特開 2024-81530 ＤＣＤＣコンバータの制御装置、プログラム

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2024081530

(43)【公開日】2024-06-18

(54)【発明の名称】ＤＣＤＣコンバータの制御装置、プログラム

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/155 20060101AFI20240611BHJP

【ＦＩ】

H02M3/155 P

H02M3/155 K

【審査請求】未請求

【請求項の数】4

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2022195216

(22)【出願日】2022-12-06

(71)【出願人】

【識別番号】000004695

【氏名又は名称】株式会社ＳＯＫＥＮ

(71)【出願人】

【識別番号】000004260

【氏名又は名称】株式会社デンソー

(74)【代理人】

【識別番号】100121821

【弁理士】

【氏名又は名称】山田 強

(74)【代理人】

【識別番号】100139480

【弁理士】

【氏名又は名称】日野 京子

(74)【代理人】

【識別番号】100125575

【弁理士】

【氏名又は名称】松田 洋

(74)【代理人】

【識別番号】100175134

【弁理士】

【氏名又は名称】北 裕介

(74)【代理人】

【識別番号】100207859

【弁理士】

【氏名又は名称】塩谷 尚人

(72)【発明者】

【氏名】冨田 健児

(72)【発明者】

【氏名】清水 隆弘

(72)【発明者】

【氏名】上田 祐輔

【テーマコード（参考）】

5H730

【Ｆターム（参考）】

5H730AA14

5H730AS04

5H730AS17

5H730BB14

5H730BB57

5H730DD03

5H730DD04

5H730FD01

5H730FD11

5H730FD41

5H730FF09

5H730FG05

(57)【要約】

【課題】スイッチのスイッチング制御に用いられるデューティ比の算出精度を高めることができるＤＣＤＣコンバータの制御装置及びプログラムを提供する。
【解決手段】制御装置５０は、リアクトル３０に流れる電流を検出する電流センサ４２の電流検出値に基づいて、リアクトル３０に流れる電流の１スイッチング周期における時間平均値である平均電流値を算出し、平均電流値の指令値に基づいて、電流不連続モードのデューティ比を算出し、算出したデューティ比に基づいて、スイッチ３１のスイッチング制御を行う。制御装置５０は、過去の複数のスイッチング周期において算出したデューティ比及び平均電流値に基づいて、平均電流値とデューティ比との関係情報を算出し、算出した関係情報及び指令値に基づいて、次回のスイッチング周期におけるデューティ比を算出する。
【選択図】 図１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

スイッチ（３１）及びリアクトル（３０）を備えるＤＣＤＣコンバータ（１０，１００）に適用され、
前記リアクトルへの磁気エネルギの蓄積及び前記リアクトルからの磁気エネルギの放出を前記スイッチのスイッチング制御によって繰り返すことにより、入力電圧を変圧して出力するＤＣＤＣコンバータの制御装置（５０）において、
前記リアクトルに流れる電流を検出する電流検出部（４２）の電流検出値に基づいて、前記リアクトルに流れる電流の１スイッチング周期における時間平均値である平均電流値を算出する電流算出部（６０）と、
前記平均電流値の指令値に基づいて、電流不連続モードのデューティ比を算出するデューティ比算出部と、
算出した前記デューティ比に基づいて、前記スイッチのスイッチング制御を行うスイッチ制御部（５２，６３）と、
を備え、
前記デューティ比算出部は、
過去の複数のスイッチング周期において算出した前記デューティ比及び前記平均電流値に基づいて、前記平均電流値と前記デューティ比との関係情報（α，β）を算出し、
算出した前記関係情報及び前記指令値に基づいて、次回のスイッチング周期における前記デューティ比を算出する、ＤＣＤＣコンバータの制御装置。

【請求項2】

前記デューティ比算出部は、過去のスイッチング周期である第１周期において算出した前記デューティ比及び前記平均電流値と、過去のスイッチング周期であって前記第１周期よりも前の第２周期において算出した前記デューティ比及び前記平均電流値とに基づいて、前記関係情報を算出し、
前記関係情報は、前記デューティ比を独立変数とするとともに前記平均電流値を従属変数とする数式における前記独立変数の係数情報（α）、及び前記数式における切片情報（β）である、請求項１に記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置。

【請求項3】

前記デューティ比算出部は、
前記ＤＣＤＣコンバータの入力電圧及び出力電圧を検出する電圧検出部の入力電圧検出値及び出力電圧検出値を取得し、
前記電流検出値に基づいて、前記リアクトルの推定インダクタンス値を算出し、
現在のスイッチング周期における前記入力電圧検出値、前記出力電圧検出値及び前記推定インダクタンス値と、前記第１周期における前記入力電圧検出値、前記出力電圧検出値及び前記推定インダクタンス値とに基づいて、次回のスイッチング周期における前記デューティ比を補正する、請求項２に記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置。

【請求項4】

スイッチ（３１）、リアクトル（３０）及びコンピュータ（５１）を備えるＤＣＤＣコンバータ（１０，１００）に適用され、
前記リアクトルへの磁気エネルギの蓄積及び前記リアクトルからの磁気エネルギの放出を前記スイッチのスイッチング制御によって繰り返すことにより、前記ＤＣＤＣコンバータの入力電圧を変圧して出力させるためのプログラムにおいて、
前記コンピュータに、
前記リアクトルに流れる電流を検出する電流検出部（４２）の電流検出値に基づいて、前記リアクトルに流れる電流の１スイッチング周期における時間平均値である平均電流値を算出する処理と、
前記平均電流値の指令値に基づいて、電流不連続モードのデューティ比を算出するデューティ比算出処理と、
算出した前記デューティ比に基づいて、前記スイッチのスイッチング制御を行う処理と、
を実行させ、
前記デューティ比算出処理は、
過去の複数のスイッチング周期において算出した前記デューティ比及び前記平均電流値に基づいて、前記平均電流値と前記デューティ比との関係情報（α，β）を算出し、
算出した前記関係情報及び前記指令値に基づいて、次回のスイッチング周期における前記デューティ比を算出する処理である、プログラム。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、ＤＣＤＣコンバータの制御装置及びプログラムに関する。

【背景技術】

【0002】

従来、スイッチ及びリアクトルを備えるＤＣＤＣコンバータが知られている。このコンバータの制御装置としては、特許文献１に記載されているように、リアクトルに流れる電流値を検出する電流検出部の電流検出値と、リアクトルの想定インダクタンス値とに基づいて、次回のスイッチング周期における電流不連続モードのデューティ比を算出するものが知られている。

【0003】

デューティ比の算出に用いるリアクトルの想定インダクタンス値と、リアクトルの実際のインダクタンス値との間に誤差が発生し得ることに鑑み、制御装置は、デューティ比の補正値を算出する。これにより、上記誤差がデューティ比の算出精度に及ぼす影響の抑制を図っている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【特許文献1】特開２０１５－１９４４８号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

電流検出部の電流検出値とリアクトルに流れる実際の電流値との間に誤差が生じ得る。この電流検出誤差に起因して、スイッチのスイッチング制御に用いられるデューティ比が適正な値からずれ得る。

【0006】

本発明は、スイッチのスイッチング制御に用いられるデューティ比の算出精度を高めることができるＤＣＤＣコンバータの制御装置及びプログラムを提供することを主たる目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0007】

本発明は、スイッチ及びリアクトルを備えるＤＣＤＣコンバータに適用され、
前記リアクトルへの磁気エネルギの蓄積及び前記リアクトルからの磁気エネルギの放出を前記スイッチのスイッチング制御によって繰り返すことにより、入力電圧を変圧して出力するＤＣＤＣコンバータの制御装置において、
前記リアクトルに流れる電流を検出する電流検出部の電流検出値に基づいて、前記リアクトルに流れる電流の１スイッチング周期における時間平均値である平均電流値を算出する電流算出部と、
前記平均電流値の指令値に基づいて、電流不連続モードのデューティ比を算出するデューティ比算出部と、
算出した前記デューティ比に基づいて、前記スイッチのスイッチング制御を行うスイッチ制御部と、
を備え、
前記デューティ比算出部は、
過去の複数のスイッチング周期において算出した前記デューティ比及び前記平均電流値に基づいて、前記平均電流値と前記デューティ比との関係情報を算出し、
算出した前記関係情報及び前記指令値に基づいて、次回のスイッチング周期における前記デューティ比を算出する。

【0008】

過去の複数のスイッチング周期において算出されたデューティ比及び平均電流値によれば、電流検出誤差を含む平均電流値とデューティ比との関係を把握することができる。この点に鑑み、本発明は上記デューティ比算出部を備えている。これにより、電流検出部の電流検出値に電流検出誤差が含まれる場合であっても、電流不連続モードのデューティ比の算出精度を高めることができる。

【図面の簡単な説明】

【0009】

【図1】第１実施形態に係るＤＣＤＣコンバータを含む制御システムの全体構成を示す図。

【図2】電流不連続モードにおけるスイッチング態様及びリアクトル電流値の推移を示すタイムチャート。

【図3】電流臨界モードにおけるスイッチング態様及びリアクトル電流値の推移を示すタイムチャート。

【図4】電流連続モードにおけるスイッチング態様及びリアクトル電流値の推移を示すタイムチャート。

【図5】リアクトル平均電流値及びデューティ比等の関係を示す図。

【図6】制御装置が実行する電流不連続モードにおける処理のブロック図。

【図7】ＤＣＤＣコンバータの制御処理を示すフローチャート。

【図8】第１実施形態の効果を示す図。

【図9】第１実施形態の効果を示す図。

【図10】第１実施形態の効果を示す図。

【図11】第１実施形態の効果を示す図。

【図12】第２実施形態に係るＤＣＤＣコンバータの制御処理を示すフローチャート。

【図13】第３実施形態に係るＤＣＤＣコンバータの制御処理を示すフローチャート。

【図14】その他の実施形態に係る制御システムの全体構成を示す図。

【発明を実施するための形態】

【0010】

図面を参照しながら、複数の実施形態を説明する。複数の実施形態において、機能的に及び／又は構造的に対応する部分及び／又は関連付けられる部分には同一の参照符号、又は百以上の位が異なる参照符号が付される場合がある。対応する部分及び／又は関連付けられる部分については、他の実施形態の説明を参照することができる。

【0011】

＜第１実施形態＞
以下、本発明に係る制御装置を具体化した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

【0012】

図１に示すように、ＤＣＤＣコンバータ１０は、高電位側入力端子ＴＨｉ及び低電位側入力端子ＴＬｉから入力された電圧を昇圧して高電位側出力端子ＴＨｏ及び低電位側出力端子ＴＬｏから出力する非絶縁型の昇圧コンバータである。ＤＣＤＣコンバータ１０は、リアクトル３０、スイッチ３１、ダイオード３２及びコンデンサ３３を備えている。本実施形態において、スイッチ３１は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。なお、スイッチ３１は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴに限らず、例えば、フリーホイールダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴであってもよい。

【0013】

リアクトル３０の第１端には、高電位側入力端子ＴＨｉを介して直流電源２０の正極端子が接続されている。リアクトル３０の第２端には、スイッチ３１のドレインと、ダイオード３２のアノードとが接続されている。スイッチ３１のソースには、低電位側入力端子ＴＬｉを介して直流電源２０の負極端子が接続されている。直流電源２０は、蓄電池又は燃料電池等である。

【0014】

ダイオード３２のカソードには、コンデンサ３３の第１端と、高電位側出力端子ＴＨｏとが接続されている。コンデンサ３３の第２端には、スイッチ３１のソース、低電位側入力端子ＴＬｉ及び低電位側出力端子ＴＬｏが接続されている。高電位側出力端子ＴＨｏには、蓄電池２１の正極端子が接続され、蓄電池２１の負極端子には、低電位側出力端子ＴＬｏが接続されている。蓄電池２１は、充放電可能な２次電池であり、例えばリチウムイオン蓄電池又はニッケル水素蓄電池である。

【0015】

ＤＣＤＣコンバータ１０は、入力電圧検出部である入力電圧センサ４０、出力電圧検出部である出力電圧センサ４１、及び電流検出部である電流センサ４２を備えている。入力電圧センサ４０は、ＤＣＤＣコンバータ１０の入力電圧を検出し、出力電圧センサ４１は、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力電圧を検出する。電流センサ４２は、リアクトル３０に流れる電流値を検出する。各センサ４０～４２の検出値は、ＤＣＤＣコンバータ１０が備える制御装置５０に入力される。

【0016】

制御装置５０は、マイコン５１を主体として構成され、マイコン５１は、ＣＰＵを備えている。マイコン５１が提供する機能は、実体的なメモリ装置に記録されたソフトウェア及びそれを実行するコンピュータ、ソフトウェアのみ、ハードウェアのみ、あるいはそれらの組合せによって提供することができる。例えば、マイコン５１がハードウェアである電子回路によって提供される場合、それは多数の論理回路を含むデジタル回路、又はアナログ回路によって提供することができる。例えば、マイコン５１は、自身が備える記憶部としての非遷移的実体的記録媒体（non-transitory tangible storage medium）に格納されたプログラムを実行する。プログラムには、例えば、後述する図７等に示す処理のプログラムが含まれる。プログラムが実行されることにより、プログラムに対応する方法が実行される。記憶部は、例えば不揮発性メモリである。なお、記憶部に記憶されたプログラムは、例えばＯＴＡ（Over The Air）等、インターネット等の通信ネットワークを介して更新可能である。

【0017】

制御装置５０は、電流不連続モード及び電流連続モードの中から制御モードを選択してスイッチ３１のスイッチング制御を行う。

【0018】

電流不連続モードは、図２に示すように、スイッチ３１の１スイッチング周期Ｔｓにおいてリアクトル３０に流れる電流値が０になる期間が発生する制御モードである。制御装置５０は、電流不連続モードのデューティ比Ｄｕｔｙを算出し、算出したデューティ比Ｄｕｔｙに基づいてスイッチ３１のスイッチング制御を行う。デューティ比Ｄｕｔｙは、１スイッチング周期Ｔｓにおけるスイッチ３１のオン期間Ｔｏｎの比率（Ｔｏｎ／Ｔｓ＝Ｄｕｔｙ）を定める値である。制御装置５０は、１スイッチング周期Ｔｓのうち、「Ｄｕｔｙ×Ｔｓ」の期間においてスイッチ３１をオンし、「（１－Ｄｕｔｙ）×Ｔｓ」の期間においてスイッチ３１をオフする。スイッチ３１のオン期間においては、リアクトル３０に流れる電流値が漸増し、リアクトル３０に磁気エネルギが蓄積される。スイッチ３１のオフ期間においては、リアクトル３０に蓄積された磁気エネルギが放出され、リアクトル３０に流れる電流値が減少して０になる。これにより、１スイッチング周期Ｔｓにおいて、リアクトル３０に流れる電流値の時間推移波形は、理想的には、三角波状の波形になった後、０に維持される波形となる。

【0019】

電流連続モードは、図４に示すように、スイッチ３１の１スイッチング周期Ｔｓにおいて、リアクトル３０の第１端側から第２端側へと電流が流れ続ける制御モードである。制御装置５０は、電流連続モードのデューティ比Ｄｕｔｙを算出し、算出したデューティ比Ｄｕｔｙに基づいてスイッチ３１のスイッチング制御を行う。なお、電流連続モードのデューティ比Ｄｕｔｙは、例えば下式（ｅｑ１）に基づいて算出されればよい。

【0020】

【数1】

上式（ｅｑ１）において、ＶＬｍｅｓは、現在のスイッチング周期において入力電圧センサ４０により検出された入力電圧検出値であり、ＶＨｍｅｓは、現在のスイッチング周期において出力電圧センサ４１により検出された出力電圧検出値であり、Ｋｐはフィードバック項の比例ゲインである。また、Ｉｒｅｆは、リアクトル３０に流れる平均電流値の指令値を示す。平均電流値は、リアクトル３０に流れる電流の１スイッチング周期Ｔｓにおける時間平均値である。制御装置５０に入力される指令値Ｉｒｅｆは、例えば、１スイッチング周期Ｔｓ毎に更新される。また、Ｉｍｅｓは、電流センサ４２により検出されたリアクトル３０に流れる電流値（以下、電流検出値ＩＬｍｅｓ）に基づいて算出された、リアクトル３０に流れる平均電流値（以下、平均電流検出値）である。ちなみに、上式（ｅｑ１）における右辺のフィードバック項は必須ではない。

【0021】

なお、電流不連続モードと電流連続モードとの境界は、図３に示す電流臨界モードとなる。電流臨界モードは、リアクトル３０に流れる電流値が低下して０になるタイミングにおいてスイッチ３１がオンに切り替えられる制御モードである。

【0022】

ところで、電流不連続モードにおけるデューティ比Ｄｕｔｙの算出には、電流検出値ＩＬｍｅｓが用いられる。電流検出値ＩＬｍｅｓには電流検出誤差が含まれる。この電流検出誤差がＤＣＤＣコンバータ１０の制御に及ぼす影響を抑制するように、制御装置５０は、電流不連続モードのデューティ比Ｄｕｔｙを算出する。以下、このデューティ比Ｄｕｔｙの算出方法について説明する。

【0023】

電流不連続モードのデューティ比Ｄｕｔｙの基本的な算出式は、下式（ｅｑ２）で表される。下式（ｅｑ２）において、Ｌｓはリアクトル３０のインダクタンス値を示し、ｆｓｗはスイッチ３１のスイッチング周波数（＝１／Ｔｓ）を示す。

【0024】

【数2】

ここで、上式（ｅｑ２）を電流値について解き、電流検出誤差があることを考慮すると、下式（ｅｑ３）が導かれる。下式（ｅｑ３）において、Ｉｅｒｒは、図５の平均電流値及びデューティ比Ｄｕｔｙの関係に示すように、デューティ比Ｄｕｔｙが０の場合における平均電流検出値Ｉｍｅｓと指令値Ｉｒｅｆとのオフセット電流誤差である。

【0025】

【数3】

上式（ｅｑ３）の右辺において、デューティ比Ｄｕｔｙに乗算される係数には、ＶＨｒｅ，ＶＬｒｅ，Ｌｓｒｅが含まれている。ＶＨｒｅは実際の出力電圧を示し、ＶＬｒｅは実際の入力電圧を示し、Ｌｓｒｅはリアクトル３０の実際のインダクタンス値を示す。

【0026】

図５には、指令値Ｉｒｅｆを一定速度で漸増させた場合における指令値Ｉｒｅｆ及び平均電流検出値の関係を示す。図５に示す例では、指令値Ｉｒｅｆの上昇速度と平均電流検出値の上昇速度とが相違しており、具体的には、指令値Ｉｒｅｆの上昇速度よりも平均電流検出値の上昇速度の方が高い。これは、平均電流検出値の算出に用いられた電流検出値ＩＬｍｅｓにゲイン誤差が含まれるためである。

【0027】

上式（ｅｑ３）を下式（ｅｑ４）のように表す。下式（ｅｑ４）は、デューティ比Ｄｕｔｙを独立変数とするとともに平均電流検出値Ｉｍｅｓを従属変数とする関係情報である。下式（ｅｑ４）において、独立変数の係数情報であるαは補正係数であり、切片情報であるβはオフセット補正値である。

【0028】

【数4】

図５に示すように、あるスイッチング周期である第１周期における平均電流検出値Ｉｍｅｓ＿ａ及びデューティ比Ｄｕｔｙａと、第１周期とは異なるスイッチング周期である第２周期における平均電流検出値Ｉｍｅｓ＿ｂ及びデューティ比Ｄｕｔｙｂとの関係と、上式（ｅｑ４）とから、下式（ｅｑ５）が導かれる。なお、図５には、デューティ比Ｄｕｔｙａに対応する指令値をＩｒｅｆ＿ａで示し、デューティ比Ｄｕｔｙｂに対応する指令値をＩｒｅｆ＿ｂで示す。

【0029】

【数5】

上式（ｅｑ５）を補正係数α及びオフセット補正値βについて解くと、下式（ｅｑ６）が導かれる。

【0030】

【数6】

つまり、異なる２つの第１，第２周期における平均電流検出値及びデューティ比に基づいて、補正係数α及びオフセット補正値βを算出することができる。

【0031】

本実施形態において、制御装置５０は、現在のスイッチング周期よりも１つ前のスイッチング周期（以下、前回のスイッチング周期。「第１周期」に相当）において算出した平均電流検出値Ｉｍｅｓ１及びデューティ比Ｄｕｔｙ１と、現在のスイッチング周期よりも２つ前のスイッチング周期（以下、前々回のスイッチング周期。「第２周期」に相当）において算出した平均電流検出値Ｉｍｅｓ２及びデューティ比Ｄｕｔｙ２と、上式（ｅｑ６）とに基づいて、補正係数α及びオフセット補正値βを算出する。平均電流検出値Ｉｍｅｓ１は、前回のスイッチング周期において検出された複数の電流検出値ＩＬｍｅｓに基づいて算出され、平均電流検出値Ｉｍｅｓ２は、前々回のスイッチング周期において検出された複数の電流検出値ＩＬｍｅｓに基づいて算出される。

【0032】

ここで、補正係数αは、上式（ｅｑ３）に示すように、出力電圧ＶＨｒｅ、入力電圧ＶＬｒｅ及びインダクタンス値Ｌｓｒｅに依存する。前回のスイッチング周期から現在のスイッチング周期に至るまでに各電圧ＶＨｒｅ，ＶＬｒｅ及びインダクタンス値Ｌｓｒｅが変化すると、補正係数αの算出精度が低下し得る。インダクタンス値Ｌｓｒｅは、リアクトル３０に流れる電流値に応じて変化し得る。

【0033】

そこで、各電圧ＶＨｒｅ，ＶＬｒｅ及びインダクタンス値Ｌｓｒｅの変化が補正係数αの算出精度に及ぼす影響を抑制するために、下式（ｅｑ７）に示す現在のスイッチング周期における補正パラメータγと、下式（ｅｑ８）に示す前回のスイッチング周期における補正パラメータγ１とを算出する。「γ／γ１」により示される補正係数は、各電圧ＶＨｒｅ，ＶＬｒｅ及びインダクタンス値Ｌｓｒｅの変化が補正係数αの算出精度に及ぼす影響を抑制するためのパラメータである。そして、補正係数α、オフセット補正値β、補正係数「γ／γ１」及び下式（ｅｑ９）に基づいて、電流不連続モードのデューティ比Ｄｕｔｙを算出する。

【0034】

下式（ｅｑ７）において、ＶＨｍｅｓは現在のスイッチング周期における出力電圧検出値であり、ＶＬｍｅｓは現在のスイッチング周期における入力電圧検出値であり、Ｌｓは現在のスイッチング周期におけるリアクトル３０の推定インダクタンス値である。下式（ｅｑ８）において、ＶＨｍｅｓ１は前回のスイッチング周期における出力電圧検出値であり、ＶＬｍｅｓ１は前回のスイッチング周期における入力電圧検出値であり、Ｌｓ１は１つ前のスイッチング周期におけるリアクトル３０の推定インダクタンス値である。

【0035】

【数7】

【0036】

【数8】

【0037】

【数9】

図６に、制御装置５０により実行される電流不連続モードの制御ブロック図を示す。

【0038】

制御装置５０において、平均電流算出部６０は、電流検出値ＩＬｍｅｓに基づいて、現在のスイッチング周期Ｔｓにおける平均電流検出値Ｉｍｅｓを算出する。リアクトル３０に流れる電流値は、１スイッチング周期Ｔｓにおいて電流センサ４２により複数（例えば十数個）回サンプリングされる。平均電流検出値Ｉｍｅｓは、スイッチング周期毎に算出され、制御装置５０が備える記憶部（メモリ）に記憶される。

【0039】

補正値算出部６１は、前回のスイッチング周期において算出した平均電流検出値Ｉｍｅｓ１及びデューティ比Ｄｕｔｙ１と、前々回のスイッチング周期において算出した平均電流検出値Ｉｍｅｓ２及びデューティ比Ｄｕｔｙ２と、上式（ｅｑ６）とに基づいて、補正係数α及びオフセット補正値βを算出する。補正係数α及びオフセット補正値βは、スイッチング周期毎に算出され、更新される。

【0040】

算出部６２は、現在のスイッチング周期における出力電圧検出値ＶＨｍｅｓ及び入力電圧検出値ＶＬｍｅｓと、現在のスイッチング周期におけるリアクトル３０の推定インダクタンス値Ｌｓと、上式（ｅｑ７）とに基づいて、補正パラメータγを算出する。ここで、現在のスイッチング周期における推定インダクタンス値Ｌｓは、例えば、平均電流検出値及び推定インダクタンス値が紐付けられたインダクタンスマップ情報又は数式情報と、現在のスイッチング周期における平均電流検出値Ｉｍｅｓとに基づいて算出されればよい。

【0041】

算出部６２は、前回のスイッチング周期における出力電圧検出値ＶＨｍｅｓ１及び入力電圧検出値ＶＬｍｅｓ１と、前回のスイッチング周期におけるリアクトル３０の推定インダクタンス値Ｌｓ１と、上式（ｅｑ８）とに基づいて、補正パラメータγ１を算出する。ここで、前回のスイッチング周期における推定インダクタンス値Ｌｓ１は、例えば、上記インダクタンスマップ情報又は数式情報と、前回のスイッチング周期における平均電流検出値Ｉｍｅｓ１とに基づいて算出されればよい。

【0042】

算出部６２は、算出したγ，γ１と、算出した補正係数α及びオフセット補正値βと、指令値Ｉｒｅｆと、上式（ｅｑ９）とに基づいて、現在のスイッチング周期におけるデューティ比Ｄｕｔｙを算出する。このデューティ比Ｄｕｔｙは、次回のスイッチング周期におけるスイッチ３１のオン期間を定める値となる。

【0043】

電流制御部６３は、算出されたデューティ比Ｄｕｔｙに基づいて、スイッチ３１の駆動指令Ｓｇを算出し、算出した駆動指令Ｓｇを駆動回路５２に出力する。駆動指令Ｓｇは、スイッチ３１のオン指令及びオフ指令からなる。駆動回路５２は、駆動指令Ｓｇに基づいて、スイッチ３１のスイッチング制御を行う。

【0044】

ちなみに、本実施形態において、駆動回路５２及び電流制御部６３が「スイッチ制御部」に相当し、補正値算出部６１及び算出部６２が「デューティ比算出部」に相当する。

【0045】

図７に、制御装置５０により実行されるリアクトル電流制御の手順を示す。

【0046】

ステップＳ１０では、現在のスイッチング周期における指令値Ｉｒｅｆを取得する。

【0047】

ステップＳ１１では、平均電流算出部６０により、１スイッチング周期Ｔｓにおいて取得した複数の電流検出値ＩＬｍｅｓに基づいて、現在のスイッチング周期Ｔｓにおける平均電流検出値Ｉｍｅｓを算出する。また、現在のスイッチング周期における出力電圧検出値ＶＨｍｅｓ及び入力電圧検出値ＶＬｍｅｓを取得する。

【0048】

ステップＳ１２では、次回のスイッチング周期における制御モードが電流不連続モード又は電流連続モードのどちらであるかを判定する。具体的には例えば、現在のスイッチング周期における平均電流検出値Ｉｍｅｓが判定値以下であると判定した場合、電流不連続モードであると判定し、平均電流検出値Ｉｍｅｓが判定値を超えたと判定した場合、電流連続モードであると判定すればよい。

【0049】

ステップＳ１２において電流連続モードであると判定した場合には、ステップＳ１３に進み、電流連続モードのデューティ比Ｄｕｔｙを算出する。例えば、現在のスイッチング周期における出力電圧検出値ＶＨｍｅｓ及び入力電圧検出値ＶＬｍｅｓと、上式（ｅｑ１）とに基づいて電流連続モードのデューティ比Ｄｕｔｙを算出すればよい。

【0050】

ステップＳ１４では、ステップＳ１３において算出したデューティ比Ｄｕｔｙに基づいて、駆動指令Ｓｇを算出し、駆動回路５２に出力する。これにより、制御モードが電流連続モードとなるように、ステップＳ１３において算出されたデューティ比Ｄｕｔｙに基づいてスイッチ３１のスイッチング制御が実行される。

【0051】

ステップＳ１５では、ＤＣＤＣコンバータ１０の駆動停止指示がなされたか否かを判定する。駆動停止指示がなされていないと判定した場合には、ステップＳ１０に進む。

【0052】

ステップＳ１２において電流不連続モードであると判定した場合には、ステップＳ１６に進み、現在のスイッチング周期における推定インダクタンス値Ｌｓを算出する。また、現在のスイッチング周期における補正パラメータγ，γ１を算出する。

【0053】

ステップＳ１７では、第１条件及び第２条件の双方が成立しているか否かを判定する。

【0054】

第１条件は、前回のスイッチング周期において算出したデューティ比Ｄｕｔｙ１又は前々回のスイッチング周期において算出したデューティ比Ｄｕｔｙ２が０ではないとの条件である。第１条件は、上式（ｅｑ６）の右辺の行列式の分母が０になり、補正係数α及びオフセット補正値βが算出できなくなることを回避するための条件である。

【0055】

第２条件は、前回のスイッチング周期における補正パラメータγ１が正の値であるとの条件である。第２条件は、上式（ｅｑ９）の右辺において負の値の平方根となり、デューティ比Ｄｕｔｙが算出できなくなることを回避するための条件である。

【0056】

ステップＳ１７において第１条件及び第２条件の双方が成立していると判定した場合には、ステップＳ１８に進み、補正値算出部６１により補正係数α及びオフセット補正値βを算出し更新する。

【0057】

ステップＳ１９では、第３条件及び第４条件の双方が成立しているか否かを判定する。

【0058】

第３条件は、ステップＳ１０において取得した指令値Ｉｒｅｆが、ステップＳ１８において算出したオフセット補正値βよりも大きいとの条件である。第４条件は、ステップＳ１８において算出した補正係数αが０よりも大きいとの条件である。第３，第４条件は、上式（ｅｑ９）の右辺において負の値の平方根となり、デューティ比Ｄｕｔｙが算出できなくなることを回避するための条件である。

【0059】

ステップＳ１９において第３条件及び第４条件の双方が成立していると判定した場合には、ステップＳ２０に進み、算出部６２により電流不連続モードのデューティ比Ｄｕｔｙを算出する。続くステップＳ２１では、ステップＳ２０において算出したデューティ比Ｄｕｔｙに基づいて、駆動指令Ｓｇを算出し、駆動回路５２に出力する。これにより、制御モードが電流不連続モードとなるように、ステップＳ２０において算出されたデューティ比Ｄｕｔｙに基づいてスイッチ３１のスイッチング制御が実行される。

【0060】

ステップＳ１７において第１条件又は第２条件の少なくとも一方が成立していないと判定した場合には、ステップＳ２２に進み、前回のスイッチング周期において算出したオフセット補正値β１がステップＳ１０において取得した指令値Ｉｒｅｆ以上であるか否かを判定する。

【0061】

ステップＳ２２において指令値Ｉｒｅｆがオフセット補正値β１よりも大きいと判定した場合、又はステップＳ１９において第３条件及び第４条件の少なくとも一方が成立していないと判定した場合には、ステップＳ２３に進む。ステップＳ２３では、算出部６２において、前回のスイッチング周期において算出した補正係数α１及びオフセット補正値β１をデューティ比Ｄｕｔｙの算出に用いる。続くステップＳ２１では、ステップＳ２３において算出したデューティ比Ｄｕｔｙに基づいて、駆動指令Ｓｇを算出し、駆動回路５２に出力する。これにより、制御モードが電流不連続モードとなるように、ステップＳ２３において算出されたデューティ比Ｄｕｔｙに基づいてスイッチ３１のスイッチング制御が実行される。

【0062】

ステップＳ２２においてオフセット補正値β１が指令値Ｉｒｅｆ以上であると判定した場合には、ステップＳ２４に進み、電流不連続モードのデューティ比Ｄｕｔｙを０とする。このため、続くステップＳ２１において駆動指令Ｓｇがオフ指令に維持される。これにより、次回のスイッチング周期においてスイッチ３１がオフに維持される。

【0063】

図８～図１１に示す計算結果を用いて、比較例と対比しつつ、本実施形態の構成について説明する。図８～図１１に示す計算例では、指令値Ｉｒｅｆを一定速度で漸増させた場合の平均電流検出値の推移を示している。図８～図１１に示す比較例は、特許文献１に記載の方法を用いた場合の電流不連続モードの結果である。

【0064】

図８は、リアクトル３０の実際のインダクタンス値が制御で用いられるインダクタンス値よりも小さく、また、リアクトル３０に実際に流れる電流値よりも電流検出値ＩＬｍｅｓが大きくなる場合を示す。

【0065】

図８に示すように、本実施形態によれば、漸増する指令値Ｉｒｅｆに対して平均電流検出値Ｉｍｅｓが迅速に追従し、指令値Ｉｒｅｆと平均電流検出値Ｉｍｅｓとの誤差が非常に小さくなっている。これに対し、比較例では、指令値Ｉｒｅｆに対して平均電流検出値Ｉｍｅｓが迅速に追従することができず、電流制御の開始初期において指令値Ｉｒｅｆと平均電流検出値Ｉｍｅｓとの誤差が非常に大きくなってしまう。なお、図８に示す本実施形態の例において、電流制御の開始時に平均電流検出値Ｉｍｅｓが一定値になっているのは、オフセット誤差Ｉｅｒｒが含まれる電流検出値ＩＬｍｅｓが指令値Ｉｒｅｆ以上となる場合において、スイッチ３１がオフされるためである。

【0066】

図９に示す計算結果の計算条件は、図８に示す計算結果の計算条件に対して、リアクトル３０に実際に流れる電流値よりも電流検出値ＩＬｍｅｓが小さくなる点で異なっている。

【0067】

図９に示すように、本実施形態によれば、漸増する指令値Ｉｒｅｆに対して平均電流検出値Ｉｍｅｓが迅速に追従し、指令値Ｉｒｅｆと平均電流検出値Ｉｍｅｓとの誤差が非常に小さくなっている。これに対し、比較例では、指令値Ｉｒｅｆに対して平均電流検出値Ｉｍｅｓが迅速に追従することができず、指令値Ｉｒｅｆと平均電流検出値Ｉｍｅｓとの誤差が非常に大きくなってしまう。

【0068】

図１０は、リアクトル３０の実際のインダクタンス値が制御で用いられるインダクタンス値よりも大きく、また、リアクトル３０に実際に流れる電流値よりも電流検出値ＩＬｍｅｓが大きくなる場合を示す。

【0069】

図１０に示すように、本実施形態によれば、漸増する指令値Ｉｒｅｆに対して平均電流検出値Ｉｍｅｓが迅速に追従し、指令値Ｉｒｅｆと平均電流検出値Ｉｍｅｓとの誤差が非常に小さくなっている。これに対し、比較例では、指令値Ｉｒｅｆに対して平均電流検出値Ｉｍｅｓが迅速に追従することができず、指令値Ｉｒｅｆと平均電流検出値Ｉｍｅｓとの誤差が非常に大きくなってしまう。

【0070】

図１１に示す計算結果の計算条件は、図１０に示す計算結果の計算条件に対して、リアクトル３０に実際に流れる電流値よりも電流検出値ＩＬｍｅｓが小さくなる点で異なっている。

【0071】

図１１に示すように、本実施形態によれば、漸増する指令値Ｉｒｅｆに対して平均電流検出値Ｉｍｅｓが迅速に追従し、指令値Ｉｒｅｆと平均電流検出値Ｉｍｅｓとの誤差が非常に小さくなっている。これに対し、比較例では、指令値Ｉｒｅｆに対して平均電流検出値Ｉｍｅｓが迅速に追従することができず、指令値Ｉｒｅｆと平均電流検出値Ｉｍｅｓとの誤差が非常に大きくなってしまう。

【0072】

以上説明したように、本実施形態によれば、電流検出値ＩＬｍｅｓに電流検出誤差が含まれる場合であっても、電流不連続モードのデューティ比Ｄｕｔｙの算出精度を高めることができる。これにより、平均電流検出値Ｉｍｅｓを指令値Ｉｒｅｆに迅速に追従させることができ、電流不連続モードにおける電流制御性を高めることができる。

【0073】

＜第２実施形態＞
以下、第２実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、次回のスイッチング周期における制御モードが電流不連続モード又は電流連続モードのどちらであるかの判定方法が変更されている。

【0074】

図１２に、制御装置５０により実行されるリアクトル電流制御の手順を示す。なお、図１２において、先の図７に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。

【0075】

ステップＳ１１の処理の完了後、ステップＳ１６に進む。

【0076】

ステップＳ２０，Ｓ２３又はＳ２４の処理の完了後、ステップＳ３０に進み、デューティ閾値Ｄｔｈを算出する。デューティ閾値Ｄｔｈは、制御モードが電流不連続モードであるか電流連続モードであるかを判定するための閾値である。デューティ閾値Ｄｔｈは、例えば、電流不連続モードで取り得るデューティ比Ｄｕｔｙの上限値として算出されればよい。

【0077】

続くステップＳ３１では、ステップＳ２０，Ｓ２３又はＳ２４で算出したデューティ比Ｄｕｔｙがデューティ閾値Ｄｔｈよりも大きいか否かを判定する。ステップＳ３１においてデューティ比Ｄｕｔｙがデューティ閾値Ｄｔｈ以下であると判定した場合には、次回のスイッチング周期における制御モードが電流不連続モードであると判定し、ステップＳ２１に進む。一方、ステップＳ３１においてデューティ比Ｄｕｔｙがデューティ閾値Ｄｔｈよりも大きいと判定した場合には、次回のスイッチング周期における制御モードが電流連続モードであると判定し、ステップＳ１３に進む。この場合、電流不連続モードから電流連続モードへの切り替え判定に、電流不連続モードのデューティ比が用いられることとなる。

【0078】

＜第３実施形態＞
以下、第３実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、電流不連続モードにおいて、前回のスイッチング周期で算出されたＤｕｔｙ１に対して現在のスイッチング周期で算出されたデューティ比Ｄｕｔｙが大きく変化する場合、その変化を抑制する処理が実行される。

【0079】

図１３に、制御装置５０により実行されるリアクトル電流制御の手順を示す。なお、図１３において、先の図７に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。

【0080】

ステップＳ２０，Ｓ２３又はＳ２４の処理の完了後、ステップＳ４０に進み、変動許容値ΔＤを算出する。変動許容値ΔＤは、上式（ｅｑ２）により定まるデューティ比の前回のスイッチング周期からの変化量に基づいて定められる。具体的には例えば、変動許容値ΔＤは、下式（ｅｑ１０）により算出することができる。下式（ｅｑ１０）の係数Ｋｃ（＞０）は、例えば、３～５の間の値に設定されていればよい。なお、下式（ｅｑ１０）の右辺において、Ｉｒｅｆ１は前回のスイッチング周期における指令値Ｉｒｅｆである。

【0081】

【数10】

続くステップＳ４１では、現在のスイッチング周期において算出したデューティ比Ｄｕｔｙと前回のスイッチング周期において算出したデューティ比Ｄｕｔｙ１との差の絶対値が変動許容値ΔＤよりも大きいか否かを判定する。

【0082】

ステップＳ４１において否定判定した場合には、ステップＳ２１に進む。一方、ステップＳ４１において肯定判定した場合には、ステップＳ４２１に進み、前回のスイッチング周期において算出したデューティ比Ｄｕｔｙ１に変動許容値ΔＤを加算した値を、現在のスイッチング周期において算出したデューティ比Ｄｕｔｙとみなす。その後、ステップＳ２１に進む。

【0083】

以上説明した本実施形態によれば、ノイズ等の不正な影響が電流不連続モードのデューティ比Ｄｕｔｙの算出精度に及ぼす影響を抑制することができる。

【0084】

＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

【0085】

・上式（ｅｑ９）において補正係数「γ／γ１」が用いられなくてもよい。この場合、制御装置は、下式（ｅｑ１１）に基づいてデューティ比Ｄｕｔｙを算出すればよい。

【0086】

【数11】

・図１に示す構成において、蓄電池２１に代えて、電気負荷が出力端子ＴＨｏ，ＴＬｏに接続されていてもよい。この場合、ＤＣＤＣコンバータは、電流制御型のＤＣＤＣコンバータに代えて、制御装置の電流制御において電流マイナーループ制御が付加された電圧制御型のＤＣＤＣコンバータであってもよい。

【0087】

・制御システムとしては、図１に示した構成に限らず、例えば図１４に示す構成であってもよい。図１４に示す構成は、燃料電池９０を備える電気自動車のモータ駆動システムである。このシステムは、昇圧コンバータ１００、蓄電池９１、インバータ１１０及びモータ１２０を備えている。昇圧コンバータ１００は、燃料電池９０の出力電圧を昇圧してインバータ１１０に供給する。インバータ１１０は、昇圧コンバータ１００又は蓄電池９１の少なくとも一方から供給された直流電力を交流電力に変換してモータ１２０の電機子巻線に供給する。この構成において、本発明を昇圧コンバータ１００の電流制御に適用してもよい。

【0088】

・上式（ｅｑ６）に基づく算出処理において用いられるデューティ比及び平均電流検出値が、前回のスイッチング周期における値と、前々回のスイッチング周期における値とであったがこれに限らない。例えば、現在のスイッチング周期よりも１０個前までのスイッチング周期から、前回のスイッチング周期までのスイッチング周期の中から選択された過去の２つのスイッチング周期における値が用いられてもよい。例えば、前回のスイッチング周期における値と３つ前のスイッチング周期における値とが用いられたり、前々回のスイッチング周期における値と５つ前のスイッチング周期における値とが用いられたりしてもよい。ただし、過去の２つのスイッチング周期の間の長さが、過去の１つ目のスイッチング周期における平均電流値及びデューティ比の関係と、過去の２つ目のスイッチング周期における平均電流値及びデューティ比の関係とが大きく異ならないような長さになるように、過去の２つのスイッチング周期が選択されることが望ましい。

【0089】

・本発明が適用されるＤＣＤＣコンバータとしては、昇圧コンバータに限らず、入力電圧を降圧して出力する降圧コンバータや、昇圧機能及び降圧機能を有する昇降圧コンバータであってもよい。この場合であっても、昇圧コンバータに対応する上式（ｅｑ４）のように、降圧コンバータや昇降圧コンバータについて、デューティ比を独立変数とするとともに平均電流値を従属変数とする数式における独立変数の係数情報（具体的には、補正係数）、及び数式における切片情報（具体的には、オフセット補正値）を定めることができる。このため、降圧コンバータや昇降圧コンバータにおいても、過去の２つのスイッチング周期におけるデューティ比及び平均電流検出値に基づいて、係数情報及び切片情報を算出することができる。

【0090】

また、本発明が適用されるＤＣＤＣコンバータとしては、非絶縁型のものに限らず、トランスを備える絶縁型のものであってもよい。トランスは、入力側の１次側リアクトル及び出力側の２次側リアクトルを有している。絶縁型のＤＣＤＣコンバータは、例えば、フライバックコンバータ、フォワードコンバータ、プッシュプル方式のコンバータ又はフルブリッジ方式のコンバータであり、１次側にスイッチを備えている。

【0091】

例えば、フォワードコンバータの場合、２次側に、トランスの２次側リアクトルとは別のリアクトル（以下、特定リアクトル）が設けられる。フォワードコンバータにおいて、１次側のスイッチのオン期間において２次側の特定リアクトルに流れる電流値が漸増し、特定リアクトルに磁気エネルギが蓄積される。また、１次側のスイッチのオフ期間において特定リアクトルに流れる電流値が漸減して０になる。これにより、１スイッチング周期において、特定リアクトルに流れる電流値の時間推移波形が、三角波状の波形になった後、０に維持される波形となる。

【0092】

また例えば、フライバックコンバータの場合、１次側のスイッチのオン期間において、トランスを構成する１次側のリアクトルに流れる電流値が漸増し、１次側のリアクトル及びトランスのコアに磁気エネルギが蓄積される。また、１次側のスイッチのオフ期間において、蓄積されたエネルギが放出され、１次側のリアクトルに流れる電流値が漸減して０になる。これにより、１スイッチング周期において、１次側のリアクトルに流れる電流値の時間推移波形が、三角波状の波形になった後、０に維持される波形となる。

【0093】

・本開示に記載の制御部及びその手法は、コンピュータプログラムにより具体化された一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。あるいは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ以上の専用ハードウェア論理回路によってプロセッサを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。もしくは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリと一つ以上のハードウェア論理回路によって構成されたプロセッサとの組み合わせにより構成された一つ以上の専用コンピュータにより、実現されてもよい。また、コンピュータプログラムは、コンピュータにより実行されるインストラクションとして、コンピュータ読み取り可能な非遷移有形記録媒体に記憶されていてもよい。

【符号の説明】

【0094】

１０…ＤＣＤＣコンバータ、３０…リアクトル、３１…スイッチ、４２…電流センサ、５０…制御装置。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】