軸の電圧指令値ｖ_ｍｃ ^＊＊＊、ｖ_ｔｃ ^＊＊＊が算出されてもよい。式（２３）において、Ｋｐ＿ｍ１は、ｍ軸の電流制御の比例ゲインであり、Ｋｉ＿ｍ１は、ｍ軸の電流制御の積分ゲインである。Ｋｐ＿ｔ１は、ｔ軸の電流制御の比例ゲインであり、Ｋｉ＿ｔ１は、ｔ軸の電流制御の積分ゲインである。

【0104】

【数23】

【0105】

あるいは、ｍ軸およびｔ軸の電流指令値ｉ_ｍ ^＊、ｉ_ｔ ^＊と、電流検出値ｉ_ｍｃ、ｉ_ｔｃとを用いて、式（２４）に従い、ｍ軸およびｔ軸の中間的な電流指令値ｉ_ｍ ^＊＊、ｉ_ｔ ^＊＊を算出してもよい。式（２４）において、Ｋｐ＿ｍ２は、ｍ軸の電流制御の比例ゲインであり、Ｋｉ＿ｍ２は、ｍ軸の電流制御の積分ゲインである。Ｋｐ＿ｔ２は、ｔ軸の電流制御の比例ゲインであり、Ｋｉ＿ｔ２は、ｔ軸の電流制御の積分ゲインである。

【0106】

【数24】

【0107】

式（２４）を用いた場合、さらに、速度推定値ω_ｒ ^＾と、出力周波数指令値ω_１ ^＊と、ｍ軸およびｔ軸の磁束指令値φ_ｍ ^＊、φ_ｔ ^＊と、誘導モータ１の電気回路パラメータ（Ｒ^＊、Ｌσ^＊、Ｍ^＊、Ｌ２^＊）とを用いて、式（２５）に従い、ｍ軸およびｔ軸の電圧指令値ｖ_ｍｃ ^＊＊＊＊、ｖ_ｔｃ ^＊＊＊＊が算出される。式（２５）において、Ｒ^＊は、式（７）を参照して“Ｒ１^＊＋Ｒ２’^＊”であり、Ｔ_ＡＣＲは、電流制御の遅れに相当する時定数である。

【0108】

【数25】

【0109】

あるいは、ｍ軸およびｔ軸の電流指令値ｉ_ｍ ^＊、ｉ_ｔ ^＊と、電流検出値ｉ_ｍｃ、ｉ_ｔｃとを用いて、式（２６）に従い、ｍ軸の比例演算成分の電圧補正値Δｖ_ｍｐ ^＊および積分演算成分の電圧補正値Δｖ_ｍｉ ^＊と、ｔ軸の比例演算成分の電圧補正値Δｖ_ｔｐ ^＊および積分演算成分の電圧補正値Δｖ_ｔｉ ^＊を算出してもよい。式（２６）において、Ｋｐ＿ｍ３は、ｍ軸の電流制御の比例ゲインであり、Ｋｉ＿ｍ３は、ｍ軸の電流制御の積分ゲインである。Ｋｐ＿ｔ３は、ｔ軸の電流制御の比例ゲインであり、Ｋｉ＿ｔ３は、ｔ軸の電流制御の積分ゲインである。

【0110】

【数26】

【0111】

式（２６）を用いた場合、さらに、速度推定値ω_ｒ ^＾と、出力周波数指令値ω_１ ^＊と、ｍ軸およびｔ軸の磁束指令値φ_ｍ ^＊、φ_ｔ ^＊と、誘導モータ１の電気回路パラメータとを用いて、式（２７）従い、ｍ軸およびｔ軸の電圧指令値ｖ_ｍｃ ^{＊＊＊＊＊}、ｖ_ｔｃ ^{＊＊＊＊＊}が算出される。式（２７）において、電気回路パラメータは、式（２５）の場合と同様である。

【0112】

【数27】

【0113】

＜実施の形態７の主要な効果＞
以上、実施の形態７の方式を用いることでも、実施の形態１等で述べた効果と同様の効果が得られる。特に、誘導モータ１の用途に応じて、ユーザによって速度制御系の応答角周波数ω_ＡＳＲが変更された場合であっても、振動等が生じない安定した速度制御を実現することが可能になる。

【0114】

以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能である。例えば、前述した実施の形態は、本発明を分かり易く説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施の形態の構成の一部を他の実施の形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施の形態の構成に他の実施の形態の構成を加えることも可能である。また、各実施の形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。

【符号の説明】

【0115】

１…誘導モータ、２…電力変換器、３…直流電源、４…電流検出器、５…座標変換部、６…座標変換部、７、７ａ～７ｄ…周波数推定および位相演算部、７ａ１…ロウパスフィルタ、７ａ２～７ｄ２…すべり指令演算部、７ｅ…周波数検出および位相演算部、８…基準位相演算部、９…励磁電流・磁束設定部、１０…速度制御演算部、１１…座標変換部、１２…座標変換部、１３…ｍｔ軸ベクトル制御演算部、１４…座標変換部、１５…座標変換部、１６…ＩｏＴコントローラ、２０…電力変換装置、２３…エンコーダ、ＣＴ…コントローラ、ｉ_ｄ ^＊…ｄ軸の電流指令値、ｉ_ｑ ^＊…ｑ軸の電流指令値、ｉ_ｑ ^＊ _ｔｄ…ｑ軸の遅延後電流指令値、ｉ_ｄｃ…ｄ軸の電流検出値、ｉ_ｑｃ…ｑ軸の電流検出値、ｖ_ｄｃ ^＊＊…ｄ軸の電圧指令値、ｖ_ｑｃ ^＊＊…ｑ軸の電圧指令値、ｉ_ｍ ^＊…ｍ軸の電流指令値、ｉ_ｔ ^＊…ｔ軸の電流指令値、ｉ_ｍｃ…ｍ軸の電流検出値、ｉ_ｔｃ…ｔ軸の電流検出値、ｖ_ｍｃ ^＊＊…ｍ軸の電圧指令値、ｖ_ｔｃ ^＊＊…ｔ軸の電圧指令値、ω_ｒ ^＊…速度指令値、ω_ｒ ^＾…速度推定値、ω_ｒｃ…速度検出値、ω_ｓ ^＊＊…すべり周波数指令値、ω_１ ^＊…出力周波数指令値、ω_ＡＳＲ…速度制御系の応答角周波数、ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊…三相の交流電圧指令値、ｉ_ｕｃ、ｉ_ｖｃ、ｉ_ｗｃ…三相の電流検出値

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】