特開 2024-82155 ３相交流電動機の制御装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2024082155

(43)【公開日】2024-06-19

(54)【発明の名称】３相交流電動機の制御装置

(51)【国際特許分類】

   H02P 21/22 20160101AFI20240612BHJP

【ＦＩ】

H02P21/22

【審査請求】未請求

【請求項の数】4

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2022195912

(22)【出願日】2022-12-07

(71)【出願人】

【識別番号】000149066

【氏名又は名称】オークマ株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110001210

【氏名又は名称】弁理士法人ＹＫＩ国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】江口 悟司

【テーマコード（参考）】

5H505

【Ｆターム（参考）】

5H505AA18

5H505BB09

5H505DD03

5H505DD06

5H505EE41

5H505EE49

5H505GG01

5H505GG04

5H505HB01

5H505JJ03

5H505JJ17

5H505JJ23

5H505JJ24

5H505JJ26

5H505LL01

5H505LL22

5H505LL41

(57)【要約】

【課題】Ｉ－Ｐ制御の持つ、高い外乱抑制性能と安定性を維持しながら、ＰＩ制御と同等の高い指令追従性能を確保できるｑ軸電流制御器を具備した３相交流電動機の制御装置を提供する。
【解決手段】ｄ－ｑ軸制御によって３相交流電動機の電流を制御する制御装置１であって、位置指令値Ｘに基づいて算出された加速トルク指令値τ_ｆを入力の一つとし、ｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊に加算される制御器出力電圧Δｅ_ｑを出力する、ｑ軸電流制御器２を備え、前記ｑ軸電流制御器２は、前記加速トルク指令値τ_ｆに基づいて、前記加速トルク指令値τ_ｆに対応する電流指令値である加速ｑ軸電流指令値ｉ_ｑｆ ^＊を算出し、前記加速ｑ軸電流指令値ｉ_ｑｆ ^＊に、ＰＩ制御およびＩ－Ｐ制御の切替比率を示すＩＰ係数Ｋ_ＩＰと、ｑ軸比例ゲインＧ_ｑｐと、を乗算した値を、前記制御器出力電圧Δｅ_ｑに加算する。
【選択図】図２

【特許請求の範囲】

【請求項1】

ｄ－ｑ軸制御によって３相交流電動機の電流を制御する制御装置であって、
位置指令値に基づいて算出された加速トルク指令値を入力の一つとし、ｑ軸電圧指令値に加算される制御器出力電圧を出力する、ｑ軸電流制御器を備え、
前記ｑ軸電流制御器は、
前記加速トルク指令値に基づいて、前記加速トルク指令値に対応する電流指令値である加速ｑ軸電流指令値を算出し、
前記加速ｑ軸電流指令値に、ＰＩ制御およびＩ－Ｐ制御の切替比率を示すＩＰ係数と、ｑ軸比例ゲインと、を乗算した値を、前記制御器出力電圧に加算する、
ことを特徴とした３相交流電動機の制御装置。

【請求項2】

請求項１に記載の３相交流電動機の制御装置であって、
前記ＩＰ係数をＫ_ＩＰとした場合、
前記ｑ軸電流制御器は、さらに、
ｑ軸電流指令値とｑ軸電流検出値との偏差であるｑ軸電流誤差を（１－Ｋ_ＩＰ）倍した値を前記ｑ軸比例ゲインで増幅し、増幅後の値を前記制御器出力電圧に加算し、
前記ｑ軸電流検出値をＫ_ＩＰ倍した値を前記ｑ軸比例ゲインで増幅し、増幅後の値を前記制御器出力電圧から減算する、
ことを特徴とする３相交流電動機の制御装置。

【請求項3】

請求項１に記載の３相交流電動機の制御装置であって、
前記ｑ軸電流制御器は、さらに、
ｑ軸電流指令値とｑ軸電流検出値との偏差であるｑ軸電流誤差絶対値から前記ＩＰ係数の初期値を決定し、
前記ＩＰ係数の初期値に対して一次遅れ処理を施して、前記ＩＰ係数を出力し、
出力された前記ＩＰ係数に基づいて、前記ｑ軸比例ゲインおよびｑ軸積分ゲインを出力する、
ことを特徴とする３相交流電動機の制御装置。

【請求項4】

請求項１から３のいずれか１項に記載の３相交流電動機の制御装置であって、さらに、
前記位置指令値の時間微分して得られるサブ速度指令値を入力の一つとし、トルク指令値に加算される制御器出力トルクを出力する速度制御器を備え、
前記速度制御器は、
前記サブ速度指令値に、前記ＩＰ係数と、速度比例ゲインと、を乗算した値を、前記制御器出力トルクに加算する、
ことを特徴とした３相交流電動機の制御装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本明細書は、ＮＣ工作機械等の軸（例えば、送り軸や主軸等）、あるいは、一般産業機械における制御対象、それぞれの速度、位置、および、伝達トルクの少なくとも一つを、制御するために、３相交流電動機（例えば、同期電動機や誘導電動機等）を制御する制御装置を開示する。

【背景技術】

【0002】

一般に、ＮＣ工作機械の軸制御に用いられる制御装置では、アクチェータとして、３相交流電動機（以降、「交流電動機」あるいは「モータ」と呼ぶ）を適用し、上位装置より出力される位置指令値に対して、位置・速度・電流の多重制御ループを構成することで、十分な制御安定性と高い位置指令追従性能を実現している。

【0003】

図９は、３相交流電動機を駆動モータとして用いた、従来の制御装置２００の一例を示すブロック図である。以下、従来の制御装置２００について説明する。上位装置（図示しない）より、従来の制御装置２００に対して、位置指令値Ｘが出力される。モータ３００に締結された位置検出器３０１より出力されるモータ３００の回転角θｍは、モータに接続されて駆動される負荷３０２（駆動テーブルなど）の位置を示す位置検出値であり、減算器５０で位置指令値Ｘから減算され、その出力は位置偏差ＤＩＦとなる。

【0004】

位置偏差ＤＩＦは、位置偏差増幅器５２で位置ループゲインＫｐ倍に増幅される。一方で、位置指令値Ｘは、微分器５１（ｓはラプラス変換の演算子に相当する）で時間微分され、サブ速度指令値ω_ｆが出力される。加算器５３は、サブ速度指令値ω_ｆと位置偏差増幅器５２の出力を加算して、最終的な速度指令値ω_ｍ ^＊が出力される。

【0005】

微分器５４は、位置検出値θｍを時間微分して速度検出値ω_ｍを出力する。減算器５５では、速度指令値ω_ｍ ^＊から、速度検出値ω_ｍが減算される。減算器５５の出力である速度偏差Δω_ｍは、速度制御器５７でＰＩ（比例積分）増幅される。一方で、サブ速度指令値ω_ｆは、微分器５６で時間微分され、さらに、Ｊ倍されて、モータの加速トルク指令値τ_ｆとなる。なお、Ｊは、総慣性モーメント、すなわちモータ慣性モーメント＋負荷慣性モーメントである。加算器５８は、速度制御器５７の出力Δτ_ｃ（以下「制御器出力トルクΔτ_ｃ」と呼ぶ）と、加速トルク指令値τ_ｆを加算して、最終的なモータのトルク指令値τ_ｃ ^＊となる。

【0006】

ｄ－ｑ軸制御演算部６１は、永久磁石型同期電動機（一般に、表面磁石同期電動機（ＳＰＭＳＭ）と埋込磁石同期電動機（ＩＰＭＳＭ）に分類される）や、リラクタンス型同期電動機（ＳｙｎＲＭ）の場合は、モータのトルク指令値τ_ｃ ^＊に対して、モータのＮ－τ（速度－トルク）特性や、速度検出値ω_ｍなどから、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊とｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊を演算出力する。

【0007】

一方で、誘導電動機（ＩＭ）の場合は、ｄ－ｑ軸制御演算部６１は、当該誘導電動機の界磁弱め特性と速度検出値ω_ｍからｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊を、ｄ軸電流検出値ｉ_ｄからｄ軸２次磁束（φｄｒ／Ｍ）を演算し、トルク指令値τ_ｃ ^＊と、ｄ軸２次磁束（φｄｒ／Ｍ）から、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊を演算出力する。更に、ｄ軸電流検出値ｉ_ｄとｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊から、滑り角速度ωｓを演算し、後述する電気角速度ω_ｒｅと加算（図示しない）して、電流角速度ωと、その時間積分である電流位相角θを演算出力する。

【0008】

尚、ｄ－ｑ軸制御演算部６１より出力される、ｄ軸電圧フィードフォワードＶ_ｄｆｆと、ｑ軸電圧フィードフォワードＶ_ｑｆｆは、ｄ軸－ｑ軸間の非干渉化電圧補償値等で構成され（図示しない）、電流制御応答を改善するために利用される。

【0009】

位置検出値θｍは、乗算器５９で、モータ対極数ｐ倍されて、電気角θｒｅとなる。微分器６０は、電気角θｒｅを時間微分して、電気角速度ωｒｅを出力する。（通常、同期電動機では、電気角速度ωｒｅ＝電流角速度ωになる。）モータのＵ相電流ｉ_ｕと、Ｖ相電流ｉ_ｖは、Ｕ相電流検出回路７０とＶ相電流検出回路７１により検出される。

【0010】

尚、Ｗ相電流ｉ_ｗは、ｉ_ｗ＝－（ｉ_ｕ＋ｉ_ｖ）で算出できる。この様に、３相電流は、ｉ_ｕ＋ｉ_ｖ＋ｉ_ｗ＝０となるため、通常は、３相の内２相を検出して、残る１相は演算で算出することが多い。３相→ｄ－ｑ変換器６６は、Ｕ相電流ｉ_ｕとＶ相電流ｉ_ｖ及び電気角θｒｅ（ＩＭの場合は電流位相角θ）から、座標変換によって、ｄ軸電流検出値ｉ_ｄと、ｑ軸電流検出値ｉ_ｑを演算出力する。

【0011】

減算器６２は、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊からｄ軸電流検出値ｉ_ｄを減算して、ｄ軸電流誤差Δｉ_ｄを演算する。ｄ軸電流制御器６３は、ｄ軸電流誤差Δｉ_ｄをＰＩ（比例積分）増幅する誤差増幅器で、Δｅ_ｄはｄ軸電流制御器６３の出力電圧である。

【0012】

減算器６４は、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊からｑ軸電流検出値ｉ_ｑを減算して、ｑ軸電流誤差Δｉ_ｑを演算する。ｑ軸電流制御器６５は、ｑ軸電流誤差Δｉ_ｑを増幅する誤差増幅器で、Δｅ_ｑはｑ軸電流制御器６５の出力電圧（以下「制御器出力電圧Δｅ_ｑ」と呼ぶ）である。

【0013】

ｑ軸電流制御器６５の誤差増幅器としての動作は、一般的に、式（１）や式（２）で表現される。

【数1】

ここで、ｑ軸比例ゲインＧ_ｑｐ，ｑ軸積分ゲインＧ_ｑｉである。式（１）はＰＩ制御、式（２）はＩ－Ｐ制御と呼称される。

【0014】

図１０は、ｑ軸電流制御器６５の他の構成例を示したものである。ｑ軸電流誤差Δｉ_ｑは、増幅器８０で（１－Ｋ_ＩＰ）倍に増幅後、比例増幅器８１で比例ゲインＧ_ｑｐ倍に増幅される。一方で、ｑ軸電流誤差Δｉ_ｑは、積分ゲインＧ_ｑｉの積分増幅器８２で積分増幅され、加算器８３で比例増幅器８１の出力と加算される。ｑ軸電流検出値ｉ_ｑは、増幅器８４でＫ_ＩＰ倍に増幅後、比例増幅器８５で比例ゲインＧ_ｑｐ倍に増幅される。減算器８６は、加算器８３出力から、比例増幅器８５出力を減算し、制御器出力電圧Δｅ_ｑを出力する。

【0015】

図１０に示したｑ軸電流制御器６５の動作は、式（３）で表現できる。

【数2】

ここで、ＩＰ係数Ｋ_ＩＰは、制御状態に応じて、０≦Ｋ_ＩＰ≦１の範囲をとる変数で、Ｋ_ＩＰ＝０の時はＰＩ制御、Ｋ_ＩＰ＝１の時はＩ－Ｐ制御となる。

【0016】

加算器６７は、ｄ軸電流制御器６３の出力電圧Δｅ_ｄと、ｄ軸電圧フィードフォワードＶ_ｄｆｆを加算し、ｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊を出力する。同様に、加算器６８は、ｑ軸電流制御器６５の制御器出力電圧Δｅ_ｑと、ｑ軸電圧フィードフォワードＶ_ｑｆｆを加算し、ｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊を出力する。

【0017】

ｄ－ｑ→３相変換器６９は、ｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊と、ｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊及び電気角θｒｅ（ＩＭの場合は電流位相角θ）から、座標変換によって、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の電圧指令値に変換され、ＰＷＭインバータ（図示しない）で電力増幅されて、モータ駆動の相電圧（ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗ）を出力する。各出力相電圧は、モータの各相に印加され、各相電流が発生する。

【0018】

以上で、従来の制御装置２００の一例について、その構成を説明したが、制御対象である負荷３０２の位置検出値θｍを、位置指令値Ｘに従って高精度に制御するためには、最もマイナーループである電流制御ループにおいて、特に、トルクを制御するｑ軸電流制御器６５の制御性能を高く設定することが必要になる。

【0019】

以下、図１０を用いて、ｑ軸電制御ループの制御性能について説明する。一般的に、ＰＩ制御（Ｋ_ＩＰ＝０時）では、指令追従性能が高く、応答性に優れているため、サーボ用途向きである。しかしながら、制御ゲイン（Ｇ_ｑｐやＧ_ｑｉ）をアップすると、制御振動が発生し易く、安定性が低くなる。

【0020】

一方、Ｉ－Ｐ制御（Ｋ_ＩＰ＝１時）では、安定性が高く、電圧外乱を抑制するために、制御ゲインをアップしても、容易には制御振動を発生しないが、指令追従性能が低く、レギュレータ用途向きである。つまり、制御装置においては、十分な指令追従性能が達成できない。

【0021】

また、レギュレータ用途では、ｑ軸電流誤差Δｉ_ｑは小さく、サーボ用途では、Δｉ_ｑが大きくなる傾向から、ｑ軸電流誤差Δｉ_ｑの大きさ｜Δｉ_ｑ｜に従って、｜Δｉ_ｑ｜→小（０）だとＫ_ＩＰ→１に、｜Δｉ_ｑ｜→大だとＫ_ＩＰ→０にＩＰ係数Ｋ_ＩＰを可変制御する場合がある。しかしながら、近年の制御装置では、｜Δｉ_ｑ｜が大きくなる加減速時においても、指令追従性能のみならず、高い外乱抑制性能と安定性を合わせて求められることが増えている。

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0022】

３相交流電動機の電流制御にｄ－ｑ軸制御を用いた送り軸や主軸のトルク・速度・位置の制御装置において、Ｉ－Ｐ制御の持つ、高い外乱抑制性能と安定性を維持しながら、ＰＩ制御と同等の高い指令追従性能を確保できるｑ軸電流制御器を具備した３相交流電動機の制御装置を提供することである。

【課題を解決するための手段】

【0023】

３相交流電動機の加速トルク指令値τ_ｆより、加速ｑ軸電流指令値ｉ_ｑｆ ^＊を算出し、比例補償分として、Ｋ_ＩＰ・ｉ_ｑｆ ^＊・Ｇ_ｑｐを、ｑ軸電流制御器の制御器出力電圧Δｅ_ｑに加算する。

【発明の効果】

【0024】

本発明による３相交流電動機の制御装置では、ＩＰ係数Ｋ_ＩＰ＝１の条件下において、加速ｑ軸電流指令値ｉ_ｑｆ ^＊とｑ軸電流検出値ｉｑの差分（ｉ_ｑｆ ^＊－ｉ_ｑ）を、ｑ軸比例ゲインＧ_ｑｐで増幅して、ｑ軸電流制御器の比例成分とすることで、Ｉ－Ｐ制御の持つ、高い外乱抑制性能と安定性が維持でき、且つ、ｑ軸電流検出値ｉ_ｑに、加速ｑ軸電流指令値ｉ_ｑｆ ^＊に対する高い指令追従性能を与えることができる。

【0025】

更に、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊に含まれる、速度検出値ω_ｍに混入した機械振動成分は、Ｇ_ｑｐで増幅されない。このため、機械共振周波数に対するｑ軸電流制御器の応答ゲインは、ＰＩ制御に比較して大幅に低減でき、結果として、速度制御ループに挿入されるノッチフィルタなどの振動抑制フィルタ群を削減できる。

【図面の簡単な説明】

【0026】

【図1】本発明の３相交流電動機を駆動モータに用いた制御装置の構成例を示すブロック図である。

【図2】本発明のｑ軸電流制御器の構成例を示すブロック図である。

【図3】本発明の係数・ゲイン設定器の構成例を示すブロック図である。

【図4】本発明のｑ軸電流制御器の周波数特性を求めるためのブロック図モデルである。

【図5】本発明のｑ軸電流制御器のＫ_ＩＰ＝０における周波数特性の一例を示すグラフである。

【図6】本発明のｑ軸電流制御器のＫ_ＩＰ＝１における周波数特性の一例を示すグラフである。

【図7】本発明の３相交流電動機を駆動モータに用いた制御装置の第２の構成例を示すブロック図である。

【図8】本発明の速度制御器の構成例を示すブロック図である。

【図9】従来の３相交流電動機を駆動モータに用いた制御装置の構成例を示すブロック図である。

【図10】従来のｑ軸電流制御器の構成例を示すブロック図である。

【発明を実施するための形態】

【0027】

以下、本発明を実施するための最良の形態について例（以下実施例という）を用いて説明する。図１は、本発明による３相交流電動機の制御装置１の構成概要の一例を示すブロック図である。制御装置１は、例えば、プロセッサとメモリとを有するコンピュータである。制御装置１のうち、ｑ軸電流制御器２を除く部分は、これまでに説明した従来例と同様なため、同一の番号を付して、説明を省略する。

【0028】

ｑ軸電流制御器２は、ｄ－ｑ軸制御演算部６１の出力であるｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊と、加速トルク指令値τ_ｆと、ｑ軸電流検出値ｉ_ｑとを入力として、制御器出力電圧Δｅ_ｑを出力する。図２は、本発明のｑ軸電流制御器２の構成例を示すブロック図である。以降、この図２を用いて本発明における、ｑ軸電流制御器２の動作を説明する。

【0029】

ｑ軸電流制御器２は、従来のｑ軸電流制御器６５に比較して、τ_ｆ→ｉ_ｑｆ ^＊変換器３と、増幅器４と、加算器５と、を備える。τ_ｆ→ｉ_ｑｆ ^＊変換器３は、加速トルク指令値τ_ｆを入力として、加速ｑ軸電流指令値ｉ_ｑｆ ^＊を出力する。なお、加速トルク指令値τ_ｆは、位置指令値Ｘを２回時間微分した値に総慣性モーメントＪを乗算した値である。したがって、加速トルク指令値τ_ｆは、位置検出値θｍに依存しない値である。

【0030】

増幅器４は、加速ｑ軸電流指令値ｉ_ｑｆ ^＊をＫ_ＩＰ倍に増幅する。加算器５は、増幅器８０でｑ軸電流誤差Δｉ_ｑを（１－Ｋ_ＩＰ）倍に増幅した出力と、増幅器４の出力値と、を加算する。加算器５の出力が、比例増幅器８１で比例ゲインＧ_ｑｐ倍に増幅される。比例増幅器８１の出力は、加算器８３および減算器８６において、他の値が加算または減算され、制御器出力Δｅ_ｑとなる。したがって、図２のｑ軸電流制御器２では、加速ｑ軸電流指令値ｉ_ｑｆ ^＊に、ＩＰ係数Ｋ_ＩＰと、ｑ軸比例ゲインＧ_ｑｐと、を乗算した値を、制御器出力電圧Δｅ_ｑに加算しているといえる。

【0031】

ここで、τ_ｆ→ｉ_ｑｆ ^＊変換器３は、モータの種類によって、変換式が異なる。例えば、誘導電動機（ＩＭ）では、式（４）によって算出され、表面磁石同期電動機（ＳＰＭＳＭ）では、式（５）によって算出される。なお、埋込磁石同期電動機（ＩＰＭＳＭ）や、リラクタンス型同期電動機（ＳｙｎＲＭ）の場合についても、トルク発生原理から、類型の変換式が存在するが、詳細な記述は省略する。
ｉ_ｑｆ ^＊＝τ_ｆ／｛ｐ・Ｍ０（φｄｒ／Ｍ）｝ ；但し、モータ極対数ｐ，相互インダクタンスＭ０ ・・・・・（４）
ｉ_ｑｆ ^＊＝τ_ｆ／（ｐ・Φｆ） ；永久磁石磁束φｆ ・・・・・（５）

【0032】

ｑ軸電流制御器２の入出力関係を式表現すると式（６）となる。

【数3】

【0033】

式（６）は、簡略化して、式（７）となる。

【数4】

【0034】

ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊には、速度ループの速度検出値ω_ｍから混入した、共振的な機械振動成分が含まれる。そこでｉ_ｑ ^＊を、加速ｑ軸電流指令値ｉ_ｑｆ ^＊と、機械振動成分が含まれるｑ軸電流指令値分（以下「振動成分含有ｑ軸電流指令値ｉｖｂ」という）に分けて式（８）で定義する。

【数5】

【0035】

式（７）は、式（８）の定義を用いて、式（９）で表現できる。

【数6】

【0036】

本発明のｑ軸電流制御器２の大きな特徴は、振動成分含有ｑ軸電流指令値ｉｖｂの（１－Ｋ_ＩＰ）倍が、比例増幅（Ｇ_ｑｐ）の対象となることである。

【0037】

式（９）より、本発明のｑ軸電流制御器２の出力は、次の様にまとめることができる。

【数7】

【0038】

次に、図２の係数・ゲイン設定器１０の構成と動作について説明する。図３は、本発明の係数・ゲイン設定器１０の構成例を示すブロック図である。本例において、係数・ゲイン設定器１０では、ｑ軸電流誤差Δｉ_ｑが入力となる。Ｋ_ＩＰ０設定器１１は、ｑ軸電流誤差Δｉ_ｑの絶対値｜Δｉ_ｑ｜を入力として、｜Δｉ_ｑ｜に応じて、ＩＰ係数初期値Ｋ_ＩＰ０を出力する。

【0039】

ｑ軸電流制御器２は、｜Δｉ_ｑ｜≒０を目標に動作する。このため、Ｋ_ＩＰ０設定器１１では、｜Δｉ_ｑ｜が小さい場合は、外乱抑制性能や安定性向上を指向して、ＩＰ係数初期値Ｋ_ＩＰ０→１が出力される。逆に、｜Δｉ_ｑ｜が大きい場合は、追従性の向上を指向して、｜Δｉ_ｑ｜を減少化させるべく、Ｋ_ＩＰ０→０が出力される。

【0040】

本例のＫ_ＩＰ０設定器１１では、｜Δｉ_ｑ｜の数値変化（増加または減少）方向が急反転した時、ＩＰ係数初期値Ｋ_ＩＰ０の急変を円滑化するため、横軸｜Δｉ_ｑ｜上に、４個の変化点（ｅｒ＿ｍｉｎｌ≦ｅｒ＿ｍｉｎｒ≦ｅｒ＿ｍａｘｌ≦ｅｒ＿ｍａｘｒ）を設け、｜Δｉ_ｑ｜の増加方向と減少方向で、ヒステリシス特性を持たせている。

【0041】

ＩＰ係数Ｋ_ＩＰ０は、Ｋ_ＩＰフィルタ１２によって、時定数Ｔ_ＫＩＰの一次遅れ処理でフィルタリングされて、最終的なＩＰ係数Ｋ_ＩＰを出力する。時定数Ｔ_ＫＩＰは、数ｍｓ～数１０ｍｓ程度にとるが、制御装置１に指令される位置指令値Ｘの急峻さに応じて可変してもよい。

【0042】

ｑ軸ゲイン設定器１３は、ＩＰ係数Ｋ_ＩＰ（０≦Ｋ_ＩＰ≦１）に応じて、ｑ軸比例ゲインＧ_ｑｐとｑ軸積分ゲインＧ_ｑｉを演算出力する。本例では、ｑ軸ゲイン設定器１３に、Ｇ_ｑｐとＧ_ｑｉに対して、右肩上がりのＫ_ＩＰ－ゲイン特性を与えており、Ｋ_ＩＰ＝０時のＧ_{ｑｐ＿ｍｉｎ}，Ｇ_{ｑｉ＿ｍｉｎ}と、Ｋ_ＩＰ＝１時のＧ_{ｑｐ＿ｍａｘ}，Ｇ_{ｑｉ＿ｍａｘ}を予め設定しておく。

【0043】

図４は本発明のｑ軸電流制御器の特性を評価するためのブロック図モデルである。図４において、ｑ軸電流制御器１００は、図２におけるｑ軸電流制御器２に対して、τ_ｆ→ｉ_ｑｆ ^＊変換器３と、係数・ゲイン設定器１０を除去したものである。ｑ軸電流制御器１００の制御器出力電圧Δｅ_ｑには、電圧外乱ｖ_ｒＩＰが加算器１０１で加わり、ｑ軸モータ巻線を模擬した対象プラントモデル１０２の入力電圧となる。対象プラントモデル１０２の出力は、ｑ軸電流検出値ｉ_ｑとして、ｑ軸電流制御器１００にフィードバックしている。

【0044】

図５と図６は、図４のブロック図モデルに対して、周波数特性を示したグラフである。図５は、ＩＰ係数Ｋ_ＩＰをＫ_ＩＰ＝０に固定した時の指令応答（ｉ_ｑ／ｉ_ｑ ^＊）と外乱抑制（ｉ_ｑ／ｖ_ｒＩＰ）の周波数特性である。本例は、ＰＩ制御による周波数特性に等しい。

【0045】

図６は、ＩＰ係数Ｋ_ＩＰをＫ_ＩＰ＝１に固定した時の指令応答（ｉ_ｑ／ｉ_ｑ ^＊）と外乱抑制（ｉ_ｑ／ｖ_ｒＩＰ）の周波数特性である。この場合、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊から見れば、Ｉ－Ｐ制御になり、高い安定性が確保できるため、ｑ軸積分ゲインＧ_ｑｉを大きく設定できる。具体的には、Ｇ_{ｑｉ＿ｍａｘ}＝４・Ｇ_{ｑｉ＿ｍｉｎ}と、図５のＫ_ＩＰ＝０時に対して４倍のＧ_ｑｉを設定している。尚、ｑ軸比例ゲインＧ_ｑｐについては、Ｇ_{ｑｐ＿ｍａｘ}＝Ｇ_{ｑｐ＿ｍｉｎ}で、図５と図６は同一の比例ゲインである。

【0046】

本発明では、ｑ軸電流制御器２の比例成分に、加速ｑ軸電流指令値ｉ_ｑｆ ^＊とｑ軸電流検出値ｉ_ｑの差分（ｉ_ｑｆ ^＊－ｉ_ｑ）を、ｑ軸比例ゲインＧ_ｑｐで増幅して加算することで、Ｋ_ＩＰ→１になっても、ｉ_ｑｆ ^＊に対しては、ＰＩ制御同等の高い指令追従性能を有している。このため、加減速時を含めて、常時、Ｋ_ＩＰ≒１で動作できる。

【0047】

本発明による制御状態である図６（Ｋ_ＩＰ＝１時）では、４倍のＧ_ｑｉを設定したことにより、外乱抑制（ｉ_ｑ／ｖ_ｒＩＰ）については、図５（Ｋ_ＩＰ＝０時）に比較して、数十Ｈｚ以下の周波数帯で、外乱応答が、－１０ｄＢ～－１２ｄＢ低下、つまり、電圧外乱抑制性能が向上している。

【0048】

図１のｄ－ｑ→３相変換器６９に含まれるＰＷＭインバータ（図示していない）では、ＤＣバス間を繋ぐ、２個の電力スイッチング素子の短絡故障を回避するため、デッドタイムが設けられる。Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の電流方向が反転する際には、デッドタイムに起因した不連続な電圧変動がモータ巻線に加わる。本発明による電圧外乱抑制性能の向上は、デッドタイム影響によるｑ軸電流の変動を低減できる。

【0049】

一方で、図６（Ｋ_ＩＰ＝１時）の指令応答（ｉ_ｑ／ｉ_ｑ ^＊）については、Ｉ－Ｐ制御であるから、４倍のＧ_ｑｉを設定しても、安定性が損なわれることなく、図５（Ｋ_ＩＰ＝０時）に比較して、５００Ｈｚで－２ｄＢ、１０００Ｈｚで－８ｄＢ、２０００Ｈｚで－１４ｄＢなど、数百Ｈｚ以上の周波数帯において、－４０ｄＢ／ｄｅｃの急峻な垂下（遮断）特性を達成している。

【0050】

ｑ軸電流制御ループは、トルク制御ループとしての役割をはたす。このため、本発明を適用した速度制御ループの一巡ループゲインには、本発明によるｑ軸電流制御の高周波領域での高い遮断特性が反映する。その結果、従来の速度制御ループに挿入されていた、多段ノッチフィルタなどの機械共振振動抑制フィルタを削減でき、簡潔な速度制御ループが構成できる。

【0051】

図７は、本発明による３相交流電動機の制御装置２０の第２の構成例を示すブロック図である。速度制御器２１を除く部分は、これまでに説明した図１の本発明例と同様なため、同一の番号を付して、説明を省略する。

【0052】

本発明による速度制御器２１は、速度指令値ω_ｍ ^＊と、サブ速度指令値ω_ｆと、速度検出値ω_ｍと、を入力として、制御器出力トルクΔτ_ｃを出力する。図８は、本発明の速度制御器２１の構成例を示すブロック図である。以降、この図８を用いて本発明における、速度制御器２１の動作を説明する。

【0053】

本発明の速度制御器２１は、図２で説明した本発明のｑ軸電流制御器２を、速度制御用途として、置換した構成であるが、信号名称等が異なるため、以下、ひと通り説明する。図８の本発明の速度制御器２１は、サブ速度指令値ω_ｆを増幅器２３でＫ_ＩＰ倍に増幅した値と、Δω_ｍを増幅器２２で（１－Ｋ_ＩＰ）倍に増幅した値と、を加算器２４で加算する。加算器２４の出力は、比例増幅器２５で速度比例ゲインＧ_ｖｐ倍に増幅される。つまり、図８の速度制御器２１は、サブ速度指令値ω_ｆに、ＩＰ係数Ｋ_ＩＰと、速度比例ゲインＧ_ｖｐと、を乗算した値を、制御器出力トルクΔτ_ｃに加算している。

【0054】

一方で、速度誤差Δω_ｍは、速度積分ゲインＧ_ｖｉの積分増幅器２６で積分増幅され、加算器２７で比例増幅器２５の出力と加算される。速度検出値ω_ｍは、増幅器２８でＫ_ＩＰ倍に増幅後、比例増幅器２９で比例ゲインＧ_ｖｐ倍に増幅される。減算器３０は、加算器２７出力から、比例増幅器２９出力を減算し、制御器出力トルクΔτ_ｃを出力する。

【0055】

速度制御器２１の入出力関係を式表現すると式（１１）となる。

【数8】

【0056】

式（１１）より、本発明の速度制御器２１の出力は、次の様にまとめることができる。

【数9】

【0057】

次に、図８の係数・ゲイン設定器３１の構成と動作について説明する。係数・ゲイン設定器３１の構成は、図３で示した係数・ゲイン設定器１０の構成を速度制御用途として、そのまま置換したもので、入力である速度誤差Δω_ｍの絶対値｜Δω_ｍ｜に応じて、ＩＰ係数初期値Ｋ_ＩＰ０を設定するＫ_ＩＰ０設定器と、Ｋ_ＩＰフィルタと、Ｋ_ＩＰに応じて、速度制御器の比例ゲインＧ_ｖｐ及び積分ゲインＧ_ｖｉが右肩上りに設定された速度ゲイン設定器が直列に結合した構成（図示しない）になる。

【0058】

速度制御器２１は、｜Δω_ｍ｜≒０を目標に動作する。このため、速度制御器２１の動作の一例として、本発明のｑ軸電流制御器２と同様に、｜Δω_ｍ｜が小さい場合は、外乱抑制性能や安定性向上を指向して、ＩＰ係数Ｋ_ＩＰ→１方向に動作し、積分ゲインＧ_ｖｉが高くなる。逆に、｜Δω_ｍ｜が大きい場合は、追従性の向上を指向して、｜Δω_ｍ｜を減少化させる様に、Ｋ_ＩＰ→０方向に動作し、積分ゲインＧ_ｖｉが低くなる。

【0059】

本発明の第２構成例では、速度制御器２１の比例成分に、速度指令値ω_ｆと速度検出値ω_ｍの差分（ω_ｆ－ω_ｍ）を、比例ゲインＧ_ｖｐで増幅して加算することで、Ｋ_ＩＰ→１になっても、ω_ｆに対しては、ＰＩ制御同等の高い指令追従性能を有している。このため、加減速時を含めて、常時、Ｋ_ＩＰ≒１で動作でき、外乱抑制性能を向上できる。

【0060】

速度制御器における外乱はトルク外乱になるから、外乱抑制性能の向上は、負荷トルクによる速度インパクトドロップの軽減や、スカイビング加工等で求められる速度レギュレータ性能の向上を達成することができる。

【符号の説明】

【0061】

１ 制御装置（発明例１）、２ ｑ軸電流制御器（発明例１）、３ τｆ→ｉ_ｑｆ ^＊変換器（発明例１）、４ 増幅器（発明例１）、５ 加算器（発明例１）、１０ 係数・ゲイン設定器（発明例１）、１１ Ｋ_ＩＰ０設定器（発明例１）、１２ Ｋ_ＩＰフィルタ（発明例１）、１３ ｑ軸ゲイン設定器（発明例１）、２０ 制御装置（発明例２）、２１ 速度制御器（発明例２）、２２ 増幅器（発明例２）、２３ 増幅器（発明例２）、２４ 加算器（発明例２）、２５ 比例増幅器（発明例２）、２６ 積分増幅器（発明例２）、２７ 加算器（発明例２）、２８ 増幅器（発明例２）、２９ 比例増幅器（発明例２）、３０ 減算器（発明例２）、３１ 係数・ゲイン設定器（発明例２）、５０ 減算器、５１ 微分器、５２ 位置偏差増幅器、５３ 加算器、５４ 微分器、５５ 減算器、５６ 微分器、５７ 速度制御器（従来）、５８ 加算器、５９ 乗算器、６０ 微分器，６１ ｄ－ｑ軸制御演算部、６２ 減算器、６３ ｄ軸電流制御器、６４ 減算器、６５ ｑ軸電流制御器（従来）、６６ ３相→ｄ－ｑ変換器、６７ 加算器、６８ 加算器、６９ ｄ－ｑ→３相変換器、７０ Ｕ相電流検出回路、７１ Ｖ相電流検出回路、８０ 増幅器、８１ 比例増幅器、８２ 積分増幅器、８３ 加算器、８４ 増幅器、８５ 比例増幅器、８６ 減算器、１００ ｑ軸電流制御器（ブロック図モデル）、１０１ 加算器（ブロック図モデル）、１０２ 対象プラントモデル（ブロック図モデル）、２００ 位置制御装置（従来）、３００ モータ、３０１ 位置検出器、３０２ 負荷

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】