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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2024082491
(43)【公開日】2024-06-20
(54)【発明の名称】電力変換システム
(51)【国際特許分類】
H02M 3/28 20060101AFI20240613BHJP
【ＦＩ】
H02M3/28 H
【審査請求】未請求
【請求項の数】5
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2022196371
(22)【出願日】2022-12-08
(71)【出願人】
【識別番号】000005234
【氏名又は名称】富士電機株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】110003177
【氏名又は名称】弁理士法人旺知国際特許事務所
(74)【代理人】
【識別番号】100111763
【弁理士】
【氏名又は名称】松本 隆
(72)【発明者】
【氏名】長野 剛
【テーマコード（参考）】
5H730
【Ｆターム（参考）】
5H730AA14
5H730AS08
5H730BB27
5H730DD04
5H730EE07
5H730FD01
5H730FD11
5H730FG02
(57)【要約】
【課題】 広い電圧範囲において高効率で電力を伝送することが可能な電力変換システムを提供する。
【解決手段】 制御装置１０６ａは、直流電圧検出部１０７ａおよび１０７ｂが検出した１次側直流電圧および２次側直流電圧と制御変数Ｄとに基づき、第１ブリッジ回路１１１および第２ブリッジ回路１１２のスイッチング素子の各々に対する駆動パルスを生成する。また、制御装置１０６ａは、駆動パルスのエッジの位相を制御することにより、絶縁トランス１０２の１次側および２次側の各交流電圧の双方がゼロ電圧となる期間を制御する不連続電流モードの位相制御、あるいは、駆動パルスのエッジの位相を制御することにより、絶縁トランス１０２の１次側および２次側の各交流電圧が逆極性となる期間δを制御する連続電流モードの位相制御を制御変数Ｄの大きさに応じて実行する。
【選択図】図１
【解決手段】 制御装置１０６ａは、直流電圧検出部１０７ａおよび１０７ｂが検出した１次側直流電圧および２次側直流電圧と制御変数Ｄとに基づき、第１ブリッジ回路１１１および第２ブリッジ回路１１２のスイッチング素子の各々に対する駆動パルスを生成する。また、制御装置１０６ａは、駆動パルスのエッジの位相を制御することにより、絶縁トランス１０２の１次側および２次側の各交流電圧の双方がゼロ電圧となる期間を制御する不連続電流モードの位相制御、あるいは、駆動パルスのエッジの位相を制御することにより、絶縁トランス１０２の１次側および２次側の各交流電圧が逆極性となる期間δを制御する連続電流モードの位相制御を制御変数Ｄの大きさに応じて実行する。
【選択図】図１
【特許請求の範囲】
【請求項1】
絶縁トランスと、前記絶縁トランスの１次側および２次側それぞれに接続され、少なくとも１つのスイッチング素子を各々含む第１ブリッジ回路および第２ブリッジ回路とを備える絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記第１ブリッジ回路に与えられる１次側直流電圧と前記第２ブリッジ回路に与えられる２次側直流電圧の双方を検出する直流電圧検出部と、
前記直流電圧検出部が検出した１次側直流電圧および２次側直流電圧と制御変数とに基づき、前記第１ブリッジ回路および前記第２ブリッジ回路の前記スイッチング素子の各々に対する駆動パルスを生成する制御装置と、
前記駆動パルスに基づき、前記第１ブリッジ回路および前記第２ブリッジ回路の前記スイッチング素子を駆動する駆動回路部と、を備え、
前記制御装置は、
前記駆動パルスのエッジの位相を制御することにより、前記絶縁トランスの１次側および２次側の各交流電圧の双方がゼロ電圧となる期間を制御する不連続電流モードの位相制御、あるいは、
前記駆動パルスのエッジの位相を制御することにより、前記絶縁トランスの１次側および２次側の各交流電圧が逆極性となる期間を制御する連続電流モードの位相制御
を前記制御変数の大きさに応じて実行することを特徴とする電力変換システム。
前記第１ブリッジ回路に与えられる１次側直流電圧と前記第２ブリッジ回路に与えられる２次側直流電圧の双方を検出する直流電圧検出部と、
前記直流電圧検出部が検出した１次側直流電圧および２次側直流電圧と制御変数とに基づき、前記第１ブリッジ回路および前記第２ブリッジ回路の前記スイッチング素子の各々に対する駆動パルスを生成する制御装置と、
前記駆動パルスに基づき、前記第１ブリッジ回路および前記第２ブリッジ回路の前記スイッチング素子を駆動する駆動回路部と、を備え、
前記制御装置は、
前記駆動パルスのエッジの位相を制御することにより、前記絶縁トランスの１次側および２次側の各交流電圧の双方がゼロ電圧となる期間を制御する不連続電流モードの位相制御、あるいは、
前記駆動パルスのエッジの位相を制御することにより、前記絶縁トランスの１次側および２次側の各交流電圧が逆極性となる期間を制御する連続電流モードの位相制御
を前記制御変数の大きさに応じて実行することを特徴とする電力変換システム。
【請求項2】
前記制御装置は、前記不連続電流モードの位相制御および前記連続電流モードの位相制御の双方において、前記絶縁トランスに流れる電流のピーク点の前後の変曲点の電流値が一致するように前記駆動パルスのエッジの位相を制御することを特徴とする請求項１に記載の電力変換システム。
【請求項3】
前記制御装置は、前記不連続電流モードの位相制御および前記連続電流モードの位相制御の双方において、前記絶縁トランスの１次側の交流電圧と２次側の交流電圧との間に第１の差電圧が発生する期間における当該第１の差電圧の時間積分と、前記絶縁トランスの１次側の交流電圧と２次側の交流電圧との間に前記第１の差電圧と逆極性の第２の差電圧が発生する期間における当該第２の差電圧の時間積分との総和がゼロになるように前記駆動パルスのエッジの位相を制御することを特徴とする請求項１に記載の電力変換システム。
【請求項4】
前記制御装置は、
前記不連続電流モードの位相制御において、前記絶縁トランスの１次側または２次側のうち一方の交流電圧が第１の極性、他方の交流電圧がゼロ電圧をなる第１の期間と、前記絶縁トランスの１次側および２次側の双方の交流電圧が前記第１の極性となる第２の期間と、前記絶縁トランスの１次側および２次側の双方の交流電圧がゼロ電圧となる第３の期間とを順次発生させ、前記第３の期間を前記制御変数の大きさに応じて減少させ、
前記連続電流モードの位相制御において、前記絶縁トランスの１次側および２次側の各交流電圧が逆極性となる第４の期間と、前記絶縁トランスの１次側または２次側の一方の交流電圧が前記第１の極性、他方の交流電圧がゼロ電圧となる第５の期間と、前記絶縁トランスの１次側および２次側の双方の交流電圧が前記第１の極性となる第６の期間とを順次発生させ、前記第４の期間を前記制御変数の大きさに応じて増加させることを特徴とする請求項１に記載の電力変換システム。
前記不連続電流モードの位相制御において、前記絶縁トランスの１次側または２次側のうち一方の交流電圧が第１の極性、他方の交流電圧がゼロ電圧をなる第１の期間と、前記絶縁トランスの１次側および２次側の双方の交流電圧が前記第１の極性となる第２の期間と、前記絶縁トランスの１次側および２次側の双方の交流電圧がゼロ電圧となる第３の期間とを順次発生させ、前記第３の期間を前記制御変数の大きさに応じて減少させ、
前記連続電流モードの位相制御において、前記絶縁トランスの１次側および２次側の各交流電圧が逆極性となる第４の期間と、前記絶縁トランスの１次側または２次側の一方の交流電圧が前記第１の極性、他方の交流電圧がゼロ電圧となる第５の期間と、前記絶縁トランスの１次側および２次側の双方の交流電圧が前記第１の極性となる第６の期間とを順次発生させ、前記第４の期間を前記制御変数の大きさに応じて増加させることを特徴とする請求項１に記載の電力変換システム。
【請求項5】
前記制御装置は、
前記不連続電流モードの位相制御において、前記第１の期間における前記絶縁トランスの１次側の交流電圧と２次側の交流電圧の差電圧の時間積分と、前記第２の期間における前記絶縁トランスの１次側の交流電圧と２次側の交流電圧の差電圧の時間積分との総和がゼロになるように前記駆動パルスのエッジの位相を制御し、
前記連続電流モードの位相制御において、前記第５の期間における前記絶縁トランスの１次側の交流電圧と２次側の交流電圧の差電圧の時間積分と、前記第６の期間における前記絶縁トランスの１次側の交流電圧と２次側の交流電圧の差電圧の時間積分との総和がゼロになるように前記駆動パルスのエッジの位相を制御することを特徴とする請求項４に記載の電力変換システム。
前記不連続電流モードの位相制御において、前記第１の期間における前記絶縁トランスの１次側の交流電圧と２次側の交流電圧の差電圧の時間積分と、前記第２の期間における前記絶縁トランスの１次側の交流電圧と２次側の交流電圧の差電圧の時間積分との総和がゼロになるように前記駆動パルスのエッジの位相を制御し、
前記連続電流モードの位相制御において、前記第５の期間における前記絶縁トランスの１次側の交流電圧と２次側の交流電圧の差電圧の時間積分と、前記第６の期間における前記絶縁トランスの１次側の交流電圧と２次側の交流電圧の差電圧の時間積分との総和がゼロになるように前記駆動パルスのエッジの位相を制御することを特徴とする請求項４に記載の電力変換システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
この発明は、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータを利用した電力変換システムに関する。
【背景技術】
【0002】
図７は絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０を利用した電力変換システム１００の構成例を示す回路図である。絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０は、１次側巻線と２次側巻線が電気的に絶縁された絶縁トランス１０２を有する。絶縁トランス１０２の１次側巻線には直列インダクタ１０４ａが接続されている。この直列インダクタ１０４ａは、絶縁トランス１０２の１次側巻線の漏れインダクタンスあるいはこの漏れインダクタンスに対して外付けインダクタンスを追加したものである。なお、漏れインダクタンスのみを電力伝送に利用する場合には、外付けインダクタンスは不要である。絶縁トランス１０２の２次側巻線にも同様な直列インダクタ１０４ｂが接続されている。
【0003】
第１ブリッジ回路１１１は、絶縁トランス１０２の１次側巻線に対して１次側交流電圧ｖ１を供給する回路である。この第１ブリッジ回路１１１は、直列接続されたスイッチング素子１０１ａおよび１０１ｂと、直列接続されたスイッチング素子１０１ｃおよび１０１ｄとを並列接続したフルブリッジ回路である。この例において、スイッチング素子１０１ａ～１０１ｄの各々は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor；金属－酸化膜－半導体構造の電界効果トランジスタ）と、これに対して逆並列接続されたダイオードとからなる。第１ブリッジ回路１１１には、キャパシタ１０３ａが並列接続される。そして、第１ブリッジ回路１１１には、１次側直流電圧Ｅ１が与えられる。この第１ブリッジ回路１１１において、スイッチング素子１０１ａおよび１０１ｂ間の中間ノードと、スイッチング素子１０１ｃおよび１０１ｄ間の中間ノードとの間から、絶縁トランス１０２に対する１次側交流電圧ｖ１が出力される。
【0004】
第２ブリッジ回路１１２は、絶縁トランス１０２の２次側巻線に対して２次側交流電圧ｖ２を供給する回路である。この第２ブリッジ回路１１２は、第１ブリッジ回路１１１と同様、直列接続されたスイッチング素子１０１ｅおよび１０１ｆと、直列接続されたスイッチング素子１０１ｇおよび１０１ｈとを並列接続したブリッジ回路である。第２ブリッジ回路１１２には、キャパシタ１０３ｂが並列接続される。そして、第２ブリッジ回路１１２には、２次側直流電圧Ｅ２が与えられる。この第２ブリッジ回路１１２において、スイッチング素子１０１ｅおよび１０１ｆ間の中間ノードと、スイッチング素子１０１ｇおよび１０１ｈ間の中間ノードとの間から、絶縁トランス１０２に対する２次側交流電圧ｖ２が出力される。
【0005】
直流電圧検出部１０７ａは、第１ブリッジ回路１１１に与えられる１次側直流電圧Ｅ１を検出する回路である。また、直流電圧検出部１０７ｂは、第２ブリッジ回路１１２に与えられる２次側直流電圧Ｅ２を検出する回路である。
【0006】
制御装置１０６は、第１ブリッジ回路１１１のスイッチング素子１０１ａ～１０１ｄを各々駆動するための駆動パルスＧａ～Ｇｄと、第２ブリッジ回路１１２のスイッチング素子１０１ｅ～１０１ｈを各々駆動するための駆動パルスＧｅ～Ｇｈを発生する装置である。
【0007】
駆動回路部１０５ａは、制御装置１０６が発生する駆動パルスＧａ～Ｇｄによりスイッチング素子１０１ａ～１０１ｄを駆動し、駆動回路部１０５ｂは、制御装置１０６が発生する駆動パルスＧｅ～Ｇｈによりスイッチング素子１０１ｅ～１０１ｈを駆動する。
【0008】
制御装置１０６は、直流電圧検出部１０７ａにより検出される１次側直流電圧Ｅ１および直流電圧検出部１０７ｂにより検出される２次側直流電圧Ｅ２に基づき、スイッチング素子１０１ａ～１０１ｈを駆動するための駆動パルスＧａ～Ｇｈのエッジの位相を制御し、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０の電力伝送の制御を行う。
【0009】
以下、図８の波形図を参照し、電力変換システム１００の動作例を説明する。電力変換システム１００において、第１ブリッジ回路１１１および第２ブリッジ回路１１２は、同じ周期（波長）の１次側交流電圧ｖ１および２次側交流電圧ｖ２を出力する。以下の説明では、位相角あるいは位相差という用語が用いられるが、これは１次側交流電圧ｖ１および２次側交流電圧ｖ２の１周期（１波長）を２πとして表現した各種の期間の相対的な長さを意味する。また、以下の説明において、２次側直流電圧Ｅ２および２次側交流電圧ｖ２は１次側に換算した電圧値を意味する。すなわち、絶縁トランス１０２の１次側巻線の巻回数をｎ１、２次側巻線の巻回数をｎ２とした場合において、実際の２次側直流電圧に対して係数ｎ１／ｎ２を乗算した電圧値（１次側に換算した電圧値）が２次側直流電圧Ｅ２である。２次側交流電圧ｖ２についても同様である。また、以下の説明において、低圧側および高圧側は、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０の１次側および２次側のうち低圧が発生している側および高圧が発生している側を意味する。例えば１次側直流電圧Ｅ１と１次側換算された２次側直流電圧Ｅ２との間にＥ１＜Ｅ２の関係があれば１次側が低圧側で２次側が高圧側であり、Ｅ１＞Ｅ２の関係があれば１次側が高圧側で２次側が低圧側である。
【0010】
図８の動作例では、１次側直流電圧Ｅ１と２次側直流電圧Ｅ２との間にＥ１＜Ｅ２の関係がある。従って、１次側が低圧側、２次側が高圧側である。この動作例において、制御装置１０６は、±Ｅ１の振幅を有し、デューティ比５０％を有する矩形波の１次側交流電圧ｖ１を第１ブリッジ回路１１１に出力させ、かつ、±Ｅ２の振幅を有し、デューティ比５０％を有し、１次側交流電圧ｖ１に対して位相角δだけ遅れた矩形波の２次側交流電圧ｖ２を第２ブリッジ回路１１２に出力させている。なお、ここでデューティ比は５０％から多少ずらす場合もある。このように１次側交流電圧ｖ１に対して２次側交流電圧ｖ２の位相が遅れる場合、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０では、１次側から２次側への電力伝送が行われる。以下、この電力伝送の動作を説明する。
【0011】
絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０では、１次側交流電圧ｖ１と２次側交流電圧ｖ２との電圧差が絶縁トランス１０２の漏れインダクタンスｌおよび外付けのインダクタンスＬａｕｘからなるインダクタンスＬ＝ｌ＋Ｌａｕｘに印加され、次式（１．１）を満たす電流ｉが絶縁トランス１０４の１次側巻線に流れる。また、この電流ｉに対応した電流（絶縁トランス１０２の１次側および２次側の巻数比が１である場合は電流ｉと同じ電流）が絶縁トランス１０４の２次側巻線に流れる。
ｄｉ／ｄｔ＝（ｖ１（ｔ）－ｖ２（ｔ））／Ｌ ……（１．１）
ｄｉ／ｄｔ＝（ｖ１（ｔ）－ｖ２（ｔ））／Ｌ ……（１．１）
【0012】
この動作例において、１次側交流電圧ｖ１の立ち上がりエッジから位相角δの期間および１次側交流電圧ｖ１の立ち下がりエッジから位相角δの期間は、１次側交流電圧ｖ１と２次側交流電圧Ｖ２とが逆極性になる。従って、この期間は、他の期間よりも大きな電圧差がインダクタンスＬに印加され、図８に示すように電流ｉの時間勾配が大きくなる。
【0013】
従って、１次側から２次側に伝送される電力Ｐは、１次側交流電圧ｖ１と２次側交流電圧ｖ２との位相差δに依存して大きくなる。具体的には、１次側交流電圧ｖ１と２次側交流電圧ｖ２の基本波角周波数をωとすると、１次側から２次側への伝送電力Ｐは次式（１．２）に示すものとなる。
Ｐ
＝（Ｅ１Ｅ２／（ωＬ））δ（１－（δ／π）） ……（１．２）
Ｐ
＝（Ｅ１Ｅ２／（ωＬ））δ（１－（δ／π）） ……（１．２）
【0014】
そこで、制御装置１０６は、スイッチング素子１０１ａ～１０１ｈを駆動するための駆動パルスＧａ～Ｇｈのエッジの位相を制御することにより、絶縁トランス１０２の１次側交流電圧ｖ１および２次側交流電圧ｖ２が逆極性となる期間（位相角δ）を制御することで、１次側および２次側の相互間の伝送電力Ｐを制御する。
【0015】
ところで、この動作例において、伝送電力Ｐを大きくするために、１次側交流電圧ｖ１と２次側交流電圧ｖ２との位相差δを大きくすると、絶縁トランス１０４に流れる電流ｉのピーク値が過大になるという問題がある。そこで、特許文献１は、１次側交流電圧ｖ１と２次側交流電圧ｖ２の一方のパルス幅変調を行うことで電流ｉのピーク値を低下させる技術を提案している。
【0016】
図９は特許文献１に示された動作例を示す波形図である。この動作例において、高圧側の２次側交流電圧ｖ２は、低圧側の１次側交流電圧ｖ１の立ち上がりエッジから位相角δの期間、１次側交流電圧ｖ１と逆極性の電圧を維持し、その後、位相角φの期間、ゼロ電圧を維持した後、１次側交流電圧ｖ１と同極性の電圧に立ち上がる。すなわち、特許文献１では、位相角δだけ遅れて発生する高圧側の２次側交流電圧ｖ２のパルス幅を位相角φだけ短くする（ゼロ電圧にする）。
【0017】
このようにすることで、絶縁トランス１０４に流れる電流ｉは、位相角δの期間、大きな時間勾配で変化した後、位相角φの期間、前の期間よりも小さな時間勾配で変化してピーク値に達するので、ピーク値が過大になるのを回避することができる。
【0018】
この図９の動作例においても、制御装置１０６は、絶縁トランス１０２の１次側および２次側の各交流電圧が逆極性となる期間（位相角δ）を制御することで、１次側および２次側の相互間の伝送電力Ｐを制御する。この伝送電力Ｐは次式に示すものとなる。
Ｐ
＝（Ｅ１Ｅ２／（ωＬ））（（π－φ）（２δ＋φ）－２δ２）／（２π）
……（１．３）
以下、便宜上、この特許文献１に示された制御を連続電流モードの位相制御と呼ぶ。なお、この連続電流モードの位相制御は特許文献２にも開示されている。
Ｐ
＝（Ｅ１Ｅ２／（ωＬ））（（π－φ）（２δ＋φ）－２δ２）／（２π）
……（１．３）
以下、便宜上、この特許文献１に示された制御を連続電流モードの位相制御と呼ぶ。なお、この連続電流モードの位相制御は特許文献２にも開示されている。
【0019】
以上説明した連続電流モードの位相制御は、ある問題を有している。すなわち、１次側交流電圧ｖ１と２次側交流電圧ｖ２との位相関係により定まる伝送方向に対して逆方向に伝送される逆電力が発生し、これにより無効電力が発生する問題である。
【0020】
例えば図９の動作例では、１次側交流電圧ｖ１に対して２次側交流電圧ｖ２の位相が遅れており、電力の伝送方向は１次側から２次側へ向かう方向である。しかしながら、連続電流モードの位相制御では、１次側交流電圧ｖ１の立ち上がりエッジ（あるいは立ち下がりエッジ）から始まる位相角δの期間内に絶縁トランス１０４に流れる電流ｉの極性が反転する。この位相角δの期間内において、電流ｉの極性反転が発生するタイミング以降の期間は、１次側交流電圧ｖ１と２次側交流電圧ｖ２との位相関係により定まる伝送方向の逆方向である２次側から１次側の方向に伝送される逆電力Ｐｂが発生する。この逆電力Ｐｂは、位相角δの期間内において、電流ｉの極性反転が発生するタイミング以前に１次側から２次側に伝送された電力Ｐｆと相殺する。
【0021】
このように連続電流モードの位相制御では、本来的な伝送方向と逆方向に伝送される逆電力Ｐｂが発生し、その分だけ伝送効率が低下する問題が発生する。この問題は、特に１次側および２次側の直流電圧差が大きい場合や負荷が軽い場合に顕著に発生し、導通損失増加（電力伝送の効率悪化）の原因となる。
【0022】
非特許文献１は、特許文献１および２とは異なる電力伝送制御の技術を開示している。具体的には、非特許文献１では、１次側交流電圧ｖ１および２次側交流電圧ｖ２の両方がゼロ電圧となる期間を発生させることで逆電力の発生を回避している。
【0023】
図１０はこの非特許文献１に示された動作例を示す波形図である。この動作例では、１次側交流電圧ｖ１および２次側交流電圧ｖ２の両方が同時に第１極性（この例では正極性）の電圧からゼロ電圧に変化した後、位相角γの期間、両方がゼロ電圧を維持し、その後、低圧側の１次側交流電圧ｖ１が第１極性と反対の第２極性（この例では負極性）の電圧に変化し、その後、位相角φ－δだけ遅れて高圧側の２次側交流電圧ｖ２が第２極性の電圧に変化する。その後、１次側交流電圧ｖ１および２次側交流電圧ｖ２は、以上と同様の波形を描いて、第２極性の電圧から第１極性の電圧に変化する。
【0024】
この動作例では、１次側交流電圧ｖ１が第１または第２の極性の電圧であり、かつ、２次側交流電圧ｖ２がゼロ電圧である位相角φ－γの期間に絶縁トランス１０２に流れる電流ｉが増加し、その後の１次側交流電圧ｖ１および２次側交流電圧ｖ２の両方が同極性の電圧である期間に絶縁トランス１０２に流れる電流ｉが減少してゼロになる動作が繰り返される。
【0025】
そして、絶縁トランス１０２に流れる電流ｉが減少してゼロになった後の位相角γの期間、１次側交流電圧ｖ１および２次側交流電圧ｖ２の両方がゼロ電圧となり、絶縁トランス１０２に流れる電流ｉの変化が停止して極性反転が生じない。このため、逆電力が生じない。
【0026】
この動作例において、１次側から２次側に伝送される電力Ｐは、絶縁トランス１０２に流れる電流ｉのピーク値に依存する。そして、電流ｉのピーク値は、位相角φ－γの期間の長さに依存する。そこで、制御装置１０６は、絶縁トランス１０２の１次側および２次側の各交流電圧の双方がゼロ電圧となる位相角γの期間を制御するとともに、位相角φおよびγを制御することにより、１次側および２次側の双方間の伝送電力Ｐを制御する。この伝送電力Ｐは次式に示すものとなる。
Ｐ
＝（Ｅ１Ｅ２／（ωＬ））（Ａ（１－Ａ）（π－γ）２）／（２π）
……（１．４）
この式（１．４）において、Ａは次式により与えられる。
Ａ
＝低圧側直流電圧／高圧側直流電圧＜１ ……（１．５）
以下、便宜上、この非特許文献１に示された伝送電力Ｐの制御を不連続電流モードの位相制御と呼ぶ。
Ｐ
＝（Ｅ１Ｅ２／（ωＬ））（Ａ（１－Ａ）（π－γ）２）／（２π）
……（１．４）
この式（１．４）において、Ａは次式により与えられる。
Ａ
＝低圧側直流電圧／高圧側直流電圧＜１ ……（１．５）
以下、便宜上、この非特許文献１に示された伝送電力Ｐの制御を不連続電流モードの位相制御と呼ぶ。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0027】
【特許文献1】特許第６９４８９３８号
【0028】
【特許文献2】特許第６１７１０２２号
【非特許文献】
【0029】
【非特許文献1】近藤，檜垣，山田，「無効電力を抑制した電気自動車充放電用双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの損失低減効果実証」，電気学会論文誌Ｄ，Ｖｏｌ．１３７，Ｎｏ．，ｐｐ．６７３－６８０（２０１７）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0030】
上述した連続電流モードの位相制御は、広い電圧範囲において一定以上の電力を伝送することができるが、逆電力が発生する場合があり、その場合に電力の伝送効率が低下する問題がある。一方、不連続電流モードの位相制御は、逆電力の発生を回避することはできるが、１次側および２次側の電圧差が少ない場合等を含む広い電圧範囲において一定以上の電力伝送を行うことが困難であるという問題がある。
【0031】
この発明は、以上説明した事情に鑑みてなされたものであり、広い電圧範囲において高効率で電力を伝送することが可能な電力変換システムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【0032】
この発明の一態様による電力変換システムは、絶縁トランスと、前記絶縁トランスの１次側および２次側それぞれに接続され、少なくとも１つのスイッチング素子を各々含む第１ブリッジ回路および第２ブリッジ回路とを備える絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータと、前記第１ブリッジ回路に与えられる１次側直流電圧と前記第２ブリッジ回路に与えられる２次側直流電圧の双方を検出する直流電圧検出部と、前記直流電圧検出部が検出した１次側直流電圧および２次側直流電圧と制御変数とに基づき、前記第１ブリッジ回路および前記第２ブリッジ回路の前記スイッチング素子の各々に対する駆動パルスを生成する制御装置と、前記駆動パルスに基づき、前記第１ブリッジ回路および前記第２ブリッジ回路の前記スイッチング素子を駆動する駆動回路部と、を備え、前記制御装置は、前記駆動パルスのエッジの位相を制御することにより、前記絶縁トランスの１次側および２次側の各交流電圧の双方がゼロ電圧となる期間を制御する不連続電流モードの位相制御、あるいは、前記駆動パルスのエッジの位相を制御することにより、前記絶縁トランスの１次側および２次側の各交流電圧が逆極性となる期間を制御する連続電流モードの位相制御を前記制御変数の大きさに応じて実行することを特徴とする。
【0033】
好ましい態様において、前記制御装置は、前記不連続電流モードの位相制御および前記連続電流モードの位相制御の双方において、前記絶縁トランスに流れる電流のピーク点の前後の変曲点の電流値が一致するように前記駆動パルスのエッジの位相を制御する。
【0034】
具体的には、前記制御装置は、前記不連続電流モードの位相制御および前記連続電流モードの位相制御の双方において、前記絶縁トランスの１次側の交流電圧と２次側の交流電圧との間に第１の差電圧が発生する期間における当該第１の差電圧の時間積分と、前記絶縁トランスの１次側の交流電圧と２次側の交流電圧との間に前記第１の差電圧と逆極性の第２の差電圧が発生する期間における当該第２の差電圧の時間積分との総和がゼロになるように前記駆動パルスのエッジの位相を制御する。
【0035】
他の好ましい態様において、前記制御装置は、前記不連続電流モードの位相制御において、前記絶縁トランスの１次側または２次側のうち一方の交流電圧が第１の極性、他方の交流電圧がゼロ電圧をなる第１の期間と、前記絶縁トランスの１次側および２次側の双方の交流電圧が前記第１の極性となる第２の期間と、前記絶縁トランスの１次側および２次側の双方の交流電圧がゼロ電圧となる第３の期間とを順次発生させ、前記第３の期間を前記制御変数の大きさに応じて減少させ、前記連続電流モードの位相制御において、前記絶縁トランスの１次側および２次側の各交流電圧が逆極性となる第４の期間と、前記絶縁トランスの１次側または２次側の一方の交流電圧が前記第１の極性、他方の交流電圧がゼロ電圧となる第５の期間と、前記絶縁トランスの１次側および２次側の双方の交流電圧が前記第１の極性となる第６の期間とを順次発生させ、前記第４の期間を前記制御変数の大きさに応じて増加させる。
【0036】
他の好ましい態様において、前記制御装置は、前記不連続電流モードの位相制御において、前記第１の期間における前記絶縁トランスの１次側の交流電圧と２次側の交流電圧の差電圧の時間積分と、前記第２の期間における前記絶縁トランスの１次側の交流電圧と２次側の交流電圧の差電圧の時間積分との総和がゼロになるように前記駆動パルスのエッジの位相を制御し、前記連続電流モードの位相制御において、前記第５の期間における前記絶縁トランスの１次側の交流電圧と２次側の交流電圧の差電圧の時間積分と、前記第６の期間における前記絶縁トランスの１次側の交流電圧と２次側の交流電圧の差電圧の時間積分との総和がゼロになるように前記駆動パルスのエッジの位相を制御する。
【発明の効果】
【0037】
この発明の一態様である電力変換システムによれば、不連続電流モードの位相制御、あるいは、連続電流モードの位相制御を制御変数の大きさに応じて制御装置が実行するので、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの１次側および２次側の相互間の電力伝送を広い電圧範囲において高効率で実行することができる。
【図面の簡単な説明】
【0038】
【図1】この発明の一実施形態である電力変換システムの構成を示す回路図である。
【図2】同電力変換システムにおいて実行される不連続電流モードの位相制御の動作例を示す波形図である。
【図3】同電力変換システムにおいて実行される連続電流モードの位相制御の動作例を示す波形図である。
【図4】同電力変換システムの全体的な動作例を示す波形図である。
【図5】同電力変換システムにおける電力の伝送特性を例示する図である。
【図6】同実施形態の変形例の動作を示す波形図である。
【図7】電力変換システムの構成例を示す回路図である。
【図8】同電力変換システムの基本的な動作波形を示す波形図である。
【図9】同電力変換システムにおける連続電流モードの位相制御の動作例を示す波形図である。
【図10】同電力変換システムにおける不連続電流モードの位相制御の動作例を示す波形図である。
【発明を実施するための形態】
【0039】
以下、図面を参照しつつこの発明の実施形態について説明する。図１はこの発明の一実施形態である電力変換システム１００ａの構成を示す回路図である。この電力変換システム１００ａでは、従来の電力変換システム（図７）における制御装置１０６が制御装置１０６ａに置き換えられている。
【0040】
電力変換システム１００ａにおける制御装置１０６ａ以外の要素は、従来の電力変換システム（図７）と同様である。すなわち、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０は、絶縁トランス１０２と、絶縁トランス１０２の１次側および２次側それぞれに接続され、少なくとも１つのスイッチング素子を各々含む第１ブリッジ回路１１１および第２ブリッジ回路１１２とを備える。直流電圧検出部１０７ａは、第１ブリッジ回路１１１に与えられる１次側直流電圧Ｅ１を検出し、直流電圧検出部１０７ｂは、第２ブリッジ回路１１２に与えられる２次側直流電圧Ｅ２を検出する。駆動回路部１０５ａは、制御装置１０６ａが発生する駆動パルスＧａ～Ｇｄに基づき、第１ブリッジ回路１１１のスイッチング素子１０１ａ～１０１ｄを駆動し、駆動回路部１０５ｂは、制御装置１０６ａが発生する駆動パルスＧｅ～Ｇｈに基づき、第２ブリッジ回路１１２のスイッチング素子１０１ｅ～１０１ｈを駆動する。
【0041】
そして、本実施形態において、制御装置１０６ａは、直流電圧検出部１０７ａおよび１０７ｂが検出する１次側直流電圧Ｅ１および２次側直流電圧Ｅ２と、制御変数Ｄとに基づき、第１ブリッジ回路１１１および第２ブリッジ回路１１２のスイッチング素子の各々を駆動するための駆動パルスＧａ～Ｇｈを生成する。
【0042】
上述したように、連続電流モードの位相制御は、広い電圧範囲において一定以上の電力を伝送することができるが、逆電力が発生することにより電力の伝送効率が低下する問題がある。一方、不連続電流モードの位相制御は、逆電力の発生を回避することはできるが、１次側および２次側の電圧差が少ない場合等を含む広い電圧範囲において一定以上の電力伝送を行うことが困難である問題がある。従って、連続電流モードの位相制御または不連続電流モードの位相制御の一方のみを行ったのでは、広い電圧範囲において高効率で電力を伝送することが困難である。そこで、本実施形態では、連続電流モードの位相制御および不連続電流モードの位相制御の両方を制御装置１０６ａに実行させる。
【0043】
また、上述したように連続電流モードの位相制御では、１次側交流電圧ｖ１および２次側交流電圧ｖ２間の位相遅れの位相角δと、高圧側の交流電圧がゼロ電圧を維持する期間の位相角φが操作対象となる。一方、不連続電流モードの位相制御では、１次側交流電圧ｖ１および２次側交流電圧ｖ２間の位相遅れ（位相角δ）はなく、低圧側および高圧側の交流電圧の双方がゼロ電圧を維持する期間の位相角γと、高圧側の交流電圧がゼロ電圧を維持する期間の位相角φが操作対象となる。しかも、この場合、位相角γまたはφの一方は他方に依存するので、実質的な操作対象は位相角γまたはφの一方のみである。そこで、本実施形態では、単一の制御変数Ｄを不連続電流モードの位相制御の操作対象に関連付けると共に、同じ制御変数Ｄを連続電流モードの位相制御の操作対象に関連付けることで、制御変数Ｄの大きさに応じて、不連続電流モードの位相制御または連続電流モードの位相制御を実行する。
【0044】
具体的には、本実施形態において制御装置１０６ａは、駆動パルスＧａ～Ｇｈのエッジの位相を制御することにより、１次側交流電圧ｖ１および２次側交流電圧ｖ２の双方がゼロ電圧となる期間を制御する不連続電流モードの位相制御、あるいは、駆動パルスＧａ～Ｇｈのエッジの位相を制御することにより、１次側交流電圧ｖ１および２次側交流電圧ｖ２が逆極性となる期間を制御する連続電流モードの位相制御を制御変数Ｄの大きさに応じて実行することで、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０の１次側および２次側双方間の電力Ｐの伝送を制御する。
【0045】
制御変数Ｄは、目標伝送電力に応じて決定される制御変数である。制御変数Ｄが大きくなる程、１次側および２次側双方間の伝送電力Ｐは大きくなる。好ましい態様において、制御変数Ｄは、電力変換システム１００ａを制御する上位装置から制御装置１０６ａに与えられる。他の好ましい態様では、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０の運転状況や負荷の状況に基づいて、制御装置１０６ａが制御変数Ｄを決定する。
【0046】
制御変数Ｄは、０から３π／２までの間の値をとり得る。制御変数Ｄが０以上かつπ以下の値である場合、制御装置１０６ａは、不連続電流モードの位相制御を実行する。また、制御変数Ｄがπ以上かつ３π／２以下の値である場合、制御装置１０６ａは、連続電流モードの位相制御を実行する。
【0047】
以下、本実施形態における位相制御の詳細について説明する。以下では、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０の１次側から２次側に電力が伝送される場合について説明する。また、以下では１次側が低圧側、２次側が高圧側である場合について説明する。
【0048】
図２は不連続電流モードの位相制御の例を示す波形図である。図２において、／Ｇｂ、／Ｇｄ、／Ｇｆおよび／Ｇｈは、駆動パルスＧｂ、Ｇｄ、ＧｆおよびＧｈのレベル反転波形を意味する。他の波形図（図３、図６）についても同様である。図２の例において、制御装置１０６ａは、絶縁トランス１０２に流れる電流ｉのピーク点Ｐ１（Ｐ２）の前後の変曲点Ｑ１１およびＱ１２（Ｑ２１およびＱ２２）の電流値が一致するように駆動パルスのエッジの位相を制御する。
【0049】
具体的には、制御装置１０６ａは、低圧側の１次側交流電圧ｖ１と高圧側の２次側交流電圧ｖ２との間に第１の差電圧（図２の例ではＥ１－０＞０）が発生する第１の期間Ｔ１（位相角φ－γ）における当該第１の差電圧の時間積分と、低圧側の１次側交流電圧ｖ１と高圧側の２次側交流電圧ｖ２との間に第１の差電圧と逆極性の第２の差電圧（図２の例ではＥ１－Ｅ２＜０）が発生する第２の期間Ｔ２（位相角π－φ）における当該第２の差電圧の時間積分との総和がゼロになるように駆動パルスＧａ～Ｇｈのエッジの位相を制御する。すなわち、図２の例では次式（２．１）が満たされるように駆動パルスＧａ～Ｇｈのエッジの位相を制御する。
Ｅ１（φ－γ）＋（Ｅ１－Ｅ２）（π－φ）＝０ ……（２．１）
なお、１次側直流電圧Ｅ１および２次側直流電圧Ｅ２は、厳密には時間変動するが、時定数が大きいので、上記式（２．１）では一定電圧とみなしている。
Ｅ１（φ－γ）＋（Ｅ１－Ｅ２）（π－φ）＝０ ……（２．１）
なお、１次側直流電圧Ｅ１および２次側直流電圧Ｅ２は、厳密には時間変動するが、時定数が大きいので、上記式（２．１）では一定電圧とみなしている。
【0050】
このような制御により、１次側交流電圧ｖ１と２次側交流電圧ｖ２との差電圧により発生する絶縁トランス１０２の電流ｉが、１次側交流電圧ｖ１と２次側交流電圧ｖ２の両方がゼロ電圧となる第３の期間Ｔ３（位相角γの期間）の開始タイミングにおいてゼロとなり、逆電力の発生が回避される。
【0051】
以上、電流ｉに正のピーク点Ｐ１が発生するタイミングの前後の期間における駆動パルスＧａ～Ｇｈのエッジの位相制御について説明したが、電流ｉに負のピーク点Ｐ２が発生するタイミングの前後の期間における駆動パルスＧａ～Ｇｈのエッジの位相制御も同様である。
【0052】
本実施形態は、連続電流モードのみならず、不連続電流モードにおいても、単一の制御変数Ｄに基づいて駆動パルスＧａ～Ｇｈの位相制御を行うことを１つの目的としている。このため、本実施形態において、不連続電流モードでは、制御変数Ｄに基づいて、位相角γを決定し、この位相角γに位相角φを依存させる。具体的には次の通りである。
【0053】
上記式（２．１）をφについて解くと次式（２．２）が得られる。
φ（γ）
＝（１－（Ｅ１／Ｅ２））π＋（Ｅ１／Ｅ２）γ
＝（１－Ａ）π＋Ａγ ……（２．２）
ここで、Ａは前掲式（１．５）に示す通りである。
φ（γ）
＝（１－（Ｅ１／Ｅ２））π＋（Ｅ１／Ｅ２）γ
＝（１－Ａ）π＋Ａγ ……（２．２）
ここで、Ａは前掲式（１．５）に示す通りである。
【0054】
また、不連続電流モードにおける制御変数Ｄは、次式のように位相角γに関係づける。
Ｄ＝π－γ ……（２．３）
Ｄ＝π－γ ……（２．３）
【0055】
そして、制御装置１０６ａは、０≦Ｄ≦πである制御変数Ｄが与えられた場合、式（２．３）に従って制御変数Ｄから位相角γを求め、式（２．２）に従って位相角γから位相角φを求める。
【0056】
以上、不連続電流モードの位相制御を１次側交流電圧ｖ１と２次側交流電圧ｖ２との差電圧の変化に着目して説明したが、１次側交流電圧ｖ１と２次側交流電圧ｖ２の各々の変化に着目して説明すると次のようになる。
【0057】
制御装置１０６ａは、不連続電流モードの位相制御において、絶縁トランス１０２の１次側交流電圧ｖ１または２次側交流電圧ｖ２の一方（具体的には低圧側）が第１の極性（図２の例では正極性）、他方（具体的には高圧側）がゼロ電圧をなる第１の期間Ｔ１と、１次側交流電圧ｖ１および２次側交流電圧ｖ２の双方が第１の極性となる第２の期間Ｔ２と、１次側交流電圧ｖ１および２次側交流電圧ｖ２の双方がゼロ電圧となる第３の期間Ｔ３とを順次発生させ、第３の期間Ｔ３を制御変数Ｄの大きさに応じて減少させる（上記式（２．３）参照）。
【0058】
また、制御装置１０６ａは、不連続電流モードの位相制御において、第１の期間Ｔ１における１次側交流電圧ｖ１と２次側交流電圧ｖ２の差電圧の時間積分と、第２の期間Ｔ２における１次側交流電圧ｖ１と２次側交流電圧ｖ２の差電圧の時間積分との総和がゼロになるように駆動パルスＧａ～Ｇｈのエッジの位相を制御する（上記式（２．１）参照）。
【0059】
次に不連続電流モードにおける駆動パルスのエッジの位相制御の具体例を説明する。以下の説明では、特に明示しない限り、位相角は、図２における駆動パルスＧａ、／Ｇｂの立ち上がりエッジの位相（位相角θ１２＝０）を基準位置（始点）とした位相角である。すなわち、位相角θ３４は、基準位置に対する駆動パルスＧｃ、／Ｇｄの立ち上がりエッジの位相角、位相角θ５６は、基準位置に対する駆動パルスＧｅ、／Ｇｆの立ち上がりエッジの位相角、位相角θ７８は、基準位置に対する駆動パルスＧｇ、／Ｇｈの立ち上がりエッジの位相角である。
【0060】
図２の動作例において、１次側交流電圧ｖ１のゼロ電圧への立ち下がりエッジ（第３の期間Ｔ３の始期）は、駆動パルスＧｃおよび／Ｇｄの立ち上がりエッジにより発生する。そして、１次側交流電圧ｖ１のゼロ電圧への立ち下がりエッジは、位相角π－γを有する。従って、駆動パルスＧｃおよび／Ｇｄの立ち上がりエッジの位相角θ３４は、次式（２．４）により算出される。
θ３４
＝π－γ
＝π－π＋Ｄ
＝Ｄ ……（２．４）
θ３４
＝π－γ
＝π－π＋Ｄ
＝Ｄ ……（２．４）
【0061】
また、２次側交流電圧ｖ２のゼロ電圧への立ち上がりエッジ（第３の期間Ｔ３の始期）は、駆動パルスＧｅおよび／Ｇｆの立ち上がりエッジにより発生する。そして、２次側交流電圧ｖ２のゼロ電圧への立ち下がりエッジは、位相角－γを有する。従って、駆動パルスＧｅおよび／Ｇｆの立ち上がりエッジの位相角θ５６は、次式（２．５）により算出される。
θ５６
＝－γ
＝Ｄ－π ……（２．５）
θ５６
＝－γ
＝Ｄ－π ……（２．５）
【0062】
また、２次側交流電圧ｖ２のゼロ電圧からの立ち下がりエッジ（第２の期間Ｔ２の始期）は、駆動パルスＧｇおよび／Ｇｈの立ち上がりエッジにより発生する。そして、２次側交流電圧ｖ２のゼロ電圧からの立ち下がりエッジは、位相角θ５６＋π＋φを有する。従って、駆動パルスＧｇおよび／Ｇｈの立ち上がりエッジの位相角θ７８は、次式（２．６）により算出される。
θ７８
＝θ５６＋π＋φ
＝Ｄ－π＋π＋φ
＝Ｄ－π＋π＋π－ＡＤ
＝π＋（１－Ａ）Ｄ ……（２．６）
以上が本実施形態における不連続電流モードの位相制御である。
θ７８
＝θ５６＋π＋φ
＝Ｄ－π＋π＋φ
＝Ｄ－π＋π＋π－ＡＤ
＝π＋（１－Ａ）Ｄ ……（２．６）
以上が本実施形態における不連続電流モードの位相制御である。
【0063】
図３は本実施形態における連続電流モードの位相制御の例を示す波形図である。本実施形態では、不連続電流モードのみならず、連続電流モードにおいても、絶縁トランス１０２に流れる電流ｉのピーク点Ｐ１（Ｐ２）の前後の変曲点Ｑ１１およびＱ１２（Ｑ２１およびＱ２２）の電流値が一致するように駆動パルスのエッジの位相を制御する。
【0064】
具体的には、制御装置１０６ａは、絶縁トランス１０２の１次側交流電圧ｖ１と２次側交流電圧ｖ２との間に第１の差電圧（図３の例ではＥ１－０＞０）が発生する第５の期間Ｔ５（位相角φ）における当該第１の差電圧の時間積分と、絶縁トランス１０２の１次側交流電圧ｖ１と２次側交流電圧ｖ２との間に第１の差電圧と逆極性の第２の差電圧（図２の例ではＥ１－Ｅ２＜０）が発生する第６の期間Ｔ６（位相角π－δ－φ）における当該第２の差電圧の時間積分との総和がゼロになるように駆動パルスのエッジの位相を制御する。すなわち、図３の例では次式（３．１）が満たされるように駆動パルスＧａ～Ｇｈのエッジの位相を制御する。
Ｅ１φ＋（Ｅ１－Ｅ２）（π－δ－φ）＝０ ……（３．１）
Ｅ１φ＋（Ｅ１－Ｅ２）（π－δ－φ）＝０ ……（３．１）
【0065】
以上、電流ｉに正のピーク点Ｐ１が発生するタイミングの前後の期間における駆動パルスのエッジの位相制御について説明したが、電流ｉに負のピーク点Ｐ２が発生するタイミングの前後の期間における駆動パルスＧａ～Ｇｈのエッジの位相制御も同様である。
【0066】
既に説明したように、本実施形態は、不連続電流モードおよび連続電流モードの両方において、単一の制御変数Ｄに基づいて駆動パルスＧａ～Ｇｈの位相制御を行うことを目的としている。このため、本実施形態において、連続電流モードでは、制御変数Ｄに基づいて、位相角δを決定し、この位相角δに位相角φを依存させる。具体的には次の通りである。
【0067】
上記式（３．１）をφについて解くと次式（３．２）が得られる。
φ（δ）
＝（１－（Ｅ１／Ｅ２））（π－δ）
＝（１－Ａ）（π－δ） ……（３．２）
φ（δ）
＝（１－（Ｅ１／Ｅ２））（π－δ）
＝（１－Ａ）（π－δ） ……（３．２）
【0068】
また、連続電流モードでは、次式により制御変数Ｄを位相角δに関連付ける。
Ｄ＝δ＋π ……（３．３）
Ｄ＝δ＋π ……（３．３）
【0069】
そして、本実施形態において制御装置１０６ａは、π≦Ｄ≦３π／２である制御変数Ｄが与えられた場合、式（３．３）に従って制御変数Ｄから位相角δを求め、式（３．２）に従って位相角δから位相角φを求める。
【0070】
このような制御を行うことにより、不連続電流モードおよび連続電流モードの相互間のモード遷移の際に絶縁トランス１０２に流れる電流ｉの波形の変化の連続性が担保される。
【0071】
以上、連続電流モードの位相制御を１次側交流電圧ｖ１と２次側交流電圧ｖ２との間の差電圧の変化に着目して説明したが、１次側交流電圧ｖ１と２次側交流電圧ｖ２の各々の変化に着目して説明すると次のようになる。
【0072】
制御装置１０６ａは、連続電流モードの位相制御において、絶縁トランス１０２の１次側交流電圧ｖ１および２次側交流電圧ｖ２が逆極性となる第４の期間Ｔ４（位相角δ）と、１次側交流電圧ｖ１または２次側交流電圧ｖ２の一方（具体的には低圧側）が第１の極性、他方（具体的には高圧側）がゼロ電圧となる第５の期間Ｔ５（位相角φ）と、１次側交流電圧ｖ１および２次側交流電圧ｖ２の双方が第１の極性となる第６の期間Ｔ６（位相角π－δ－φ）とを順次発生させ、第４の期間Ｔ４を制御変数Ｄの大きさに応じて増加させる。
【0073】
また、制御装置１０６ａは、連続電流モードの位相制御において、第５の期間Ｔ５における１次側交流電圧ｖ１と２次側交流電圧ｖ２の差電圧の時間積分と、第６の期間Ｔ６における１次側交流電圧ｖ１と２次側交流電圧ｖ２の差電圧の時間積分との総和がゼロになるように駆動パルスのエッジの位相を制御する（式（３．１）参照）。
【0074】
次に連続電流モードにおける駆動パルスＧａ～Ｇｈのエッジの位相制御の具体例を説明する。図３の動作例において、１次側交流電圧ｖ１の極性反転（第４の期間Ｔ４の始期）は、駆動パルスＧｃおよび／Ｇｄの立ち上がりエッジにより発生する。そして、１次側交流電圧ｖ１の極性反転は、位相角πを有する。従って、駆動パルスＧｃおよび／Ｇｄの立ち上がりエッジの位相角θ３４は、次式（３．４）により算出される。
θ３４
＝π ……（３．４）
θ３４
＝π ……（３．４）
【0075】
また、２次側交流電圧ｖ２のゼロ電圧への立ち上がり（第５の期間Ｔ５の始期）は、駆動パルスＧｅおよび／Ｇｆの立ち上がりエッジにより発生する。そして、２次側交流電圧ｖ２のゼロ電圧への立ち上がりエッジは、位相角δを有する。従って、駆動パルスＧｅおよび／Ｇｆの立ち上がりエッジの位相角θ５６は、次式（３．５）により算出される。
θ５６
＝δ
＝Ｄ－π ……（３．５）
θ５６
＝δ
＝Ｄ－π ……（３．５）
【0076】
また、２次側交流電圧ｖ２のゼロ電圧からの立ち下がり（第６の期間Ｔ６の始期）は、駆動パルスＧｇおよび／Ｇｈの立ち上がりエッジにおいて発生する。そして、２次側交流電圧ｖ２のゼロ電圧からの立ち下がりエッジは、位相角θ５６＋π＋φを有する。従って、駆動パルスＧｇおよび／Ｇｈの立ち上がりエッジの位相角θ７８は、次式（３．６）により算出される。
θ７８
＝θ５６＋π＋φ
＝Ｄ－π＋π＋φ
＝Ｄ＋φ
＝Ｄ＋（１－Ａ）（２π－Ｄ）
＝ＡＤ＋２π（１－Ａ）
＝（Ｄ－２π）Ａ ……（３．６）
以上が本実施形態における連続電流モードの位相制御である。
θ７８
＝θ５６＋π＋φ
＝Ｄ－π＋π＋φ
＝Ｄ＋φ
＝Ｄ＋（１－Ａ）（２π－Ｄ）
＝ＡＤ＋２π（１－Ａ）
＝（Ｄ－２π）Ａ ……（３．６）
以上が本実施形態における連続電流モードの位相制御である。
【0077】
図４は電力変換システム１００ａの全体的な動作例を示す波形図である。また、図５は電力変換システム１００ａにおける電力の伝送特性を例示する図である。これらの図を参照して本実施形態の動作を要約すると次のようになる。
【0078】
制御変数Ｄが０≦Ｄ≦πの範囲内である場合、本実施形態では不連続電流モードの位相制御が実行される。この不連続電流モードにおいて、１次側交流電圧ｖ１および２次側交流電圧ｖ２が逆極性となる期間（位相角δ）は発生しない。また、不連続電流モードでは、制御変数Ｄが増加することにより、低圧側および高圧側の双方の交流電圧がゼロ電圧を維持する期間（位相角γ＝π―Ｄ）が減少し、高圧側の交流電圧がゼロ電圧を維持する期間（位相角φ＝π－ＡＤ）が減少する。
【0079】
この不連続電流モードでは、逆電力は発生せず、１次側および２次側の相互間で伝送される電力Ｐは次式に示すものとなる。
Ｐ
＝（（Ｅ１Ｅ２）／（ωＬ））Ａ（１－Ａ）Ｄ２／（２π） ……（４．１）
この不連続電流モードでは、逆電力が発生しないので、１次側および２次側の直流電圧差が少ない場合や軽負荷の場合に、少ない損失で電力の伝送を行うことができる。
Ｐ
＝（（Ｅ１Ｅ２）／（ωＬ））Ａ（１－Ａ）Ｄ２／（２π） ……（４．１）
この不連続電流モードでは、逆電力が発生しないので、１次側および２次側の直流電圧差が少ない場合や軽負荷の場合に、少ない損失で電力の伝送を行うことができる。
【0080】
制御変数Ｄがπ≦Ｄ≦３π／２の範囲内である場合、本実施形態では連続電流モードの位相制御が実行される。この連続電流モードにおいて、１次側交流電圧ｖ１および２次側交流電圧ｖ２の双方がゼロ電圧となる期間（位相角γ）は発生しない。連続電流モードにおいて、制御変数Ｄが増加すると、１次側交流電圧ｖ１および２次側交流電圧ｖ２が逆極性となる期間（位相角δ＝Ｄ－π）が増加し、高圧側の交流電圧がゼロ電圧を維持する期間（位相角φ＝（１－Ａ）（２π－Ｄ）が減少する。
【0081】
この連続電流モードでは、１次側交流電圧ｖ１および２次側交流電圧ｖ２が逆極性となる期間を利用して電力の伝送が行われ、１次側および２次側の相互間で伝送される電力Ｐは次式に示すものとなる。
Ｐ
＝（（Ｅ１Ｅ２）／（ωＬ））（ａ（Ａ）Ｄ２＋ｂ（Ａ）Ｄ＋ｃ（Ａ））／（２π）
……（４．２）
ここで、ａ（Ａ）、ｂ（Ａ）、ｃ（Ａ）は、次の通りである。
ａ（Ａ）＝－（１＋Ａ２） ……（４．３）
ｂ（Ａ）＝（４Ａ２－Ａ＋３）π ……（４．４）
ｃ（Ａ）＝－２（２Ａ２－Ａ＋１）π２ ……（４．５）
この連続電流モードでは、広い電圧範囲において一定以上の電力を伝送することができる。また、連続電流モードでは、負荷が大きい場合にも高い効率で電力を伝送することが可能である。
Ｐ
＝（（Ｅ１Ｅ２）／（ωＬ））（ａ（Ａ）Ｄ２＋ｂ（Ａ）Ｄ＋ｃ（Ａ））／（２π）
……（４．２）
ここで、ａ（Ａ）、ｂ（Ａ）、ｃ（Ａ）は、次の通りである。
ａ（Ａ）＝－（１＋Ａ２） ……（４．３）
ｂ（Ａ）＝（４Ａ２－Ａ＋３）π ……（４．４）
ｃ（Ａ）＝－２（２Ａ２－Ａ＋１）π２ ……（４．５）
この連続電流モードでは、広い電圧範囲において一定以上の電力を伝送することができる。また、連続電流モードでは、負荷が大きい場合にも高い効率で電力を伝送することが可能である。
【0082】
図６に示すように、制御変数Ｄを０から３π／２まで変化させた場合、１次側から２次側へ伝送される電力Ｐは連続的に変化する。また、制御変数Ｄがπである場合、本実施形態の動作モードは不連続電流モードと連続電流モードのモード境界となる。このモード境界では、不連続電流モードを想定して算出される位相角δ、φおよびγと、連続電流モードを想定して算出される位相角δ、φおよびγとが一致する。従って、不連続電流モードおよび連続電流モードの相互間の遷移の際に絶縁トランスの電流波形の変化は連続的なものとなる。
【0083】
以上説明したように、本実施形態によれば、１つの制御変数Ｄの大きさにより不連続電流モードの位相制御あるいは連続電流モードの位相制御を実行するので、広い電圧範囲において高い効率で１次側および２次側の相互間の電力伝送を行うことができる。
【0084】
また、本実施形態によれば、１つの制御変数Ｄにより、不連続電流モードの位相制御および連続電流モードの位相制御の両方を実行するので、制御が簡単であり、安定したものになるという効果がある。
【0085】
以上、この発明の一実施形態について説明したが、この発明には他にも実施形態があり得る。例えば次の通りである。
【0086】
（１）上記実施形態において、図２および図３は、１次側交流電圧ｖ１および２次側交流電圧ｖ２の相対的な位相関係と、そのような位相関係を実現するための駆動パルスＧａ～Ｇｈの波形の一例を示している。しかし、この駆動パルスＧａ～Ｇｈの波形はあくまでも一例であり、駆動パルスＧａ～Ｇｈの波形を変更しても、１次側交流電圧ｖ１および２次側交流電圧ｖ２の相対的な位相関係を図２および図３と同じにすることが可能である。従って、１次側交流電圧ｖ１および２次側交流電圧ｖ２の相対的な位相関係を図２および図３に示す通りにすることができるのであれば、駆動パルスＧａ～Ｇｈの波形を変更してもよい。図６は不連続電流モードにおける駆動パルスＧａ～Ｇｈの波形の変形例を示している。この態様においても上記実施形態と同様な効果が得られる。
【0087】
（２）上記実施形態では、１次側から２次側への電力伝送の動作を説明したが、上記電力変換システム１００ａでは、２次側から１次側への電力伝送も勿論可能である。この場合、上記実施形態における１次側交流電圧ｖ１と２次側交流電圧ｖ２との位相関係が逆になるように絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０の制御を行えばよい、
【0088】
（３）上記実施形態では、１次側が低圧側、２次側が高圧側である場合の動作を説明したが、１次側が高圧側、２次側が低圧側である場合も、上記実施形態と同様な動作となる。すなわち、１次側が高圧側、２次側が低圧側である場合には、上記実施形態の説明において、高圧側を１次側交流電圧ｖ１、低圧側を２次側交流電圧ｖ２とすればよい。
【0089】
（４）上記実施形態では、第１ブリッジ回路１１１および第２ブリッジ回路１１２をフルブリッジ回路としたが、これらをハーフブリッジ回路としてもよい。
【符号の説明】
【0090】
１００，１００ａ……電力変換システム、１０６，１０６ａ……制御装置、１１０……絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ、１０２……絶縁トランス、１０４……直列インダクタ、１１１……第１ブリッジ回路、１１２……第２ブリッジ回路、１０１ａ～１０１ｈ……スイッチング素子、１０３ａ，１０３ｂ……キャパシタ、１０５ａ，１０５ｂ……駆動回路部、１０７ａ，１０７ｂ……直流電圧検出部。
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】