(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2024082474
(43)【公開日】2024-06-20
(54)【発明の名称】スイッチング電源
(51)【国際特許分類】
H02M 3/28 20060101AFI20240613BHJP
【ＦＩ】
H02M3/28 C
【審査請求】未請求
【請求項の数】4
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2022196346
(22)【出願日】2022-12-08
(71)【出願人】
【識別番号】000004606
【氏名又は名称】ニチコン株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】100199864
【弁理士】
【氏名又は名称】丹羽 良成
(72)【発明者】
【氏名】伊藤 省太
【テーマコード（参考）】
5H730
【Ｆターム（参考）】
5H730AA15
5H730BB43
5H730DD04
5H730EE07
5H730FD24
5H730FF19
5H730VV03
5H730XX03
5H730XX12
5H730XX23
5H730XX32
(57)【要約】 （修正有）
【課題】出力電圧を切り替えるスイッチング電源においてトランスの２次側に過電圧検出回路を設けることなく外来ノイズの影響を抑制しながら過電圧保護動作を実行するスイッチング電源を提供する。
【解決手段】１次巻線、２次巻線および補助巻線を有するトランスＴ１と、トランスの１次巻線に接続されたスイッチング回路と、スイッチング回路を制御する制御回路と、２次巻線に誘起された電圧を切り替えて出力電圧として出力する出力電圧切替回路と、フィードバック回路とを備え、補助巻線に誘起された電圧により制御回路を駆動するスイッチング電源であって、補助巻線に誘起された電圧に基づき制御回路の電源電圧端子に印加される電圧を切り替えるＶＣＣ切替回路を備える。ＶＣＣ切替回路は、出力電圧が上昇し異常が発生すると、ＶＣＣ切替回路が制御回路の電源電圧端子に印加される電圧を制御回路が有する過電圧保護動作を実行する閾値以上の電圧に切り替える。
【選択図】図１
【解決手段】１次巻線、２次巻線および補助巻線を有するトランスＴ１と、トランスの１次巻線に接続されたスイッチング回路と、スイッチング回路を制御する制御回路と、２次巻線に誘起された電圧を切り替えて出力電圧として出力する出力電圧切替回路と、フィードバック回路とを備え、補助巻線に誘起された電圧により制御回路を駆動するスイッチング電源であって、補助巻線に誘起された電圧に基づき制御回路の電源電圧端子に印加される電圧を切り替えるＶＣＣ切替回路を備える。ＶＣＣ切替回路は、出力電圧が上昇し異常が発生すると、ＶＣＣ切替回路が制御回路の電源電圧端子に印加される電圧を制御回路が有する過電圧保護動作を実行する閾値以上の電圧に切り替える。
【選択図】図１
【特許請求の範囲】
【請求項1】
１次巻線、２次巻線および補助巻線を有するトランスと、
前記トランスの１次巻線に接続されたスイッチング回路と、
該スイッチング回路を制御する制御回路と、
前記２次巻線に誘起された電圧を直流化する直流化回路と、
前記直流化回路により直流化された電圧を出力抵抗を用いて切り替えて出力電圧として出力する出力電圧切替回路と、
前記出力電圧に応じた信号を前記制御回路にフィードバックするフィードバック回路とを備え、
前記補助巻線に誘起された電圧を前記制御回路の電源電圧端子に印加して前記制御回路を駆動するとともに、前記制御回路が前記フィードバック回路からの前記出力電圧に応じた信号に基づき前記スイッチング回路を制御するスイッチング電源において、
前記補助巻線に誘起された電圧に基づき前記制御回路の電源電圧端子に印加される電圧を切り替えるＶＣＣ切替回路をさらに備え、
前記出力電圧が上昇し異常が発生すると、前記ＶＣＣ切替回路が前記制御回路の電源電圧端子に印加される電圧を、前記制御回路が有する過電圧保護動作を実行する閾値以上の電圧に切り替えることを特徴とするスイッチング電源。
前記トランスの１次巻線に接続されたスイッチング回路と、
該スイッチング回路を制御する制御回路と、
前記２次巻線に誘起された電圧を直流化する直流化回路と、
前記直流化回路により直流化された電圧を出力抵抗を用いて切り替えて出力電圧として出力する出力電圧切替回路と、
前記出力電圧に応じた信号を前記制御回路にフィードバックするフィードバック回路とを備え、
前記補助巻線に誘起された電圧を前記制御回路の電源電圧端子に印加して前記制御回路を駆動するとともに、前記制御回路が前記フィードバック回路からの前記出力電圧に応じた信号に基づき前記スイッチング回路を制御するスイッチング電源において、
前記補助巻線に誘起された電圧に基づき前記制御回路の電源電圧端子に印加される電圧を切り替えるＶＣＣ切替回路をさらに備え、
前記出力電圧が上昇し異常が発生すると、前記ＶＣＣ切替回路が前記制御回路の電源電圧端子に印加される電圧を、前記制御回路が有する過電圧保護動作を実行する閾値以上の電圧に切り替えることを特徴とするスイッチング電源。
【請求項2】
請求項１に記載のスイッチング電源において、
前記補助巻線は誘起電圧の高い第１の巻線と、誘起電圧の低い第２の巻線とを有し、
前記ＶＣＣ切替回路はレギュレータ回路を有し、前記第１の巻線に誘起される電圧を前記レギュレータ回路により降圧して前記制御回路に供給する一方、前記第２の巻線に誘起された電圧を用いて前記レギュレータ回路の出力電圧を切り替えることで前記制御回路の電源電圧端子に印加される電圧を切り替えることを特徴とするスイッチング電源。
前記補助巻線は誘起電圧の高い第１の巻線と、誘起電圧の低い第２の巻線とを有し、
前記ＶＣＣ切替回路はレギュレータ回路を有し、前記第１の巻線に誘起される電圧を前記レギュレータ回路により降圧して前記制御回路に供給する一方、前記第２の巻線に誘起された電圧を用いて前記レギュレータ回路の出力電圧を切り替えることで前記制御回路の電源電圧端子に印加される電圧を切り替えることを特徴とするスイッチング電源。
【請求項3】
請求項２に記載のスイッチング電源において、
前記レギュレータ回路は、降圧レギュレータ素子と、前記降圧レギュレータ素子の制御端子に直列接続された複数のツェナーダイオードとを有し、前記複数のツェナーダイオードの少なくとも一つを前記第２の巻線に誘起された電圧に応じて短絡することで前記レギュレータ回路の出力電圧を切り替えることを特徴とするスイッチング電源。
前記レギュレータ回路は、降圧レギュレータ素子と、前記降圧レギュレータ素子の制御端子に直列接続された複数のツェナーダイオードとを有し、前記複数のツェナーダイオードの少なくとも一つを前記第２の巻線に誘起された電圧に応じて短絡することで前記レギュレータ回路の出力電圧を切り替えることを特徴とするスイッチング電源。
【請求項4】
請求項３に記載のスイッチング電源において、
前記ＶＣＣ切替回路は、前記複数のツェナーダイオードの少なくとも一つに並列に接続されたスイッチを有し、前記第２の巻線に誘起された電圧が所定値未満のときは、前記スイッチはオンし、前記第２の巻線に誘起された電圧が所定値以上のときは、前記スイッチをオフするスイッチング電源。
前記ＶＣＣ切替回路は、前記複数のツェナーダイオードの少なくとも一つに並列に接続されたスイッチを有し、前記第２の巻線に誘起された電圧が所定値未満のときは、前記スイッチはオンし、前記第２の巻線に誘起された電圧が所定値以上のときは、前記スイッチをオフするスイッチング電源。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、出力電圧を切替可能なスイッチング電源の保護回路に関し、詳しくは出力電圧の過電圧を検出して出力を停止するスイッチング電源に関する。
【背景技術】
【0002】
従来、スイッチング電源の１つとして、トランスの１次側コイルに間欠的に電流を流すためのスイッチング素子としてのＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）および該スイッチング素子をオン／オフ制御する制御回路を備え、１次側コイルに電流を流すことで２次側コイルに誘起された電流をダイオードおよびコンデンサにより整流・平滑して出力するスイッチング電源がある。
【0003】
この種のスイッチング電源には、負荷のショートなどによって過大な出力電流が流れたり２次側回路が断線したりして過電圧が発生した場合に、１次側の制御回路へ２次側の異常を知らせてスイッチング動作を停止させる保護機能が設けられているものがある。
例えば、特許文献１には、トランス２次側回路の異常を、フォトカプラを介して１次側の制御回路へ伝達するようにしたスイッチング電源装置が記載されている。
例えば、特許文献１には、トランス２次側回路の異常を、フォトカプラを介して１次側の制御回路へ伝達するようにしたスイッチング電源装置が記載されている。
【0004】
特許文献１に記載されているスイッチング電源装置は、図６に示すように、直流電源電圧Ｖｉｎを入力電圧として印加してスイッチング素子によりオン／オフして２次側で整流・平滑した後に出力電圧Ｖｏｕｔを出力する電源であり、定電圧制御回路で２次側の出力電圧が一定になるように制御し、２次側の出力電圧に応じたフィードバック信号をフォトカプラを介して１次側の制御回路へ伝達するとともに、２次側に異常検出回路を設け、２次側回路に異常が発生したときフィードバック信号をオフする機能を備えている。さらに、２次側で過電圧となったとき、トランスの補助巻線電圧が上昇してスイッチング動作を停止する機能も有している。つまり、特許文献１に記載の発明は、フィードバック信号と補助巻線電圧を併用することで、スイッチング電源制御用ＩＣの動作を停止する発明である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0005】
【特許文献1】特開２０２０―５８１６６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0006】
前述の特許文献１に記載の発明には次のような問題がある。すなわち、このスイッチング電源は、トランスの補助巻線電圧を整流・平滑しスイッチング回路の制御回路の電源として使用する一方、同じ補助巻線電圧を抵抗で分圧して降下した電圧をスイッチング回路の異常検出用の電圧として制御回路の外部端子（ＤＭＧ端子）に入力している。このように同じ補助巻線電圧を利用して制御回路の電源電圧を生成するとともに、電圧を降下して異常検出を行った場合、異常電圧の検出値によっては制御回路の電源電圧が定格電圧を超えるおそれがあった。
【0007】
特に、出力電圧が高い電圧（例えば２４Ｖ）と低い電圧（例えば６Ｖ等）を切り替える機能を有しているスイッチング電源のトランス巻数を設計する場合、スイッチング回路の制御回路（スイッチング電源制御用ＩＣ）の電源電圧（ＶＣＣ）をトランスの補助巻線から供給するためにトランス巻数は低い出力電圧を基準に設計する。
しかし、その場合には、出力電圧が高い電圧のときスイッチング電源制御用ＩＣの電源電圧ＶＣＣが最大定格以上となるケースが多く、降圧レギュレータでトランスの補助巻線電圧を降圧させてからスイッチング電源制御用ＩＣへ供給する必要がある。
一方、降圧レギュレータを使用した場合には、スイッチング電源制御用ＩＣが備える電源電圧ＶＣＣ端子の過電圧保護が機能しなくなり、当該ＶＣＣ端子の過電圧保護機能の代替手段として、トランス２次側にツェナーダイオードとフォトカプラ等で構成する過電圧検出回路を実装する必要がありコスト上昇や実装位置の制限などが課題となっていた。
しかし、その場合には、出力電圧が高い電圧のときスイッチング電源制御用ＩＣの電源電圧ＶＣＣが最大定格以上となるケースが多く、降圧レギュレータでトランスの補助巻線電圧を降圧させてからスイッチング電源制御用ＩＣへ供給する必要がある。
一方、降圧レギュレータを使用した場合には、スイッチング電源制御用ＩＣが備える電源電圧ＶＣＣ端子の過電圧保護が機能しなくなり、当該ＶＣＣ端子の過電圧保護機能の代替手段として、トランス２次側にツェナーダイオードとフォトカプラ等で構成する過電圧検出回路を実装する必要がありコスト上昇や実装位置の制限などが課題となっていた。
【課題を解決するための手段】
【0008】
本発明は、上記の課題を解決するもので、以下のとおりに構成されるスイッチング電源である。
すなわち、１次巻線、２次巻線および補助巻線を有するトランスと、トランスの１次巻線に接続されたスイッチング回路と、該スイッチング回路を制御する制御回路と、２次巻線に誘起された電圧を直流化する直流化回路と、直流化回路により直流化された電圧を出力抵抗を用いて切り替えて出力電圧として出力する出力電圧切替回路と、出力電圧に応じた信号を制御回路にフィードバックするフィードバック回路とを備え、補助巻線に誘起された電圧を制御回路の電源電圧端子に印加して制御回路を駆動するとともに、制御回路がフィードバック回路からの出力電圧に応じた信号に基づきスイッチング回路を制御するスイッチング電源において、補助巻線に誘起された電圧に基づき制御回路の電源電圧端子に印加される電圧を切り替えるＶＣＣ切替回路をさらに備え、出力電圧が上昇し異常が発生すると、ＶＣＣ切替回路が制御回路の電源電圧端子に印加される電圧を、制御回路が有する過電圧保護動作を実行する閾値以上の電圧に切り替えることを特徴とするスイッチング電源である。
すなわち、１次巻線、２次巻線および補助巻線を有するトランスと、トランスの１次巻線に接続されたスイッチング回路と、該スイッチング回路を制御する制御回路と、２次巻線に誘起された電圧を直流化する直流化回路と、直流化回路により直流化された電圧を出力抵抗を用いて切り替えて出力電圧として出力する出力電圧切替回路と、出力電圧に応じた信号を制御回路にフィードバックするフィードバック回路とを備え、補助巻線に誘起された電圧を制御回路の電源電圧端子に印加して制御回路を駆動するとともに、制御回路がフィードバック回路からの出力電圧に応じた信号に基づきスイッチング回路を制御するスイッチング電源において、補助巻線に誘起された電圧に基づき制御回路の電源電圧端子に印加される電圧を切り替えるＶＣＣ切替回路をさらに備え、出力電圧が上昇し異常が発生すると、ＶＣＣ切替回路が制御回路の電源電圧端子に印加される電圧を、制御回路が有する過電圧保護動作を実行する閾値以上の電圧に切り替えることを特徴とするスイッチング電源である。
【0009】
この構成によれば、制御回路の電源電圧端子（ＶＣＣ端子）に印加される電圧をＶＣＣ切替回路により閾値以上の電圧に切り替えることで過電圧保護動作を実行するので、トランスの２次側に過電圧検出回路を設けることなく、２次側の過電圧を検出しスイッチング動作を停止させて回路の保護を図ることができる。また、制御回路の電源電圧端子の過電圧保護機能を利用するため、従来技術のような制御回路の外部端子（ＤＭＧ端子）を使用して異常検出しスイッチング動作を停止させる構成と比較して、外来ノイズの影響を抑制することができる。
【0010】
また、本発明は、補助巻線は誘起電圧の高い第１の巻線と、誘起電圧の低い第２の巻線とを有し、ＶＣＣ切替回路はレギュレータ回路を有し、第１の巻線に誘起される電圧をレギュレータ回路により降圧して制御回路に供給する一方、第２の巻線に誘起された電圧を用いてレギュレータ回路の出力電圧を切り替えることで制御回路の電源電圧端子に印加される電圧を切り替えることを特徴とする。
このような構成により、制御回路の外部端子を使用することなく、過電圧時にスイッチング動作を停止させることができる。
このような構成により、制御回路の外部端子を使用することなく、過電圧時にスイッチング動作を停止させることができる。
【0011】
また、レギュレータ回路は、降圧レギュレータ素子と、降圧レギュレータ素子の制御端子に直列接続された複数のツェナーダイオードとを有し、複数のツェナーダイオードの少なくとも一つを第２の巻線に誘起された電圧に応じて短絡することでレギュレータ回路の出力電圧を切り替えることを特徴とする。
このような構成により、補助巻線の誘起電圧の電圧値によってレギュレータ回路の出力電圧を簡易な構成で切り替えることができる。
このような構成により、補助巻線の誘起電圧の電圧値によってレギュレータ回路の出力電圧を簡易な構成で切り替えることができる。
【0012】
また、ＶＣＣ切替回路は、複数のツェナーダイオードの少なくとも一つに並列に接続されたスイッチを有し、第２の巻線に誘起された電圧が所定値未満のときは、スイッチはオンし、第２の巻線に誘起された電圧が所定値以上のときは、前記スイッチをオフするように構成することが好ましい。
【発明の効果】
【0013】
本発明によれば、過電圧検出回路をトランス２次側に設けることなくトランス２次側の過電圧を検出しスイッチング動作を停止させて回路を保護することができる。また、制御回路の電源電圧端子を利用して出力を停止させるため、電源電圧端子とは別の異常検出用の外部端子を利用して出力を停止させる構成と比較して、外来ノイズの影響を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【0014】
【図1】本発明の実施形態に係るスイッチング電源の構成図である。
【図2】出力電圧切替回路の回路図である。
【図3】ＶＣＣ切替回路の回路図である。
【図4】ＶＣＣ切替回路の動作説明図である。
【図5】ツェナー電圧の温度係数を説明する図である。
【図6】従来回路の過電圧保護機能を備えたスイッチング電源の構成図である。
【発明を実施するための形態】
【0015】
本発明の実施形態に係るスイッチング電源について図面を参照して説明する。
図１は、本発明の実施形態に係るスイッチング電源の構成図である。
このスイッチング電源１は、直流電源電圧Ｖｉｎを入力しオン／オフして電圧変換するスイッチング回路２と、変換されたスイッチング電圧が供給される１次巻線ＮＰ、２次巻線ＮＳおよび補助巻線Ｎｓｕｂとを有するトランスＴ１と、２次巻線ＮＳに誘起されたスイッチング電圧を直流化する、ダイオードＤ１１と平滑コンデンサＣ１１からなる直流化回路（整流・平滑回路）７と、直流化回路７により直流化された出力電圧Ｖｏｕｔを切り替えて出力する出力電圧切替回路３と、スイッチング回路２を制御する制御回路４と、制御回路４に電源電圧を供給する補助巻線Ｎｓｕｂに接続されるＶＣＣ（制御回路用電源電圧）切替回路５と、出力電圧Ｖｏｕｔが所定の電圧となるように、出力電圧切替回路３と接続されフォトカプラＰＣ１で構成されるフィードバック（ＦＢ）回路６とから構成されている。ＦＢ回路６から制御回路４にフィードバック信号が接続される。
図１は、本発明の実施形態に係るスイッチング電源の構成図である。
このスイッチング電源１は、直流電源電圧Ｖｉｎを入力しオン／オフして電圧変換するスイッチング回路２と、変換されたスイッチング電圧が供給される１次巻線ＮＰ、２次巻線ＮＳおよび補助巻線Ｎｓｕｂとを有するトランスＴ１と、２次巻線ＮＳに誘起されたスイッチング電圧を直流化する、ダイオードＤ１１と平滑コンデンサＣ１１からなる直流化回路（整流・平滑回路）７と、直流化回路７により直流化された出力電圧Ｖｏｕｔを切り替えて出力する出力電圧切替回路３と、スイッチング回路２を制御する制御回路４と、制御回路４に電源電圧を供給する補助巻線Ｎｓｕｂに接続されるＶＣＣ（制御回路用電源電圧）切替回路５と、出力電圧Ｖｏｕｔが所定の電圧となるように、出力電圧切替回路３と接続されフォトカプラＰＣ１で構成されるフィードバック（ＦＢ）回路６とから構成されている。ＦＢ回路６から制御回路４にフィードバック信号が接続される。
【0016】
制御回路４は、スイッチング回路２を駆動する信号を出力するＯＵＴ端子および２次側からのＦＢ回路６の信号を入力するＦＢ端子を有するスイッチング電源制御用ＩＣ（図示はしていない）を備える。また、ＶＣＣ切替回路５から供給される電源電圧ＶＣＣ端子を備えている。さらに、制御回路４のスイッチング電源制御用ＩＣは、電源電圧ＶＣＣが過電圧となったとき、スイッチング回路の制御を停止する過電圧保護動作機能を備えている。
なお、制御回路４は、出力電圧Ｖｏｕｔが所定の電圧値となるように、ＯＵＴ端子よりスイッチング回路２に駆動信号を出力し、スイッチング回路２のオン／オフ周期を制御する周知の回路である。
また、スイッチング回路２も直流電圧をオン／オフするＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子）と抵抗で構成される周知の回路である。
なお、制御回路４は、出力電圧Ｖｏｕｔが所定の電圧値となるように、ＯＵＴ端子よりスイッチング回路２に駆動信号を出力し、スイッチング回路２のオン／オフ周期を制御する周知の回路である。
また、スイッチング回路２も直流電圧をオン／オフするＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子）と抵抗で構成される周知の回路である。
【0017】
補助巻線Ｎｓｕｂは互いに誘起電圧の異なる２つの巻線出力端子（Ｎｓｕｂ１およびＮｓｕｂ２）を有し、２つの巻線出力端子がＶＣＣ切替回路５に接続される。ＶＣＣ切替回路５の出力は電源電圧ＶＣＣとして制御回路４に供給される。
【0018】
図２は、出力電圧切替回路の回路図である。
シャントレギュレータＩＣ１１と、そのカソードに直列接続された抵抗Ｒ１１およびＲ１２の直列抵抗回路の一端が接続され、直列抵抗回路の他端は出力電圧＋側に接続される。シャントレギュレータＩＣ１１のアノードは出力電圧－側に接続される。
シャントレギュレータＩＣ１１のレファレンス端子は抵抗Ｒ１４と抵抗Ｒ１５の接続点に接続され、抵抗Ｒ１４の他端は、出力電圧＋側に接続され、抵抗Ｒ１５の他端は出力電圧－側に接続される。
抵抗Ｒ１４と抵抗Ｒ１５との接続点とシャントレギュレータＩＣ１１のカソードには、直列接続された抵抗Ｒ１３とコンデンサＣ１２が接続される。
シャントレギュレータＩＣ１１と、そのカソードに直列接続された抵抗Ｒ１１およびＲ１２の直列抵抗回路の一端が接続され、直列抵抗回路の他端は出力電圧＋側に接続される。シャントレギュレータＩＣ１１のアノードは出力電圧－側に接続される。
シャントレギュレータＩＣ１１のレファレンス端子は抵抗Ｒ１４と抵抗Ｒ１５の接続点に接続され、抵抗Ｒ１４の他端は、出力電圧＋側に接続され、抵抗Ｒ１５の他端は出力電圧－側に接続される。
抵抗Ｒ１４と抵抗Ｒ１５との接続点とシャントレギュレータＩＣ１１のカソードには、直列接続された抵抗Ｒ１３とコンデンサＣ１２が接続される。
【0019】
抵抗Ｒ１４と抵抗Ｒ１５の接続点には、抵抗Ｒ１６の一端が接続され、抵抗Ｒ１６の他端はトランジスタ（ＮＰＮ型）Ｑ１１のコレクタに接続され、そのトランジスタＱ１１のエミッタは出力電圧－側に接続される。トランジスタＱ１１がオンすると、抵抗Ｒ１５と抵抗Ｒ１６が並列接続される。
トランジスタＱ１１のベースには外部信号である電圧切替信号端子が接続され、この電圧切替信号が入力されると、抵抗Ｒ１５の抵抗値は抵抗Ｒ１５と抵抗Ｒ１６の並列接続の合成抵抗値に切り替わる。抵抗Ｒ１５と抵抗Ｒ１６との合成抵抗値は抵抗Ｒ１５より小さいため、シャントレギュレータＩＣ１１のレファレンス（Ｒｅｆ）端子の電圧が一瞬低下する。レファレンス端子電圧が低下すると、シャントレギュレータＩＣ１１のカソード電流が増加しフィードバック回路６が働いて出力電圧が上昇し、最終的にはレファレンス端子の電圧は切替前の電圧とほぼ同じ電圧で安定する。このように、電圧切替信号が入力されると、出力電圧は高い電圧に切り替わる。なお、抵抗Ｒ１４、抵抗Ｒ１５および抵抗Ｒ１６は、本発明の「出力抵抗」に相当する。
トランジスタＱ１１のベースには外部信号である電圧切替信号端子が接続され、この電圧切替信号が入力されると、抵抗Ｒ１５の抵抗値は抵抗Ｒ１５と抵抗Ｒ１６の並列接続の合成抵抗値に切り替わる。抵抗Ｒ１５と抵抗Ｒ１６との合成抵抗値は抵抗Ｒ１５より小さいため、シャントレギュレータＩＣ１１のレファレンス（Ｒｅｆ）端子の電圧が一瞬低下する。レファレンス端子電圧が低下すると、シャントレギュレータＩＣ１１のカソード電流が増加しフィードバック回路６が働いて出力電圧が上昇し、最終的にはレファレンス端子の電圧は切替前の電圧とほぼ同じ電圧で安定する。このように、電圧切替信号が入力されると、出力電圧は高い電圧に切り替わる。なお、抵抗Ｒ１４、抵抗Ｒ１５および抵抗Ｒ１６は、本発明の「出力抵抗」に相当する。
【0020】
また、抵抗Ｒ１２には、図１に示すＦＢ回路６のフォトカプラＰＣ１のダイオードが並列に接続され、シャントレギュレータＩＣ１１に流れる電流値がフォトカプラＰＣ１を介してフィードバック（ＦＢ）信号として１次側の制御回路４に伝達される。
このＦＢ信号により、出力電圧が一定となるように制御回路４およびスイッチング回路２により制御される。
このＦＢ信号により、出力電圧が一定となるように制御回路４およびスイッチング回路２により制御される。
【0021】
図３は、ＶＣＣ切替回路（制御回路用電圧切替回路）の回路図である。
ＶＣＣ切替回路５は、トランジスタＱ２およびトランジスタＱ３、ダイオードＤ１～Ｄ６、コンデンサＣ４およびＣ５、抵抗Ｒ４～Ｒ８で構成される。トランジスタＱ３は、抵抗内蔵のデジタルトランジスタ２個で構成される集積回路であり、ダイオードＤ２～Ｄ４はツェナーダイオードである。また、トランジスタＱ２およびＱ３はＮＰＮ型トランジスタである。なお、本発明の降圧レギュレータ素子はトランジスタＱ２であり、本発明では「レギュレータ回路」に相当する。
ＶＣＣ切替回路５は、トランジスタＱ２およびトランジスタＱ３、ダイオードＤ１～Ｄ６、コンデンサＣ４およびＣ５、抵抗Ｒ４～Ｒ８で構成される。トランジスタＱ３は、抵抗内蔵のデジタルトランジスタ２個で構成される集積回路であり、ダイオードＤ２～Ｄ４はツェナーダイオードである。また、トランジスタＱ２およびＱ３はＮＰＮ型トランジスタである。なお、本発明の降圧レギュレータ素子はトランジスタＱ２であり、本発明では「レギュレータ回路」に相当する。
【0022】
トランスＴ１の補助巻線Ｎｓｕｂの巻き終わりの巻線出力端子Ｎｓｕｂ１（以下、本発明では「第１の巻線」という）がダイオードＤ５のアノードに接続され、ダイオードＤ５のカソードはコンデンサＣ５の一端、抵抗Ｒ５の一端、トランジスタＱ２のコレクタおよびダイオードＤ１のカソードに接続される。コンデンサＣ５の他端はＧＮＤに接続され、抵抗Ｒ５の他端はトランジスタＱ２のベース（本発明の降圧レギュレータ素子の「制御端子」はトランジスタＱ２の「ベース」に相当）に接続される。トランジスタＱ２のエミッタはダイオードＤ１のアノード、抵抗Ｒ４の一端に接続されて、電源電圧ＶＣＣとして出力される。抵抗Ｒ４の他端はトランジスタＱ２のベースに接続される。
【0023】
トランジスタＱ２のベースはツェナーダイオードＤ２のカソードに接続され、ツェナーダイオードＤ２およびＤ３は直列接続される。ツェナーダイオードＤ３のアノードはＧＮＤに接続される。
トランジスタＱ２は、そのコレクタに入力される電圧、すなわち第１の巻線Ｎｓｕｂ１の誘起電圧をダイオードＤ５とコンデンサＣ５により整流・平滑された電圧を、ツェナーダイオードＤ２およびＤ３のツェナー電圧の和にトランジスタＱ２のベース・エミッタ間の電圧を加算した電圧値として出力する降圧レギュレータとして機能する。この電圧が制御回路４の電源電圧ＶＣＣとして出力される。
トランジスタＱ２は、そのコレクタに入力される電圧、すなわち第１の巻線Ｎｓｕｂ１の誘起電圧をダイオードＤ５とコンデンサＣ５により整流・平滑された電圧を、ツェナーダイオードＤ２およびＤ３のツェナー電圧の和にトランジスタＱ２のベース・エミッタ間の電圧を加算した電圧値として出力する降圧レギュレータとして機能する。この電圧が制御回路４の電源電圧ＶＣＣとして出力される。
【0024】
補助巻線Ｎｓｕｂの途中からの巻線出力端子Ｎｓｕｂ２（以下、本発明では「第２の巻線」という）がダイオードＤ６のアノードに接続され、ダイオードＤ６のカソードはツェナーダイオードＤ４のカソード、抵抗Ｒ７およびコンデンサＣ４の一端と接続され、抵抗Ｒ７およびコンデンサＣ４の他端はＧＮＤに接続される。
ツェナーダイオードＤ４のアノードは、抵抗Ｒ６の一端と接続され、抵抗Ｒ６の他端は、デジタルトランジスタＱ３の一方（図３に示すＱ３の右側）のトランジスタのベースに、内蔵の抵抗を介して接続される。デジタルトランジスタＱ３の一方のトランジスタのコレクタは他方（図３に示すＱ３の左側）のトランジスタのベースに、内蔵の抵抗を介して接続され、抵抗Ｒ８の一端と接続される。抵抗Ｒ８の他端は、トランジスタＱ２のエミッタ、すなわち電源電圧ＶＣＣに接続される。
ツェナーダイオードＤ４のアノードは、抵抗Ｒ６の一端と接続され、抵抗Ｒ６の他端は、デジタルトランジスタＱ３の一方（図３に示すＱ３の右側）のトランジスタのベースに、内蔵の抵抗を介して接続される。デジタルトランジスタＱ３の一方のトランジスタのコレクタは他方（図３に示すＱ３の左側）のトランジスタのベースに、内蔵の抵抗を介して接続され、抵抗Ｒ８の一端と接続される。抵抗Ｒ８の他端は、トランジスタＱ２のエミッタ、すなわち電源電圧ＶＣＣに接続される。
【0025】
デジタルトランジスタＱ３の一方および他方のトランジスタの各ベースはデジタルトランジスタに内蔵の抵抗を介してＧＮＤに接続され、各エミッタもＧＮＤに接続される。
また、デジタルトランジスタＱ３の他方のトランジスタのコレクタはツェナーダイオードＤ２およびツェナーダイオードＤ３の接続点に接続される。
デジタルトランジスタＱ３の他方のトランジスタがオンするとツェナーダイオードＤ３は短絡状態となる。
また、デジタルトランジスタＱ３の他方のトランジスタのコレクタはツェナーダイオードＤ２およびツェナーダイオードＤ３の接続点に接続される。
デジタルトランジスタＱ３の他方のトランジスタがオンするとツェナーダイオードＤ３は短絡状態となる。
【0026】
ここで、デジタルトランジスタＱ３の他方（図３に示すＱ３の左側）のトランジスタは、本発明ではツェナーダイオードＤ３に並列に接続された「スイッチ」に相当する。このスイッチがオンするとツェナーダイオードＤ３は短絡状態となり、スイッチがオフするとツェナーダイオードＤ３としての機能を果たす。また、補助巻線Ｎｓｕｂの巻き始めはＧＮＤに接続される。
なお、第１の巻線（Ｎｓｕｂ１）の誘起電圧は第２の巻線（Ｎｓｕｂ２）の誘起電圧より高い電圧である。
なお、第１の巻線（Ｎｓｕｂ１）の誘起電圧は第２の巻線（Ｎｓｕｂ２）の誘起電圧より高い電圧である。
【0027】
上記で構成されるＶＣＣ切替回路５は、補助巻線の出力が通常（異常が発生していない）の状態ではトランジスタＱ２のベースに接続された２つのツェナーダイオードＤ２およびＤ３のうち、ツェナーダイオードＤ３は短絡された状態となって電源電圧ＶＣＣは低い電圧で出力される。
【0028】
一方、１次巻線の電圧が過電圧となり２次巻線の出力電圧が異常な電圧値となったとき、第２の巻線Ｎｓｕｂ２の誘起電圧が上昇し所定値（本発明では、電源電圧ＶＣＣが切り替わる第２の巻線Ｎｓｕｂ２の誘起電圧）以上になると、デジタルトランジスタＱ３の他方（Ｑ３の左側）のトランジスタがオフし、トランジスタＱ２のベースに接続されたツェナーダイオードＤ３はツェナーダイオードとしての機能を果たすようになり、トランジスタＱ２のベース電圧が２つのツェナーダイオードのツェナー電圧の和となり、高い出力電圧ＶＣＣに切り替わる。
【0029】
これにより、制御回路４の電源電圧ＶＣＣが高い電圧に切り替わり、制御回路４の電源電圧ＶＣＣが制御回路４の異常検出電圧値以上になるとスイッチング回路の出力を停止する。
すなわち、スイッチング電源１の２次側に異常が発生して過電圧となったときスイッチング電源１の出力を停止することができる。
また、第２の巻線Ｎｓｕｂ２の誘起電圧が所定値未満になると、デジタルトランジスタＱ３の他方のトランジスタがオンして、電源電圧ＶＣＣは通常の電圧値に戻る。
すなわち、スイッチング電源１の２次側に異常が発生して過電圧となったときスイッチング電源１の出力を停止することができる。
また、第２の巻線Ｎｓｕｂ２の誘起電圧が所定値未満になると、デジタルトランジスタＱ３の他方のトランジスタがオンして、電源電圧ＶＣＣは通常の電圧値に戻る。
【0030】
以下、ＶＣＣ切替回路５に接続される補助巻線Ｎｓｕｂの巻数について検討する。
本発明は、出力電圧が切替え可能なスイッチング電源１であり、スイッチング回路２を動作させる制御回路４の電源電圧ＶＣＣは、補助巻線Ｎｓｕｂの誘起電圧を整流・平滑化しトランジスタＱ２（降圧レギュレータ素子）により制御回路４の動作に必要な電圧に降圧させて使用する。
ここで、補助巻線Ｎｓｕｂの誘起電圧は、出力電圧Ｖｏｕｔが切り替わると変化する。変化しても制御回路４の電源電圧ＶＣＣは、必ずしも一定に保持する必要はないが、制御回路４の異常検出電圧値未満であること、および動作限界電圧未満にならないことが必要となる。また、２次側に異常が発生して過電圧となれば、その電圧信号を制御回路４に出力する必要がある。
そのため、補助巻線Ｎｓｕｂの巻数の設定が重要となる。
本発明は、出力電圧が切替え可能なスイッチング電源１であり、スイッチング回路２を動作させる制御回路４の電源電圧ＶＣＣは、補助巻線Ｎｓｕｂの誘起電圧を整流・平滑化しトランジスタＱ２（降圧レギュレータ素子）により制御回路４の動作に必要な電圧に降圧させて使用する。
ここで、補助巻線Ｎｓｕｂの誘起電圧は、出力電圧Ｖｏｕｔが切り替わると変化する。変化しても制御回路４の電源電圧ＶＣＣは、必ずしも一定に保持する必要はないが、制御回路４の異常検出電圧値未満であること、および動作限界電圧未満にならないことが必要となる。また、２次側に異常が発生して過電圧となれば、その電圧信号を制御回路４に出力する必要がある。
そのため、補助巻線Ｎｓｕｂの巻数の設定が重要となる。
【0031】
補助巻線Ｎｓｕｂの誘起電圧は、Ｎｓｕｂ誘起電圧＝（Ｎｓｕｂ巻数×出力電圧Ｖｏｕｔ／２次巻線Ｎｓ巻数）で、算出される。
本実施形態のスイッチング電源１は、出力電圧Ｖｏｕｔが２４Ｖと６Ｖとを切り替える電源である。第１の巻線Ｎｓｕｂ１の電圧は、制御回路の電源電圧ＶＣＣとして供給されるためには、推奨電源電圧は１６Ｖ（最大２４Ｖまで）とし、電源電圧ＶＣＣが２４．５Ｖ以上（最大値２６．５Ｖまで、本発明では「閾値」に相当）になれば、制御回路４は異常検出電圧と判定しスイッチング動作を停止する。
なお、過電圧を検出する機能は出力電圧が２４Ｖの場合のみである。
本実施形態のスイッチング電源１は、出力電圧Ｖｏｕｔが２４Ｖと６Ｖとを切り替える電源である。第１の巻線Ｎｓｕｂ１の電圧は、制御回路の電源電圧ＶＣＣとして供給されるためには、推奨電源電圧は１６Ｖ（最大２４Ｖまで）とし、電源電圧ＶＣＣが２４．５Ｖ以上（最大値２６．５Ｖまで、本発明では「閾値」に相当）になれば、制御回路４は異常検出電圧と判定しスイッチング動作を停止する。
なお、過電圧を検出する機能は出力電圧が２４Ｖの場合のみである。
【0032】
以上の条件で、第１の巻線Ｎｓｕｂ１および第２の巻線Ｎｓｕｂ２の巻数を検討する。巻数（ターン）は巻き始めからそれぞれの巻線出力端子までのターンとする。また、２次巻線Ｎｓは６ターンとする。なお、第２の巻線Ｎｓｕｂ２は補助巻線Ｎｓｕｂの途中に設けられた端子であり、第２の巻線Ｎｓｕｂ２の巻数は第１の巻線Ｎｓｕｂ１の巻数に含まれる。
出力電圧Ｖｏｕｔが６Ｖのときに、第１の巻線Ｎｓｕｂ１の誘起電圧は少なくとも１７Ｖ（推奨電源電圧１６ＶにトランジスタＱ２のベース・エミッタ間の電圧を考慮）を保持するためには、１７Ｖ＝（Ｎｓｕｂ１巻数×６Ｖ／６ターン）とすると、Ｎｓｕｂ１巻数＝１７ターンとなる。
第２の巻線Ｎｓｕｂ２の巻数は、１ターンとすると第２の巻線Ｎｓｕｂ２の誘起電圧は１Ｖとなる。
出力電圧Ｖｏｕｔが６Ｖのときに、第１の巻線Ｎｓｕｂ１の誘起電圧は少なくとも１７Ｖ（推奨電源電圧１６ＶにトランジスタＱ２のベース・エミッタ間の電圧を考慮）を保持するためには、１７Ｖ＝（Ｎｓｕｂ１巻数×６Ｖ／６ターン）とすると、Ｎｓｕｂ１巻数＝１７ターンとなる。
第２の巻線Ｎｓｕｂ２の巻数は、１ターンとすると第２の巻線Ｎｓｕｂ２の誘起電圧は１Ｖとなる。
【0033】
次に、Ｎｓｕｂ１巻数は１７ターン、Ｎｓｕｂ２巻数は１ターンとして、出力電圧が２４Ｖに切替った場合を検討する。
出力電圧が２４Ｖとなるため、Ｎｓｕｂ１誘起電圧＝（１７ターン×２４Ｖ／６ターン）で、６８Ｖとなる。また、Ｎｓｕｂ２誘起電圧＝（１ターン×２４Ｖ／６ターン）で、４Ｖとなる。
この状態でも、制御回路４の電源電圧ＶＣＣは降圧レギュレータにより１６Ｖに維持される。トランジスタＱ２の入力電圧は高くなるが、出力は推奨電源電圧１６Ｖに維持されるためトランジスタＱ２の損失による温度が上昇しないよう放熱対策を実施する。
出力電圧が２４Ｖとなるため、Ｎｓｕｂ１誘起電圧＝（１７ターン×２４Ｖ／６ターン）で、６８Ｖとなる。また、Ｎｓｕｂ２誘起電圧＝（１ターン×２４Ｖ／６ターン）で、４Ｖとなる。
この状態でも、制御回路４の電源電圧ＶＣＣは降圧レギュレータにより１６Ｖに維持される。トランジスタＱ２の入力電圧は高くなるが、出力は推奨電源電圧１６Ｖに維持されるためトランジスタＱ２の損失による温度が上昇しないよう放熱対策を実施する。
【0034】
ここで、出力電圧が異常となった場合の電圧を３０Ｖとすると、Ｎｓｕｂ１誘起電圧＝（１７ターン×３０Ｖ／６ターン）で、８５Ｖとなり、Ｎｓｕｂ２誘起電圧＝（１ターン×３０Ｖ／６ターン）で、５Ｖとなる。
第２の巻線Ｎｓｕｂ２の誘起電圧が５Ｖとなったときに、電源電圧ＶＣＣが切り替わるように回路の条件を設定する。すなわち、ツェナーダイオードＤ４のツェナー電圧を５Ｖに設定する。
第２の巻線Ｎｓｕｂ２の誘起電圧が５Ｖとなったときに、電源電圧ＶＣＣが切り替わるように回路の条件を設定する。すなわち、ツェナーダイオードＤ４のツェナー電圧を５Ｖに設定する。
【0035】
このように設定することにより、出力電圧が６Ｖのときには第２の巻線Ｎｓｕｂ２の誘起電圧は１Ｖであり、出力電圧が２４Ｖのときには第２の巻線Ｎｓｕｂ２の誘起電圧は４Ｖとなる。これらの電圧ではツェナーダイオードＤ４は導通せず、トランジスタＱ２のベース電圧は変化しないため電源電圧ＶＣＣは切り替わらない。
【0036】
出力電圧Ｖｏｕｔが３０Ｖ以上と異常となったときに、第２の巻線Ｎｓｕｂ２の誘起電圧は５Ｖとなり、ツェナーダイオードＤ４が導通して、ツェナーダイオードＤ３がスイッチによる短絡状態から解除され通常の機能を果たすようになる。そのため、電源電圧ＶＣＣが通常の１６Ｖから２４．５Ｖ以上となり、制御回路４のスイッチング回路２への動作信号が停止する。
なお、ツェナーダイオードのツェナー電圧は固定されたものではないが、例えば、ツェナーダイオードＤ２のツェナー電圧は１６Ｖとし、ツェナーダイオードＤ３のツェナー電圧は８Ｖとすればよい。
なお、ツェナーダイオードのツェナー電圧は固定されたものではないが、例えば、ツェナーダイオードＤ２のツェナー電圧は１６Ｖとし、ツェナーダイオードＤ３のツェナー電圧は８Ｖとすればよい。
【0037】
以下、図４を参照して、ＶＣＣ切替回路５の動作を説明する。
図４は、ＶＣＣ切替回路５の動作説明図である。５つの波形を示しているが、上から順に（Ａ）出力電圧Ｖｏｕｔ、（Ｂ）コンデンサＣ４電圧、（Ｃ）デジタルトランジスタＱ３右側素子Ｖｃｅ電圧、（Ｄ）同左側素子Ｖｃｅ電圧および（Ｅ）電源電圧ＶＣＣである。
横軸は時間を示し、（ａ）時点までの期間は正常レベルであり、異常の発生はない状態である。（ａ）時点で、例えばシャントレギュレータＩＣ１１に異常が発生し、（Ａ）出力電圧Ｖｏｕｔが上昇し始める。同時に第２の巻線Ｎｓｕｂ２の誘起電圧が上昇し、（Ｂ）コンデンサＣ４電圧も上昇する。
図４は、ＶＣＣ切替回路５の動作説明図である。５つの波形を示しているが、上から順に（Ａ）出力電圧Ｖｏｕｔ、（Ｂ）コンデンサＣ４電圧、（Ｃ）デジタルトランジスタＱ３右側素子Ｖｃｅ電圧、（Ｄ）同左側素子Ｖｃｅ電圧および（Ｅ）電源電圧ＶＣＣである。
横軸は時間を示し、（ａ）時点までの期間は正常レベルであり、異常の発生はない状態である。（ａ）時点で、例えばシャントレギュレータＩＣ１１に異常が発生し、（Ａ）出力電圧Ｖｏｕｔが上昇し始める。同時に第２の巻線Ｎｓｕｂ２の誘起電圧が上昇し、（Ｂ）コンデンサＣ４電圧も上昇する。
【0038】
（ｂ）時点になると、（Ｂ）コンデンサＣ４電圧がツェナーダイオードＤ４が導通する電圧に到達する。そうすると、（Ｃ）デジタルトランジスタＱ３右側素子がオンし、（Ｄ）デジタルトランジスタＱ３左側素子がオフする。すなわち、ツェナーダイオードＤ３に並列接続されたスイッチはオンからオフになり、トランジスタＱ２のベース電圧は、ツェナーダイオードＤ２のツェナー電圧から、ツェナーダイオードＤ３とのツェナー電圧の和電圧に増加する。
【0039】
トランジスタＱ２のエミッタ電圧である（Ｅ）電源電圧ＶＣＣは、高い電圧に切り替わり、制御回路４の電源電圧ＶＣＣは異常検出電圧値となる。制御回路４は遅延時間が設けられているため、（ｃ）時点でスイッチング回路２の動作が停止され、以後、（Ａ）出力電圧Ｖｏｕｔおよび（Ｂ）コンデンサＣ４電圧は低下していく。（ｄ）時点になると、（Ｂ）コンデンサＣ４電圧が低下し再びツェナーダイオードＤ４のツェナー電圧未満になるため、（Ｃ）～（Ｅ）各波形は一旦正常レベルに戻る。その後もスイッチング回路２の動作は停止しているため、（ｅ）時点で、電源電圧ＶＣＣが推奨電源電圧を保持できなくなり、さらに電圧が低下していく。（ｆ）時点で、電源電圧ＶＣＣが推奨電源電圧の下限まで低下すると動作は不定となる。
以後、異常が解消されれば再び電源が投入されて正常レベルに戻る。
以後、異常が解消されれば再び電源が投入されて正常レベルに戻る。
【0040】
ここで、Ｎｓｕｂ巻線の誘起電圧は、上記の出力電圧Ｖｏｕｔに関係する式を用いて説明したが、実際は２次側の負荷によっても変化する。
この場合、第１の巻線Ｎｓｕｂ１および第２の巻線Ｎｓｕｂ２の誘起電圧は出力の負荷電流増加によるトランスＴ１結合度が変化するため、巻線間のサージ電圧が上昇しコンデンサＣ５およびＣ４の両端電圧を上昇させる。その結果、過電圧検出レベルも負荷電流により誤差が生じるが、本発明ではコンデンサＣ４と並列に抵抗Ｒ７を実装することでコンデンサＣ４両端電圧上昇を抑制し過電圧検出レベルを補正する。
また、Ｎｓｕｂ１電圧も負荷の増加により上昇するが、トランジスタＱ２の降圧レギュレータ素子により電源電圧ＶＣＣは一定に維持される。
この場合、第１の巻線Ｎｓｕｂ１および第２の巻線Ｎｓｕｂ２の誘起電圧は出力の負荷電流増加によるトランスＴ１結合度が変化するため、巻線間のサージ電圧が上昇しコンデンサＣ５およびＣ４の両端電圧を上昇させる。その結果、過電圧検出レベルも負荷電流により誤差が生じるが、本発明ではコンデンサＣ４と並列に抵抗Ｒ７を実装することでコンデンサＣ４両端電圧上昇を抑制し過電圧検出レベルを補正する。
また、Ｎｓｕｂ１電圧も負荷の増加により上昇するが、トランジスタＱ２の降圧レギュレータ素子により電源電圧ＶＣＣは一定に維持される。
【0041】
図５は、ツェナー電圧の温度係数を説明する図である。横軸はツェナー電圧（Ｖ）であり、縦軸は電圧温度係数である。図に示すグラフＡの電圧温度係数の単位は（％／℃）であり、グラフＢの電圧温度係数の単位は（ｍＶ／℃）である。
ＶＣＣ切替回路５のツェナーダイオードＤ４のツェナー電圧を５Ｖに設定することにより、図５に示すようにツェナーダイオードのツェナー電圧が温度による影響が少なくなる。
ＶＣＣ切替回路５のツェナーダイオードＤ４のツェナー電圧を５Ｖに設定することにより、図５に示すようにツェナーダイオードのツェナー電圧が温度による影響が少なくなる。
【0042】
例えば、ツェナーダイオードの周囲温度が４０℃上昇するとして、ツェナー電圧が５Ｖと３０Ｖの場合を比較すると、巻線を最適化して使用するツェナー電圧が５Ｖではほとんど変化がないのに比べツェナー電圧３０Ｖでは（２５ｍＶ／℃）×４０℃で１Ｖ程度の影響がある。
５Ｖのツェナー電圧を使用する回路構成により電圧検出の精度向上を図ることができる。
５Ｖのツェナー電圧を使用する回路構成により電圧検出の精度向上を図ることができる。
【符号の説明】
【0043】
１、１０・・・スイッチング電源、２・・・スイッチング回路、３・・・出力電圧切替回路、４・・・制御回路、５・・・ＶＣＣ切替回路（制御回路用電圧切替回路）、６・・・フィードバック（ＦＢ）回路、７・・・直流化回路（整流・平滑回路）。
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】